EP1606974A1 - Procede pour traiter un signal electrique de son - Google Patents

Procede pour traiter un signal electrique de son

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Publication number
EP1606974A1
EP1606974A1 EP04722309A EP04722309A EP1606974A1 EP 1606974 A1 EP1606974 A1 EP 1606974A1 EP 04722309 A EP04722309 A EP 04722309A EP 04722309 A EP04722309 A EP 04722309A EP 1606974 A1 EP1606974 A1 EP 1606974A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
electrical signal
blocks
coefficients
sound
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP04722309A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Georges Claude Vieilledent
Jérôme MONCEAUX
Jean-Michel Raczinski
Michel Corneloup
Yann Lecoeur
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Arkamys SA
Original Assignee
Arkamys SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Arkamys SA filed Critical Arkamys SA
Publication of EP1606974A1 publication Critical patent/EP1606974A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S1/00—Two-channel systems
    • H04S1/007—Two-channel systems in which the audio signals are in digital form

Definitions

  • the present invention relates to a method for processing an electrical sound signal.
  • the object of the invention is, with this electrical sound signal, to produce a depth effect at the time of diffusion.
  • a stereophonic sound signal is preferably used, but a monophonic sound signal could be used. From a classic left to right sound, the process gives an effect of depth which transposes the listener into a three-dimensional space.
  • the invention finds particularly advantageous, but not exclusively, applications in the processing of an original film soundtrack. It may however relate to the processing of any musical band, whether this is otherwise stored on a tape medium or on a disc.
  • the invention is intended, among other things, for sound engineers who will be able, from a sound signal without depth, conventional and available on a commercial support, to apply transformations so as to give the sound volume and envelopment desired.
  • the invention also relates to industrial applications which consist in installing on consumer devices elements, such as for example memories, which incorporate necessary and sufficient parameters for the implementation of sound processing according to the invention.
  • the end user will be able to use the settings proposed on his stereo, television or digital music player to give the depth he wants to the sound at the moment he wishes.
  • a sound without depth, flat gives the impression when one listens to it at a certain distance to come from a plan located opposite the listener.
  • a sound with depth gives the impression, much more pleasant, of coming from sound sources arranged in several planes in depth with respect to the listener.
  • the two microphones can also be approached and distant simultaneously from said source. This process, which can be described as acoustic-analog, makes it possible to give an impression of depth to a well-defined type of sound: the sound for which the sound was taken by means of the two microphones, and for the position and the position variation of these two microphones at the time of sound recording.
  • This process has limitations. Indeed, depending on the way the microphones are moved during sound recording, the recorded sound has a particular hue. This shade, also called color, may appear more or less pleasant or more or less effective taking into account the desired effects. In addition, this shade is no longer editable.
  • the object of the invention is to remedy this problem of a multitude of sound recordings and of availability by making it possible to apply digital sound processing for deepening any sound from the outset. treat.
  • the invention consists in digitally simulating a transformation which corresponds to the analog process of taking sound mentioned above. This simulation is made possible because, beforehand, the parameters of this transformation have been determined.
  • the parameters of this transformation are established using a sound recording configuration. In this configuration, two speakers are placed in a room opposite an artificial head. The artificial head has two microphones simulating the two human ears. To determine the parameters, a digital detection of a white noise received by each of the microphones of the head is carried out. It is considered that for each of the loudspeakers, two propagation paths are possible to reach the microphones.
  • This double path is broken down into a lateral path and a crossed path for each of the speakers.
  • filters four in an example (when there are two speakers and two microphones), corresponding to the four possible paths of sound.
  • the simulation then consists of processing any initial sound by passing it through a filter whose parameters conform to the transformation.
  • These filters can be applied to any type of sound, so as to digitally simulate the analog sound path.
  • a feeling of depth is obtained which gives the listener the impression that the sound is three-dimensional.
  • the listener can, with or without requesting the filters, switch from conventional listening (flat) to in-depth listening.
  • the original sound and the sound processed by the filters are preferably shifted in time.
  • the invention therefore relates to a method for processing an electrical sound signal in which the following steps are implemented:
  • FIG. 1 a montage representing a digital processing used for sound processing according to the invention
  • FIG. 2 a schematic representation of a device used for the extraction of filter coefficients, characterizing the different paths taken by the sound emitted by two speakers to the microphones of the head;
  • FIG. 4 a look of an example of a right side filter and a right / left cross filter
  • FIG. 1 illustrates by an arrangement the principle of the method for digital processing of an electrical sound signal of the invention.
  • the assembly has two filters 1 and 2 to simulate the different sound paths. It also comprises in practice four summers 3, 4, 5 and 6 to add two by two the signals filtered by filters 1 and 2. At the output of these summers, and because in a preferred version the processing is frequency, two cells of inverse discrete Fourier transform 7 and 8 allow the signals to be transposed over time.
  • Two transformers matrixes 9 and 10 make it possible to process the electrical signal applied to them as input and coming from cells 7 and 8.
  • Two loudspeakers 11 and 12 make it possible to broadcast the sounds obtained delivered by the matrix transformers.
  • An electrical signal of its right 13 is applied to input 14 of the filter
  • the four signals are preferably combined as follows.
  • the first electrical signal of its processed right 15, obtained from the electrical signal of its original right is applied at input 23 of the adder 3 via a link 22.
  • the second electrical signal of its processed right 20, obtained from the signal electrical signal from its original left is applied to the second input 24 of the adder 3 via the link 25.
  • an electrical signal of its right 26 is obtained obtained from the electrical signals of its right 13 and of its original left 17.
  • the third electrical signal of his treated left 21 obtained from the electrical signal of his original left is applied to input 27 of the adder 4 via connection 28.
  • the fourth electrical signal from his treated left 16, obtained from the electrical signal from his right 13, is applied at input 29 of adder 4 via link 30.
  • the signals 26 and 31 observable at the output of the two summers 3 and 4 are transposed in the frequency domain.
  • filters 1 and 2 are applied to the frequency spectra of the input signals for greater ease of processing. We will explain later why such treatment is preferred.
  • the electrical signal of its processed right 26 obtained at the output of the adder 3 is applied to the input 32 of a cell 7 of inverse discrete Fourier transform via the connection 33, so as to obtain at the output of the cell 7, an electrical signal 34 of its treaty law transposed into the temporal domain.
  • the electrical signal 31 from its processed left obtained at the output of the summator 4 is applied to the input 35 of a cell 8 of inverse discrete Fourier transform via a connection 36.
  • cell 8 of discrete Fourier transform reverse we obtain an electrical signal 40 from its processed left transposed in time.
  • we will speak of a discrete Fourier transform It is however possible to use other types of transformation. We could use transform circuits in z or others. In addition, these transforms are discrete to suit a numerical calculation. However, an analog simulation would be possible.
  • the signal 34 is applied via a connection 39, at input 38 of the matrix transformer 9.
  • the transformer 9 performs an operation of selecting a sub-matrix MD.
  • the role of this matrix operation MD is to select a part of the samples of the electrical input signal. As will be seen later in Figure 5, some samples are redundant and they are not significant in the depth rendering of the final sound.
  • the MD matrix operation solves this redundancy problem.
  • the signal 40 obtained at the output of the inverse discrete Fourier transform 8 is applied to the input 41 of a matrix cell. 10 containing an MG part via connection 42, so as to obtain at output 43 a signal which retains only the significant samples.
  • the electrical signal of its transposed and modified processed right obtained at output 44 of the matrix transformer 9 and the electrical signal of its transposed and modified processed right obtained at output 43 are then preferably combined respectively with the electrical signal of its transposed right. origin 13 and the electrical signal from its original left 17, as follows:
  • the electrical signal of its processed right, transposed and modified observable at 44 is taken at the interconnection 46 of the connection 45 connected to the output 44 of the matrix cell 9. This signal taken at 46 is applied at input 47 of the adder 5 via the junction 48.
  • the electrical signal of his right 13 is taken at the interconnection 49 of the link connecting the electric signal of his right 13 to the input of the filter 1. This signal taken is applied at input 50 of the adder 5 via the connection 51.
  • the output 52 of the adder 5 is connected to the input 53 of the speaker 11 via the connection 54.
  • the electrical signal from its processed left, transposed and modified, is taken at output 43 from the matrix cell 10 at the interconnection 54 of the link 55. This signal is applied at the input 56 of the adder 6 via the link.
  • the electrical signal from its left 17 is taken from the link 18 via the junction 58. This signal is applied to the second input 59 of the summator 6 via the junction 60. The output 61 of the summator 6 is applied in speaker 62 input 12.
  • the sound resulting from the sound diffusion 63 of the loudspeaker 11 as well as of the sound diffusion 64 of the loudspeaker 12 results from a combination, here additional, between the electrical signals of original sound 13 and 17 with the electrical signals of its processed treaties observable in 46 and 54.
  • a time difference is preferably introduced between the original signals and the processed signals, so that each of the processed electrical signals is emitted in advance with respect to the electrical sound signals of origin. This combination of signals and this time difference provide a complementary feeling of depth to the listener. We could do without the original sounds.
  • FIG. 2 is the analog equivalent of the essential system of the invention delimited in dotted lines in FIG. 1. From this arrangement, the transfer functions which are present in the filters 1 and 2 of FIG. 1 are deduced. This deduction forms the filter extraction phase.
  • the sound emitted from the loudspeaker 70 is divided into two acoustic waves using paths 71 and 72.
  • the wave which takes paths 71 reaches one of the microphones 68 of the head 67 by the shortest path.
  • acoustic 72 reaches the microphone 69 by the longest path 72.
  • the sound emitted at the output of the speaker 73 reaches the head via two paths: a part of the sound emitted goes from the output of the speaker 73 towards the left microphone 69 via the path 74, the other part of the sound emitted goes from the output of the speaker 73 to the right microphone of the head 68 via the path 75.
  • the waves or acoustic fields which take the paths 71 and 74 constitute the lateral fields.
  • the acoustic fields which take paths 72 and 75 constitute the crossed fields.
  • the artificial head can be located anywhere in the room to simulate a particular sound path and perform an extraction phase, in a particular configuration, the artificial head 67 is located in the median axis of the two loudspeakers. speakers.
  • An intermediate step therefore consists in placing the head very precisely on this median axis.
  • a dirac is an instantaneous and infinite pulse
  • the comb pulses are here very brief and of great amplitude.
  • the maximum amplitude of the dirac is called the dirac peak.
  • signals received by microphones 68 and 69 are observed by means of a oscilloscope connected to the output of these microphones.
  • the two channels of this oscilloscope are adjusted on the same time base.
  • the signals observed have the appearance of a diracs comb whose amplitudes of peaks are varied.
  • the dirac peak of highest amplitude corresponds to the direct field and the dirac peak of directly lower amplitude corresponds to the cross field.
  • the position of the artificial head 67 is varied until the direct fields and the crossed fields are synchronous, that is to say that the peaks corresponding to the direct field and the peaks corresponding to the crossed fields observable on the oscilloscope are aligned two by two.
  • the direct field received by the microphone 68 must be aligned in time with the direct field received by the microphone 69 and the cross field received by the microphones 68 must also be aligned with the cross field received by the microphone 69. setting of the preferred particular configuration, it is certain that the artificial head 67 is very exactly the same distance from the speakers 65 and 66.
  • this establishment is carried out on the basis of a sound pick-up different from that of the acoustic-analog process above. Indeed, in the acoustic-analog process studied in the state of the art, the original sounds are emitted at the same time.
  • white noise acoustic signals are applied, separately and successively, to each of the speakers 65 and 66.
  • White noise is used in this extraction step filters because white noise also makes it possible to use a maximum sequence length (MLS) method which notably prevents outside noise from disturbing the experience.
  • MLS maximum sequence length
  • an electrical right white noise signal SBD 76 is produced.
  • This signal SBD 76 is applied at input 77 of loudspeaker 65.
  • An acoustic signal of right white noise is then emitted at output 70 of loudspeaker 65 and gives rise to an electrical signal of modified white noise detected by microphone 68 because of the lateral path 71.
  • a modified white noise electrical signal is detected by the microphone 69 because of the cross path 72.
  • the sound detected by the microphones is not white due to the propagation chain followed by the starting white noise . This is why we qualify this detected sound as modified white noise.
  • the transformation coefficients HDD 78 of filter 1 and HDG 79 of filter 1 can respectively be determined. These coefficients result for example from 'a frequency division, frequency component to frequency component, point to point complex, between the frequency spectra of the electrical signals detected by the microphones and that of the original straight white electrical signal. Two sets of coefficients HDD 78 and HDG 79 are thus obtained.
  • the components of the spectra of the different signals of the extraction phase are complex points in the mathematical sense. Each point in fact gives an indication of the phase and the amplitude of the signal to which it relates.
  • This frequency division corresponds in fact for HDD 78 to a first intercorrelation of the electrical signal of right white noise in input with the electrical signal of right white noise modified in the microphone 68.
  • an electrical signal of left white noise is only emitted at input 80 of loudspeaker 66 SBG 81 via the link 82.
  • the signal of its white left is emitted by the output 73 of the loudspeaker 66. It is detected by a microphone 68 of the head 67 an electrical signal received white modified right which has borrowed the path 75.
  • Microphone 69 detects a left modified white electrical signal received which has taken path 74.
  • a third set of HGD coefficients is produced 200 linked to filter 2, by making a point-to-point frequency division between the spectrum of the white electrical signal received modified right at 68 and the spectrum of the white electrical signal transmitted left SBG 81.
  • a fourth set of HGG 201 coefficients linked to filter 2 by making a point-to-point frequency division between the spectrum of the white electrical signal received on the left at 69 and the spectrum of the white electrical signal transmitted on the left.
  • Filters are preferably used whose spectral filtering length is a power of two because the algorithms used for the cross-correlation and the discrete Fourier transform use models optimized for this particular case.
  • Figure 3 precisely, illustrates the fact that the transfer functions obtained during the extraction phase of Figure 2 depend on the geometry of the device in space.
  • Two loudspeakers 83 and 84 as well as an artificial head 85 composed of two microphones 86 and 87 disoriented on the head by 180 ° from one another are arranged in a room 90.
  • the head 85 has two cones of confusion 88 and 89 which are characteristic of the human ear.
  • the opening of the cones of confusion is between fifteen and twenty-five degrees. All the points of the section of the cone of confusion 88 or 89, have an identical inter-aural delay.
  • the head 85 For each position of the speakers in room 90, the head 85 produces a different listening sensation. That is, it detects different electrical signals of sound, and this results in quadrilles of different nature, with different coefficients for each position.
  • Called system configuration the set of parameters corresponding to a fixed or mobile position of the speakers and a fixed or mobile position microphones. Once positioned, the elements of a configuration preferably remain static during the sound recording which results in the determination of the coefficients of the filters.
  • the position of the speakers 83 and 84, that of the head 85 and the microphones 87 and 86, as well as their orientation are all parameters which taken separately play on the nature of the electrical sound signal which is picked up by the microphones.
  • the variation in the distance from the head 85 to the speakers 83 and 84 amounts to varying the time the sound travels through the air.
  • the quadrille obtained for the configuration of elements 83, 84 and 85 in room 90 does not give the same sound during processing as the quadrille obtained from a configuration in which head 85 has been moved back, 301, raised, 302 or lowered 303, or turned on itself 304 or 305.
  • the quadrilles can still be changed if one or both speakers are moved in x, y or z directions.
  • the dimensions of the room 90 also have an influence on the sound detected by the microphones 86 and 87.
  • the nature of the reflections of the sound emitted by the speakers 83 and 84 is modified. on the walls of the room.
  • speakers and microphones have identical relative positions.
  • the wall perpendicular to the x axis of room 203 is smaller than that of room 90, the reflections are more numerous along the y axis in room 203 than in room 90.
  • the quadrilles which are linked to the The nature of the acoustic wave detected, its power and its frequency, are therefore different from one room to another.
  • the orientation of the speakers 83 and 84 or the microphones of the head the angle of reception of the sound by the microphones of the head is modified.
  • the shape of the received wave is therefore further modified.
  • FIG. 4 represents in theory two particular sets of coefficients of one of the two filters obtained after the extraction phase described in FIG. 2.
  • FIG. 4 illustrates a processing which is carried out on the filters to make them more efficient. .
  • coefficients of raw filters are determined according to the intercorrelations seen above.
  • the impulse response of these filters is established, by an inverse discrete Fourier transform. We therefore return here, for the calculation of the filters (not for their use), in the time domain.
  • Such an impulse response is shown in Figure 4.
  • the diagram for the HDD filter 91 gives the appearance of the impulse response. This impulse response makes it possible to deduce the corresponding lateral field. Note on this filter the presence of an amplitude corresponding to the direct field 92.
  • This amplitude ADDM is the largest of the amplitudes.
  • the direct field corresponds to the field which, from the sound source, travels the shortest way to the receiver.
  • the HDD impulse response 91 has a sampling period TE in relation to the pitch of the initial Fourier transform and to the initial temporal sampling of the signal.
  • the HDG 96 diagram gives the appearance of the impulse response of the cross field from an electrical signal of its right. Its appearance is very similar to that of the impulse response of HDD 91 because the two sets of coefficients were obtained from the same white noise.
  • the amplitude of the direct field 97 which corresponds to the acoustic field directly received by the microphone is again the most important of the filter.
  • the first reflections 98 give amplitudes which are significant and the weakest of the amplitudes of the diffuse field 99 are of little interest in the processing of the sound because they are embedded in the measurement noise.
  • the sampling period is preferably the same as for HDD 91: it is worth TE, reference 100.
  • the direct field 92 of the HDD time filter 91 and the direct field 97 of the HDG 96 time filter are shifted in time by a duration TR, 101, called inter-aural duration.
  • a first step is to readjust the filters in relation to each other by aligning the direct fields or by choosing a deviation TR appropriate to the desired sound environment.
  • To vary or delete the duration TR it is possible to introduce or remove null samples between the first significant sample, 92 or 97, and the original zero over the durations 102 or 103. This introduction or this removal results in spreading out more or less the sound in space.
  • a second step consists in normalizing the temporal filters of the impulse responses.
  • Normalization by the power of the impulse response from the quadratic mean can then be envisaged by applying an identical window to the entire filter, and by calculating its power. We then compensate the levels to obtain identical power on the four window filters.
  • time masks can also be applied to the impulse responses of the HDD 91 and HGD 96 filters.
  • HDD 91 extract only the direct field and deduce a frequency filter determined solely from of this direct field. This frequency filter is then applied to the electrical signal 13. It is also possible to apply a rectangular mask 195 which eliminates the coefficients whose rank is greater than a given rank, or else a mask ending in the form of an exponential 196 in order to modify a specific part of the filter.
  • a random alteration of the amplitudes of certain samples can also be carried out, always with the aim of creating a particular sound atmosphere.
  • a threshold for example L1 106 or L2 107.
  • This threshold may correspond to the noise level.
  • samples whose level is lower than the noise level do not have a great influence on the quality of the sound processing given by the filter.
  • the size of the filter must be able to adapt to the industrialization constraint, for example to the size of the memory available in the processing system or even to the computing capacity of the processor.
  • filters of sixteen kilo coefficients are used, each coefficient being quantized over sixty four bits. We thus have in the impulse response sixteen kilos samples, which can lead in the frequency domain to sixteen kilos coefficients. If the resources of the system are low, the number of coefficients can be reduced to four kilos or two kilos. Below these values the results of the treatment are always present but less well controlled.
  • the coefficients of these temporal filters are first transposed in the frequency domain by means of discrete Fourier transform cells 111-114.
  • the signal thus processed may however appear unacceptable and require additional equalization processing.
  • the invention provides for incorporating equalization functions in cells located upstream from the Fourier transform cells 111-114.
  • Equalization functions modify the coefficients of the filters in amplitude and in phase over all or part of the impulse response.
  • phase control is a critical point in all filtering related to spatialization and depth of sound. For example, one can modify in phase and in amplitude the coefficients of the direct field and the first reflections while leaving the coefficients of the diffuse field unchanged.
  • equalization functions may be to improve the spectral rendering of a filter or a sound by correcting or compensating for certain defects which may be linked to the taking of sound. For example, a listener may want to increase the amplitudes of certain frequency components so as to bring out one color of sound more than another.
  • the cells located upstream from cells 111-114 can be configured for some or all of the frequency ranges by weighting coefficients. In equalization, all the frequency components of the four filters can even be adjusted independently by providing for independently modifying the weighting coefficients of the cells. This independence gives the possibility of modifying all the characteristics of the amplitude and phase levels of the different filters.
  • FIG. 5 represents by a functional block 600 a possible embodiment of the circuit which exploits the extracted filter coefficients.
  • Signal processing is carried out by cutting the data to be processed into N data blocks which are multiplied by N packets of coefficients.
  • N the number of packets of coefficients.
  • the filter coefficients of HDD78 are present in filter 1 of FIG. 1. They make it possible, from the signal applied at input 14, to obtain the electrical signal of its processed 15 at output.
  • the coefficients of a filter, therefore of the HDD 78 filter are sixteen kilos and are each defined on four bytes. With N being four, these coefficients are divided into four packets of coefficients of four kilo coefficients each.
  • the input signal which is processed by HDD78 is an electrical sound signal cut into blocks of four kilos words. Each word represents a sample of data coded also on four bytes. In the assembly, four separate processing stages are produced which are combined by a summator 130.
  • the circuit of FIG. 5 performs a discrete Fourier transform of the data blocks, through a cell 110, of the signal 13 transmitted by a link 132 to a memory 109.
  • the coefficients of this filter are contained in the example in four read only memories, HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 and HDD4 121. These coefficients are multiplied to the signal available at output 136 via operators.
  • the multiplied signal obtained, in the example after the summator 130, is then transposed in time by an inverse discrete Fourier transform modeled in the example by cell 7 of FIG. 1.
  • the electrical sound signal to be processed 13 is grouped into groups of two consecutive blocks in time. These groups of two transformed blocks are then transmitted to a delay line 400 at four outputs 136, 152, 163 and 180. The delay available at output 136 is zero. In practice, line 400 has only three delay cells 115, 116, 117.
  • the transform of each of these groups of two blocks is carried out beforehand using the discrete Fourier transform circuit 110.
  • the filter coefficients are split into N packets which correspond to the four packets of coefficients of example HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 and HDD4 121. These packets can be contained in read only memories, one could consider calculating them at the fly.
  • the ' coefficient packages used, HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 and HDD4 121 in the example are packets of finite impulse response filter coefficients.
  • the number of coefficients of this type of filter is finite.
  • the N packets of filter coefficients are transposed in the frequency domain by means of discrete Fourier transform cells 111-114. After transposition, the N blocks of the electrical input signal and the N packets of filter coefficients are multiplied two by two through multiplication operators 126-129 of the circuit of the example where N is four. Transposing the different signals to be processed in the frequency domain, the blocks of the input signal and the coefficients packets, has the effect of facilitating a convolution by transforming it into a simple multiplication in the frequency domain. This same convolution would have been difficult to calculate in the time domain and it would have required more system resources, especially more memory. The N results obtained are then added together by the summator 130. By doing so, the filtering has been broken down into N multiplications. It's easier.
  • the frame of the input signal divided into blocks and observable at the output of the cell 110 is transmitted to the delay line 400 with four outputs.
  • Each of the cells 115-117 delays by a block of sample the signal which is applied to it as input. By doing so, the input frame is split into N blocks, four in the example that are observable at interconnection points 139, 154, 166 and 182.
  • cells 115-117 avoid the superimposition of the results of convolution at the time the sum is made. This keeps processing consistent, while having divided the filter coefficients of HDD 78 into N packets.
  • the transform of signal 13 can be calculated on each of the signals observable on the N outputs of the delay line 400, by placing in the example discrete Fourier transform cells 500-503 on links 141, 156, 168, 182 We can also, and this is the preferred solution, calculate the Fourier transform for the entire frame by placing a discrete Fourier transform cell 110 upstream of the delay line.
  • an electrical input signal, 13 in the example, of capacity proportional to the N th of the frame is stored.
  • double blocks which overlap one on top of the other by half are formed by a memory 109 to split the input frame into N blocks.
  • the capacity of the memory 109 which is here a buffer memory, is twice the size of a block of the electrical signal of its 13.
  • the buffer memory of eight kilos words of four bytes is thus divided into two blocks of four kilos words each. This realization makes it possible to have successive groups (over time) of two blocks of data overlapped one on the other by fifty percent.
  • the groups of data blocks at the output of the memory 109 therefore have a size of eight kilo words.
  • the circular buffer 109 reduces the latency of the processing.
  • the latency time is the time that elapses between the entry into the processing system of the first sample to be processed and its actual processing by the system. This latency time is linked to the filling time of the input buffer.
  • This processing technique introducing recovery of the samples therefore allows rapid processing of the input signals to be filtered. In the invention, a recovery with a rate of fifty percent is used, although this is not the only possible value.
  • the N packets of filter coefficients: HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 and HDD4 121 in the example, are supplemented by constant samples using filling cells 122 to 125.
  • the complement is carried out by null samples introduced by zero padding cells but one could introduce samples of constant value, not zero, in order to vary the effects to be produced on the original sound to be processed.
  • N double packets observable in the example at output 144, 157, 171 and 185 of cells 122-125 of the circuit of the example where N is four.
  • Cells 122 - 125 are zero padding cells. These 122-125 cells are used so as to be able to multiply two signals although they are not the same size.
  • the zero padding cells indeed complete with zero samples the signals which are applied to them as input until the latter reach a size allowing an operation to be carried out.
  • signals of eight kilos words are observed while the signals applied to the inputs 142, 153, 169 and 183 were only four kilos words long.
  • This complement of samples is necessary so that the multiplication is physically achievable between the N double blocks of the input signal and the N packets of filter coefficients. Indeed, a multiplication is possible, only if the sizes of the sampled signals available on the different inputs of the multiplier are identical to each other.
  • the fifth comprises three other functional blocks 601, 602, 603 like the functional block 600 which has just been described.
  • Signal 16 is obtained in the example from a filtering carried out on signal 13.
  • Signals 21 and 20 are obtained from two filterings carried out on signal 17 of filter 2.
  • the three blocks 601 - 603 have a structure similar to that of block 600.
  • N which is equal to four in the preferred embodiment, can be increased.
  • N the larger N, the smaller the size of the input buffer for a filter of given length. Therefore, the latency time decreases when N increases.
  • the impulse responses of the filters and the input signal can also be divided into blocks of variable size. The smallest block defines the latency. It preferably corresponds to the start of the impulse response of the filter. For example, you can start by processing 128 time samples, then in the next step by processing 256, then 512 and so on, increasing the size until the end of the impulse response.
  • a first block of N points is processed, the rest of the processing is on 2N points, the continuation on 4N, etc. until the end of the answer.
  • a user may want to combine the effects of more than one grid.
  • the memories 118 to 121 are then loaded by the
  • FIG. 6a shows signals 601-615 obtained in an alternative embodiment of the filter 600 of FIG. 5.
  • Signals 601-615 are represented here in a time domain but, as will be seen below, all the calculations for processing the input signal 113 by the HDD filter 78 are performed in the frequency domain, using Fourier transform cells.
  • the filter coefficients of the HDD filter 78 are divided into four time slots of variable length coefficients, ie here four slots HDD1-HDD4 of length M, 2M, 4M and 8M points.
  • the number of temporal samples composing these slices is multiple of a power of two because the computation of the discrete Fourier transform is faster and simple to implement with such a number of samples.
  • the HDD1-HDD4 slices of coefficients, successive in time have an increasingly large length.
  • the electrical signal 113 of its input sound is divided into blocks x1-x8 whose size is equal to that of the smallest coefficient slice, i.e. here the HDD1 slice which is of size M.
  • the signal HDD1-HDD8 slices are then convoluted by blocks x1-x8 of the same length as each of the slices.
  • the first slice HDD1 which has a length of M samples or points is convoluted by the block x1 of length M samples or points, then by the blocks x2, x3, x4, x5, x6, x7 and x8.
  • the second HDD2 tranche which has a length of 2M points is convolved by double blocks x1x2, x3x4, x5x6 and x7x8 of length 2M points.
  • multiplied blocks in this spirit By multiplying the transformed blocks by the transformed slices, we obtain multiplied blocks in this spirit.
  • a multiplied block in the frequency domain corresponds to a convoluted block 601-615 in the time domain.
  • the Fourier transforms are taken of double order of the length of the time blocks so that the circular convolution is identified with the linear convolution.
  • the multiplied blocks corresponding to the convoluted blocks 601-615 have a length twice as long as the lengths of the initial blocks.
  • the convolution of the blocks x1-x ⁇ by the HDD1-HDD4 slices induces convolved blocks 601-615 which are shifted in time with respect to each other. Thus, for a convoluted block of a given size, its next is shifted in time.
  • a convoluted block 609 of length 2P x M points, P being a positive integer (here P 2), is delayed by a duration corresponding to (2 (P-1) -1 x M) points (here 1) relative to the start of the block.
  • the transformed x1-x8 blocks are multiplied by the transformed HDD1-HDD4 slices of coefficients, so that the convoluted blocks 601-615 are aligned by overlap. See for this purpose, for example the overlap of the convoluted blocks 601 and 602 which partially overlap for the duration of the sample x2.
  • 611, 610 and 606 overlap for the duration of the x6x7 samples.
  • the filter is considered to be a sum of four sub-filters associated with the time-delayed HDD1-HDD4 slices. It is then possible to deduce the overall impulse response of the HDD filter 78 by adding in frequency the various multiplied blocks which overlap then by carrying out the inverse Fourier transform of the sum.
  • reconstruction is meant to transpose the blocks multiplied in time, and to recombine them so as to obtain an overall response from the filter. More precisely, during reconstruction, it is not possible to measure an offset between the multiplied blocks which lie in the frequency domain as it can be measured in the time domain. This complexity results in a loss of time in the calculations.
  • convoluted blocks are grouped, for example 613 and 614, of length 2P x M points in order to obtain a first block of length 2 (P-1) x M points (621, FIG. 6b) to be added. with another convoluted block of length 2 (P-1) x M points (620 figure 6b). With this grouping, we obtain a second block (623 Figure 6b) of length 2 (P- 1) x M points thanks to which we compensate for an error in time made on the calculation of the first block.
  • a direct discrete transform of a given order can be replaced by a direct discrete Fourier transform of a half order.
  • one can also replace an inverse discrete Fourier transform of a given order by an inverse discrete Fourier transform of order half in order to carry out the reconstruction of the filter.
  • FIG. 6b gives an example of a temporal reconstruction of the output of the filter using the method according to the invention. More precisely, FIG. 6b shows an example of reconstruction for convoluted blocks of length 8M and 4M points. This figure is described in the context of the present invention relating to sound processing but can be the subject of independent protection taking into account that the technical effect of increasing the speed of calculations is thus obtained in all fields.
  • the segments of FIG. 6b correspond to signals which lie in the time domain.
  • the segments whose ends are rectangles represent signals which are in the frequency domain.
  • a first time contribution comes from the convolved block 612 and a second time contribution comes from an overlap of the two convolved blocks 613 and 614 (see also Figure 6a).
  • the convolved blocks 613 and 614 are respectively made up of two halves a, b and c, d and overlap by half over the interval TR.
  • multiplied blocks 617 to 619 associated respectively with the convolved blocks 612, 613 and 614.
  • modulated block 620 of length 8M points The frequency modulation is equivalent to permuting the two halves a and b of the convoluted block 613.
  • This modulated block 620 is then added to block 619 with which it overlaps by half in time.
  • a combined block 621 of length 8M points is then obtained.
  • This block is representative of the time components b + c in its first part and a + d in its second part.
  • a second subsampling is carried out in which the odd components of the combined block 621 of size 8M are selected and an odd block 624 of length 4M points is obtained.
  • An inverse transform of this odd block 624 is carried out and an inverted odd block 625 is obtained which is in the time domain.
  • This inverted odd block 625 contains the signal ((b + c) - (d + a)) W (n), W (n) being a weighting factor represented by a sequence of 4M complex numbers.
  • the signal ((b + c) - (d + a)) W (n) corresponds in fact to a signal ((b + c) - (d + a)) multiplied by a complex exponential.
  • a block frame comprising repetitions of blocks such as M, M, 2M, 2M, 4M, 4M, 8M, 8M for the example.
  • This repetition of blocks makes it possible to better distribute the computational load of the processors so as to have a computation delay all the greater as the Fourier transforms are of high order.
  • the coefficients of the HDD filter 78 are not divided into four slices. Indeed, the division of the coefficients of the HDD filter 78 into slices depends on a length of the impulse response of the HDD filter
  • HDD 78 can be split into five or six different ranges of coefficients.
  • This method of reconstructing the output signal can be implemented in applications other than the processing of an electrical sound signal and can therefore constitute an invention in itself.
  • Figure 6c shows according to this variant an embodiment of the HDD filter with a structure on several floors. Filter coefficients
  • HDD of the example were cut into five slices of length M, 2M,
  • An input signal is cut into blocks of length M points.
  • a first step 631 performs a Fourier transformation of a multiplied block 630, of size 2P points, here 32 points.
  • a modulation of the multiplied block is carried out by multiplying by -1 the negative components of the multiplied block.
  • the result of this modulation is added to an unmodulated multiplied block of size 32 points whose corresponding block over time overlaps with the block corresponding to the result of the multiplication over time. We get a combined block.
  • a fourth and a fifth step 634 and 635 which are preferably carried out in parallel, the odd components and the even components of the combined block are isolated and an odd block and an even block are obtained respectively.
  • a sixth step 636 an inverse discrete Fourier transformation of the odd block is carried out and the inverted odd block obtained is multiplied by the complex coefficient which is the conjugate of the complex number W (n).
  • W complex number
  • a seventh step 637 the even block is added with an auxiliary block (617 FIG. 6b) multiplied by length 16 points whose corresponding block in time is aligned with the block corresponding to the even block in time.
  • This auxiliary block is produced by a transformation of
  • the addition block obtained in the seventh step is removed and processed in a second stage B. More specifically, operations 631-637 are repeated in 639-643 on the addition block of length 16 points.
  • step 640 of stage B the same multiplied block of size 16 is added which was added in step 637 of stage A.
  • the odd normalized block obtained at the end of step 643 of stage B is also added to the reconstructed signal. A total of five stages is thus produced so as to add in a last step 645 a multiplied block of length 2 points to the last even block obtained.
  • steps such as 649, 650 and 651 can be performed at each useful moment of the method in which the blocks of signals corresponding to multiplied blocks are delayed and synchronized during the operations carried out using steps 633 and 645 .
  • each stage corresponds to a cell.
  • a cell can correspond to an electronic circuit dedicated to particular functions.
  • a cell can be produced from logic gates.
  • a cell corresponds to a program memory inside which instructions are stored associated with a microprocessor.
  • FIG. 7 shows an implementation of the method according to the invention for electrical sound signals coming from a car radio.
  • different delays t1-t4 are introduced into frequency bands of the right and left sound electrical signals processed 701 and 702 so as to center and focus an overall sound image obtained.
  • an electrical signal of its right 113 and an electrical signal of its left 117 are processed by means of a filter 700 corresponding to that which includes the elements circumscribed inside the discontinuous lines in FIG. 1 as well as the summers 5 and 6.
  • a filter 700 corresponding to that which includes the elements circumscribed inside the discontinuous lines in FIG. 1 as well as the summers 5 and 6.
  • the high frequency components and the low frequency components are filtered using a high pass filter 703 and a low pass filter 704.
  • an electrical signal 705 of its high frequency is obtained.
  • an electrical signal 706 of its low frequency is then obtained.
  • a first delay t1 is then introduced into the electrical signal 705 of its high frequency using a first delay cell 707.1.
  • a second delay t2 is introduced into the electrical signal 706 of its low frequency.
  • a delayed high frequency electrical signal 708 is then obtained.
  • an electrical signal 709 of its delayed low frequency is obtained.
  • the electrical signal 708 of its delayed high frequency and the electrical signal 709 of its delayed low frequency are then summed by means of an adder 710.
  • the summed signal 711 obtained from the adder is then broadcast via a first loudspeaker 712.
  • This first loudspeaker 712 comprises two sub-loudspeakers 713 and 714 which diffuse distinctly the high frequency sound signals and the low frequency sound signals.
  • the filters 703 and 704, the cells 707.1 and 707.2 with delay and the adder 710 are elements of a first processing cell 715.
  • a second cell 715 is applied to the electrical signal 702 of its processed left.
  • the durations of the delays introduced by this second cell 715 can be identical or different from the durations of the delays t1 and t2 introduced by the first cell 715.
  • the filter 700 By combining the processing of the sound by the filter 700 and by introducing delays in the different frequency bands of the sound processed using the cells 715, one gives the sensation to a listener that the sound coming from the car speakers is at both high, centered with respect to the windshield. Sound from speakers also appears to be from a source sound located behind the windshield while this sound is simply broadcast by speakers that are located close to the ground. This feeling of elevation, centering and virtual provenance of a sound source can be obtained by combining the uses of the filter 700 and the cells 715.
  • the more the electric sound signals are broadcast by loudspeakers located the closer to a target the longer the delays introduced into these signals.
  • the further the electric sound signals are broadcast by loudspeakers located far from a target the shorter the delays introduced into these signals. This target can be the driver or a passenger of the vehicle.
  • FIG. 7 gives an exemplary embodiment in which a delay is introduced into a high band of high frequency and a low band of frequency.
  • These frequency bands each correspond to a frequency band of one of the sub-speakers that the broadcast speakers 712 and 714 comprise.
  • delays can be introduced for any frequency band.
  • certain cars equipped with a high-end audiophonic installation include loudspeakers which include three sub-loudspeakers diffusing respectively a high frequency sound signal, a medium frequency sound signal and a low frequency sound signal.
  • three filters are used inside the cell 715. In one example, these three filters correspond to a high pass filter, a band pass filter and a low pass filter . This method of introducing a delay in a frequency band of a sound signal can be implemented independently of the filter 700 and can therefore constitute an invention in itself.

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Abstract

Procédé pour générer un son (63, 64) donnant une sensation de profondeur en appliquant, après extraction, un quadrille de fonction de transfert sur des signaux électriques de son gauche (17) et droite (13). Lesdites fonctions de transfert simulent les trajets qu'aurait emprunté le son associé au signal électrique à traiter pour atteindre deux récepteurs, si ce son avait été émis dans l'air. Les signaux (23, 24, 27, 29) qui ont été traités un à un par une des quatre fonctions de transfert du quadrille, sont combinés entre eux, puis le signal de son ainsi obtenu est mélangé au signal électrique de son à traiter d'origine (13, 17) après recalage temporel.

Description

Procédé pour traiter un signal électrique de son
La présente invention a pour objet un procédé de traitement d'un signal électrique de son. Le but de l'invention est, avec ce signal électrique de son, de produire un effet de profondeur au moment de la diffusion. Dans l'invention, on utilise de préférence un signal de son stéréophonique, mais on pourrait utiliser un signal de son monophonique. A partir d'un son classique gauche droite, le procédé donne un effet de profondeur qui transpose l'auditeur dans un espace à trois dimensions. L'invention trouve des applications particulièrement avantageuses, mais non exclusivement, dans le traitement d'une bande son originale de film. Elle peut concerner cependant le traitement d'une bande musicale quelconque, que celle-ci soit par ailleurs mémorisée sur un support en bande ou sur un disque. L'invention est destinée, entre autres, aux ingénieurs du son qui pourront à partir d'un signal de son sans profondeur, classique et disponible sur un support du commerce, appliquer des transformations de manière à conférer au son le volume et l'enveloppement désirés. L'invention vise aussi des applications industrielles qui consistent à installer sur des appareils grand public des éléments, comme par exemple des mémoires, qui incorporent des paramètres nécessaires et suffisants à la mise en œuvre d'un traitement sonore selon l'invention. Comme l'ingénieur du son, l'utilisateur final pourra à partir des réglages proposés sur sa chaîne stéréophonique, sa télévision ou son lecteur de musique numérique donner la profondeur qu'il désire au son à l'instant où il le souhaite. Un son sans profondeur, plat, donne l'impression quand on l'écoute à une certaine distance de provenir d'un plan situé en regard de l'auditeur. Un son avec profondeur donne l'impression, bien plus plaisante, de provenir de sources sonores disposées dans plusieurs plans en profondeur par rapport à l'auditeur. On sait que dans le domaine du traitement de son, il est nécessaire de procéder à des modifications du son ou à des prises de son originales, afin de donner à l'auditeur un confort d'écoute optimal. Tel est le cas, par exemple, du son d'un film ou d'un support audio.
On connaît, au travers du document EP-A-1 017 249, un procédé destiné à la prise de sons, à leur enregistrement et à leur restitution et qui reproduit la sensation naturelle d'espaces sonores. Ce procédé est mis en œuvre au moyen d'un ensemble de prise de sons, d'un support d'enregistrement et d'un ensemble de diffusion. On effectue dans ce procédé une prise de son simultanément par deux microphones dits respectivement droit et gauche. On déplace l'ensemble des microphones par rapport à une source sonore en faisant particulièrement varier de manière différentielle, la distance et la hauteur de chaque microphone par rapport à la source. C'est- à-dire qu'on rapproche un microphone de la source sonore quand on éloigne l'autre et vice versa. Cet éloignement est mené de telle façon que l'une quelconque des deux faces d'un plan virtuel, qui s'étend d'un microphone à l'autre, s'éloigne d'un microphone ou de l'autre. Le microphone droit peut ainsi devenir le microphone gauche. Les deux microphones peuvent aussi être approchés et éloignés simultanément par rapport à la dite source. Ce procédé, que l'on peut qualifier d'acoustico-analogique, permet de donner une impression de profondeur à un type bien défini de son : le son pour lequel la prise de son a été effectuée au moyen des deux microphones, et pour la position et la variation de position de ces deux microphones au moment de la prise de son.
Ce procédé présente des limites. En effet, suivant la manière dont les microphones sont bougés pendant la prise de son, le son enregistré possède une teinte particulière. Cette teinte, dite aussi couleur, peut apparaître plus ou moins agréable ou plus ou moins efficace compte tenu des effets désirés. En outre, cette teinte n'est plus modifiable.
De plus, compte tenu de la nature du procédé, il faut réaliser pour chaque son nouveau à traiter une prise de son particulière. Cette prise de son particulière entraîne qu'il faut effectuer autant de prises de son nouvelles que de sons nouveaux à traiter, sans garantie du résultat escompté. Cette dernière remarque signifie qu'un acheteur ne peut disposer simultanément du son non traité et du son traité que s'il acquiert une version non traitée et une version traitée. L'acheteur ne peut en outre pas passer simplement d'une version du son à l'autre, en activant ou non la transformation à l'aide d'un bouton de commande sauf s'il dispose d'un double lecteur.
L'invention a pour but de remédier à ce problème de multitude de prises de son et de disponibilité en permettant d'appliquer un traitement sonore numérique de mise en profondeur d'un son quelconque de départ à traiter. L'invention consiste à simuler numériquement une transformation qui correspond au procédé analogique de prise de son cité ci-dessus. Cette simulation est rendue possible parce que, au préalable, on a déterminé les paramètres de cette transformation. Les paramètres de cette transformation sont établis à l'aide d'une configuration de prise de son. Dans cette configuration, on place deux haut-parleurs dans une salle en regard d'une tête artificielle. La tête artificielle comporte deux microphones simulant les deux oreilles humaines. Pour déterminer les paramètres, on effectue une détection numérique d'un bruit blanc reçu par chacun des microphones de la tête. On considère que pour chacun des haut-parleurs, deux chemins de propagation sont possibles pour atteindre les microphones. Ce double chemin se décompose en un chemin latéral et un chemin croisé pour chacun des haut-parleurs. De cet arrangement des haut-parleurs et des microphones dans l'espace, on extrait différents filtres, quatre dans un exemple (quand il y a deux haut-parleurs et deux microphones), correspondant aux quatre chemins possibles du son. On fait correspondre un filtre de la transformation entre un son détecté et un son émis pour chaque chemin. La simulation consiste ensuite à traiter le son quelconque de départ en le faisant passer dans un filtre dont les paramètres sont conformes à la transformation. On peut appliquer lesdits filtres à n'importe quel type de son, de manière à simuler numériquement le trajet analogique du son. Finalement, en combinant numériquement en outre, le son traité par les filtres et le son d'origine, on obtient une sensation de profondeur qui donne à l'auditeur l'impression que le son est en trois dimensions. L'auditeur peut en sollicitant ou non les filtres passer d'une écoute classique (à plat) à une écoute en profondeur.
Lors de leur combinaison, le son d'origine et le son traité par les filtres sont de préférence décalés dans le temps.
L'invention concerne donc un procédé de traitement d'un signal électrique de son dans lequel on met en œuvre les étapes suivantes :
- on traite un signal électrique de son droit et un signal électrique de son gauche pour produire un signal électrique de son droit traité et un signal électrique de son gauche traité, caractérisé en ce que pour traiter - on simule la production d'un premier signal électrique de son traité droit à partir du signal électrique de son droit,
- on simule la production d'un deuxième signal électrique de son traité droit à partir du signal électrique de son gauche,
- on simule la production d'un troisième signal électrique de son traité gauche à partir du signal électrique de son gauche,
- on simule la production d'un quatrième signal électrique de son traité gauche à partir du signal électrique de son droit, et
- on diffuse un son correspondant à ces quatre signaux électriques de son traités. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Celles-ci ne sont présentées qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. Les figures montrent :
- Figure 1 : un montage représentant un traitement numérique utilisé pour le traitement du son selon l'invention ; - Figure 2 : une représentation schématique d'un dispositif utilisé pour l'extraction des coefficients de filtres, caractérisant les différents chemins pris par le son émis par deux haut-parleurs jusqu'aux microphones de la tête ;
- Figure 3 : des dispositions dans l'espace des éléments du dispositif de la prise de son de la figure 2 montrant aussi une notion de cône de confusion associé à l'oreille humaine ;
- Figure 4 : une allure d'un exemple d'un filtre latéral droit et d'un filtre croisé droite/gauche ;
- Figure 5 : le principe de réalisation préféré de chacun des filtres à travers un exemple ; Les figures 1 , 2 et 5 représentent un mode de mise en œuvre de l'invention. D'autres modes de réalisation peuvent exister et répondre à la définition de l'invention.
La figure 1 illustre par un montage le principe du procédé de traitement numérique d'un signal électrique de son de l'invention. Le montage comporte deux filtres 1 et 2 pour simuler les différents trajets du son. Il comporte aussi en pratique quatre sommateurs 3, 4, 5 et 6 pour ajouter deux à deux les signaux filtrés par les filtres 1 et 2. En sortie de ces sommateurs, et parce que dans une version préférée le traitement est fréquentiel, deux cellules de transformée de Fourier discrète inverses 7 et 8 permettent de transposer les signaux dans le temps. Deux transformateurs matriciels 9 et 10 permettent de traiter le signal électrique qui leur est appliqué en entrée et provenant des cellules 7 et 8. Deux haut-parleurs 11 et 12 permettent de diffuser les sons obtenus délivrés par les transformateurs matriciels. Un signal électrique de son droit 13 est appliqué en entrée 14 du filtre
1. Il est divisé en sortie du filtre, en un signal électrique de son droit traité 15 et un signal électrique de son gauche traité 16. Un signal électrique de son gauche 17 est appliqué via la connexion 18 en entrée 19 du filtre 2. Ce signal 17 est divisé en sortie du filtre 2 en un signal électrique traité de son droit 20 et un signal électrique traité de son gauche 21. Si le son de départ est monophonique, les signaux électriques de son appliqués aux entrées 14 et 19 sont les mêmes. On pourrait aussi simplifier en supprimant le filtre 2 et en utilisant pour le filtre 1 une combinaison des coefficients des filtres 1 et 2. Les quatre signaux électriques 15, 16 et 20 et 21 observés en sortie des filtres 1 et 2 correspondent chacun à la simulation d'un chemin qu'aurait pris le son associé aux signaux électriques de son d'origine dans l'air. En agissant ainsi, on se rend compte qu'on a simplement simulé numériquement la transformation acoustico-analogique de l'état de la technique cité. Cette simulation s'est appliquée sur le son quelconque de départ associé aux signaux 13 et 17. On peut même décider de mettre ou non en œuvre l'invention en raccordant ou non les entrées 14 et 19 aux filtres 1 ou 2 ou aux haut-parleurs 11 ou 12. Le raccordement peut être réalisé par des commutations engendrées par un seul bouton de commande sur une face avant d'un appareil. Dans l'invention, les quatre signaux sont de préférence combinés comme suit. Le premier signal électrique de son droit traité 15, obtenu à partir du signal électrique de son droit d'origine est appliqué en entrée 23 du sommateur 3 via une liaison 22. Le deuxième signal électrique de son droit traité 20, obtenu à partir du signal électrique de son gauche d'origine, est appliqué sur la seconde entrée 24 du sommateur 3 via la liaison 25. On obtient alors en sortie du sommateur 3 un signal électrique de son droit 26 obtenu à partir des signaux électriques de son droit 13 et de son gauche 17 d'origine.
Le troisième signal électrique de son gauche traité 21 obtenu à partir du signal électrique de son gauche d'origine est appliqué sur l'entrée 27 du sommateur 4 via la connexion 28. Le quatrième signal électrique de son gauche traité 16, obtenu à partir du signal électrique de son droit 13, est appliqué en entrée 29 du sommateur 4 par l'intermédiaire de la liaison 30. On obtient alors en sortie du sommateur 4 un signal 31 de son gauche traité, obtenu à partir des signaux électriques de son droit 13 et de son gauche 17 d'origine.
Dans un exemple préféré, les signaux 26 et 31 observables en sortie des deux sommateurs 3 et 4 sont transposés dans le domaine fréquentiel. En effet, les filtres 1 et 2 sont appliqués sur les spectres fréquentiels des signaux d'entrée pour une plus grande facilité de traitement. On expliquera par la suite pourquoi un tel traitement est préféré.
Le signal électrique de son droit traité 26 obtenu en sortie du sommateur 3 est appliqué en entrée 32 d'une cellule 7 de transformée de Fourier discrète inverse via la connexion 33, de manière à obtenir en sortie de la cellule 7, un signal électrique 34 de son droit traité transposé dans le domaine temporel.
De même, le signal électrique 31 de' son gauche traité obtenu en sortie du sommateur 4 est appliqué en entrée 35 d'une cellule 8 de transformée de Fourier discrète inverse via une connexion 36. En sortie de la cellule 8 de transformée de Fourier discrète inverse on obtient un signal électrique 40 de son gauche traité transposé dans le temps. Dans la suite de l'exposé, on parlera de transformée de Fourier discrète. Il est cependant possible d'utiliser d'autres types de transformation. On pourrait utiliser des circuits de transformée en z ou autres. En outre ces transformées sont discrètes pour convenir à un calcul numérique. Toutefois une simulation analogique serait envisageable.
Le signal 34 est appliqué via une connexion 39, en entrée 38 du transformateur matriciel 9. Le transformateur 9 réalise une opération de sélection de sous-matrice MD. Cette opération matricielle MD a pour rôle de sélectionner une partie des échantillons du signal électrique d'entrée. Comme on le verra plus tard dans la figure 5, certains échantillons sont redondants et ils ne sont pas significatifs dans la restitution de profondeur du son final. L'opération matricielle MD permet de résoudre ce problème de redondance. De même, le signal 40 obtenu en sortie de la transformée de Fourier discrète inverse 8 est appliqué en entrée 41 d'une cellule matricielle 10 contenant une partie MG via la connexion 42, de manière à obtenir en sortie 43 un signal qui ne conserve que les échantillons significatifs.
Le signal électrique de son droit traité transposé et modifié obtenu en sortie 44 du transformateur matriciel 9 et le signal électrique de son gauche traité transposé et modifié obtenu en sortie 43 sont ensuite combinés, de préférence, respectivement avec le signal électrique de son droit d'origine 13 et le signal électrique de son gauche d'origine 17, de la manière suivante :
Le signal électrique de son droit traité, transposé et modifié observable en 44 est prélevé à l'interconnexion 46 de la connexion 45 reliée à la sortie 44 de la cellule matricielle 9. Ce signal prélevé en 46 est appliqué en entrée 47 du sommateur 5 via la jonction 48. Le signal électrique de son droit 13 est prélevé à l'interconnexion 49 de la liaison reliant le signal électrique de son droit 13 à l'entrée du filtre 1. Ce signal prélevé est appliqué en entrée 50 du sommateur 5 via la connexion 51. La sortie 52 du sommateur 5 est reliée à l'entrée 53 du haut-parleur 11 via la connexion 54.
Le signal électrique de son gauche traité, transposé et modifié, est prélevé en sortie 43 de la cellule matricielle 10 à l'interconnexion 54 de la liaison 55. Ce signal est appliqué en entrée 56 du sommateur 6 via la liaison
57. Le signal électrique de son gauche 17 est prélevé sur la liaison 18 par l'intermédiaire de la jonction 58. Ce signal est appliqué sur la deuxième entrée 59 du sommateur 6 via la jonction 60. La sortie 61 du sommateur 6 est appliquée en entrée 62 du haut-parleur 12.
Le son résultant de la diffusion sonore 63 du haut-parleur 11 ainsi que de la diffusion sonore 64 du haut-parleur 12 résulte d'une combinaison, ici additionnelle, entre les signaux électriques de son d'origine 13 et 17 avec les signaux électriques de son traités observables en 46 et 54. On introduit de préférence un décalage temporel entre les signaux d'origines et les signaux traités, de manière à ce que chacun des signaux électriques traités soient émis en avance par rapport aux signaux électriques de son d'origine. Cette combinaison de signaux et ce décalage temporel procurent une sensation complémentaire de profondeur à l'auditeur. On pourrait se passer des sons d'origine.
Bien entendu, en utilisation monophonique, les signaux destinés aux entrées des haut-parleurs 11 et 12 sont mélangés et diffusés par un haut parleur unique. On a constaté avec l'invention, dans le cadre d'une telle utilisation, en particulier avec un téléphone mobile, une meilleure intelligibilité des sons diffusés. Notamment pour des messages publicitaires accompagnés d'un fond sonore, ils sont mieux compris par l'auditeur avec les traitements de l'inventions que sans ces traitements. La figure 2 est l'équivalent analogique du système essentiel de l'invention délimité en pointillé dans la figure 1. De ce montage, on déduit les fonctions de transfert qui sont présentes dans les filtres 1 et 2 de la figure 1. Cette déduction forme la phase d'extraction des filtres. Pour cela, on dispose dans une pièce deux haut-parleurs 65 et 66 ainsi qu'une tête artificielle 67 composée de deux microphones 68 et 69 situés sur la tête et orientés dans des directions formant un angle de 180° l'une par rapport à l'autre. Ils correspondent en fait aux oreilles de la tête artificielle 67.
Le son émis en sortie du haut-parleur 70 est divisé en deux ondes acoustiques empruntant les chemins 71 et 72. L'onde qui emprunte le chemin 71 atteint par le chemin le plus court un des microphones 68 de la tête 67. L'onde acoustique 72 atteint le microphone 69 par le chemin le plus long 72. De la même manière, le son émis en sortie du haut-parleur 73 atteint la tête via deux chemins : une partie du son émis va de la sortie du haut-parleur 73 vers le microphone gauche 69 via le chemin 74, l'autre partie du son émis va de la sortie du haut-parleur 73 au microphone droite de la tête 68 via le chemin 75. Les ondes ou champs acoustiques qui empruntent les chemins 71 et 74 constituent les champs latéraux. Les champs acoustiques qui empruntent les chemins 72 et 75 constituent les champs croisés. Bien que la tête artificielle puisse être située n'importe où dans la salle pour simuler un trajet de son particulier et réaliser une phase d'extraction, dans une configuration particulière, la tête artificielle 67 est située dans l'axe médian des deux haut-parleurs. Une étape intermédiaire consiste donc à placer très précisément la tête sur cet axe médian. Pour cela, on envoie un même train d'impulsions correspondant à un peigne de diracs appliqué en entrée du haut parleur 65 et simultanément en entrée du haut parleur 66. en théorie un dirac est une impulsion instantanée et infinie, les impulsions du peigne sont ici très brèves et de forte amplitude. Le maximum d'amplitude du dirac est appelé pic de dirac. Pendant la diffusion des trains d'impulsions, on observe des signaux reçus par les microphones 68 et 69 au moyen d'un oscilloscope relié à la sortie de ces microphones. Les deux voies de cet oscilloscope sont réglées sur une même base de temps. Les signaux observés ont l'allure d'un peigne de diracs dont les amplitudes de pics sont variées. Sur chaque voie, le pic de dirac d'amplitude la plus élevée correspond au champ direct et le pic de dirac d'amplitude directement inférieure correspond au champ croisé. On fait varier la position de la tête artificielle 67 jusqu'à ce que les champs directs et les champs croisés soient synchrones, c'est à dire que les pics correspondant au champ direct et les pics correspondant aux champs croisés observables sur l'oscilloscope soient alignés deux à deux. Ainsi le champ direct reçu par le microphone 68 doit être aligné temporellement avec le champ direct reçu par le microphone 69 et le champ croisé reçu par le microphones 68 doit être lui aussi aligné avec le champ croisé reçu par le microphone 69. Après avoir réalisé ce réglage de la configuration particulière préférée, on est sûr que la tête artificielle 67 se trouve très exactement à égale distance des haut-parleurs 65 et 66.
En ce qui concerne la phase d'extraction, il ne faut pas la restreindre à la mise en œuvre d'un dispositif faisant intervenir deux microphones et deux haut-parleurs seulement. De manière générale, si on utilise p haut-parleurs avec q microphones, on multiplie les chemins croisés. Pour chacun des p haut-parleurs, q chemins sont possibles pour atteindre les q microphones. Un tel dispositif conduit alors à q coefficients pour chacun des haut-parleurs. Pour établir ces q coefficients, on isole un à un les p haut-parleurs.
Dans le cas simple et préféré avec deux haut-parleurs et deux microphones, cet établissement est mené à partir d'une prise de son différente de celle du procédé acoustico-analogique ci-dessus. En effet, dans le procédé acoustico-analogique étudié dans l'état de la technique, les sons originaux sont émis en même temps. Par opposition, pour extraire les fonctions de transfert des filtres de l'invention, on applique des signaux acoustiques de bruit blanc, isolément et successivement, sur chacun des haut-parleurs 65 et 66. On utilise un bruit blanc dans cette étape d'extraction de filtres parce que le bruit blanc permet par ailleurs d'utiliser une méthode de longueur de séquence maximum (MLS) qui évite notamment qu'un bruit extérieur ne vienne perturber l'expérience.
On produit dans un premier temps et pour une configuration de diffusion, un signal électrique de bruit blanc droit SBD 76. Ce signal SBD 76 est appliqué en entrée 77 du haut-parleur 65. Un signal acoustique de bruit blanc droit est alors émis en sortie 70 du haut-parleur 65 et donne naissance à un signal électrique de bruit blanc modifié détecté par le microphone 68 à cause du chemin latéral 71. De même, un signal électrique de bruit blanc modifié est détecté par le microphone 69 à cause du chemin croisé 72. Le son détecté par les microphones n'est pas blanc en raison de la chaîne de propagation suivie par le bruit blanc de départ. C'est pourquoi, on qualifie ce son détecté de bruit blanc modifié. Des deux signaux détectés par les microphones 68 et 69 de la tête à partir du signal électrique de bruit blanc droit émis, on peut respectivement déterminer les coefficients de transformation HDD 78 du filtre 1 et HDG 79 du filtre 1. Ces coefficients résultent par exemple d'une division fréquentielle, composante fréquentielle à composante fréquentielle, point à point complexe, entre les spectres fréquentiels des signaux électriques détectés par les microphones et celui du signal électrique blanc droit d'origine. On obtient ainsi deux jeux de coefficients HDD 78 et HDG 79. Les composantes des spectres des différents signaux de la phase d'extraction sont des points complexes au sens mathématique. Chaque point donne en effet une indication sur la phase et l'amplitude du signal auquel il se rapporte. Cette division fréquentielle correspond en fait pour HDD 78 à une première intercorrélation du signal électrique de bruit blanc droit en entrée avec le signal électrique de bruit blanc droit modifié dans le microphone 68. On réalise ensuite pour HDG 79 une seconde intercorrélation entre le signal électrique de bruit blanc appliqué en entrée du haut-parleur 77, avec le signal électrique de bruit blanc gauche modifié traité détecté par le microphone 69. Dans un second temps, on émet uniquement en entrée 80 du haut- parleur 66 un signal électrique de bruit blanc gauche SBG 81 par l'intermédiaire de la liaison 82. Le signal de son gauche blanc est émis par la sortie 73 du haut-parleur 66. On détecte par un microphone 68 de la tête 67 un signal électrique reçu blanc modifié droit qui a emprunté le chemin 75. Le microphone 69 détecte un signal électrique reçu blanc modifié gauche qui a emprunté le chemin 74. On produit, un troisième jeu de coefficients HGD 200 lié au filtre 2, en faisant une division fréquentielle point à point entre le spectre du signal électrique blanc reçu modifié droit en 68 et le spectre du signal électrique blanc émis gauche SBG 81. On produit un quatrième jeu de coefficients HGG 201 lié au filtre 2, en faisant une division fréquentielle point à point entre le spectre du signal électrique blanc reçu gauche en 69 et le spectre du signal électrique blanc émis gauche. On réalise en fait là encore une intercorrélation pour obtenir ces deux filtres. On utilise de préférence des filtres dont la longueur spectrale de filtrage est une puissance de deux car les algorithmes utilisés pour l'intercorrélation et la transformée de Fourier discrète utilisent des modèles optimisés pour ce cas particulier.
Ces quatre jeux de coefficients de quatre fonctions de transfert, forment un quadrille de coefficients. Ce sont ces quadrilles et leurs caractéristiques qui donnent une certaine couleur et une certaine profondeur au son traité. En effet, les coefficients des fonctions de transferts des filtres prennent en compte la chaîne empruntée par le son, à savoir le préamplificateur du haut-parleur 65 (ou 66), l'amplificateur du haut-parleur 65 (ou 66), la propagation dans le milieu et les caractéristiques des microphones. Pour chaque système, et pour chaque configuration dans l'espace, la sonorité associée à un quadrille peut donc être différente.
La figure 3 justement, illustre le fait que les fonctions de transfert obtenues pendant la phase d'extraction de la figure 2 dépendent de la géométrie du dispositif dans l'espace. Deux haut-parleurs 83 et 84 ainsi qu'une tête artificielle 85 composée de deux microphones 86 et 87 désorientés sur la tête de 180° l'un de l'autre sont disposés dans une pièce 90. La tête 85 comporte deux cônes de confusion 88 et 89 qui sont caractéristiques de l'oreille humaine. L'ouverture des cônes de confusion est comprise entre quinze et vingt-cinq degrés. Tous les points de la section du cône de confusion 88 ou 89, possèdent un retard inter-aural identique. Lorsqu'un son est émis dans un des cônes de confusion, l'auditeur a du mal à situer la provenance de ce son. Ce phénomène se révèle intéressant pour des prises de son particulières. Pour chaque position des haut-parleurs dans la pièce 90, la tête 85 produit une sensation d'écoute différente. C'est-à-dire qu'elle détecte des signaux électriques de son différents, et cela se traduit par des quadrilles de nature différente, avec des coefficients différents pour chaque position. On appelle configuration du système, l'ensemble de paramètres correspondant à une position fixe ou mobile des haut-parleurs et à une position fixe ou mobile des microphones. Une fois positionnés, les éléments d'une configuration demeurent de préférence statiques pendant la prise de son qui aboutit à la détermination des coefficients des filtres. La position des haut-parleurs 83 et 84, celle de la tête 85 et des microphones 87 et 86, ainsi que leur orientation sont autant de paramètres qui pris séparément jouent sur la nature du signal électrique de son qui est capté par les microphones. En effet, la variation de la distance de la tête 85 aux haut-parleurs 83 et 84 revient à faire varier le temps du parcours du son dans l'air. Par exemple, le quadrille obtenu pour la configuration des éléments 83, 84 et 85 dans la pièce 90 ne donne pas la même sonorité lors du traitement que le quadrille obtenu à partir d'une configuration dans laquelle la tête 85 a été reculée,301 , élevée, 302 ou abaissée 303, ou tournée sur elle-même 304 ou 305. Les quadrilles peuvent encore être changés si un haut-parleur ou les deux sont déplacés selon des directions x, y ou z. Les dimensions de la pièce 90 ont aussi une influence sur le son détecté par les microphones 86 et 87. En modifiant les dimensions de la pièce, 90 devenant 203, on modifie la nature des réflexions du son émis par les haut-parleurs 83 et 84 sur les parois de la pièce. Dans la pièce 90 et la pièce 203, des haut-parleurs et des microphones ont des positions relatives identiques. Comme le mur perpendiculaire à l'axe x de la pièce 203 est plus petit que celui de la pièce 90, les réflexions sont plus nombreuses suivant l'axe y dans la pièce 203 que dans la pièce 90. Les quadrilles qui sont liés à la nature de l'onde acoustique détectée, à sa puissance et à sa fréquence, sont donc différents d'une pièce à l'autre. En modifiant l'orientation des haut-parleurs 83 et 84 ou des microphones de la tête, on modifie l'angle de réception du son par les microphones de la tête. On modifie donc encore l'allure de l'onde reçue.
On remarque que plus on éloigne la tête 85 des haut-parleurs 83, 84, plus les quadrilles obtenus donnent un effet de profondeur marqué. En plaçant les deux haut-parleurs symétriquement de part et d'autre de la tête dans le cône de confusion, on obtient une sensation d'enveloppement et d'immersion maximum qu'on obtiendrait difficilement avec d'autres positions.
A partir de toutes ces prises de son de différentes natures, on retient les configurations particulières ou singulières qui produisent les quadrilles rendant le meilleur effet d'écoute en profondeur du son. Au besoin, on peut retenir plusieurs quadrilles (correspondant à plusieurs configurations).
La figure 4 représente d'une manière théorique deux jeux particuliers de coefficients d'un des deux filtres obtenus après la phase d'extraction décrite dans la figure 2. La figure 4 illustre un traitement qui est effectué sur les filtres pour les rendre plus efficaces. Dans ce but, des coefficients de filtres bruts sont déterminés selon les intercorrélations vues plus haut. Puis, à partir de ces coefficients bruts, on établit la réponse impulsionnelle de ces filtres, par une transformé de Fourier discrète inverse. On repasse donc ici, pour le calcul des filtres (pas pour leur utilisation), dans le domaine temporel. Une telle réponse impulsionnelle est montrée sur la figure 4. Le diagramme pour le filtre HDD 91 donne l'allure de la réponse impulsionnelle. Cette réponse impulsionnelle permet de déduire le champ latéral correspondant. On remarque sur ce filtre la présence d'une amplitude correspondant au champ direct 92. Cette amplitude ADDM est la plus grande des amplitudes. Le champ direct correspond au champ qui, de la source sonore, parcourt le plus court chemin jusqu'au récepteur. On observe aussi des amplitudes de premières réflexions 93 qui sont encore significatives. Finalement, des amplitudes de champ diffus 94 qui sont de plus en plus faibles. Les plus faibles ne jouent pas un grand rôle dans le traitement du son parce qu'elles sont noyées dans le bruit de mesure. La réponse impulsionnelle HDD 91 a une période d'échantillonnage TE en relation avec le pas de la transformée de Fourier initiale et avec l'échantillonnage temporel initial du signal.
Le diagramme HDG 96 donne l'allure de la réponse impulsionnelle du champ croisé à partir d'un signal électrique de son droit. Son allure est très semblable à celle de la réponse impulsionnelle de HDD 91 car les deux jeux de coefficients ont été obtenus à partir d'un même bruit blanc. L'amplitude du champ direct 97 qui correspond au champ acoustique directement reçu par le microphone est là encore la plus importante du filtre. Les premières réflexions 98 donnent des amplitudes qui sont significatives et les plus faibles des amplitudes du champ diffus 99 présentent peu d'intérêt dans le traitement du son parce qu'elles sont noyées dans le bruit de mesure. La période d'échantillonnage est de préférence la même que pour HDD 91 : elle vaut TE, référence 100.
Après avoir ainsi transformé sous une forme temporelle les jeux de coefficients HDD 91 et HDG 96, on traite les échantillons résultant de cette transformation pour modifier ces filtres. A l'issue de cette modification, on retranspose les réponses impulsionnelles modifiées dans le domaine fréquentiel, pour obtenir des coefficients fréquentiels de filtres et utiliser ensuite les filtres correspondants comme des filtres fréquentiels classiques. La partie de la description qui suit indique comment cette modification est apportée aux réponses impulsionnelles pour donner plus de couleur aux sons ainsi subséquemment filtrés.
Dans l'exemple, on s'aperçoit que le champ direct 92 du filtre temporel HDD 91 et le champ direct 97 du filtre temporel HDG 96 sont décalés dans le temps d'une durée TR, 101 , dite inter-aurale. Une première étape consiste à recaler les filtres les uns par rapport aux autres en alignant les champs directs ou en choisissant un écart TR approprié à l'ambiance sonore désirée. Pour faire varier la durée TR ou la supprimer, on peut introduire ou enlever des échantillons nuls entre le premier échantillon significatif, 92 ou 97, et le zéro d'origine sur les durées 102 ou 103. Cette introduction ou cet enlèvement conduisent à étaler plus ou moins le son dans l'espace.
Une seconde étape consiste à normaliser les filtres temporels des réponses impulsionnelles. On recherche d'abord les maxima des champs des réponses impulsionnelles. Dans l'exemple, on cherche le maximum de HDD 91 qui correspond à ADDM, 104, et on cherche le maximum de HDG 96 qui ici correspond à ADGM, 105. On recherche ensuite le maximum de ces deux maxima. On ramène le maximum trouvé à un et on normalise le niveau des autres composantes impulsionnelles des filtres. Dans le cas où les niveaux des composantes impulsionnelles des filtres sont trop disparates, la normalisation en ramenant un maximum à un n'est plus possible car elle rendrait le champ diffus d'un des filtres 94 et 99 trop important.
Une normalisation par la puissance de la réponse impulsionnelle à partir de la moyenne quadratique peut être alors envisagée en appliquant une fenêtre identique sur l'ensemble du filtre, et en calculant sa puissance. On compense ensuite les niveaux pour obtenir une puissance identique sur les quatre filtres fenêtres.
Pour produire certains effets sonores, des masques temporels peuvent en outre être appliqués sur les réponses impulsionnelles des filtres HDD 91 et HGD 96. Par exemple, on peut de HDD 91 extraire uniquement le champ direct et en déduire un filtre fréquentiel déterminé uniquement à partir de ce champ direct. Ce filtre fréquentiel est ensuite appliqué sur le signal électrique 13. On peut aussi appliquer un masque rectangulaire 195 qui élimine les coefficients dont le rang est supérieur à un rang donné, ou bien encore un masque se terminant en forme d'exponentielle 196 afin de modifier une partie spécifique du filtre.
Une altération aléatoire des amplitudes de certains échantillons peut en outre être effectuée, toujours dans le but de créer une atmosphère sonore particulière.
On peut aussi éliminer certains échantillons dont l'amplitude est inférieure à un seuil, par exemple L1 106 ou L2 107. Ce seuil peut correspondre au niveau du bruit. En effet, les échantillons dont le niveau est inférieur au niveau du bruit n'ont pas une grande influence sur la qualité du traitement sonore donné par le filtre.
On peut aussi supprimer certains échantillons notamment les plus faibles en réalisant une troncation, de manière à ce que le traitement puisse s'adapter au dispositif réellement utilisé pour le réaliser. En effet, la taille du filtre doit pouvoir s'adapter à la contrainte d'industrialisation comme par exemple à la taille de la mémoire disponible dans le système de traitement ou encore à la capacité de calcul du processeur. Dans la pratique, on utilise des filtres de seize kilos coefficients, chaque coefficient étant quantifié sur soixante quatre bits. On a ainsi dans la réponse impulsionnelle seize kilos échantillons, pouvant mener dans le domaine fréquentiel à seize kilos coefficients. Si les ressources du système sont faibles, on peut réduire à quatre kilos ou deux kilos le nombre de coefficients. En dessous de ces valeurs les résultats du traitement sont toujours présents mais moins bien maîtrisés.
Pour le traitement du signal d'origine par les filtres à coefficients temporels, on transpose dans un premier temps les coefficients de ces filtres temporels dans le domaine des fréquences grâce à des cellules de transformée de Fourier discrète 111-114. Le signal ainsi traité peut cependant apparaître inacceptable et nécessiter un traitement d'égalisation complémentaire. Plutôt que de réaliser sur le signal électrique de son 13 un tel traitement d'égalisation complémentaire, dans l'invention on prévoit d'incorporer des fonctions d'égalisation dans des cellules situées en amont des cellules de transformée de Fourier 111-114. Les fonctions d'égalisation modifient les coefficients des filtres en amplitude et en phase sur tout ou partie de la réponse impulsionnelle. On a découvert que le contrôle de la phase est un point critique dans tous les filtrages liés à la spatialisation et à la mise en profondeur des sons. Par exemple, on peut modifier en phase et en amplitude les coefficients du champ direct et des premières réflexions tout en laissant les coefficients du champ diffus inchangés.
Ces fonctions d'égalisation peuvent avoir pour objet d'améliorer le rendu spectral d'un filtre ou d'un son en corrigeant ou en compensant certains défauts qui peuvent être liés à la prise de son. Par exemple, un auditeur peut vouloir augmenter des amplitudes de certaines composantes fréquentielles de manière à faire ressortir une couleur de son plus qu'une autre. Dans ce but, les cellules situées en amont des cellules 111-114 peuvent être paramétrées pour certaines ou toutes les gammes de fréquence par des coefficients de pondération. Dans l'égalisation, toutes les composantes fréquentielles des quatre filtres peuvent même être ajustées indépendamment en prévoyant de modifier indépendamment les coefficients de pondération des cellules. Cette indépendance donne la possibilité de modifier toutes les caractéristiques des niveaux d'amplitude et de phase des différents filtres. Plutôt que d'utiliser des cellules en amont des cellules 111-114, il serait envisageable d'incorporer des fonctions d'égalisation directement dans les cellules 111-114. Il serait aussi envisageable de paramétrer la cellule 110 ou les cellules 7 et 8 par des coefficients de pondérations. Ces alternatives sont néanmoins plus compliquées et limitatives que l'utilisation de cellules indépendantes permettant de réaliser l'égalisation avant la transposition des coefficients des filtres dans le domaine des fréquences.
La figure 5 représente par un bloc fonctionnel 600 un mode de réalisation possible du circuit qui exploite les coefficients de filtrage extraits. Le traitement des signaux est réalisé en découpant les données à traiter en N blocs de données que l'on multiplie par N paquets de coefficients. En l'occurrence, on s'attache à la réalisation de HDD 78, avec quatre paquets de coefficients, ici N valant quatre. Les coefficients de filtrage de HDD78 sont présents dans le filtre 1 de la figure 1. Ils permettent à partir du signal appliqué en entrée 14 d'obtenir le signal électrique de son traité 15 en sortie. Les coefficients d'un filtre, donc du filtre HDD 78, sont au nombre de seize kilos et sont définis chacun sur quatre octets. Avec N valant quatre, ces coefficients sont découpés en quatre paquets de coefficients de quatre kilos coefficients chacun. Le signal en entrée qui est traité par HDD78 est un signal électrique de son découpé en blocs de quatre kilos mots. Chaque mot représente un échantillon de données codé lui aussi sur quatre octets. Dans le montage, on réalise quatre étages de traitement distincts qui sont combinés par un sommateur 130.
De manière générale, pour traiter, le circuit de la figure 5 effectue une transformée de Fourier discrète des blocs de données, à travers une cellule 110, du signal 13 transmis par une liaison 132 à une mémoire 109. On obtient un signal transposé dans le domaine des fréquences observable en sortie 136. Ce signal transposé est ensuite multiplié par les coefficients de filtrage d'un filtre.
Les coefficients de ce filtre sont contenus dans l'exemple dans quatre mémoires mortes, HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 et HDD4 121. Ces coefficients sont multipliés au signal disponible en sortie 136 par l'intermédiaire d'opérateurs. Le signal multiplié obtenu, 15 dans l'exemple après le sommateur 130, est alors transposé dans le temps par une transformée de Fourier discrète inverse modélisée dans l'exemple par la cellule 7 de la figure 1.
Pour effectuer la multiplication du signal d'entrée par les coefficients du filtre, dans le domaine des fréquences, le signal électrique de son à traiter 13 est groupé en groupes de deux blocs consécutifs dans le temps. Ces groupes de deux blocs transformés sont ensuite transmis à une ligne de retard 400 à quatre sorties 136, 152, 163 et 180. Le retard disponible à la sortie 136 est nul. En pratique, la ligne 400 ne comporte que trois cellules de retard 115, 116, 117. On effectue préalablement la transformée de chacun de ces groupes de deux blocs à l'aide du circuit 110 de transformée de Fourier discrète. Les coefficients de filtrage sont scindés en N paquets qui correspondent aux quatre paquets de coefficients de l'exemple HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 et HDD4 121. Ces paquets peuvent être contenus dans des mémoires mortes toutefois, on pourrait envisager de les calculer à la volée.
Dans le but de maîtriser la phase du signal électrique de son, les ' paquets de coefficients utilisés, HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 et HDD4 121 dans l'exemple, sont des paquets de coefficients de filtres à réponse impulsionnelle finie. Le nombre de coefficients de ce type de filtre est fini.
Comme les N blocs du signal d'entrée, les N paquets de coefficients de filtrage sont transposés dans le domaine fréquentiel par l'intermédiaire de cellules de transformée de Fourier discrète 111-114. Après transposition, les N blocs du signal électrique d'entrée et les N paquets de coefficients de filtres sont multipliés deux à deux au travers d'opérateurs de multiplication 126-129 du circuit de l'exemple où N vaut quatre. Transposer les différents signaux à traiter dans le domaine fréquentiel, les blocs du signal d'entrée et les paquets de coefficients, a pour effet de faciliter une convolution en la transformant en une simple multiplication dans le domaine des fréquences. Cette même convolution aurait été difficile à calculer dans le domaine temporel et elle aurait demandé plus de ressources système, notamment plus de mémoire. Les N résultats obtenus sont ensuite additionnés entre eux par le sommateur 130. En agissant ainsi le filtrage a été décomposé en N multiplications. C'est plus simple.
La trame du signal d'entrée scindée en blocs et observable à la sortie de la cellule 110, est transmise à la ligne à retard 400 à quatre sorties. Chacune des cellules 115-117 retarde d'un bloc d'échantillon le signal qui lui est appliqué en entrée. En agissant ainsi, la trame d'entrée est scindée en N blocs, quatre dans l'exemple qui sont observables au points d'interconnexion 139, 154, 166 et 182. En outre, les cellules 115-117 évitent la superposition des résultats de convolution au moment où la somme est effectuée. On garde ainsi un traitement cohérent, tout en ayant divisé les coefficients de filtrage de HDD 78 en N paquets.
La transformée du signal 13 peut être calculée sur chacun des signaux observables sur les N sorties de la ligne à retard 400, en plaçant dans l'exemple des cellules de transformée de Fourier discrète 500-503 sur des liaisons 141 , 156, 168, 182. On peut aussi, et c'est la solution préférée, calculer la transformée de Fourier pour l'ensemble de la trame en plaçant une cellule de transformée de Fourier discrète 110 en amont de la ligne à retard.
Pour scinder la trame en blocs, on mémorise un signal électrique d'entrée, 13 dans l'exemple, de capacité proportionnelle au N ième de la trame. Dans une réalisation préférée, des doubles blocs qui se recouvrent l'un sur l'autre de moitié, sont formés par une mémoire 109 pour scinder la trame d'entrée en N blocs. Dans l'exemple, la capacité de la mémoire 109 qui est ici une mémoire tampon, est deux fois supérieure à la taille d'un bloc du signal électrique de son 13. La mémoire tampon de huit kilos mots de quatre octets est ainsi divisée en deux blocs de quatre kilos mots chacun. Cette réalisation permet de disposer de groupes successifs (dans le temps) de deux blocs de données recouverts l'un sur l'autre de cinquante pourcents. Les groupes de blocs de données en sortie de la mémoire 109 ont donc une taille de huit kilo mots. En divisant par deux la taille de la mémoire tampon d'entrée (huit kilos mots au lieu de seize kilos mots), et en adaptant un recouvrement, la mémoire tampon circulaire 109 réduit le temps de latence du traitement. Le temps de latence est la durée qui s'écoule entre l'entrée dans le système de traitement du premier échantillon à traiter et son traitement effectif par le système. Ce temps de latence est lié au temps de remplissage de la mémoire tampon d'entrée. Cette technique de traitement introduisant un recouvrement des échantillons permet donc un traitement rapide des signaux d'entrée à filtrer. Dans l'invention, on utilise un recouvrement avec un taux de cinquante pourcents bien que ce ne soit pas la seule valeur possible. On pourrait envisager par exemple d'utiliser un recouvrement supérieur de vingt-cinq ou trente-trois pourcents. Une transformée de Fourier de ces doubles blocs est ensuite effectuée, on l'a vu, par l'intermédiaire de la cellule de transformée de Fourier discrète,110 et via la liaison 135.
Les N paquets de coefficients de filtrage: HDD1 118, HDD2 119, HDD3 120 et HDD4 121 de l'exemple, sont complétés par des échantillons constants à l'aide de cellules 122 à 125 de bourrage. Dans la pratique, le complément est effectué par des échantillons nuls introduits par des cellules de bourrage à zéro mais on pourrait introduire des échantillons de valeur constante, non nulle, afin de faire varier les effets à réaliser sur le son à traiter d'origine. On obtient alors N doubles paquets observables dans l'exemple en sortie 144, 157, 171 et 185 des cellules 122-125 du circuit de l'exemple où N vaut quatre. Les cellules 122 - 125 sont des cellules de bourrage à zéro. Ces cellules 122-125 sont utilisées de manière à pouvoir multiplier deux signaux bien qu'ils n'aient pas la même taille. Les cellules de bourrage à zéro complètent en effet par des échantillons nuls les signaux qui leur sont appliqués en entrée jusqu'à ce que ces derniers atteignent une taille permettant la réalisation d'une opération. Ainsi aux sorties des cellules de bourrage, on observe des signaux de huit kilos mots alors que les signaux appliqués sur les entrées 142, 153, 169 et 183 n'avaient une longueur que de quatre kilos mots. Ce complément d'échantillons est nécessaire afin que la multiplication soit physiquement réalisable entre les N doubles blocs du signal d'entrée et les N paquets de coefficients de filtrage. En effet, une multiplication est possible, uniquement si les tailles des signaux échantillonnés disponibles sur les différentes entrées du multiplicateur sont identiques entre elles.
Le calcul avec les doubles blocs recouverts et avec les paquets de coefficients bourrés à zéro conduit à une redondance. Il convient, compte tenu de ce choix de traitement (on aurait pu faire autrement), d'extraire les résultats significatifs. On extrait de ces doubles blocs multipliés, des blocs multipliés à l'aide d'une opération matricielle. Cette opération matricielle est effectuée dans l'exemple, au travers des cellules matricielles 9 et 10 réalisant une sélection d'une partie du bloc entrant de manière à éliminer la redondance d'échantillons due à l'utilisation d'une mémoire tampon circulaire qui engendre un traitement double des échantillons. Le signal 13 est ainsi transformé en signal 15. Cette transformation correspond au filtrage HDD 78. Pour correspondre aux autres filtres HDG 79, HGD 200 et HDG 2001 , à partir des signaux 13 et 17 (cf. figure 1) le montage de la figure 5 comporte trois autres blocs fonctionnels 601 , 602, 603 comme le bloc fonctionnel 600 qui vient d'être décrit. Un même type de traitement regroupant une combinaison de signal, une transformée de Fourier discrète inverse, et une opération matricielle est réalisée sur les autres signaux 13 et 17 afin de simuler les chemins des sons dans l'air. Le signal 16 est obtenu dans l'exemple à partir d'un filtrage réalisé sur le signal 13. Les signaux 21 et 20 sont obtenus à partir de deux filtrages réalisés sur le signal 17 du filtre 2. Les trois blocs 601 - 603 ont une structure semblable à celle du bloc 600.
Avec l'évolution du procédé de l'invention, N qui vaut quatre dans la réalisation préférée, peut être augmenté. En effet, plus N est grand, plus la taille de la mémoire tampon d'entrée diminue pour un filtre de longueur donné. Donc, le temps de latence diminue lorsque N augmente. Dans ces conditions, on peut envisager un traitement en temps quasi réel du signal de son d'origine (sans profondeur). Notamment on peut envisager d'utiliser le traitement de signaux sonores de l'invention pour des sons correspondant à des images transmises en direct. On peut aussi diviser les réponses impulsionnelles des filtres et le signal d'entrée en blocs de taille variable. Le plus petit bloc définit le temps de latence. Il correspond, de préférence, au début de la réponse impulsionnelle du filtre. Par exemple, on peut commencer par traiter 128 échantillons temporels, puis à l'étape suivante en traiter 256, puis 512 et ainsi de suite, en augmentant la taille jusqu'à la fin de la réponse impulsionnellle. Plus généralement, par exemple un premier bloc de N points est traité, la suite du traitement est sur 2N points, la suite sur 4N, etc. jusqu'à la fin de la réponse. D'autres variantes, plus efficaces pour le traitement temps réel, sont possibles : N, N, 2N, 2N, 4N, 4N, etc. Plus généralement quand on évoque des blocs, bien qu'ils soient de préférence de tailles égales ils peuvent être de tailles inégales. En disposant de plusieurs quadrilles de simulation, il est possible de mettre à disposition des utilisateurs, dans des mémoires telles que 118 à 121 , complémentaires, des filtrages correspondant à d'autres configurations. On envisage ainsi de mettre à disposition des utilisateurs une vingtaine de configurations (et de filtrages associés) différentes. En outre, il est possible qu'un utilisateur veuille combiner les effets de plusieurs quadrilles. Dans l'invention on prévoit alors d'additionner les coefficients respectifs de deux quadrilles (et de normaliser l'addition par une division par deux) ou de plus de deux quadrilles. Les mémoires 118 à 121 sont alors chargées par les coefficients résultant de cette combinaison.
La figure 6a montre des signaux 601-615 obtenus dans une variante de réalisation du filtre 600 de la figure 5.
Des signaux 601-615 sont ici représentés dans un domaine temporel mais, on le verra ci-après, tous les calculs de traitement du signal d'entrée 113 par le filtre HDD 78 sont réalisés dans le domaine des fréquences, à l'aide de cellules de transformées de Fourier.
Dans cette variante, on scinde les coefficients de filtrage du filtre HDD 78 en quatre tranches temporelles de coefficients de longueur variables, soit ici quatre tranches HDD1-HDD4 respectivement de longueur M, 2M, 4M et 8M points. Le nombre d'échantillons temporels composant ces tranches est multiple d'une puissance de deux car le calcul de la transformée de Fourier discrète est plus rapide et simple à mettre en œuvre avec un tel nombre d'échantillons. Dans la pratique, les tranches HDD1-HDD4 de coefficients, successives dans le temps, possèdent une longueur de plus en plus grande. Le signal 113 électrique de son d'entrée est scindé en blocs x1-x8 dont la taille est égale à celle de la plus petite tranche de coefficient, soit ici la tranche HDD1 qui est de taille M.
On calcule ensuite une transformée de Fourier des blocs x1-x8 et des ces tranches HDD1-HDD4 de coefficients, à l'aide de cellules de transformée de Fourier. On obtient alors des blocs transformés et des tranches transformées.
On convolue alors les tranches HDD1-HDD8 de signal par des blocs x1-x8 de même longueur que chacune des tranches. Ainsi, on convolue la première tranche HDD1 qui a une longueur de M échantillons ou points, par le bloc x1 de longueur M échantillons ou points, puis par les blocs x2, x3, x4, x5, x6, x7 et x8. La deuxième tranche HDD2 qui a une longueur de 2M points est convoluée par des doubles blocs x1x2, x3x4, x5x6 et x7x8 de longueur 2M points. Ces convolutions sont effectuées dans le domaine fréquenciel (convolution circulaire), par multiplication des transformées de Fourier des blocs. En multipliant les blocs transformés par les tranches transformées, on obtient dans cet esprit des blocs multipliés. A un bloc multiplié, dans le domaine des fréquences, correspond un bloc convolue 601-615 dans le domaine temporel. Les transformées de Fourier sont prises d'ordre double de la longueur des blocs temporels afin que la convolution circulaire s'identifie à la convolution linéaire.
Les blocs multipliés correspondant aux blocs convolués 601-615 ont une longueur deux fois plus longue que les longueurs des blocs initiaux.
La convolution des blocs x1-xδ par les tranches HDD1-HDD4 induit des blocs convolués 601-615 qui sont décalés dans le temps les uns par rapport aux autres. Ainsi, pour un bloc convolue d'une taille donnée, son suivant est décalé dans le temps.
Par exemple, un bloc convolue 609 de longueur 2P x M points, P étant un nombre entier positif (ici P=2), est retardé d'une durée correspondant à (2(P-1)-1 x M) points (ici 1) par rapport au début du bloc. Ainsi, les blocs x1-x8 transformés sont multipliés par les tranches HDD1-HDD4 transformées de coefficients, de manière à ce que les blocs convolués 601-615 s'alignent par recouvrement. Voir à cet effet, par exemple le recouvrement des blocs convolués 601 et 602 qui se recouvrent partiellement pendant la durée de l'échantillon x2. De même 611, 610 et 606 se recouvrent pendant la durée des échantillons x6x7.
On considère que le filtre est une somme de quatre sous filtres associés aux tranches HDD1-HDD4 retardées dans le temps. Il est alors possible de déduire la réponse impulsionnelle globale du filtre HDD 78 en additionnant en fréquence les différents blocs multipliés qui se recouvrent puis en réalisant la transformée de Fourier inverse de la somme.
Dans la pratique, pour calculer une transformée de Fourier d'ordre 2P x M, on conserve en mémoire les transformées de Fourier d'ordre 2(P-1) x M. Ainsi, avec ce procédé, une fois que les transformées du bloc x1 et du bloc x2 de longueur 2M points ont été calculées, on combine ces transformées afin d'obtenir la transformée de Fourier de x1x2 de longueur 4M points. Autrement dit, au lieu de calculer une transformée de Fourier de longueur 4M points, on calcule seulement une transformée de Fourier complémentaire de longueur 2M points. Ce procédé de calcul permet d'optimiser des temps de traitement des données pour des calculs de transformées de Fourier longues. Toutefois, il est difficile de réaliser des opérations inverses pour calculer des transformées de Fourier inverse. En effet, le recouvrement des blocs multipliés transposés dans le temps entraîne des difficultés pour identifier une partie d'un signal utile à une reconstruction. Par reconstruction, on entend transposer les blocs multipliés dans le temps, et les recombiner de manière à obtenir une réponse globale du filtre. Plus précisément, lors de la reconstruction, on ne peut pas mesurer un décalage entre les blocs multipliés qui se situent dans le domaine des fréquences comme on peut le mesurer dans le domaine temporel. Cette complexité entraîne une perte de temps dans les calculs.
Ainsi dans les méthodes classiques de reconstruction, pour calculer une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc d'une longueur donnée, on calcule directement la transformée discrète inverse de ce bloc. En revanche, dans l'invention, pour calculer plus vite, on remplace une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc de longueur donné, par une transformée de Fourier inverse d'ordre moitié.
Sur une période donnée, seule une partie des blocs multipliés possède une influence sur la reconstruction du signal de sortie. Ainsi, pour les blocs convolués correspondant aux bloc multipliés 612, 613 et 614 qui se recouvrent, seule la partie sur laquelle ils se recouvrent possède une contribution sur un intervalle délimité dans le temps par le bloc multiplié transposé dans le temps 612.
Aussi, dans l'invention, on regroupe des blocs convolués par exemple 613 et 614, de longueur 2P x M points afin d'obtenir un premier bloc de longueur 2(P-1) x M points (621 , figure 6b) à ajouter avec un autre bloc convolue de longueur 2(P-1) x M points (620 figure 6b). Avec ce regroupement, on obtient un deuxième bloc (623 figure 6b) de longueur 2(P- 1) x M points grâce auquel on compense une erreur en temps réalisée sur le calcul du premier bloc.
Ainsi, dans le procédé selon l'invention, on peut remplacer une transformée discrète directe d'un ordre donné par une transformée de Fourier discrète directe d'un ordre moitié. Mais on peut aussi remplacer une transformée de Fourier discrète inverse d'un ordre donné par une transformée de Fourier discrète inverse d'ordre moitié afin de réaliser la reconstruction du filtre.
Dans le procédé selon l'invention, il est donc toujours possible de calculer des transformées de Fourier discrètes directes et des transformées de Fourier discrètes inverses sur des blocs possédant des longueurs moitié de celles désirées.
La figure 6b donne un exemple d'une reconstruction temporelle de la sortie du filtre en utilisant le procédé selon l'invention. Plus précisément, la figure 6b montre un exemple de reconstruction pour des blocs convolués de longueur 8M et 4M points. Cette figure est décrite dans le cadre de la présente invention relative au traitement du son mais peut faire l'objet d'une protection indépendante compte tenu que l'effet technique d'augmentation de la rapidité des calculs est ainsi obtenue dans tous les domaines.
Les segments de la figure 6b dont les extrémités sont des traits correspondent à des signaux qui se situent dans le domaine temporel. Les segments dont les extrémités sont des rectangles représentent des signaux qui se situent dans le domaine des fréquences.
Pour la reconstruction du signal de sortie du filtre HDD 78 dans un intervalle de temps TR associé au bloc 612, une première contribution temporelle provient du bloc convolue 612 et une deuxième contribution temporelle provient d'un recouvrement des deux blocs convolués 613 et 614 (voir également figure 6a) . En effet, dans le domaine temporel, les blocs convolués 613 et 614 sont respectivement constitués de deux moitiés a, b et c, d et se recouvrent de moitié sur l'intervalle TR. La contribution des blocs convolués 613 et 614 sur l'intervalle TR est ainsi de (b+c) Dans la reconstruction selon l'invention, on combine donc dans le domaine des fréquences les blocs multipliés de longueur 2P x M points correspondant à des blocs convolués se recouvrant de moitié, et on obtient un bloc fréquenciel combiné de longueur 2P x M points. On divise ensuite ce bloc combiné en deux blocs de longueur 2(P-1) x M points et on ne calcule que la transformée inverse de l'un d'eux, l'autre étant simplement ajoutée à une transformée d'ordre 2(P-1 ) x M issue du traitement des blocs de signaux temporels de longueur 2(P-2) x M points.
Plus précisément, on utilise les blocs multipliés 617 à 619 associés respectivement aux blocs convolués 612, 613 et 614. On module le bloc multiplié 618 de taille 8M qui se recouvre dans le temps avec le bloc 614. Pour moduler, on multiplie par moins un les composantes impaires du bloc multiplié 618 et par plus un les autres composantes. On change ainsi le signe de toutes les composantes impaires.
On obtient alors un bloc modulé 620 de longueur 8M points. La modulation en fréquence est équivalente à permuter les deux moitiés a et b du bloc convolue 613. On ajoute alors ce bloc modulé 620 au bloc 619 avec lequel il se recouvre de moitié dans le temps. On obtient alors un bloc combiné 621 de longueur 8M points. Ce bloc est représentatif des composante temporelles b+c dans sa première partie et a+d dans sa seconde partie.
Ensuite, on réalise un premier sous échantillonnage dans lequel on sélectionne les composantes paires du bloc combiné 621 de longueur 8M points. On obtient alors un bloc pair 622 de longueur 4M points que l'on multiplie par 1/2 avant de l'ajouter au bloc 617 ce qui donne le bloc de compensation 623. Comme la transformée de Fourier discrète est périodique, cette addition dans le domaine fréquenciel revient à ajouter temporellement le signal b+c+(d+a) sur l'intervalle TR.
En parallèle, on réalise un deuxième sous échantillonnage dans lequel on sélectionne les composantes impaires du bloc combiné 621 de taille 8M et on obtient un bloc impair 624 de longueur 4M points. On réalise une transformée inverse de ce bloc impair 624 et on obtient un bloc impair inversé 625 qui se situe dans le domaine temporel. Ce bloc impair inversé 625 contient le signal ((b+c)-(d+a))W(n), W(n) étant un facteur pondérateur représenté par une séquence de 4M nombres complexes. Le signal ((b+c)- (d+a))W(n) correspond en effet à un signal ((b+c)-(d+a)) multiplié par une exponentielle complexe.
On multiplie ensuite ce bloc impair inversé 625 par la séquence complexe conjuguée de W(n) et on divise le résultat obtenu par 2. On obtient un bloc impair normalisé 626 de longueur 4M points, qui contient le signal temporel réel 1/2((b+c)-(d+a)). Ce signal est ajouté à la sortie temporelle du filtre sur l'intervalle TR.
Par rapport à la contribution réelle (b+c) des blocs 613 et 614 sur l'intervalle TR, on a donc introduit une erreur de 1/2((b+c)+(d+a)). Mais cette erreur est exactement compensée par la combinaison des blocs 617 et 622, qui remplace le bloc 617 par le bloc de compensation 623.
Ainsi, dans l'invention, on se ramène à une transformée de Fourier discrète inverse d'ordre 2P x M pour traiter une transformée de Fourier discrète inverse d'ordre 2(P+1) x M. Il en est de même pour tous les ordres car il existe plusieurs niveaux dans le traitement des blocs par les tranches. On en obtient une réduction considérable du temps de calcul.
Dans la pratique, on commence par calculer les transformées discrètes inverses des plus long blocs multipliés, soit les blocs multipliés de longueur 16M points pour l'exemple. En général, les calculs des transformées inverses sont réalisées dans une architecture temps réel comportant des processeurs indépendants qui traitent chaque bloc multiplié. On utilise en outre un système de compteur qui permet de déterminer à chaque instant combien de bloc de signal multiplié on doit ajouter pour chaque intervalle de temps.
Dans une autre mise en œuvre du procédé, on utilise une trame de blocs comportant des répétitions de blocs telles que M, M, 2M, 2M, 4M, 4M, 8M, 8M pour l'exemple. Cette répétition de blocs permet de mieux répartir la charge de calcul des processeurs de manière à disposer d'un délai de calcul d'autant plus grand que les transformées de Fourier sont d'ordre important.
En variante, les coefficients du filtre HDD 78 ne sont pas découpés en quatre tranches. En effet, le découpage des coefficients du filtre HDD 78 en tranches dépend d'une longueur de la réponse impulsionnelle du filtre HDD
78 et donc du nombre des coefficients de filtrage du filtre HDD 78. Ainsi, dans d'autres exemples de réalisation, les coefficients de filtrage du filtre
HDD 78 peuvent être scindés en cinq ou six tranches différentes de coefficients.
Ce procédé de reconstruction du signal de sortie peut être mis en œuvre dans des applications autres que le traitement d'un signal électrique de son et peut donc constituer une invention en lui-même.
La figure 6c montre selon cette variante un exemple de réalisation du filtre HDD avec une structure sur plusieurs étages. Les coefficient du filtre
HDD de l'exemple ont été découpés en cinq tranches de longueur M, 2M,
4M, 8M et 16M points. Un signal d'entrée est découpé en bloc de longueur M points.
Sur un étage A, on réalise dans une première étape 631 une transformation de Fourier d'un bloc 630 multiplié, de taille 2P points, ici 32 points.
Puis dans une deuxième étape 632, on effectue une modulation du bloc multiplié en multipliant par -1 les composantes négatives du bloc multiplié. Dans une troisième étape 633, on ajoute le résultat de cette modulation à un bloc multiplié non modulé de taille 32 points dont le bloc correspondant dans le temps se recouvre avec le bloc correspondant au résultat de la multiplication dans le temps. On obtient un bloc combiné.
Dans une quatrième et une cinquième étape 634 et 635 que l'on réalise de préférence en parallèle, on isole les composantes impaires et les composantes paires du bloc combiné et on obtient respectivement un bloc impair et un bloc pair.
Dans une sixième étape 636, on réalise une transformation de Fourier discrète inverse du bloc impair et on multiplie le bloc impair inversé obtenu par le coefficient complexe qui est le conjugué du nombre complexe W(n). On multiplie le résultat de cette multiplication par 1/2 et on obtient alors un bloc impair normalisé que l'on ajoute à la sortie temporelle du filtre sur l'intervalle TR.
Dans une septième étape 637, on somme le bloc pair avec un bloc auxiliaire (617 figure 6b) multiplié de longueur 16 points dont le bloc correspondant dans le temps est aligné avec le bloc correspondant au bloc pair dans le temps. Ce bloc auxiliaire est produit par une transformation de
Fourier 638 sur 2(P-1 ) points (ici sur 16 points).
On prélève le bloc d'addition obtenu dans la septième étape et on le traite dans un deuxième étage B. Plus précisément, on réitère en 639-643 les opérations 631-637 sur le bloc d'addition de longueur 16 points. Dans l'étape 640 de l'étage B, on ajoute le même bloc multiplié de taille 16 qui a été ajouté dans l'étape 637 de l'étage A. Le bloc impair normalisé obtenu à l'issue de l'étape 643 de l'étage B est aussi ajouté au signal reconstruit. On réalise ainsi au total cinq étages de manière à ajouter dans une dernière étape 645 un bloc multiplié de longueur 2 points au dernier bloc pair obtenu.
Dans la pratique, on peut réaliser à chaque moment utile du procédé des étapes telles que 649, 650 et 651 dans lesquelles on retarde et synchronise des blocs de signaux correspondant à des blocs multipliés lors des opérations réalisées à l'aide des étapes 633 et 645.
Dans la pratique, à chaque étape correspond une cellule. Une cellule peut correspondre à un circuit électronique dédié à des fonctions particulières. Une cellule peut être réalisé à partir de portes logiques. En variante, une cellule correspond à une mémoire programme à l'intérieur de laquelle des instructions sont stockées associé à un microprocesseur.
La figure 7 montre une mise en œuvre du procédé selon l'invention pour des signaux électriques de son provenant d'un autoradio.
Dans cette mise en œuvre, des retards t1-t4 différents sont introduits dans des bandes de fréquences des signaux électriques de son droit et gauche traités 701 et 702 de manière à recentrer et à focaliser une image sonore globale obtenu.
Plus précisément, un signal électrique de son droit 113 et un signal électrique de son gauche 117 sont traités par l'intermédiaire d'un filtre 700 correspondant à celui qui englobe les éléments circonscrits à l'intérieur des traits discontinus de la figure 1 ainsi que les sommateurs 5 et 6. On obtient en sortie de ce filtre 700 un signal 701 électrique de son droit traité qui peut être observable en sortie du sommateur 5 et un signal 702 électrique de son gauche traité qui est observable en sortie du sommateur 6 de la figure 1. Ensuite, pour chaque signal 701 et 702 traité, on filtre les composantes hautes fréquences et les composantes basse fréquence à l'aide d'un filtre passe haut 703 et d'un filtre passe bas 704. Ainsi, en sortie du filtre passe haut, pour le signal électrique de son droit traité 701, on obtient un signal 705 électrique de son haute fréquence. Et en sortie du filtre passe bas, on obtient alors un signal 706 électrique de son basse fréquence.
On introduit alors un premier retard t1 dans le signal 705 électrique de son haute fréquence à l'aide d'une première cellule 707.1 à retard. Et on introduit un deuxième retard t2 dans le signal 706 électrique de son basse fréquence. En sortie de la première cellule 707.1 à retard, on obtient alors un signal 708 électrique haute fréquence retardé. Et, en sortie de la deuxième cellule 707.2 à retard, on obtient un signal 709 électrique de son basse fréquence retardé.
Le signal 708 électrique de son haute fréquence retardé et le signal 709 électrique de son basse fréquence retardé sont alors sommés par l'intermédiaire d'un sommateur 710. Le signal 711 sommé obtenu à partir du sommateur est alors diffusé par l'intermédiaire d'un premier haut-parleur 712. Ce premier haut-parleur 712 comporte deux sous haut-parleurs 713 et 714 qui diffusent de manière distincte les signaux sonores hautes fréquence et les signaux sonores basses fréquences. Les filtres 703 et 704, les cellules 707.1 et 707.2 à retard et le sommateur 710 sont éléments d'une première cellule 715 de traitement. Une deuxième cellule 715 est appliquée au signal 702 électrique de son gauche traité. Les durées des retards introduits par cette deuxième cellule 715 peuvent être identiques ou différents des durées des retards t1 et t2 introduits par la première cellule 715.
En combinant le traitement du son par le filtre 700 et en introduisant des retards dans les différentes bandes de fréquence du son traité à l'aide des cellules 715, on donne la sensation à un auditeur que le son provenant des enceintes de la voiture est à la fois élevé, centré par rapport au pare brise. Le son provenant des enceintes semble aussi provenir d'une source sonore située derrière le pare brise alors que ce son est simplement diffusé par des enceintes qui se situent proches du sol. Cette sensation d'élévation, de centrage et de provenance virtuelle d'une source sonore peut être obtenu en combinant les utilisations du filtre 700 et des cellules 715. Dans une réalisation particulière, plus les signaux électriques de son sont diffusés par des hauts parleurs situés proche d'une cible, plus les retards introduits dans ces signaux sont longs. Plus les signaux électriques de son sont diffusés par des hauts parleurs situés loin d'une cible, plus les retards introduits dans ces signaux sont courts. Cette cible peut être le conducteur ou un passager du véhicule.
La figure 7 donne un exemple de réalisation dans lequel on introduit un retard dans une bande haute de fréquence haute et une bande basse de fréquence. Ces bandes de fréquences correspondent chacune à une bande de fréquence d'un des sous haut-parleurs que comportent les haut-parleurs de diffusions 712 et 714. Toutefois, pour des voitures comportant des haut- parleurs comportant plus de deux sous haut-parleurs, il est possible d'introduire des retards pour n'importe quelle bande de fréquence. Ainsi, certaines voitures équipées d'une installation audiophonique haut de gamme comportent des haut-parleurs qui comportent trois sous haut-parleurs diffusant respectivement un signal sonore haute fréquence, un signal sonore de moyenne fréquence et un signal sonore de basse fréquences. Pour ces haut-parleurs de ces voitures de luxe, on met en œuvre trois filtres à l'intérieur de la cellule 715. Dans un exemple, ces trois filtres correspondent à un filtre passe haut, un filtre passe-bande et un filtre passe bas. Ce procédé d'introduction d'un retard dans une bande de fréquence d'un signal sonore peut être mis en œuvre indépendamment du filtre 700 et peut donc constituer une invention en lui-même.

Claims

REVENDICATIONS
1 - Procédé de traitement d'un signal électrique de son dans lequel on met en œuvre les étapes suivantes :
- on traite un signal électrique de son droit (13) et un signal électrique de son gauche (17) pour produire un signal électrique de son droit traité (53) et un signal électrique de son gauche traité (62), caractérisé en ce que pour traiter
- on simule (600) la production d'un premier signal électrique de son traité droit (15) à partir du signal électrique de son droit (13), - on simule (603) la production d'un deuxième signal électrique de son traité droit (20) à partir du signal électrique de son gauche (17),
- on simule (602) la production d'un troisième signal électrique de son traité gauche (21) à partir du signal électrique de son gauche (17),
- on simule (601) la production d'un quatrième signal électrique de son traité gauche (16) à partir du signal électrique de son droit (13), et
- on diffuse un son (63, 64) correspondant à ces quatre signaux électriques de son traités.
2 - Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, pour simuler - on produit (70) avec un système de diffusion acoustique (65), et à partir d'un signal électrique de bruit blanc (76), un signal de son acoustique droit blanc,
- on détecte avec un détecteur acoustique (68,69) un signal acoustique correspondant reçu, sous la forme d'un signal électrique reçu blanc modifié de son droit et d'un signal électrique reçu blanc modifié de son gauche correspondant à la réception du signal acoustique de son droit blanc,
- on produit un spectre fréquentiel droit correspondant à un signal électrique de bruit blanc droit, et deux spectres fréquentiels reçus, respectivement correspondant au signal électrique reçu blanc modifié de son droit, et au signal électrique reçu blanc modifié de son gauche,
- on produit un premier jeu de coefficients de filtres fréquentiels à partir du spectre fréquentiel droit et à partir du spectre fréquentiel du signal électrique reçu blanc modifié de son droit,
- on produit un deuxième jeu de coefficients de filtres fréquentiels à partir du spectre fréquentiel droit et à partir du spectre fréquentiel du signal électrique reçu blanc modifié de son gauche,
- on produit (73) avec un système de diffusion acoustique (66) et à partir d'un signal électrique de bruit blanc (81), un signal de son acoustique gauche blanc, - on détecte avec un détecteur acoustique (68,69) un signal acoustique correspondant reçu, sous la forme d'un signal électrique reçu blanc modifié de son gauche et d'un signal électrique reçu blanc modifié de son droit correspondant à la réception du signal acoustique de son gauche blanc. - on produit un spectre fréquentiel gauche correspondant à un signal électrique de bruit blanc gauche, et deux spectres fréquentiels reçus, respectivement correspondant au signal électrique reçu blanc modifié de son gauche et au signal électrique reçu blanc modifié de son droit,
- on produit un troisième jeu de coefficients de filtres fréquentiels à partir du spectre fréquentiel gauche et à partir du spectre fréquentiel du signal électrique reçu blanc modifié de son gauche,
- on produit un quatrième jeu de coefficients de filtres fréquentiels à partir du spectre fréquentiel gauche et à partir du spectre fréquentiel du signal électrique reçu blanc modifié de son droit, - ces quatre jeux de coefficients forment un quadrille de jeux de coefficients,
- et, pour traiter, on filtre les signaux électriques de son droit et gauche avec des filtres fréquentiels dont les paramètres sont donnés par ce quadrille. 3 - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que
- on produit les jeux de coefficients à partir de deux spectres par une division complexe composante à composante des points complexes de ces composantes dans chacun de ces spectres.
4 - Procédé selon l'une des revendications 2 à 3, caractérisé en ce que, pour diffuser
- on produit des coefficients de quatre filtres temporels (91-99) à partir respectivement des coefficients du premier, deuxième, troisième et quatrième filtre fréquentiel.
5 - Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que - on modifie (195,196) les coefficients des filtres temporels par tout ou partie des opérations suivantes :
- normalisation des filtres temporels d'un quadrille, en maximum de champ direct ou en moyenne quadratique de champ diffus,
- recalage temporel (101) des filtres temporels les uns par rapport aux autres,
- décalage temporel des échantillons d'un filtre temporel,
- masquage de certains échantillons du filtre temporel (195, 196),
- altération des amplitudes de certains échantillons d'un filtre temporel. 6 - Procédé selon l'une des revendications 4 à 5, caractérisé en ce que
- dans les coefficients d'un filtre temporel on élimine ceux dont le rang est supérieur à un rang donné, et ou
- dans les coefficients d'un filtre temporel on élimine ceux dont la valeur est inférieur à un seuil (106,107). 7 - Procédé selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que
- on produit des quadrilles de jeux de coefficients pour différentes configurations (301-305) du système de diffusion acoustique et ou pour différentes salles (90,203) dans lesquelles est placé le système de diffusion acoustique (83-85) pour la production des coefficients.
8 - Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que
- une des configurations est une configuration en cône de confusion (88, 89).
9 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que pour diffuser
- on combine les signaux électriques de son traités par les filtres (26,31) aux signaux électriques de son non traités d'origine (13, 17),
- et on obtient un signal électrique de son combiné droit et un signal électrique de son combiné gauche. 10 - Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que pour combiner
- on introduit un décalage temporel entre les signaux électriques de son acoustique traités par les filtres et les signaux électriques de son non traités d'origine. 11 - Procédé selon l'une des revendications 9 à 10 caractérisé en ce que
- on filtre les signaux électriques de son combinés droit et gauche sur des bandes fréquences données et,
- on introduit un retard sur chacune de ces bandes de fréquence. 12 - Procédé selon la revendication 11 caractérisé en ce que
- on filtre les signaux électriques de son combinés droit et gauche à l'aide d'un filtre passe-haut, et
- on obtient des signaux électriques de son haute fréquence,
- on filtre les signaux électriques de son combinés droit et gauche à l'aide d'un filtre passe bas et
- on obtient des signaux électriques de son basse fréquence
13 - Procédé selon la revendication 12 caractérisé en ce que
- on introduit un premier retard dans les signaux électriques de son basse fréquence et - on introduit un deuxième retard dans les signaux électriques de son haute fréquence.
14 - Procédé selon lé revendication 13 caractérisé en ce que
- le premier retard introduit dans le signal électrique de son basse fréquence obtenu à partir du signal électrique de son combiné droit est différent du premier retard introduit dans le signal électrique de son basse fréquence obtenu à partir du signal électrique de son combiné gauche.
- le deuxième retard introduit dans le signal électrique de son haute fréquence obtenu à partir du signal électrique de son combiné droit est différent du deuxième retard introduit dans le signal électrique de son haute fréquence obtenu à partir du signal électrique de son combiné gauche.
15 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que pour filtrer
- on effectue une transformée de signal d'un signal électrique de son et on obtient un signal transformé, - on multiplie le signal transformé par des coefficients de filtrage et on obtient un signal multiplié,
- on transforme le signal multiplié par une transformée inverse,
- les coefficients de filtrage sont des coefficients de filtres à réponse impulsionnelle finie (118-121). 16 - Procédé selon la revendication 15, caractérisé en ce que pour effectuer la transformée
- on scinde une trame du signal électrique de son en N blocs,
- on effectue la transformée de chacun des blocs,
- on scinde les coefficients de filtrage en N paquets de coefficients, - on multiplie deux à deux les N blocs de données d'entrée par les N paquets de coefficients de filtre, et
- on additionne les blocs multipliés pour obtenir le signal multiplié.
17 - Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce que pour scinder la trame et en calculer la transformée - on calcule successivement la transformée de chacun des N blocs, et
- on transmet les blocs transformés à une ligne à retard à N sorties.
18 - Procédé selon l'une des revendications 16 à 17, caractérisé en ce que pour scinder la trame en N blocs
- on mémorise un signal électrique de son dans une mémoire tampon circulaire de capacité proportionnelle au nième de la trame du signal électrique de son.
19 - Procédé selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé en ce que
- pour scinder une trame du signal en N blocs on forme des doubles blocs qui se recouvrent l'un sur l'autre par moitié,
- on effectue la transformée de chacun de ces doubles blocs,
- on complète les N paquets de coefficients par des échantillons constants pour obtenir des doubles paquets,
- on multiplie chacun des N doubles blocs par un des N doubles paquets et on obtient des doubles blocs multipliés, et
- on extrait des blocs multipliés à partir des doubles blocs multipliés.
20 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 19, caractérisé en ce que pour simuler,
- on place une tête artificielle qui comporte les deux détecteurs acoustiques (68,69) dans un axe médian de deux systèmes de diffusion acoustique (65,66),
- on applique un signal électrique en forme de peigne de diracs simultanément en entrée des deux systèmes de diffusion acoustique,
- on aligne des champs directs et des champs croisés reçus par les détecteurs acoustiques deux à deux en faisant varier la position de la tête artificielle.
21 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 20, caractérisé en ce que pour diffuser,
- on incorpore des fonctions d'égalisation dans des cellules situées en amont de cellules de transformée de Fourier.
22 - Procédé selon la revendication 21 , caractérisé en ce que
- on ajuste indépendamment des composantes fréquentielles des quatre filtres fréquentiels obtenus à partir des quatre filtres temporels modifiés. 23 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 22 caractérisé en ce que pour diffuser,
- on modifie la phase et/ou l'amplitude des coefficients des filtres temporels (91-99) sur tout ou partie de la réponse impulsionnelle.
24 - Procédé selon la revendication 15, caractérisé en ce que pour effectuer la transformée
- on scinde les coefficients temporels de filtrage en Q tranches (HDD1- HDD4) de coefficients de longueur progressive M, 2M, 4 ,...(2Λ(Q-1))M points.
- on effectue la transformée de chacune de ces tranches et on obtient des tranches transformées,
- on scinde une trame du signal électrique de son en blocs (x1-x8) de longueur M points,
- on effectue la transformée de chacun de ces blocs et on obtient des blocs transformés, - on multiplie les blocs transformés par les tranches transformées et on obtient des blocs multipliés correspondant par transformation inverse à des blocs de signaux qui se recouvrent deux à deux par moitié dans le temps.
25 - Procédé selon la revendication 24 caractérisé en ce que pour effectuer les transformations inverses des blocs multipliés
- on module (632) un premier bloc multiplié (618), de longueur 2P x M points, un bloc temporel (613) correspondant dans le temps à ce premier bloc multiplié, un deuxième bloc multiplié correspondant dans le temps à un deuxième bloc temporel, ce premier et ce deuxième bloc temporel se recouvrant par moitié dans le temps, et - on obtient un bloc modulé (620) de longueur 2P x M points, puis
- on ajoute (633) ce bloc modulé de longueur 2P x M points au deuxième bloc, et
- on obtient un bloc (621 ) combiné de longueur 2P x M points. 26 - Procédé selon la revendication 25 caractérisé en ce que pour moduler
- on multiplie par -1 les composantes impaires d'un bloc multiplié de longueur 2M points dont le bloc lui correspondant dans le temps se recouvre avec un autre, et par +1 les composantes paires. 27 - Procédé selon l'une des revendications 25 à 26 caractérisé en ce que pour effectuer les transformations inverses des blocs multipliés de longueur 2M points
- on sélectionne (604) les composantes paires du bloc combiné de longueur 2P x M points et - on obtient un bloc pair de longueur 2(P-1 ) x M points
- on multiplie par 1/2 ce bloc paire et on additionne (607) le résultat de cette multiplication à un bloc multiplié auxiliaire de longueur 2(P-1) x M points et
- on obtient un bloc (623) de compensation, 27 - Procédé selon l'une des revendication 25 à 26 caractérisé en ce que pour effectuer les transformations inverses des blocs multipliés de taille (2P)M,
- on sélectionne (605) les composantes impaires du bloc combiné de taille 2P x M points et - on obtient un bloc (624) impair de longueur 2(P-1 ) x M points,
- on réalise une transformée inverse (606) de ce bloc impair de longueur (2(P-1))M points et
- on obtient un bloc (625) impair inversé qui se situe dans le domaine temporel, puis, - on multiplie (606) ce bloc (625) impair inversé par un coefficient complexe conjugué d'un coefficient complexe W(n) et
- on obtient un bloc (626) impair inversé normalisé de longueur 2(P-1) x M points.
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