EP1332647B1 - Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen absenkung oder anhebung einer wechselspannung - Google Patents

Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen absenkung oder anhebung einer wechselspannung Download PDF

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EP1332647B1
EP1332647B1 EP01994045A EP01994045A EP1332647B1 EP 1332647 B1 EP1332647 B1 EP 1332647B1 EP 01994045 A EP01994045 A EP 01994045A EP 01994045 A EP01994045 A EP 01994045A EP 1332647 B1 EP1332647 B1 EP 1332647B1
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EP
European Patent Office
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switch
phase
electronic switch
alternating voltage
transistor
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EP01994045A
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Günther Pritz
Werner Hanke
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Individual
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    • H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
    • H05B39/04—Controlling
    • H05B39/041—Controlling the light-intensity of the source
    • H05B39/044—Controlling the light-intensity of the source continuously
    • H05B39/048—Controlling the light-intensity of the source continuously with reverse phase control
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
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    • H05B41/16—Circuit arrangements in which the lamp is fed by dc or by low-frequency ac, e.g. by 50 cycles/sec ac, or with network frequencies
    • H05B41/20—Circuit arrangements in which the lamp is fed by dc or by low-frequency ac, e.g. by 50 cycles/sec ac, or with network frequencies having no starting switch
    • H05B41/23—Circuit arrangements in which the lamp is fed by dc or by low-frequency ac, e.g. by 50 cycles/sec ac, or with network frequencies having no starting switch for lamps not having an auxiliary starting electrode
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/382—Controlling the intensity of light during the transitional start-up phase

Definitions

  • the invention relates to a circuit device for approximately sinusoidal lowering or raising an alternating voltage, consisting of one with the AC voltage applied autotransformer with at least one tap, wherein the one end of the winding of the autotransformer via a first switch (ES1) with the output (L ') of the switching device and the tap on a second Switch (ES2) is connected to the output (L ') of the switching device and wherein when opening or closing the first switch, the second switch alternately closed or opened.
  • ES1 first switch
  • ES2 second Switch
  • Document DE 198 31 603 shows a circuit arrangement according to the preamble of claim 1.
  • the invention has for its object to provide a switching device, the Power control of fluorescent tube systems or high pressure gas tubes with electronic Switches allows, despite the power requirement relatively easy and are inexpensive and the known per se power switching from a higher inrush current to a lower operating current in each half-phase the AC voltage without overload allows.
  • the circuit device by appropriate modification also offer the possibility of a to generate constant voltage across the input voltage.
  • the circuit device should be usable in both compensated and uncompensated situations be.
  • This object is based on the aforementioned switching device according to the invention solved in that the two switches (ES1, ES2) electronically with the frequency of the alternating voltage alternately on and off, wherein the first electronic switch (ES1) as Phasenanterrorisms- and / or phase control operating transistor switch consists, depending on are alternately controllable from the phase zero crossing, and wherein the second electronic switches (ES2) also alternately depending on the Phase conductive transistor switch is constructed, of which the one transistor switch at the positive phase and the second transistor switch at the negative Phase of the AC voltage is conductive when the first electronic switch (ES1) is not conductive; that the transistor switches of the first and second electronic Switch (ES1, ES2) for each half-wave of the AC voltage at least one field effect transistor (MOS-FET or IGBT) with parallel diode include; that the alternately switchable from the half phases of the AC voltage Transistor switch of the first electronic switch (ES1) from a microprocessor are controllable from, in response to a phase zero detection circuit a Zündwinkelsignal (
  • phase-shifted phase zero-crossing signal tapped by a low-pass filter the AC voltage as a trigger signal (Tr) to a monostable Multivibrator acts whose tuned by a tuned to the AC frequency RC element at the end of the metastable state one with the next Phase zero crossing provides in-phase output signal (Q).
  • This trigger signal and the in-phase output signal of the monostable multivibrator is used to control a microprocessor by counting the Determines AC frequency and the desired Zündwinkelsignal for the calculated first electronic switch.
  • the invention further provides that the microprocessor at a frequency change the AC voltage provides a switching signal, with which he the time constant of the RC element adapts to the changed frequency.
  • the ignition angle signal to the ignition angle dependent actuation of the transistor switch of the first electronic switch (ES1) via an input-side optocoupler and a Schmitt trigger circuit can be applied to the transistor switch, and that the transistor switch this first electronic switch (ES1) according to the desired Switch on and off phase angle and / or phase control.
  • the ignition angle signal for ignition angle-dependent control of the transistor switch of the second electronic switch (ES2) via a flip-flop and possibly a another optocoupler can be applied to this transistor switch and this alternately when the first electronic switch (ES1) is turned off.
  • the invention further provides that the ignition angle-dependent control of the first and second electronic switch can be suppressed if a current transformer (SW) at the output (L ') of the circuit device detects an overcurrent.
  • SW current transformer
  • This overcurrent-dependent voltage at the current transformer (SW) is connected to a reference voltage comparable to a resistor, one exceeding the reference voltage Voltage on the one hand, the transmission of the ignition angle signal (ZW) for first electronic switch (ES1) suppressed and on the other hand, the flip-flop reset to the second electronic switch (ES2) via the optocoupler to control the non-conductive state.
  • the circuit device satisfies in an advantageous manner Make all requirements in compensated and uncompensated networks of lighting systems with fluorescent tubes or high-pressure gas tubes, wherein the electronic switch very stable in operation with relatively cheap electronic Elements are constructed.
  • the basic circuits shown in FIGS. 1 and 2 consist of an autotransformer 10, whose upper coil end to the phase voltage L and its lower winding end is connected to the neutral conductor N.
  • the upper coil end is also above a first electronic switch ES1 at the output L ', a Tap 11 is also connected via a second electronic switch ES2 Output L 'connected.
  • the two electronic switches ES1 and ES2 are coupled together in such a way or synchronized to have a toggle switch function. It is important that the two electronic switches to avoid a short circuit not are simultaneously conductive.
  • a current transformer SW supplies depending on the output current via the electronic Switch ES2 a supply voltage for the ignition angle dependent Control of the two electronic switches ES1 and ES2, as follows will be explained in more detail with reference to FIG. 6.
  • a power supply 20 supplies a 50 or 60 hertz AC signal to a low-pass filter 22, which is composed of resistors 23 and capacitors 24 symmetrical.
  • This Low-pass filter 22 also has the purpose of switching to the mains voltage to filter out modeled sound frequencies.
  • the output signal of the low-pass filter controls two series-connected transistors 26, the output side one of the AC voltage corresponding pulse signal sequence for the transistor 27 for Make available. This transistor 27 is controlled by the positive half-wave pulse in switched on the conductive state and transmits the output side, a positive trigger signal to a monostable multivibrator 28.
  • This trigger signal goes on simultaneously supplied via line 29 to a microprocessor 30, the thereof with the aid of Output signal of the multivibrator 28 via the line 31, the period or the Frequency of the AC signal and the correct phase zero of the AC signal based on a delayed output signal of the monostable Multivibrators detects.
  • the trigger signal of the monostable multivibrator 28 is out of its stable State switched to the metastable state in which he is so long remains until the capacitor 33 of the connected RC element with the resistors 34, 35 is charged to the threshold voltage at which the monostable multivibrator switches back from the metastable state to the stable state.
  • the Adjustment of the RC element is using the adjustable resistor 35 the Switching delay of the monostable multivibrator to the AC frequency set so that when switching back from the metastable state in the stable state, a time delay occurs and the output signal Q exactly to the phase zero crossing via the line 31 for the microprocessor 30 for Available.
  • a switching signal UMS to a Transistor 36 is applied so that it becomes conductive and the resistors 37, 38 in parallel to the resistors 34, 35 switches. These resistors are selected such that the delay in the monostable multivibrator 28 when switching the AC frequency from 50Hz to 60Hz adapted to the respective frequency.
  • the microprocessor 30 now calculates due to the correct phase zero Characteristic output signal Q via the line 31, the ignition angle signal ZW according to the desired phase angle or the desired Phase control angle.
  • FIG. 1 A block diagram of the first electronic switch ES1 is shown in FIG.
  • the ignition angle signal ZW supplied by the microprocessor 30 at the electronic Switch is applied, the supplied from the power supply 20 AC voltage is applied via an optocoupler 41 to a Schmitt trigger circuit 42, the makes a squarewave AC voltage from the sinusoidal voltage.
  • MOS-FET's 46th or 47 connected, to each of which a diode 48 or 49 is connected in parallel, which need not be discrete diodes, but those that do through the semiconductor structure inside the semiconductor.
  • Optocoupler 41 is preferably used to provide potential isolation regarding the various necessary power supplies to provide.
  • the AC voltage supplies, switches over the decoupling resistors 43 applied positive square wave signal the transistor switch 46 in the conductive state, wherein the diodes 48 are locked.
  • the diodes 49 are conductive in the transistor switch 47, which the conductive connection between the phase voltage L and the output L 'made is.
  • the negative pulse of the rectangular AC voltage via the decoupling resistors 44, the transistor switch 47 in the conductive state switches, so that when locked diodes 49, the conductive connection from the phase voltage L to the output L 'via the transistor switches 47 and Diodes 48 takes place.
  • the construction of the second electronic switch ES2 is shown in FIG. 4. Thereafter From the power supply 20 is an AC voltage via an optocoupler 51, which also serves the potential separation, created for the positive Half wave makes the transistor in the optocoupler conductive and the transistor 53 im downstream network blocks. The resulting increase in collector voltage is applied via the resistor 54 to the base of the transistor 55, which thus receives a positive bias and becomes conductive.
  • the self-adjusting potential at the collector of the transistor 55 causes a blockage of the transistor 57 while simultaneously applied to the same base bias Transistor 56 becomes conductive and ensures that for the positive half-wave on the line Gh1 a positive voltage is applied, whereas for the negative half-waves Ground potential on this line is effective. Accordingly, the controls of the positive half-wave through the optocoupler 51 locked transistor 53 with his Collector potential, the transistors 58 and 59 and causes the transistor 58th becomes conductive and the transistor 59 blocks, bringing on the output side line Gh2 for the positive half-wave ground potential and for the negative half wave a positive Potential is effective.
  • This bridging of the connections A and B takes place with the aid of the ignition angle-dependent Control of the electronic switches ES1 and ES2 according to FIG
  • the ignition angle signal ZW to the circuit 16 for driving the electronic switch ES1 and ES2 created.
  • This circuit comprises two inverting Schmitt triggers 70 and 71 connected in series and the ignition angle signal transmitted directly to the electronic switch ES1.
  • the circuit further comprises a flip-flop 72, which is at the present Zündwinkelsignal from Output signals of the Schmitt trigger 70 via the line 73 is set such that the LED in optocoupler 75 lights up and the output side transistor the Terminals A and B short circuit. This opens the electronic switch ES2.
  • the two operational amplifiers 80 and 81 switched to a maximum or minimum supply voltage to the Capacitor 83, whereupon the output voltage at the inverting Schmitt trigger 84 goes to mass.
  • the flip-flop 71 is set such that the light emitting diode in the optocoupler 75 lights up and the internal transistor in the controlling the conductive state, i. the terminals A and B short-circuit. This Short circuit causes, as already mentioned, that the electronic switch ES2 not becomes conductive.
  • the ground signal at the output of the inverting Schmittt trigger 84 serves also as a base control via the resistor 86 to the transistor 85, the so becomes conductive and the input of the inverting Schmitt trigger 71 against positive Potential draws. This sets at its output ground potential, which causes that the electronic switch ES1 via the optocoupler 41 of FIG. 3 in the non-conductive state is switched.
  • This structure protects against overcurrents on the one hand, but in normal operation, if no overcurrents occur, the transistor 85 is turned off and the output of the Schmitt trigger 70 is used as an inverted ignition angle signal on Output of the inverting Schmitt trigger 71 in the correct phase to the electronic Transfer switch ES1.
  • the measures of the invention is a circuit device for approximately Sinusoidal lowering or raising an AC voltage created in the Operating state extremely stable and versatile even for different mains frequencies can be used even if on the mains voltage for switching operations audio frequencies modulated, causing the phase shifts.
  • the stability of the circuit is also favored by the fact that the integrated overcurrent shutdown Overcurrent-sensitive semiconductor elements no excessive load currents get abandoned.

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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen Absenkung oder Anhebung einer Wechselspannung, bestehend aus einem mit der Wechselspannung beaufschlagten Spartransformator mit zumindest einem Abgriff, wobei das eine Ende der Wicklung des Spartransformators über einen ersten Schalter (ES1) mit dem Ausgang (L') der Schaltvorrichtung und der Abgriff über einen zweiten Schalter (ES2) mit dem Ausgang (L') der Schaltvorrichtung verbunden ist und wobei beim Öffnen bzw. Schließen des ersten Schalters der zweite Schalter wechselweise geschlossen bzw. geöffnet ist.
Bei der Ansteuerung von Leuchtstoffröhrenanlagen bzw. Hochdruckgasröhren ist es wünschenswert, den nach dem Phasenwechsel einsetzenden Elektronenfluß bzw. Ionenfluß mit möglichst hoher Spannung auszulösen, wobei für die Aufrechterhaltung dieses Elektronen- bzw. Ionenflusses für den Rest der Phase nur noch eine geringe Spannung notwendig ist, d.h. die Lampen benötigen einen höheren Einschaltstrom als Betriebsstrom. Wenn von einer Netzspannung von 230 V als Einschaltstrom ausgegangen wird, so kann der Betriebsstrom bei wesentlich niedrigeren Spannungen aufrechterhalten werden, wobei die Höhe des Betriebsstromes von anderen Schaltkomponenten und insbesondere des Transformators abhängt, so daß eine Spannungsabsenkung in der Größenordnung von etwa 2/5 bis 1/3 der Ausgangspannung im Bereich zweckmäßiger Größen liegt.
Durch die DE 195 41 341 C2 und DE 195 43 249 A1 sind für derartige Steuerungen Spartransformatoren zur unterbrechungslosen Spannungsregelung bekannt, wobei die Spannungsregelung mit Hilfe vieler Abgriffe erfolgt, die mit Hilfe von Schaltschützen einen engen Spannungsbereich zu steuern in der Lage sind. Die Umschaltung der Schaltschütze muß möglichst gleichzeitig erfolgen, um kurze Zuckungen des Lichtes zu vermeiden, jedoch muß dafür gesorgt sein, daß die Schaltschütze nicht gleichzeitig geschlossen sind, weil sonst ein Kurzschluß auftritt. Da derartige Kurzschlußströme kaum zu vermeiden sind, werden Drosseln eingebaut, die den Kurzschlußstrom für kurze Zeit begrenzen.
Auch in der Zeitschrift "Control engineering", Januar 1964, Seiten 84 bis 86 wird ein Spartansformator mit Anzapfungen beschrieben, der unterbrechungslos auf die gewünschten Ausgangsspannungen umgeschaltet wird. Die einzelnen Schaltkombinationen werden mit Hilfe von Halbleitern ausgeführt, die jedoch zu Problemen Q führen, da über sämtliche Schaltelemente der Laststrom fließt und daher die Halbleiterelemente entsprechend groß und aufwendig dimensioniert sein müssen.
Dokument DE 198 31 603 zeigt eine Schaltungsannordnung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltvorrichtung zu schaffen, die die Leistungsregelung von Leuchtstoffröhrenanlagen bzw. Hochdruckgasröhren mit elektronischen Schaltern zuläßt, die trotz der Leistungsanforderung verhältnismäßig einfach und preiswert aufgebaut sind und die an sich bekannte Leistungsumschaltung von einem höheren Einschaltstrom auf einen niedrigeren Betriebsstrom in jeder Halbphase der Wechselspannung ohne Überlastung zuläßt. Dabei soll die Schaltungsvorrichtung durch entsprechende Modifikation auch die Möglichkeit bieten, eine konstante Spannung über der Eingangsspannung zu erzeugen. Die Schaltungsvorrichtung soll sowohl in kompensierten als auch nichtkompensierten Anlaen verwendbar sein.
Diese Aufgabe wird ausgehend von der eingangs genannten Schaltvorrichtung erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die beiden Schalter (ES1, ES2) elektronisch mit der Frequenz der Wechselspannung wechselweise ein- und ausschaltbar sind, wobei der erste elektronische Schalter (ES1) aus als Phasenanschnitts- und /oder Phasenabschnittssteuerung arbeitenden Transistorschaltem besteht, welche in Abhängigkeit vom Phasennulldurchgang wechselweise ansteuerbar sind, und wobei der zweite elektronische Schalter (ES2) ebenfalls aus wechselweise in Abhängigkeit von der Phase leitenden Transistorschaltem aufgebaut ist, von welchen der eine Transistorschalter bei der positiven Phase bzw. der zweite Transistorschalter bei der negativen Phase der Wechselspannung leitend ist, wenn der erste elektronische Schalter (ES1) nicht leitend ist; daß die Transistorschalter des ersten und zweiten elektronischen Schalters (ES1; ES2) für jede Halbwelle der Wechselspannung zumindest einen Feldeffekttransistor (MOS-FET bzw. IGBT) mit parallel liegender Diode umfassen; daß die wechselweise von den Halbphasen der Wechselspannung durchschaltbaren Transistorschalter des ersten elektronischen Schalters (ES1) von einem Mikroprozessor aus ansteuerbar sind, der in Abhängigkeit von einer Phasennullerkennungsschaltung ein Zündwinkelsignal (ZW) für die Phasenanschnitts- und/oder Phasenabschnittssteuerung der Transistorschalter liefert; und daß die Transistorschalter des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über eine Ansteuerschaltung halbperiodenselektiv bei nichtleitendem ersten elektronischen Schalter (ES1) in den leitenden bzw. nichtleitenden Zustand schaltbar sind.
Elektronische Schalter sind bereits durch die DE 197 31 700 A1 und die DE 198 31 603 A1 bekannt. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß diese bekannten elektronischen Schalter nicht ohne weiteres für Schaltungsvorrichtungen benutzt werden können, die sowohl in kompensierten Anlagen als auch nichtkompensierten Anlagenn bei Wechselspannungsfrequenzen von 50 Hertz bzw. 60 Hertz eingesetzt werden sollen.
Für die Steuerung der elektronischen Schalter ist unter diesen Voraussetzungen erforderlich, daß sie exakt phasengleich gesteuert werden. Deshalb sieht die Erfindung vor, daß das von einem Tiefpassfilter abgegriffene phasenverschobene Phasennulldurchgangssignal der Wechselspannung als Triggersignal (Tr) auf einen monostabilen Multivibrator wirkt, dessen durch ein auf die Wechselspannungsfrequenz abgestimmtes RC-Glied am Ende des metastabilen Zustandes ein mit dem nächstfolgenden Phasennulldurchgang phasenrichtiges Ausgangssignal (Q) liefert.
Dieses Triggersignal und das phasenrichtige Ausgangsignal des monostabilen Multivibrators dient der Ansteuerung eines Mikroprozessors, der durch Auszählen die Wechselspannungsfrequenz feststellt sowie das gewünschte Zündwinkelsignal für den ersten elektronischen Schalter errechnet.
Die Erfindung sieht ferner vor, daß der Mikroprozessor bei einem Frequenzwechsel der Wechselspannung ein Umschaltsignal liefert, mit welchem er die Zeitkonstante des RC-Glieds an die geänderte Frequenz anpaßt.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß das Zündwinkelsignal zur zündwinkelabhängigen Betätigung der Transistorschalter des ersten elektronischen Schalter (ES1) über einen eingangsseitigen Optokoppler und eine Schmitt-Triggerschaltung an die Transistorschalter anlegbar ist, und daß die Transistorschalter diesen ersten elektronischen Schalter (ES1) entsprechend der gewünschten Phasenanschnitts- und/oder Phasenabschnittssteuerung ein - bzw. ausschalten.
Für die Ansteuerung des zweiten elektronischen Schalters ist ferner vorgesehen, daß das Zündwinkelsignal zur zündwinkelabhängigen Ansteuerung der Transistorschalter des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über einen Flip-Flop und ggf. einen weiteren Optokoppler an diese Transistorschalter anlegbar ist und diese wechselweise bei ausgeschaltetem ersten elektronischen Schalter (ES1) leitend macht.
Die Erfindung sieht ferner vor, daß die zündwinkelabhängige Ansteuerung des ersten und zweiten elektronischen Schalters unterdrückbar ist, wenn ein Stromwandler (SW) am Ausgang (L') der Schaltungsvorrichtung einen Überstrom feststellt.
Diese überstromabhängige Spannung am Stromwandler (SW) ist mit einer Bezugsspannung an einem Widerstand vergleichbar, wobei eine die Bezugsspannung übersteigende Spannung einerseits die Übertragung des Zündwinkelsignals (ZW) zum ersten elektronischen Schalter (ES1) unterdrückt und andererseits den Flip-Flop zurücksetzt, um über den Optokoppler den zweiten elektronischen Schalter (ES2 )in den nichtleitenden Zustand zu steuern.
Diese gemäß der Erfindung ausgeführte Schaltungsvorrichtung erfüllt in vorteilhafter Weise alle Anforderungen in kompensierten und nicht kompensierten Netzwerken von Beleuchtungsanlagen mit Leuchstoffröhren bzw. Hochdruckgasröhren, wobei die elektronischen Schalter sehr betriebsstabil mit verhältnismäßig preiswerten elektronischen Elementen aufgebaut sind.
Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigen
Fig. 1
ein Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zum sinusförmigen Absenken einer Wechselspannung;
Fig. 2
ein Prinzipschaltbild einer weitere Ausführungsform der Erfindung zum sinusförmigen Anheben der Wechselspannung;
Fig. 3
ein Prinzipschaltbild des ersten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2;
Fig. 4
ein Prinzipschaltbild des zweiten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2;
Fig. 5
ein Prinzipschaltbild für die Phasennullerkennung und die Anpassung des Zündwinkelsignals an unterschiedliche Netzfrequenzen;
Fig. 6
ein Prinzipschaltbild für die zündwinkelabhängige Ansteuerung des ersten und zweiten elektronischen Schalters gemäß den Fig. 1 und 2.
In der nachfolgenden Beschreibung sind für gleiche Teile gleiche Bezugszeichen verwendet.
Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Prinzipschaltungen bestehen aus einem Spartransformator 10, dessen oberes Wicklungsende an die Phasenspannung L und dessen unteres Wicklungsende an den Nullleiter N angeschlossen ist. Das obere Wicklungsende liegt ferner über einem ersten elektronischen Schalter ES1 am Ausgang L', ein Abgriff 11 ist über einen zweiten elektronischen Schalter ES2 ebenfalls mit dem Ausgang L' verbunden.
Die beiden elektronischen Schalter ES1 und ES2 sind miteinander derart verkoppelt bzw. synchronisiert, daß sie eine Wechselschalterfunktion haben. Dabei ist es wichtig, daß die beiden elektronischen Schalter zur Vermeidung eines Kurzschlusses nicht gleichzeitig leitend sind.
Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich, daß bei geschlossenem elektronischen Schalter ES1 und geöffneten elektronischen Schalter ES2 am Ausgang L' die Phasenspannung L anliegt, wogegen bei geöffnetem elektronischen Schalter ES1 und geschlossenem elektronischen Schalter ES2 die dem Windungsverhältnis der beiden Wicklungsabschnitte entsprechende Spannung am Ausgang L' anliegt.
Für die phasengenaue Umschaltung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 ist es erforderlich, eine Phasennullerkennung mit Hilfe der Schaltung 15 durchzuführen, um ein Zündwinkelsignal ZW zu erzeugen und um die elektronischen Schalter ES1 und ES2 mit den für die halbwellenselektive Umschaltung erforderlichen Signale anzusteuern.
Ein Stromwandler SW liefert in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom über den elektronischen Schalter ES2 eine Versorgungsspannung für die zündwinkelabhängige Ansteuerung der beiden elektronischen Schalter ES1 und ES2, wie nachfolgend anhand von Fig. 6 näher erläutert wird.
Zur Erzeugung des Zündwinkelsignals ZW dient die Schaltung zur Phasennullerkennung und ggf. zur Frequenzumschaltung gemäß Fig. 5. Eine Spannungsversorgung 20 liefert ein Wechselstromsignal mit 50 bzw. 60 Hertz an ein Tiefpassfilter 22, das aus Widerständen 23 und Kondensatoren 24 symmetrisch aufgebaut ist. Dieses Tiefpassfilter 22 hat auch den Zweck die für Schaltvorgänge auf die Netzspannung aufmodellierten Tonfrequenzen auszufiltern. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters steuert zwei in Serie gegeneinander geschaltete Transistoren 26 an, die ausgangseitig eine der Wechselspannung entsprechende Impulssignalfolge für den Transistor 27 zur Verfügung stellen. Dieser Transistor 27 wird von dem positiven Halbwellenimpuls in den leitenden Zustand geschaltet und überträgt ausgangsseitig ein positives Triggersignal an einen monostabilen Multivibrator 28. Dieses Triggersignal wird gleichzeitig über die Leitung 29 einem Mikroprozessor 30 zugeführt, der daraus mit Hilfe des Ausgangssignals des Multivibrators 28 über die Leitung 31 die Periodendauer bzw. die Frequenz des Wechselstromsignals auszählt und die korrekte Phasennullage des Wechselstromssignals anhand eines verzögerten Ausgangssignals des monostabilen Multivibrators erkennt.
Durch das Triggersignal wird der monostabile Multivibrator 28 aus seinem stabilen Zustand in den metastabilen Zustand umgeschaltet, in welchem er so lange liegen bleibt, bis der Kondensator 33 des angeschlossene RC-Glied mit den Widerständen 34, 35 auf die Schwellspannung aufgeladen ist, bei welcher der monostabile Multivibrator aus dem metastabile Zustand in den stabilen Zustand zurückschaltet. Durch die Einstellung des RC-Gliedes wird mit hilfe des einstellbaren Widerstandes 35 die Umschaltverzögerung des monostabilen Multivibrators auf die Wechselspannungsfrequenz eingestellt, so daß bei der Rückschaltung von dem metastabilen Zustand in den stabilen Zustand eine Zeitverzögerung auftritt und das Ausgangssignal Q exakt zum Phasennulldurchgang über die Leitung 31 für den Mikroprozessor 30 zur Verfügung steht.
Wenn der Mikroprozessor 30 feststellt, daß die ausgezählte Periodendauer über die beiden Leitungen 29 und 31 verschieden ist, wird ein Umschaltsignal UMS an einen Transistor 36 angelegt, so daß dieser leitend wird und die Widerstände 37, 38 parallel zu den Widerständen 34, 35 schaltet. Diese Widerstände sind derart ausgewählt, daß die Verzögerung im monostabilen Multivibrator 28 bei einer Umschaltung der Wechselstromfrequenz von 50Hz auf 60 Hz an die jeweilige Frequenz angepaßt ist.
Der Mikroprozessor 30 errechnet nunmehr aufgrund des die korrekte Phasennulllage kennzeichnenden Ausgangssignals Q über die Leitung 31 das Zündwinkelsignal ZW entsprechend dem gewünschten Phasenanschnittswinkel bzw. dem gewünschten Phasenabschnittswinkel.
Ein Prinzipschaltbild des ersten elektronischen Schalters ES1 ist in Fig. 3 dargestellt. Wenn das vom Mikroprozessor 30 gelieferte Zündwinkelsignal ZW am elektronischen Schalter anliegt, wird die von der Spannungsversorgung 20 gelieferte Wechselspannung über einen Optokoppler 41 an eine Schmitt-Triggerschaltung 42 angelegt, die aus der Sinusspannung eine Rechteckwechselspannung macht. An die beiden Ausgangsleitungen für die positive Halbwelle bzw. die negative Halbwelle der Rechteckwechselspannung sind über die Kopplungswiderstände 43 und 44, MOS-FET's 46 bzw. 47 angeschlossen, zu denen jeweils eine Diode 48 bzw. 49 parallel geschaltet ist, wobei es sich nicht um diskrete Dioden handeln muß, sondern um solche, die sich durch den Halbleiteraufbau im Innern des Halbleiters ergeben.
Der Optokoppler 41 findet vorzugsweise Verwendung, um eine Potentialtrennung bzgl. der verschiedenen notwendigen Spannungsversorgungen vorzusehen.
Wenn das vom Mikroprozessor 30 gelieferte Zündwinkelsignal ZW anliegt und damit der leitende Optokoppler 41 der Schmitt-Triggerschaltung 42 die Wechselspannung zuführt, schaltet das über die Entkopplungswiderstände 43 angelegte positive Rechtecksignal die Transistorschalter 46 in den leitenden Zustand, wobei die Dioden 48 gesperrt sind. Gleichzeitig sind die Dioden 49 im Transistorschalter 47 leitend, womit dieleitende Verbindung zwischen der Phasenspannung L und dem Ausgang L' hergestellt ist. Entsprechendes gilt für den negativen Impuls der Rechteckwechselspannung, der über die Entkopplungswiderstände 44 die Transistorschalter 47 in den leitenden Zustand schaltet, so daß bei gesperrten Dioden 49 die leitende Verbindung von der Phasenspannung L zum Ausgang L' über die Transistorschalter 47 und die Dioden 48 erfolgt.
Sobald das Zündwinkelsignal ZW entfällt, ist die Verbindung zwischen der Phasenspannung L und dem Ausgang L' unterbrochen.
Der Aufbau des zweiten elektronischen Schalters ES2 ergibt sich aus Fig: 4. Danach wird von der Spannungsversorgung 20 eine Wechselspannung über einen Optokoppler 51, der ebenfalls der Potentialtrennung dient, angelegt, der für die positive Halbwelle den Transistor im Optokoppler leitend macht und den Transistor 53 im nachgeschalteten Netzwerk sperrt. Die sich daraus ergebende Erhöhung der Kollektorspannung wird über den Widerstand 54 an die Basis des Transistors 55 angelegt, der damit eine positive Vorspannung erhält und leitend wird.
Das sich einstellende Potential am Kollektor des Transistors 55 bewirkt eine Sperrung des Transistors 57 während gleichzeitig der mit derselben Basisvorspannung beaufschlagte Transistor 56 leitend wird und dafür sorgt, daß für die positive Halbwelle auf der Leitung Gh1 eine positive Spannung anliegt, wogegen für die negativen Halbwellen Massepotential auf dieser Leitung wirksam ist. Entsprechend steuert der von der positiven Halbwelle über den Optokoppler 51 gesperrte Transistor 53 mit seinem Kollektorpotential die Transistoren 58 und 59 an und bewirkt, daß der Transistor 58 leitend wird und der Transistor 59 sperrt, womit auf der ausgangseitigen Leitung Gh2 für die positive Halbwelle Massepotential und für die negative Halbwelle ein positives Potential wirksam ist.
Diese Potentiale steuern über die Entkopplungswiderstände 60 und 61 die nachgeschalteten Transistorschalter 62 und 63 an, zu denen jeweils eine Diode 64 bzw. 65 parallel geschaltet ist, wobei es sich ebenfalls um in den Halbleitern integrierte Dioden handeln kann.
Durch diese Schaltungskombination ergibt sich, daß eine zwischen dem Abgriff 11 und dem Ausgang L' wirksame positive Halbwelle der Wechselspannung über die Transistorschalter 63 und die Dioden 64 zum Ausgang L' übertragen wird, wogegen für die negative Halbwelle der Wechselspannung der Abgriff 11 über die Transistorschalter 62 und die Dioden 65 mit dem Ausgang L' verbunden ist.
Um den elektronischen Schalter ES2 für die Zeit des vom Mikroprozessor 30 aus anliegenden Zündwinkelsignals ZW zu öffnen, d.h. während der elektronische Schalter ES1 geschlossen ist, werden die Anschlüsse A und B gemäß Fig. 4 vom leitenden Optokoppler 75 kurzgeschlossen und damit an den Leitungen Gh1 und Gh2 Massepotential wirksam.
Diese Überbrückung der Anschlüsse A und B erfolgen mit Hilfe der zündwinkelabhängigen Ansteuerung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 gemäß Fig. 6. Zu diesem Zweck wird das Zündwinkelsignal ZW an die Schaltung 16 zur Ansteuerung der elektronischen Schalter ES1 und ES2 angelegt. Diese Schaltung umfaßt zwei invertierende Schmitt-Trigger 70 und 71, die in Serie geschaltet sind und das Zündwinkelsignal direkt an den elektronischen Schalter ES1 übertragen. Die Schaltung umfaßt ferner einen Flip-Flop 72, der bei anliegendem Zündwinkelsignal vom Ausgangssignale des Schmitt-Trigger 70 über die Leitung 73 derart gesetzt wird, daß die Leuchtdiode im Optokoppler 75 aufleuchtet und der ausgangseitige Transistor die Klemmen A und B kurzschließt. Damit wird der elektronische Schalter ES2 geöffnet.
Um die Anschlußklemmen A und B bei nichtanliegendem Zündwinkelsignal im offenen Zustand zu halten ist es erforderlich, daß die Diode im Optokoppler 75 ausgeschaltet ist. Diese erfolgt durch Umschaltung des Flip-Flops infolge einer Ansteuerung über die Leitung 76. Zu diesem Zweck wird über einen Stromwandler SW, von dem über den Ausgang L' fließenden Strom ein Signal abgeleitet, welches zur Messung des Ausgangsstromes dient. Die vom Stromwandler SW gelieferte niedrige Spannung wird zunächst mit Hilfe von Operationsverstärkern 78 und 79 bzgl. der negativen Halbwelle und der positiven Halbwelle verstärkt und zwei weiteren Operationsverstärkern 80 und 81 zugeführt, um die Spannung vom Stromwandler mit einer Bezugspannung am Widerstand 82 zu vergleichen. Wenn die verstärkte Spannung größer als die Bezugsspannung ist, werden die beiden Operationsverstärker 80 und 81 durchgeschaltet, um eine maximale bzw. minimale Versorgungsspannung an den Kondensator 83 anzulegen, worauf die Ausgangsspannung am invertierenden Schmitt-Trigger 84 gegen Masse geht. Damit wird einerseits der Flip-Flop 71 derart gesetzt, daß die Leuchtdiode im Optokoppler 75 aufleuchtet und den interen Transistor in den leitenden Zustand steuert, d.h. die Anschlußklemmen A und B kurzschließt. Dieser Kurzschluß bewirkt, wie bereits erwähnt, daß der elektronische Schalter ES2 nicht leitend wird.
Das am Ausgang des invertierenden Schmittt-Trigger 84 liegende Massesignal dient auch als Basisansteuerung über den Widerstand 86 auf den Transistor 85, der damit leitend wird und den Eingang des invertierenden Schmitt-Trigger 71 gegen positives Potential zieht. Damit stellt sich an dessen Ausgang Massepotential ein, was bewirkt, daß der elektronische Schalter ES1 über den Optokoppler 41 gemäß Fig. 3 in den nicht leitenden Zustand geschaltet wird.
Dieser Aufbau schützt vor Überströmen einerseits, jedoch im Normalbetrieb, wenn keine Übersströme auftreten, ist der Transistor 85 gesperrt und das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 70 wird als invertiertes Zündwinkelsignal am Ausgang des invertierenden Schmitt-Triggers 71 phasenrichtig an den elektronischen Schalter ES1 übertragen.
Wenn keine Überspannung wirksam ist, wird bei fehlendem Zündwinkelsignal ZW das am Ausgang des invertierenden Schmitt-Triggers 70 wirksame Signal über den ebenfalls invertierenden Schmitt-Trigger 87 an die Diode 88 angelegt, wodurch diese leitend wird und den Kondensator 83 entlädt.
Durch die Maßnahmen der Erfindung wird eine Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen Absenkung oder Anhebung einer Wechselspannung geschaffen, die im Betriebszustand äußerst stabil und vielseitig auch für unterschiedliche Netzfrequenzen einsetzbar ist, selbst wenn auf die Netzspannung für Schaltvorgänge Tonfrequenzen aufmoduliert sind, die Phasenverschiebungen bewirken. Die Stabilität der Schaltung wird auch dadurch begünstigt, daß durch die integrierte Überstromabschaltung überstromempfindliche Halbleiterelemente keinen überhöhten Belastungsströmen ausgesetzt werden.

Claims (8)

  1. Schaltungsvorrichtung zur annähernd sinusförmigen Absenkung einer Wechselspannung, bestehend aus einem mit der Wechselspannung beaufschlagten Spartransformator mit (10) zumindest einem Abgriff (11), wobei das eine Ende der Wicklung des Spartransformators (10) über einen ersten Schalter (ES1) mit dem Ausgang (L') der Schaltvorrichtung und der Abgriff (11) über einen zweiten Schalter (ES2) mit dem Ausgang (L') der Schaltvorrichtung verbunden ist und beim Öffnen bzw. Schließen des ersten Schalters der zweite Schalter wechselweise geschlossen bzw. geöffnet ist,
    die beiden Schalter (ES1, ES2) elektronisch mit der Frequenz der Wechselspannung wechselweise ein- und ausschaltbar sind, wobei der erste elektronische Schalter (ES1) aus als Phasenanschnitts- und /oder Phasenabschnittssteuerung arbeitenden Transistorschaltern (46,47) besteht, welche in Abhängigkeit vom Phasennulldurchgang wechselweise ansteuerbar sind, und wobei der zweite elektronische Schalter (ES2) ebenfalls aus wechselweise in Abhängigkeit von der Phase leitenden Transistorschaltem (62,63) aufgebaut ist, von welchen der eine Transistorschalter (46; 62) bei der positiven Phase bzw. der zweite Transistorschalter (49;63) bei der negativen Phase der Wechselspannung leitend ist, wenn der erste elektronische Schalter (ES1) nicht leitend ist;
    die Transistorschalter (46,47; 62,63) des ersten und zweiten elektronischen Schalters (ES1; ES2) für jede Halbwelle der Wechselspannung zumindest einen Feldeffekttransistor (MOS-FET bzw. IGBT) mit parallel liegender Diode (48,49; 64,65) umfassen;
    dadurch gekennzeichnet, daß die wechselweise von den Halbphasen der Wechselspannung durchschaltbaren Transistorschalter (46,47) des ersten elektronischen Schalters (ES1) von einem Mikroprozessor (µP) aus ansteuerbar sind, der in Abhängigkeit von einer Phasennullerkennungsschaltung ein Zündwinkelsignal (ZW) für die Phasenanschnittsund/oder Phasenabschnittssteuerung der Transistorschalter (46,47) liefert;
    und daß die Transistorschalter (62,63) des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über eine Ansteuerschaltung (16) halbperiodenselektiv bei nichtleitendem ersten elektronischen Schalter (ES1) in den leitenden bzw. nichtleitenden Zustand schaltbar sind.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß das von einem Tiefpassfilter (22) abgegriffene phasenverschobene Nulldurchgangssignal der Wechselspannung als Triggersignal (Tr) auf einen monostabilen Multivibrator (28) wirkt, dessen durch ein auf die Wechselspannungsfrequenz abgestimmtes RC-Glied (33,34,35; 33,37,38) am Ende des metastabilen Zustandes ein mit dem nächstfolgenden Phasennulldurchgang phasenrichtiges Ausgangssignal (Q) liefert.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Triggersignal (Tr) und das phasenrichtige Ausgangsignal (Q) auf den Mikroprozessor (µP) wirkt, der durch Auszählen die Wechselspannungsfrequenz feststellt sowie das gewünschte Zündwinkelsignal (ZW) für den ersten elektronischen Schalter (ES1) errechnet.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,
    dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor (µP) bei einem Frequenzwechsel der Wechselspannung ein Umschaltsignal (UMS) liefert, mit welchem er die Zeitkonstante des RC-Glieds (33,34,35; 33,37,38) an die geänderte Frequenz anpaßt.
  5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Zündwinkelsignal (ZW) zur zündwinkelabhängigen Betätigung der Transistorschalter (46,47) des ersten elektronischen Schalter (ES1) über einen eingangsseitigen Optokoppler (41) und eine Schmitt-Triggerschaltung (42) an die Transistorschalter (46,47) anlegbar ist, und daß die Transistorschalter (46,47) diesen ersten elektronischen Schalter (ES1) entsprechend der gewünschten Phasenanschnittsund/oder Phasenabschnittssteuerung ein - bzw. ausschalten.
  6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Zündwinkelsignal (ZW) zur zündwinkelabhängigen Ansteuerung der Transistorschalter (62,63) des zweiten elektronischen Schalters (ES2) über einen Flip-Flop (72) und ggf. einen weiteren Optokoppler (72) an diese Transistorschalter (62,63) anlegbar ist und diese wechselweise bei ausgeschaltetem ersten elektronischen Schalter (ES1) leitend macht.
  7. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 5 und 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß die zündwinkelabhängige Ansteuerung des ersten und zweiten elektronischen Schalters (46,47; 62,63) unterdrückbar ist, wenn ein Stromwandler (SW) am Ausgang (L') der Schaltungsvorrichtung einen Überstrom feststellt.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet, daß die überstromabhängige Spannung am Stromwandler (SW) mit einer Bezugsspannung an einem Widerstand (82) vergleichbar ist;
    und daß eine die-Bezugsspannung übersteigende Spannung einerseits die Übertragung des Zündwinkelsignals (ZW) zum ersten elektronischen Schalter (ES1) unterdrückt und andererseits den Flip-Flop (72) zurücksetzt, um über den Optokoppler (75) den zweiten elektronischen Schalter (ES2) in den nichtleitenden Zustand steuert.
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