CN1762178A - 用于处理电声音信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于生成声音(63，64)的方法，其通过在提取时将传递函数方阵施加到其左侧(17)和右侧(13)电声音信号上来给予深度感。如果所述声音已在空中发射，则所述传递函数仿真轨迹，所述轨迹由与待处理的电信号相关联的声音采用以便到达两个接收器。由方阵的四个传递函数之一逐个处理的信号(23，24，27，29)相互组合，由此获得的声音信号在时间重置之后与待处理的原始电声音信号(13，17)相混合。

Description

用于处理电声音信号的方法

本发明的目的是处理电声音信号的方法。本发明的目的是在扩散之时利用该电声音信号产生深度感。在本发明中，优选地使用立体声音信号，但是也可使用单声道声音信号。从传统的左右声音，该方法产生可将听者转置到三维空间之中的深度感。在用于电影的原始录音带的处理中，本发明发现特别有利但并非唯一的应用。然而，本发明可涉及与任何音乐录音带的处理，无论后者是否另外地存储在带背面或盘上。本发明被特别地设计用于声音工程师，他们能够从在商业支持上可用的没有深度的传统声音信号中应用变换，以便将音量和所期望的包络(enveloping)赋予给声音。本发明还涉及包括安装单元例如存储器的工业应用，它们在大型公共机器上将对于根据本发明实施声音处理而必需和充分的参数加以合并。象声音工程师一样，用户端通过使用其立体声系统、电视机或数字音乐阅读器控制，可在所期望的时间向声音赋予所期望的深度。

当从某一距离倾听时，没有任何深度的单调声音给予从紧邻位于听者的平面而来的印象。具有深度的声音则给予从设置在与听者相关的数个深度平面中的声源而来的更令人愉快的印象。

在声音处理域内，需要修改声音或原始声音记录以便给予听者最佳听觉舒适是众所周知的。例如对于来自电影或音频支持的声音就是如此。

从文献EP-A-1 017 249可知一种方法，其被设计用于拾取声音、记录声音和重建可再现自然声音空间感的声音。该方法借助于声音拾取、记录和广播设备来实施。在该方法中，声音拾取是采用两个麦克风同时进行的，分别称为右和左麦克风。通过相对于声源以主要差分方式来改变每个麦克风的距离和高度，相对于该声源，移置该麦克风组。也就是说，当一个麦克风移得更远时，另一麦克风则移动到靠近声源，反之亦然。该距离以这样的方式来管理：从一个麦克风延伸到另一麦克风的虚拟平面的两侧的任一侧从一个麦克风或另一麦克风移开。因此，右麦克风可变成左麦克风。相对于所述声源，两个麦克风也可同时移动得更近和更远。可被描述为声学-模拟的该方法允许将深度感给予给定义明确的声音类型：对于该声音，借助于两个麦克风来执行声音拾取，以及对于在声音拾取之时这两个麦克风的位置和位置变化。

该方法具有局限。实际上，依赖于麦克风在声音拾取期间的移动方式，所记录的声音具有特定色调(hue)。考虑到所期望的效果，也称为色彩(color)的该色调可能看起来或多或少令人愉快或者或多或少有效。而且，该色调是不可修改的。

此外，考虑到该方法的本质，对每个待处理的新声音，必须执行特定的声音拾取。该特定的声音拾取意味着：对于新声音必须执行与待处理的新声音同样多的拾取，而无法保证所期待的结果。该最后的注释意味着买家不能同时拥有未经处理的声音和经处理的声音，除非他已经购买未经处理的版本和经处理的版本。而且，买家不能通过使用控制钮激活或不激活该变换，来简单地从一个声音版本过渡到另一版本，除非他有双重阅读器。

本发明的目的是通过允许施加数字声音处理以将深度添加到待处理的任何原始声音，来弥补这种声音拾取量大和可用性的问题。本发明包括数字仿真与用于上述声音拾取的模拟方法相对应的变换。由于该变换的参数已被预先确定，所以该仿真变得可能。该变换的参数是通过使用声音拾取配置来建立的。在该配置中，两个扬声器被置于与人造头部相邻的空间内。该人造头部包括仿真两个人耳的两个麦克风。为了确定参数，执行由该头部的每个麦克风接收的白噪声的数字检测。一个考虑是，对于每个扬声器，用于到达麦克风的两个传播路径是可能的。对于每个扬声器，该双路径被分成横向路径和交叉路径(crossed path)。从扬声器和麦克风在空间中的该设置，提取不同的滤波器，在一个实例中是四个(当有两个扬声器和两个麦克风时)，对应于用于声音的四个可能路径。对于每个路径所检测到的声音和所发出的声音之间变换的滤波器被映射。然后，该仿真包括通过使任何原始声音穿过其参数符合该变换的滤波器来处理它。可将所述滤波器施加于任何类型的声音，以便数字化仿真声音的相似轨迹。此外，最后通过数字化组合由滤波器处理的声音以及原始声音，获得深度感，其给听者的印象是该声音是三维的。听者通过激活或不激活滤波器，可从传统回放(单调的)过渡到深度回放。

当其被组合时，原始声音和滤波器处理的声音优选地在时间上滞后。

因此，本发明涉及一种用于处理电声音信号的方法，其中实施如下步骤：

-右侧电声音信号和左侧电声音信号被处理，以产生经处理的右侧电声音信号和经处理的左侧电声音信号，

其特征在于为了处理：

-仿真从右侧电声音信号产生第一经处理的右侧电声音信号，

-仿真从左侧电声音信号产生第二经处理的右侧电声音信号，

-仿真从左侧电声音信号产生第三经处理的左侧电声音信号，

-仿真从右侧电声音信号产生第四经处理的左侧电声音信号，以及

-扩散与这四个经处理的电声音信号对应的声音。

在阅读了如下的说明书和考察了附图时，本发明将得到更好理解。附图被呈现用于仅仅指示目的，而不以任何方式限制本发明。这些附图示出：

-图1：代表根据本发明用于处理声音的数字处理的组件；

-图2：用于提取滤波器系数的装置的示意图，其特征在于由从该头部的两个扬声器中发射到麦克风的声音所采用的不同路径；

-图3：用于图2的声音拾取的装置单元在空间中的设置，还示出与人耳相关联的含混(confusion)锥概念；

-图4：右横向滤波器和左/右交叉滤波器的实例方面；

-图5：实例中每个滤波器的实施例的优选原理。

图1、2和5代表本发明的实施例。其他实施例可以存在且可以满足本发明的限定。

图1示出了本发明利用组件数字处理电声音信号的方法原理。该组件包括两个滤波器1和2，以仿真两个不同的声音轨迹。实际上，该组件还包括四个加法器3、4、5和6，以两两相加由滤波器1和2过滤的信号。在这些加法器的末端处，并且由于在优选版本中该处理是频率的(frequential)，因此两个逆离散傅立叶变换单元7和8允许信号在时间上被移置。两个矩阵变换器9和10允许作为来自单元7和8的输入而施加到变换器的电信号得以处理。两个扬声器11和12允许所获得的由矩阵变换器发出的的声音得以扩散。

右侧电声音信号13被施加作为滤波器1的输入14。该信号在离开滤波器时被分成经处理的右侧电声音信号15和经处理的左侧电声音信号16。左侧电声音信号17经由连接18被施加作为滤波器2的输入。该信号17在离开滤波器2时被分成经处理的右侧电声音信号20和经处理的左侧电声音信号21。如果原始声音是单声道的，则作为输入14和19而施加的电声音信号是相同的。这可通过移除滤波器2和通过对于滤波器1利用来自滤波器1和2的系数的组合而简化。视为滤波器1和2输出的四个电信号15、16以及20和21每一个对应于路径的仿真，该路径是与原始电声音信号相关联的声音在空中所采用的。通过这样动作，注意到所述现有技术的声学-模拟变换已经被简单地数字化仿真。该仿真被施加到与信号13和17相关联的任何原始声音。甚至可决定通过将输入14和19连接或不连接到滤波器1或2或到扬声器11或12来实施或不实施本发明。

在本发明中，四个信号被优选地组合如下。从原始的右侧电声音信号获得的第一经处理的右侧电声音信号15经由连接22被施加作为加法器3的输入23。从原始的左侧电声音信号获得的第二经处理的右侧电声音信号20经由连接25被施加作为加法器3的第二输入24。因此，从右侧电声音信号13和从原始的左侧声音17获得的右侧电声音信号26是从加法器3的输出获得的。

从左侧原始电声音信号获得的左侧第三经处理的电声音信号21经由连接28被施加作为加法器4的输入27。从右侧电声音信号13获得的左侧第四经处理的电声音信号16经过连接30被施加作为加法器4的输入29。因此，从右侧电声音信号13和从左侧原始声音17获得的左侧经处理的声音信号31是从加法器4的输出获得的。

在优选实例中，被观察为两个加法器3和4的输出的信号26和31在频域中被转置。实际上，滤波器1和2被施加到输入信号的频谱，以便于更容易的处理。下面将解释这样的处理是优选的原因。

作为来自加法器3的输出而获得的右侧经处理的电声音信号26经由连接33被施加作为逆离散傅立叶变换单元7的输入32，以便作为来自单元7的输出而获得在时域内转置的右侧经处理的电声音信号34。

而且，作为来自加法器4的输出而获得的经处理的电声音信号31经由连接36被施加作为逆离散傅立叶变换单元8的输入35。在来自逆离散傅立叶变换单元8的输出上，获得在时间上转置的左侧经处理的电声音信号40。遵循该公开，我们将讨论离散傅立叶变换。然而，使用其他类型的变换是可能的。可使用z变换电路或其他电路。此外，这些变换对于数字计算是离散和适当的。然而，相似的仿真将是可能的。

信号34经由连接39被施加作为矩阵变换器9的输入38。变换器9执行子矩阵选择操作MD。该矩阵操作MD具有从输入电信号中选择一部分信号的作用。如随后将从图5中看到的，一些采样对于最终声音的深度再现是冗余和不重要的。该矩阵操作MD允许该多余问题得以解决。而且，从逆离散傅立叶变换8作为输出而获得的信号40经由连接42被施加作为包含MG部分的矩阵单元10的输入41，以便作为输出43而获得仅保持重要采样的信号。

然后，作为矩阵变换器9的输出44而获得的右侧经转置和修改的已处理电声音信号与作为输出43而获得的左侧经转置和修改的已处理电声音信号被优选地分别与右侧原始电声音信号13和左侧原始电声音信号17组合，其方式如下：

经转置和修改的右侧已5处理电声音信号，其在44中是可观测的，在连接到矩阵单元9的输出44的连接45的互连46处被取回。在46中取回的该信号经由接合48被施加作为加法器5的输入47。右侧电声音信号13在一连接的互连49处被取回，该连接将右侧电声音信号13连接到滤波器1的输入。该取回的信号经由连接51被施加作为加法器5的输入50。加法器5的输出52经由连接54被连接到扬声器11的输入53。

经转置和修改的左侧已处理电声音信号在连接55的互连54处被作为矩阵单元10的输出43而取回。该信号经由连接57被施加作为加法器6的输入56。左侧电声音信号17经过接合58在连接18上被取回。该信号经由接合60在加法器6的第二输入59上被施加。加法器6的输出61被施加作为扬声器12的输入62。

这里此外，从扬声器11的声音扩散63以及扬声器12的声音扩散64所得到的声音产生了原始电声音信号13和17以及在46和54中可观测的已处理电声音信号之间的组合。优选地，在原始信号和经处理的信号之间引入时间滞后，使得经处理的电信号相对于原始电声音信号被提前发出。信号和时间滞后的该组合给听者带来了补充性的深度感。原始声音原本是不必要的。

当然，在单声道利用中，预定用于扬声器11和12的输入的信号被单个扬声器混合和扩散。在本发明这样的利用情形下，尤其是利用移动电话，可观测到更佳的扩散声音可识度。特别是利用伴随有背景声音的商业消息，与未经处理的消息相比，听者可更好地理解经过本发明处理的消息。

图2是图1的点线中本发明的基本系统的类似等效。从该组件，推导在图1的滤波器1和2中表现的传递函数。该推导形成了滤波器提取相位。为此，两个扬声器65和66以及人造头部67被放在空间内，该人造头部包括两个麦克风68和69，它们位于头部上和定向于关于彼此形成180°角的方向上。事实上，它们对应于人造头部67的耳朵。

作为来自扬声器70的输出而发出的声音被分成穿越路径71和72的两个声波。采用路径71的波通过最短路径到达头部67的麦克风之一68。声波72通过最长路径72到达麦克风69。以相同方式，作为来自扬声器73的输出而发出的声音经由两个路径到达头部：发出的一部分声音经由路径74从扬声器73的输出到达左麦克风69，发出的另一部分声音经由路径75从扬声器73的输出到达头部的右麦克风68。采用路径71和74的声波或场包括横向场。采用路径72和75的声场包括交叉场。

虽然人造头部以位于空间内的任何位置，以仿真特定的声音轨迹和执行提取相位，但是在特定的配置中，人造头部67位于两个扬声器的中轴上。因此，中间步骤包括将头部非常精确地放在此中轴上。为此，发送相同的脉冲流，其对应于作为对扬声器65的输入以及同时作为对扬声器66的输入而施加的Dirac梳(Dirac comb)。理论上，Dirac是瞬时的无限脉冲；梳脉冲在这里是非常短暂且幅度很高。Dirac的最大幅度被称为Dirac峰。在脉冲流的扩散期间，由麦克风68和69接收的信号是借助于连接到这些麦克风的输出的示波器来观察的。该示波器的两个通道在相同的时基得到调整。观察到的信号具有Dirac梳的外观，其峰值幅度是变化的。在每个通道上，最高幅度的Dirac峰对应于直接场，下一较低幅度的Dirac峰对应于交叉场。人造头部67的位置是可变的，直到直接场和交叉场同步为止，也就是，直到可在示波器上观察到的对应于直接场的峰和对应于交叉场的峰两两地对准为止。因此，由麦克风68接收的直接场必须与由麦克风69接收的直接场在时间上对准，由麦克风68接收的交叉场自身必须与由麦克风69接收的交叉场对准。在已经执行了特定优选配置的该调整之后，确定的是，人造头部67在从扬声器65和66的相等距离处被准确发现。

关于提取相位，该相位不必受限于将装置实现为使得仅两个麦克风和两个扬声器介入。一般而言，如果使用具有q个麦克风的p个扬声器，则交叉路径倍增。对于p个扬声器的每一个，q个路径有可能到达q个麦克风。因此，这样的装置造成了用于每个扬声器的q个系数。为了建立这些q个系数，p个扬声器被逐一地隔离。

在具有两个扬声器和两个麦克风的简单且优选的情况中，该建立是从与上述声学-模拟方法不同的声音拾取来执行的。事实上，在现有技术中研究的声学-模拟方法中，原始声音被同时发出。相反，为了从本发明的滤波器提取传递函数，白噪声声信号单独且连续地被施加到扬声器65和66的每一个。在该滤波器提取步骤中使用白噪声，因为白噪声此外还允许使用最大长度序列(MLS)方法，其特别地防止外部噪声干扰该实验。

首先，对于一个扩散配置，右侧RNS 76上的白噪声电信号得以产生。该RNS 76被作为输入77施加到扬声器65。右侧白噪声声信号然后被作为扬声器65的输出70而发出，并且由于横向路径71而产生由麦克风68检测的已修改白噪声电信号。而且，已修改的白噪声电信号由于交叉路径72而被麦克风69检测。由于原始白噪声所跟随的传播通道，由麦克风检测的声音不是白的。这就是从经修改的白噪声中检测的该声音是如何被描述的。可以分别从来自于所发出的右侧白噪声电信号的、由头部的麦克风68和69检测的两个信号，确定滤波器1的变换系数HDD 78和滤波器1的HDG 79。例如，这些系数在由麦克风检测的电信号的频谱与右侧原始白电信号的频谱之间，造成了逐个复数(compex)点、逐个频率成分的分频。因此，获得两组系数HDD 78和HDG 79。不同相位提取信号的频谱成分在数学意义中是复数点。事实上，每个点产生与它涉及的信号的相位和幅度有关的信息。

事实上，对于HDD 78，该分频对应于作为输入的白噪声电信号与麦克风68中经修改的右侧白噪声电信号的第一互相关。然后对于HDG 79，在作为扬声器77的输入而施加的白噪声电信号与由麦克风69检测的左侧经处理和修改的白噪声电信号之间，进行第二互相关。

其次，左侧白噪声电信号SBG 81是通过连接82仅在扬声器66的输入80中发出的。左侧白声音信号由扬声器66的输出73发出。采用路径75的右侧经修改白色接收电信号被头部67的麦克风68检测。麦克风69检测采用路径74的左侧经修改的白色接收电信号。相关于滤波器2的第三组系数HGD 200是通过在右侧经修改和接收的白电信号68的频谱与左侧发出白电信号SBG 81的频谱之间进行逐点分频来产生的。相关于滤波器2的第四组系数HGG 201是通过在69内左侧接收白电信号的频谱与左侧发出白电信号的频谱之间进行逐点分频来产生的。再次执行互相关以获得这两个滤波器。

优选地，其过滤的谱长度为2的幂的滤波器被使用，因为用于互相关和离散傅立叶变换的算法利用针对该特定情况最佳的模型。

四个传递函数的这四组系数形成了系数方阵(quadrille)。这些方阵及其特征向已处理的声音给予一定色彩和一定深度。事实上，滤波器的传递函数系数将声音所采用的通道纳入考虑中，也就是，扬声器65(或66)的预放大器、扬声器65(或66)的放大器、介质中的传播以及麦克风的特征。对于每个系统和对于每个空间配置，关联于与方阵的谐振因此可以不同。

事实上，图3示出了这样的事实，在图2的提取相位期间获得的传递函数取决于装置的空间几何(geometry)。两个扬声器83和84以及包括在头部上彼此呈180°不同取向的两个麦克风86和87的人造头部85被设置在空间90内。头部85包括具有人耳特征的两个含混锥88和89。含混锥的开口在十五和二十五度之间。含混锥88或89部分的所有点都具有相同的耳间时差。当声音在一个含混锥中发出时，听者难以定位该声音的发源。该现象对于特定的声音拾取表现得引人注意。

对于扬声器在空间90内的每个位置，头部85产生不同听觉。也就是，听者检测来自不同声音的电信号，利用用于每个位置的不同系数，通过性质不同的方阵来转译。对应于扬声器的固定或移动位置和对应于麦克风的固定或移动位置的参数组被称为系统配置。一旦定位，配置的各单元优选地在得以确定滤波器系数的声音拾取期间保持静态。扬声器83和84、头部85以及麦克风87和86的位置及其取向是如此之多的参数，它们被单独采用地作用于由麦克风捕获的电声音信号的性质。事实上，从头部85到扬声器83和84的距离的变化使得声音在空中的通过时间有所变化。例如，对于单元83、84和85在空间90内的配置而获得的方阵在处理期间并不产生与从这样的配置中获得的方阵相同的共振，在该配置中，头部85被后移301、上移302或下移303或在其自身上转动304或305。如果根据方向x、y或z移置一个扬声器或两个扬声器，则方阵甚至可被改变。

空间90的尺度也对由麦克风86和87检测的声音具有影响。通过修改空间90的尺度变成203，可修改由扬声器83和84发出的声音在空间墙壁上反射的属性。在空间90和空间203中，扬声器和麦克风具有相同的相对位置。由于空间203垂直于x轴的墙壁小于空间90的墙壁，这些反射在空间203中沿y轴比在空间90中是更多的。因此，与检测的声波性质及其强度和频率有关的方阵因空间而不同。

通过修改扬声器83和84或头部麦克风的取向，由头部麦克风接收的声音角度被修改。因此，接收波的形状再次被修改。

注意到头部85从扬声器83、84移动得越远，获得的由方阵产生的深度效果则越大。通过将两个扬声器对称地放置在含混锥内头部的两侧上，与在其他位置费力地获得的相比，获得了最大环绕和沉浸感。

从具有不同性质的所有这些声音拾取中，特定或单一的配置被保留，其产生了具有最佳声音收听效果深度的方阵。如果必要，可保留几个方阵(对应于几个配置)。

图4以理论方式表示了在图2所述的提取相位之后获得的来自两个滤波器之一的两组特定系数。图4示出了对滤波器执行以使其更有效的处理。在此目的中，来自原始滤波器的系数是根据上述互相关来确定的。然后，从这些原始系数中，用于这些滤波器的冲击响应是通过逆离散傅立叶变换建立的。这里转到滤波器在时域内的计算(不是对于其使用)。这样的冲击响应在图4中示出。用于HDD滤波器91的示意图给出了冲击响应的形状。该冲击响应允许推导对应的横向场。在该滤波器上可看到对应于直接场92的幅度的出现。该ADDM幅度是幅度中最大的。直接场对应于这样的场，其从声源将最短路径传到接收器。还观察到仍然显著的第一反射93的幅度。最后，扩散场94的幅度变得越来越弱。最弱者在声音处理中不能起到大的作用，因为它们隐藏在测量噪声中。冲击响应HDD 91具有与初始傅立叶变换步骤和信号的初始时间采样相关的采样周期TE。

示意图HDG 96给出了来自右侧电声音信号的交叉场的冲击响应的形状。其形状非常类似于HDD 91的冲击响应的形状，因为两组系数是已经从相同的白噪声获得。与麦克风直接接收的声场相对应的直接场97的幅度再次是滤波器中最重要的。第一反射98产生显著幅度，来自扩散场99的最弱幅度对声音处理几乎没有影响，因为它们隐藏在在测量噪声中。优选地，采样周期与用于HDD 91的是相同的：它等于TE，标号100。

当在时间形式下已经如此变换系数组HDD 91和HDG 96之后，从该变换所得的采样被处理，以修改这些滤波器。在此修改之后，在频域内修改的冲击响应被再次转置，以获得滤波器的频率系数，然后将对应的滤波器作为传统的频率滤波器来使用。说明书的如下部分表明了该修改是如何对冲击响应进行的，以向随后这样过滤的声音赋予更多色彩。

在实例中，观测到时间滤波器HDD 91的直接场92和时间滤波器HDG96的直接场97在时间上被滞后时长TR 101(称为耳间)。第一步骤包括：通过对准直接场或者通过选择适合于所需声音环境的差异TR，相关于彼此地重置滤波器。为改变了或删除时长TR，可引入或移除第一显著采样92或97与时长102或103上的原始零点之间的零采样。该引入或该移除造成被或多或少在空间上展开。

第二步骤包括：归一化冲击响应的时间滤波器。首先搜寻最大冲击响应场。在实例中，搜索到对应于ADDM 104的最大HDD 91，以及搜索到在这里对应于ADGM 105的最大HDG 96。然后搜寻两个最大量中的最大量。找到的最大量被减少到一，滤波器的其他冲击成分的水平被归一化。在滤波器冲击成分的水平差异过大的情况中，通过将最大量减少到一来归一化不再是可能的，因为这使得滤波器94和99之一的扩散场太过显著。

然后，通过在滤波器组件上施加相同窗口以及通过计算其长度，可提出通过来自平均二次(average quadratic)的冲击响应的强度而进行归一化。然后，均衡这些水平以在四个窗口化的滤波器上获得相同强度。

为了产生某种声音效果，时间掩码可以另外被施加到滤波器HDD 91和HGD 96的冲击响应。例如，可从HDD 91仅提取直接场，推导仅从该直接场确定的频率滤波器。该频率滤波器然后被施加到电信号13上。还可施加矩形掩码195，其除去了其秩(rank)大于给定秩的系数，或者甚至是以指数形式196终止的掩码，以便修改滤波器的特定部分。

可另外执行某些采样幅度的随机变化，仍然是以创建特定声音气氛为目的。

还可除去其幅度小于阈值例如L1106或L2107的某些采样。该阈值可对应于噪声水平。事实上，其中水平小于噪声水平的采样对于由滤波器给定的声音处理质量没有大的影响。

还可通过执行删除来删除某些采样，特别是最弱的采样，其方式为使得该处理能够适用于被实际用来实现此操作的装置。事实上，滤波器的大小必须适应于制造约束，例如处理系统中可用存储器的大小或者甚至是处理器的计算能力。在实践中，一万六千个系数滤波器被使用，每个系数被量化为64比特。因此，一万六千个采样在冲击响应中，其可能造成频域内的一万六千个系数。如果系统资源是低的，可将系数数目减少到四千或两千个。在这些值之下，来自处理的结果仍然出现但是不那么好控制。

对于通过时间系数滤波器对原始信号的处理，首先这些时间滤波器的系数由于离散傅立叶变换单元111-114而在频域内被转置。然而，这样处理的信号可能表现得无法接受，而且可能使得补偿均衡处理成为必要。胜于在电声音信号13上执行这样的补偿均衡处理，在本发明中计划将均衡函数合并到位于傅立叶变换单元111-114上游的单元中。这些均衡函数对于冲击响应的全部或部分在幅度上和在相位上修改滤波器系数。已经发现，相位控制在与声音的空间化和深度产生有关的所有过滤中是关键点。例如，可以在相位上和在幅度上修改直接场系数和第一反射，同时保持扩散场系数不变。

这些均衡函数的目的可以是，通过校正或通过补偿与声音拾取有关的某些缺陷，改善声音或滤波器的谱再现(spectral rendering)。例如，听者可能想要增加某些频率成分的幅度，以便比另一声音色彩更加强调一个声音色彩。为了此目的，位于单元111-114上游的这些单元可通过加权系数对于一些或所有频率范围来参数化。在该均衡中，四个滤波器的所有频率成分甚至可通过计划独立地修改这些单元的加权系数来独立地调整。该独立性产生这样的可能性，即修改不同滤波器的幅度和相位水平的所有特性。

胜于使用单元111-114上游的这些单元，将均衡函数直接合并在单元111-114中是可能的。通过加权系数来参数化单元110或单元7和8也是可能的。不过，这些替代比独立单元的使用更为复杂和受到限制，这些独立单元允许在频域内转置滤波器系数之前执行均衡。

图5在框图600中表述可能的电路实施例，其利用了已提取的过滤系数。信号处理是通过将待处理的数据分成由N个系数包相乘的N个数据块来进行的。在该情况中，计划以四个系数包来实施HDD 78，这里N等于4。HDD 78的过滤系数在图1的滤波器1中示出。它们允许已处理的电声音信号15作为输出而从作为输入14的施加信号中获得。

因此来自滤波器HDD 78的滤波器系数共计一万六千，均被限定在四个字节上。当N等于4时，这些系数被分成四个系数包，每个是四千个系数。由HDD 78处理的输入信号是电声音信号，其被分成四千个字的块。每个字代表也在四个字节上的编码数据采样。在该组件中，四个不同的处理步骤被执行，其由加法器130加以组合。

一般而言，为了处理，从由连接132传输的信号13到存储器109，横跨单元110，图5的电路进行数据块的离散傅立叶变换。在可观察的频域内转置的信号被作为输出136而获得。该转置信号然后乘以滤波器的过滤系数。

该滤波器的过滤系数在实例中被包含于四个只读存储器HDD1 118、HDD2 119、HDD3 120和HDD4 121中。这些系数通过运算器与作为输出136的可用信号相乘。然后通过图1的单元7在实例中建模的逆离散傅立叶变换，在时间上转置在加法器130之后在实例中获得的相乘信号15。

为了在频域内将输入信号乘以滤波器系数，待处理的电声音信号13在时间上被分组成连续块的两组。两个变换块的这些组然后被传输到具有四个输出136、152、163和180的延迟线400。输出136处可用的延迟是零。在实践中，线400仅包括三个延迟单元115、116和117。通过使用离散傅立叶变换电路110，对两块的这些组的每一个预先进行变换。过滤系数被分成与实例的四个系数包HDD1 118、HDD2 119、HDD3 120和HDD4121相对应的N个包。这些包可包含于只读存储器中；然而，可构思计算飞行中的(on the flying)包。

以控制电声音信号的相位为目的，实例中使用的系数包，HDD1 118、HDD2 119、HDD3 120和HDD4 121，是来自有限冲击响应滤波器的系数包。来自此类滤波器的系数数目是有限的。

与利用输入信号的N个块一样，N个过滤系数包通过离散傅立叶变换单元111-114在频域内被转置。在转置后，N个电输入信号块和N个滤波器系数包在来自N等于4的实例中电路的乘法运算器126-129上两两相乘。通过在频域内将卷积变换成简单乘法，转置频域内待处理的不同信号、来自输入信号的块以及系数包，具有易于卷积的效果。该同一卷积在时域内计算原本是困难的，原本需要更多的系统资源，尤其是更多存储器。所得N个结果然后由加法器130在其间相加。通过这样操作，该过滤已分解成N个乘法。这就更为简单。

分成块的和可作为单元110的输出来观察的输入信号帧在四个输出处被传输到延迟线400。单元115-117的每一个将作为输入施加到它的信号延迟一个采样块。通过这样操作，输入帧被分成N块，在实例中是4，其在互连点139、154、166和182处是可观测的。而且，当进行求和时，单元115-117防止卷积结果被叠加。因此，保持相干处理，同时已将HDD 78的过滤系数分成N个包。

通过在实例中将离散傅立叶变换单元500-503放置在连接141、156、168、182上，在延迟线400的N个输出上，对可观测的每个信号计算信号13的变换。还可以并且是优选方案，通过将离散傅立叶变换单元110放置在延迟线的上游，计算用于帧装配的傅立叶变换。

为了将帧分成块，存储实例中的输入电信号13，其具有与第N帧成比例的容量。在优选实施例中，彼此一半覆盖的双块由存储器109形成，用于将输入帧分成N块。在实例中，这里作为缓冲存储器的存储容量109比电声音信号13块的大小要大两倍。四字节的8000字的缓冲存储器因此被分成两块，每块4000字。该实施允许设置彼此交迭50％的两个数据块的连续组(在时间上)。因此，从存储器109输出的数据块的组具有8000字大小。通过将输入缓冲存储器的大小一分为二(8000字，不是16000字)，通过对交迭进行修改，环形缓冲存储器109减少了处理的等待时间。该等待时间是在待处理的第一采样的处理系统内的输入与其通过该系统的有效处理之间流逝的时长。该等待时间与输入缓冲存储器的填充时间有关。该处理技术引入采样交迭，因此允许待过滤的输入信号的快速处理。在本发明中，使用了具有50％水平的交迭，但这不是唯一可能值。例如，可构思使用大于25％或35％的交迭。如图所示，然后通过离散傅立叶变换单元110和经由连接135，执行这些双块的傅立叶变换。

该实例的N个过滤系数包：HDD1 118、HDD2 119、HDD3 120和HDD4121，通过使用空闲单元122至125由恒定采样来完成。在实践中，通过由空闲单元引入的零采样进行求补(complement)至零，但是可引入非零的常数值采样，以改变对于待处理的原始声音将要执行的效果。然后，获得可在实例中观察到的N个双包，作为实例电路的单元122-125的输出144、157、171和185，其中N等于4。单元122-125在零点处是空闲单元。这些单元122-125以这样的方式使用，其能够将两个信号相乘，尽管它们可能不具有同一大小。事实上，零点处的空闲单元通过零采样，来完成作为输入施加到它们的信号，直到后者达到允许进行运算的大小。因此，作为来自空闲单元的输出，观测到8000字的信号，同时作为输入施加的信号142、153、169和183仅具有4000字的长度。该采样求补(supplement)是必要的，从而该乘法在N个输入信号双块与N个过滤系数包之间可在物理上实现。事实上，只有在乘法器的不同输入之上可用的采样信号大小彼此相同时，乘法才是可能的。

利用覆盖的双块以及利用填塞(tamp)至零的系数包而进行的计算造成了冗余。考虑到处理的选择(能够另外地进行)，这应该提取有意义的结果。通过使用矩阵运算，从相乘的块中提取这些双乘块。该矩阵运算在实例中是在矩阵单元9和10上进行的，这些单元选择输入块的一部分，以便消除由于使用循环缓冲存储器而造成的采样冗余，其产生了采样的双处理。

信号13于是被变换成信号15。该变换对应于过滤HDD 78。为了与来自信号13和17(见图1)的其他滤波器HDG 79、HGD 200和HDG 2001对应，图5的组件包括与刚才所述的功能块600一样的三个其他功能块601、602、603。在其他信号13和17上执行同类处理，其将信号组合、逆离散傅立叶变换和矩阵运算成组在一起，以仿真声音在空中的路径。信号16在实例中是从在信号13上执行的过滤中获得的。信号21和20是从在滤波器2的信号17上进行两次过滤来获得的。三个块601-603具有与块600相似的结构。

随着本发明方法的发展，在优选实施例中等于4的N可被增加。事实上，N越大，输入缓冲存储器的大小对于具有给定长度的滤波器则减小得越多。因此，当N增加时，等待时间减小。在这些条件之下，可构思在原始声音信号(没有深度)的时间中进行接近实时处理。特别地，可构思使用本发明的声音信号处理，用于与直接传输的图像对应的声音。

还可将滤波器的冲击响应和输入信号分成可变大小的块。最小的块限定了等待时间。优选地，它对应于滤波器的冲击响应的开始。例如，通过处理128个时间采样来开始，然后通过增加大小直至冲击响应的限度，通过处理256个、512个等等来继续随后步骤。一般来说，例如N个点的第一块被处理，下一个处理是过2N个点，下一个是4N等，直到该响应的限度。对于实时处理更为有效的其他变形是可能的：N、N、2N、2N、4N、4N等。一般来说，当提到块时，虽然它们优选地具有相等大小，但是它们可具有不等大小。通过设置数个仿真方阵，在存储器比如118至121中，具有与对于用户可用的其他补充配置相对应的过滤是可能的。因此，可构思具有约20个不同的配置(以及关联过滤)可用于这些用户。而且，有可能用户想要组合数个方阵的效果。在本发明中，然后可期望加入来自两个方阵或多于两个方阵的各系数(以及通过除以二来归一化该相加)。存储器118至121然后通过从该组合得到的系数来加载。

图6a示出了在来自图5的滤波器600的实施例中获得的信号601-615。

这里信号601-615被表示于时域中，但是如随后将看到的，通过滤波器HDD 78进行的所有输入信号处理计算113是通过使用傅立叶变换单元在频域中进行的。

在此变形中，来自滤波器HDD 78的过滤系数被分成具有可变长度的四个系数时隙，或者这里是分别具有长度M、2M、4M和8M个点的四个时隙HDD1-HDD4。包括这些时隙的时间采样数目被乘以2的幂，因为利用这样的采样数量，离散傅立叶变换的计算可快速和容易地实施。在实践中，时间上连续的系数时隙HDD1-HDD4具有越来越大的长度。

输入电声音信号113被分成块x1-x8，其大小等于最小系数时隙的大小，或者这里是具有大小为M的时隙HDD1。

然后通过使用傅立叶变换单元，计算块x1-x8的以及这些系数时隙HDD1-HDD4的傅立叶变换。然后获得经变换的块和经变换的时隙。

然后将信号时隙HDD1-HDD8和具有与每个时隙相同长度的块x1-x8卷积。因此，将具有M个采样或点长度的第一时隙HDD1与具有长度M个采样或点的块x1卷积，然后与块x2、x3、x4、x5、x6、x7和x8卷积。具有2M个点长度的第二时隙HDD2与具有2M个点长度的双块x1x2、x3x4、x5x6和x7x8卷积。通过将这些块的傅立叶变换相乘，这些卷积在频域中进行(圆周卷积)。通过将已变换的块乘以已变换的时隙，从此意义上获得相乘的块。频域中相乘的块对应于时域内的卷积块601-615。在时间块长度的两倍级上进行傅立叶变换，从而圆周卷积被认同为线性卷积。

对应于卷积块601-615的相乘块具有这样的长度，该长度比初始块的长度要长两倍。

块x1-x8与时隙HDD1-HDD4的卷积产生了相对于彼此在时间上滞后的卷积块601-615。因此，对于给定尺寸的卷积块，后续块在时间上滞后。

例如，相对于块的开始，具有长度2P×M个点的卷积块609被延迟了与(2(P-1)-1×M)个点(这里是1)相对应的时长，P是正的全整数(这里P＝2)。

因此，已变换的块x1-x8被乘以经变换的HDD1-HDD4系数时隙，从而卷积块601-615通过交迭来对准。例如，为了此目的，卷积块601和602在采样时长x2期间被部分地交迭。而且，611、610和606在采样时长x6x7期间被交迭。

考虑到滤波器是与时间上延迟的时隙HDD1-HDD4相关联的四个子滤波器之和。然后，有可能通过将频率中交迭的不同相乘块相加、然后通过进行该和的逆傅立叶变换，来推导滤波器HDD 78的整体冲击响应。

在实践中，为了在2P×M级上计算傅立叶变换，2(P-1)×M级上的傅立叶变换被保持在存储器中。因此，利用该方法，一旦具有2M个点长度的块x1和块x2的变换已被计算，这些变换被组合以获得具有4M个点长度的x1x2的傅立叶变换。换句话说，取代了计算具有4M个点长度的傅立叶变换，只计算2M个点长度的补充傅立叶变换。

对于长的傅立叶变换计算，该计算方法允许数据的处理时间得以优化。然而，难以进行用于计算逆傅立叶变换的逆运算。事实上，在时间上转置的相乘块的交迭造成了难以识别对于重建有用的信号部分。重建被理解为意欲在时间上转置已相乘的块，以及组合它们以便获得用于滤波器的整体响应。准确地说，在重建期间，无法像在时域内测量滞后那样地测量位于频域内的相乘块之间的滞后。该复杂度造成了计算中的时间损失。

因此在传统的重建方法中，为了从给定长度的块中计算逆傅立叶变换，该块的逆离散变换被直接计算。另一方面，在本发明中，为了更快的计算，具有给定长度的块的逆离散傅立叶变换被半级(half-order)逆傅立叶变换替代。

在给定周期上，相乘块的仅一部分对输出信号的重建具有影响。因此，对于与交迭的相乘块612、613和614相对应的卷积块，仅交迭的那一部分对于由在时间上转置的相乘块612在时间上定界的区间具有作用。

因此，在本发明中，具有2P×M个点长度的卷积块例如613和614被分组在一起，以获得具有2(P-1)×M个点长度的第一块(图6b，621)，其将添加到具有2(P-1)×M个点长度的另一卷积块(图6b，620)。利用该分组，获得具有2(P-1)×M个点长度的第二块(图6b，623)，因为在第一块的计算上产生的时间误差是偏移。

因此，在根据本发明的方法中，可以用直接的半级离散傅立叶变换来替换给定级的直接离散变换。但是也可通过半级逆离散傅立叶变换来替换给定级的逆离散傅立叶变换以便重建滤波器。

在根据本发明的方法中，因此总是有可能在具有所需单元一半长度的块上计算直接离散傅立叶变换和逆离散傅立叶变换。

图6b给出了通过使用根据本发明的方法来时间重建滤波器输出的实例。具体来说，图6b示出了对于具有8M和4M个点长度的卷积块的重建实例。该图在与声音处理相关的本发明框架中有所描述，但是考虑到增加计算速度的技术由此在所有域中可获得，也可以是独立保护的对象。

其端(extremity)是线条且来自图6b的段对应于位于时域内的信号。其极端是矩形的段则代表位于频域内的信号。

为了在与块612相关联的时间区间TR中重建滤波器HDD 78的输出信号，第一时间贡献(contribution)来自卷积块612，第二时间恭喜来自两个卷积块613和614的交迭(也见图6a)。事实上，在时域内，卷积块613和614分别包括两个一半a、b和c、d，且在区间TR上交迭一半。卷积块在613和614区间TR上的成分因此是(b+c)。

在根据本发明的重建中，与交迭一半的卷积块相对应的具有2P×M个点长度的相乘块由此在频域中被组合，并且获得具有2P×M个点长度的组合频率块。然后，该块被分成具有2(P-1)×M个点长度的两个块，仅计算其中一个的逆变换，另一个则简单地加到级2(P-1)×M的变换，该变换是从具有2(P-2)×M个点长度的时间信号块的处理中发出的。

更准确地，利用了分别与卷积块612、613和614相关联的相乘块617-619。调制在时间上与块614交迭的具有8M大小的相乘块618。为了调制，将相乘块618的奇分量乘以负一和将其它分量乘以正一。因此所有奇数分量的符号被改变。

因此获得了具有8M个点长度的调制块620。该频率调制等效于交换卷积块613的两个一半a和b。然后将该卷积块620加到它在时间上与其一半交迭的块619上。因此获得了具有8M个点长度的组合块621。该块在其第一部分中代表时间分量b+c和在其第二部分中代表a+d。

接着执行第一子采样，其中选择具有8M个点长度的组合块621的偶分量。然后获得具有4M个点长度的偶数块622，其在添加块617之前乘以1/2，产生了补偿块623。由于离散傅立叶变换是周期性的，频域内的该加法返回到在区间TR上时间性地添加信号b+c+(d+a)。

并行地，执行第二子采样，其中选择来自具有8M大小的组合块621的奇分量和获得具有4M个点长度的奇数块624。执行该奇数块624的逆变换，获得位于时间域内的反转奇数块625。该反转奇数块625包含信号((b+c)-(d+a))W(n)，W(n)是由4M复数序列所代表的加权因子。实际上信号((b+c)-(d+a))W(n)对应于与复指数相乘的信号((b+c)-(d+a))。

然后，将该反转的奇数块625乘以W(n)的共轭复数序列，将所得结果除以2。获得具有4M个点长度的归一化奇数块626，其包含实时信号1/2((b+c)-(d+a))。该信号被添加到滤波器在区间TR上的时间输出。

相关于块613和614在区间TR上的实贡献(b+c)，已因此引入1/2((b+c)-(d+a))的误差。但是该误差恰好由块617和622的组合补偿，其以补偿块623来代替块617。

因此在本发明中，归结到2P×M级的逆离散傅立叶变换，以处理2(P+1)×M级的逆离散傅立叶变换。由于在根据时隙对块的处理中存在几个级别，所以同样适用于所有级。获得了计算时间上相当可观的减少。

在实践中，通过计算最长相乘块的逆离散变换来开始，例如具有16M个点长度的相乘块。通常，逆变换计算是在实时体系结构中进行的，该体系结构包括处理每个相乘块的独立处理器。而且，使用了计量系统，其允许总是确定对于每个时间区间应当添加多少相乘的信号块。

在方法的另一实施例中，使用了块的帧，其例如包括诸如M、M、2M、2M、4M、4M、8M、8M的块的重复。块的这种重复允许处理器的计算负荷更好地得到分配，以便处理更大的计算延迟，因为傅立叶变换具有显著级别。

在变形中，滤波器HDD 78的系数未被分成四个时隙。实际上，将滤波器HDD78的系数分成时隙是依赖于滤波器HDD78的冲击响应长度，因此依赖于滤波器HDD78的过滤系数的数目。于是，在实施例的其它实例中，滤波器HDD 78的过滤系数可被分成五或六个不同的时隙系数。

用于重构输出信号的该方法可被实施于电声音信号处理之外的应用中，因此本身可包括发明。

图6c根据该变形示出了在几个阶段上具有结构的滤波器HDD实施例的实例。该实例的滤波器HDD的系数已被分成长度M、2M、4M、8M和16M个点的五个时隙。输入信号被分成具有M个点长度的块。

在阶段A中，在第一步骤631中进行具有2P个点大小(这里是32个点)的相乘块630的傅立叶变换。

然后在第二步骤632中，相乘块通过将相乘块的负分量乘以-1来调制。

在第三步骤633中，该调制的结果被加到具有32个点大小的未调制相乘块，其中在时间上对应的块与在时间上对应于相乘结果的块相交迭。获得了组合块。

在优选地并行执行的第四和第五步骤634和635中，组合块的奇分量和偶分量被隔离，分别获得奇数块和偶数块。

在第六步骤636中，在奇数块上执行逆离散傅立叶变换，获得的反转的奇数块与作为复数W(n)共轭的复数系数相乘。该相乘的结果乘以1/2，然后获得归一化的奇数块，其被添加到滤波器在区间TR上的时间输出。

在第七步骤637中，偶数块被添加到具有16个点长度的相乘辅助块(图6b的617)，其中在时间上对应的块与在时间上对应于奇数块的块相对准。该辅助块通过2(P-1)个点(这里是16个点)上的傅立叶变换638来产生。

在第七步骤中所获得的相加块被移除并且在第二阶段B中被处理。具体来说，操作631-637在具有16个点长度的相加块上在639-643中被重复。在阶段B的步骤640中，具有大小为6的同一相乘块被添加，其曾经在阶段A的步骤637中被添加。在阶段B的步骤643的末尾处获得的归一化奇数块也被添加到重构信号上。

以这样的方式进行总共五个阶段，从而在最后步骤645中将具有2个点长度的相乘块添加到所获得的最后偶数块上。

实际上，诸如649、650和651等步骤在本方法中可在任何有用的时间加以执行，其中与在步骤633和645中执行的操作期间相乘的块相对应的信号块被延迟和同步。

实际上，每个步骤对应于单元。单元可对应于专用于特定功能的电子线路。单元可由逻辑门制成。在变形中，单元对应于程序存储器，其中存储有与微处理器相关联的指令。

图7示出了根据本发明的方法实施例，用于来自于汽车无线电的电声音信号。

在该实施例中，不同延迟t1-t4在右侧和左侧经处理的电声音信号701和702的频带中被引入，以便重聚焦和聚焦所获得的整体声音图像。

具体来说，右侧电声音信号113和左侧电声音信号117经过滤波器700得到处理，其对应于包括图1虚线内所含单元以及加法器5和6的滤波器。获得了可作为来自加法器5的输出而观察到的右侧经处理电声音信号701和可作为来自加法器6的输出而观察到的左侧7经处理电声音信号702。

然后，对于每个经处理的信号701和702，高频分量和低频分量通过使用高通滤波器703和低通滤波器704来过滤。因此，在高通滤波器的输出处，对于右侧经处理的电声音信号701，获得高频电声音信号705。而在低通滤波器的输出中，然后获得低频电声音信号706。

然后通过使用第一延迟单元707.1，在高频电声音信号705中引入第一延迟t1。而第二延迟t2在低频电声音信号706中被引入。从第一延迟单元707.1的输出中，然后获得延迟的高频电信号708。而从第二延迟单元707.2的输出中，获得延迟的低频电声音信号709。

延迟的高频电声音信号708和延迟的低频电声音信号709然后经过加法器710相加。从加法器获得的相加信号711然后经过第一扬声器712扩散。该第一扬声器712包括两个子扬声器713和714，它们有区别地扩散高频声音信号和低频声音信号。

滤波器703和704、延迟单元707.1和707.2以及加法器710是来自第一处理单元715的单元。第二单元715被应用到左侧经处理的电声音信号702。由该第二单元715引入的延迟时长可与由第一单元715引入的延迟t1和t2的延迟时长相同或不同。

通过组合滤波器700的声音处理和通过使用单元715在处理的不同频带声音中引入延迟，听者有这样的感觉，来自汽车扬声器的声音相对于风挡有所提升和集中。来自扬声器的声音似乎还来自于位于自风挡后面的声音源，而该声音是通过位于靠近地板的扬声器来简单地扩散的。来自声音源的提升、集中和虚拟起源的这种感觉可通过组合使用滤波器700和单元715来获得。

在特定实施例中，电声音信号通过位于靠近目标的扬声器扩散得越多，这些信号中引入的延迟就越长。电声音信号通过位于远离目标的扬声器扩散得越多，这些信号中引入的延迟就越短。该目标可以是交通工具驾驶员或乘客。

图7给出了实施例的实例，其中在高频带和低频带中引入延迟。这些频带每个对应于包括扩散扬声器712和714的子扬声器之一的频带。然而，对于包括具有多于两个子扬声器的扬声器的一些汽车，有可能对于任何频带引入延迟。因此，装备有高端音频装置的一些汽车包括具有分别扩散高频声音信号、中频声音信号和低频声音信号的三个子扬声器的扬声器。对于来自这些豪华汽车的这些扬声器，在单元715内部实施三个滤波器。在实例中，这三个滤波器对应于高通滤波器、带通滤波器和低通滤波器。

在声音信号的频带中引入延迟的该方法可独立于滤波器700来实施，因此可包括本发明本身。

Claims (28)

1.一种用于处理电声音信号的方法，其中实施如下步骤：

处理右侧电声音信号(13)和左侧电声音信号(17)，以产生经处理的右侧电声音信号(53)和经处理的左侧电声音信号(62)，

其特征在于为了处理：

-仿真(600)从右侧电声音信号(13)产生第一经处理的右侧电声音信号，

-仿真(603)从左侧电声音信号(17)产生第二经处理的右侧电声音信号(20)，

-仿真(602)从左侧电声音信号(17)产生第三经处理的左侧电声音信号(21)，

-仿真(601)从右侧电声音信号(13)产生第四经处理的左侧电声音信号(16)，

-扩散与四个经处理的电声音信号对应的声音(63，64)。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于为了仿真：

-从白噪声电信号(76)中利用声学扩散系统(65)产生(70)右侧白声学声音信号，

-利用声学检测器(68，69)检测对应的声学信号，其是以经修改的右侧白色接收电声音信号以及与右侧白声学声音信号的接收相对应的经修改的左侧白电声音信号的形式接收的，

-分别对应于经修改的右侧白色接收电声音信号和经修改的左侧白色接收电声音信号，产生对应于右侧白噪声电信号的右侧频谱以及两个接收频谱，

-从右侧频谱和从经修改的右侧白色接收电声音信号的频谱，产生来自于频率滤波器的第一系数集，

-从右侧频谱和从经修改的左侧白色接收电声音信号的频谱，产生来自于频率滤波器的第二系数集，

-从白噪声电信号(81)中利用声学扩散系统(66)产生(73)左侧白声学声音信号，

-利用声学检测器(68，69)检测对应的声学信号，其是以经修改的左侧白色接收电声音信号以及与左侧白声学声音信号的接收相对应的经修改的右侧白电声音信号的形式接收的，

-分别对应于经修改的左侧白色接收电声音信号和经修改的右侧白色接收电声音信号，产生对应于左侧白噪声电信号的左侧频谱以及两个接收频谱，

-从左侧频谱和从经修改的左侧白色接收电声音信号的频谱，产生来自频率滤波器的第三系数集，

-从左侧频谱和从经修改的右侧白色接收电声音信号的频谱，产生来自频率滤波器的第四系数集，

-四个系数集形成系数集方阵，

-以及为了处理，利用其参数由方阵给出的频率滤波器来过滤右侧和左侧电声音信号。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于：

-系数集是从两个谱中通过来自这些谱的每一个中这些分量的复数点的分量对分量的复数除法产生的。

4.根据权利要求2至3之一的方法，其特征在于为了扩散：

-来自四个时间滤波器(91-99)的系数分别是从第一、第二、第三和第四频率滤波器的系数产生的。

5.根据权利要求4的方法，其特征在于：

-时间滤波器的系数通过如下操作的全部或部分来修改(195，196)：

-方阵的时间滤波器在直接场的最大值上或者在扩散场的二次平均上的归一化，

-时间滤波器相对于彼此的时间重置(101)，

-来自时间滤波器的采样的时间滞后，

-来自时间滤波器的一些采样的屏蔽(195，196)，

-来自时间滤波器的某些采样的幅度改变。

6.根据权利要求4至5之一的方法，其特征在于：

-在来自时间滤波器的系数中，其秩大于给定秩的那些系数被除去，以及其中

-在来自时间滤波器的系数中，其值低于阈值(106，107)的那些系数被除去。

7.根据权利要求2至6之一的方法，其特征在于：

-为声学扩散系统的不同配置(301-305)和/或为不同空间(90，203)，产生系数集的方阵，声学扩散系统(83-85被)放置于所述空间中用于系数的产生。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于：

-所述配置之一是含混锥(88，89)配置。

9.根据权利要求1至8之一的方法，其特征在于为了扩散：

-由滤波器处理的电声音信号(26，31)与原始未处理的电声音信号(13，17)组合，

-以及获得经组合的右侧电声音信号和经组合的左侧电声音信号。

10.根据权利要求9的方法，其特征在于为了组合：

-在由滤波器处理的声学电声音信号与原始未处理的电声音信号之间引入时间滞后。

11.根据权利要求9至10之一的方法，其特征在于：

-经组合的右侧和左侧电声音信号在给定频带上被过滤，以及，

-在这些频带的每一个中引入延迟。

12.根据权利要求11的方法，其特征在于：

-经组合的右侧和左侧电声音信号通过使用高通滤波器来过滤，以及

-获得高频电声音信号，

-经组合的右侧和左侧电声音信号通过使用低通滤波器来过滤，以及

-获得低频电声音信号。

13.根据权利要求12的方法，其特征在于：

-在低频电声音信号中引入第一延迟，以及

-在高频电声音信号中引入第二延迟。

14.根据权利要求13的方法，其特征在于：

-从经组合的右侧电声音信号获得的低频电声音信号中引入的第一延迟是不同于从经组合的左侧电声音信号获得的低频电声音信号中引入的第一延迟，

-从经组合的右侧电声音信号获得的高频电声音信号中引入的第二延迟是不同于从经组合的左侧电声音信号获得的高频电声音信号中引入的第二延迟。

15.根据权利要求1至14之一的方法，其特征在于为了过滤：

-执行电声音信号的信号变换，获得经变换的信号，

-经变换的信号与过滤系数相乘，获得相乘的信号，

-相乘的信号通过逆变换来变换，

-过滤系数是有限冲击响应滤波器的系数(118-121)。

16.根据权利要求15的方法，其特征在于为了执行变换：

-将电声音符号的帧分成N块，

-执行每个所述块的变换，

-将过滤系数分成N个系数包，

-N块输入数据两两乘以N个滤波器系数包，以及

-将相乘的块相加以获得相乘的信号。

17.根据权利要求16的方法，其特征在于为了划分帧和计算变换：

-N块的每一个的变换被接连地计算，以及

-经变换的块在N个输出处被传送到延迟线。

18.根据权利要求16至17之一的方法，其特征在于为了将帧分成N块：

-电声音信号被存储在具有与电声音信号的帧的第n个成比例的容量的回旋缓冲存储器中。

19.根据权利要求16至18之一的方法，其特征在于：

-为了将信号的帧分成N块，形成彼此一半交迭的双块，

-执行双块的每一个的变换，

-N个系数包通过恒定采样来完成以获得双包，

-N个双块的每一个乘以N个双包之一，获得相乘的双块，以及

-相乘的块从相乘的双块中被提取。

20.根据权利要求1至19之一的方法，其特征在于为了仿真：

-包括两个声学检测器(68，69)的人造头被放置在两个声学扩散系统(65，66)的中轴内，

-Dirac梳形式的电信号被作为输入同时施加到两个声学扩散系统，

-由声学检测器接收的这些直接场和这些交叉场是通过改变人造头的位置来两两对准的。

21.根据权利要求1-20之一的方法，其特征在于为了扩散：

-均衡功能被合并在位于傅立叶变换单元上游的单元中。

22.根据权利要求21的方法，其特征在于：

从四个经修改的时间滤波器获得的四个频率滤波器的频率分量被独立地调整。

23.根据权利要求1至22之一的方法，其特征在于为了扩散：

-时间滤波器系数(91-99)的相位和/或幅度沿着冲击响应的全部或部分来修改。

24.根据权利要求15的方法，其特征在于为了执行变换：

-将过滤时间系数分成具有渐进长度M、2M、4M、...(2^(Q-1))M个点的Q个系数时隙(HDD1-HDD4)。

-执行这些时隙的每一个的变换，获得经变换的时隙，

-将电声音信号的帧分成具有M个点长度的块(x1-x8)，

-执行这些块的每一个的变换，获得经变换的块，

-经变换的块乘以经变换的时隙，对应的相乘块是通过在时间上两两相互交迭一半的信号块的逆变换来获得的。

25.根据权利要求24的方法，其特征在于为了执行相乘块的逆变换：

-具有2P×M个点长度的第一相乘块(618)、在时间上对应于该第一相乘块的时间块(613)、在时间上对应于第二时间块的第二相乘块被调制(632)，该第一和第二时间块在时间上被交迭一半，以及

-获得具有2P×M个点长度的调制块(620)，然后

-将具有2P×M个点长度的该调制块添加(633)到第二块，以及

-获得具有2P×M个点长度的组合块(621)。

26.根据权利要求25的方法，其特征在于为了调制：

-具有2M个点长度的相乘块的奇分量乘以-1，偶分量乘以+1，其中在时间上与之对应的块是相互交迭的。

27.根据权利要求25至26之一的方法，其特征在于为了执行具有2M个点长度的相乘块的逆变换：

-选择(604)具有2P×M个点长度的组合块的偶分量，以及

-获得具有2(P-1)×M个点长度的偶数块，

-该偶数块乘以1/2，该乘法的结果被添加(607)到具有2(P-1)×M个点长度的辅助相乘块，以及

-获得补偿块(623)。

27.根据权利要求25至26之一的方法，其特征在于为了执行具有(2P)M大小的相乘块的逆变换：

-选择(605)具有2P×M个点大小的组合块的奇数分量，以及

-获得具有2(P-1)×M个点长度的奇数块(624)，

-执行具有(2(P-1))×M个点长度的该奇数块的逆变换(606)，以及

-获得位于时间域内的奇数反转块(625)，然后

-该奇数反转块(625)乘以(606)共轭于复数系数W(n)的复数系数，以及

-获得具有2(P-1)×M个点长度的奇数归一化反转块(626)。

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