EP1329024A1 - Verfahren und einrichtung zur kanalcodierung - Google Patents

Verfahren und einrichtung zur kanalcodierung

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EP1329024A1
EP1329024A1 EP01987971A EP01987971A EP1329024A1 EP 1329024 A1 EP1329024 A1 EP 1329024A1 EP 01987971 A EP01987971 A EP 01987971A EP 01987971 A EP01987971 A EP 01987971A EP 1329024 A1 EP1329024 A1 EP 1329024A1
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EP
European Patent Office
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code
polynomials
pattern
bits
systematic
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Application number
EP01987971A
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English (en)
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Inventor
Wen Xu
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Qualcomm Inc
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP1329024A1 publication Critical patent/EP1329024A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/23—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using convolutional codes, e.g. unit memory codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for channel coding.
  • Source signals such as voice, sound, image and video almost always include statistical redundancy. This redundancy can be removed by the source coding, so that an efficient transmission or storage of the source signal is made possible.
  • redundancy can be removed by the source coding, so that an efficient transmission or storage of the source signal is made possible.
  • channel coding it is necessary to add redundancy by channel coding in order to eliminate channel interference. It is known to perform convolutional coding as channel coding.
  • Flexible multi-rate coding is also understood to mean source and / or channel coding, which makes it possible to extract more or less redundant information from source signals or to add them for error protection, depending on the requirements.
  • a multirate coding scheme is then implemented by puncturing (removal) of code bits (punctured convolutional / PC code) and / or by repeating code bits (repetition convulutional / RC code) after the convolutional coding.
  • code bits Punctured convolutional / PC code
  • repeating code bits repetition convulutional / RC code
  • IC insertion convolutional
  • the invention is therefore based on the object of specifying a technical teaching which enables channel coding with a flexible rate or flexible error protection for an information bit sequence or for different bits of an information bit sequence.
  • the invention is based on the basic idea of deliberately inserting known bits into an information bit sequence before the convolutional coding step.
  • These known bits - hereinafter also referred to as dummy bits - are inserted between the information bits, in particular (unlike in the known code termination, where a known bit group is at the end of a data block) in a non-terminating manner ,
  • the insertion pattern is chosen such that the code resulting from the channel coding (combination of insertion of dummy bits and convolutional coding) with respect to a Criterion based on the distance spectrum of the code is optimal.
  • the following criteria can be used: depending on the mother code, the insertion pattern is selected so that: a) the (minimum) free distance d / maximizes b) the (medium) distance spectrum ⁇ ad ⁇ minimizes c) the (medium) distance spectrum ⁇ cd ⁇ is minimized.
  • the free distance d / of a code is the minimum Hamming distance that occurs between diverging paths.
  • a further development of the invention provides that the insertion pattern is selected so that the code that is created is optimal in terms of a combination of the above-mentioned criteria in the sense of a compromise.
  • Embodiments of the invention provide certain predetermined insertion patterns, which can be found in a table depending on the rate and parent code.
  • the insertion patterns given in the tables represent a targeted selection of insertion patterns, which were determined by complex simulations in which the above-mentioned optimization criteria were applied.
  • a Viterbi algorithm (VA) modified as follows can be used to decode the received (convolutionally coded) bit stream.
  • a trellis diagram of a convolutional code consists of branches (state transitions) and nodes, whereby each node can have several branches.
  • a node represents a state of the convolutional code memory.
  • Such a system comprises a sequence control for controlling the corresponding tests for the data bit streams processed over several paths in the trellis diagram on the basis of the positions and values of the dummy bits, as well as a decision unit which is connected to the comparator unit and depending on the result of the execution Compare makes a decision to reject or to confirm or select a path.
  • the proposed method is of particular practical importance for the error-protected transmission of source signals, in particular voice signals. It is therefore particularly suitable for use in a mobile radio system.
  • Figure 1 shows a block diagram of channel coding.
  • FIG. 1 shows a method for channel coding of an information bit sequence u (D), in which a plurality of previously known dummy bits are inserted in an insertion block INS according to a predetermined insertion pattern at predetermined bit positions of the information bit sequence u (D).
  • the insertion can be realized by a time delay slide and an adder.
  • the bit sequence w (D) resulting from the insertion of dummy bits is then convolutionally coded by a convolutional coding block FC, the insertion pattern being chosen such that the code v (D) resulting from the channel coding (insertion of dummy bits and convolutional coding) a criterion based on the distance spectrum of the code is optimal.
  • the rate of the code R and thus the error protection for the information bit sequence is therefore dependent on the rate of the mother code of the convolutional coding Rc and on the number of inserted dummy bits.
  • the selection of the insertion pattern takes place on the basis of the principles defined in the claims or on the basis of the tables defined in the claims, which contain insertion patterns optimized for different mother codes, which can be selected depending on the desired rate R.
  • the mother codes are defined by their polynomials (generator polynomials).
  • recursive codes or systematic codes can be used as parent codes in the convolutional coding.
  • Insert pattern are equivalent to the described insert pattern, e.g. "101000”, “010001", “100010”, etc. are equivalent insertion patterns.
  • the insertion patterns can be summarized and / or as desired
  • Voice transmission over a mobile radio channel is necessary / sensible.
  • the information bits that are to be better protected can be coded with a code of lower rate, which usually has better error protection, or vice versa.
  • the parent code remains the same at different rates, so the same decoder can be used.
  • this apriori knowledge can be used when selecting the possible paths, i.e. Paths with which the known bits are incorrectly decoded are thrown away. This is similar to "scheduling a convolutional code.
  • L + Use oo for bit "0”
  • L - ⁇ for bit "1”
  • the apriori L value of an information bit can first be set to the channel software
  • channel decoders using apriori knowledge for example the aprio
  • VA algorithm directly with a conventional VA (without
  • the proposed method is particularly attractive and efficient for systematic channel codes (eg the Recursive Systematic Convolutional / RSC codes, or Turbo Codes), since the inserted dummy bits (eg "0 ⁇ s") are reflected in the code words (as systematic code bits) and do not have to be transferred. This corresponds to puncturing the systematic dummy bits in code words.
  • systematic channel codes eg the Recursive Systematic Convolutional / RSC codes, or Turbo Codes
  • R Rc * n / (n + (1 - Rc) * i) than non-systematic codes for the same Rc, n and i.
  • the channel software values of the punctured (systematic) dummy bits can be considered the highest possible values (ie corresponding to the value "0" or “1” of the dummy bit values "+ co” or, , - ⁇ ").
  • the normal Viterbi-Algorithm (VA) decoder can be used without modification, similar to the punctured convolutional code, to decode the systematic insertion of convolutional code.
  • the two dummy bits 0 are known on the receiving side, we only need to transmit the bits aA-bB-cC-X-dD-X-eE-fF-gG- ...
  • the non-transmitted dummy bits can be reset before decoding (with the highest reliability).
  • the example described describes the soft input values for the channel decoder as aA-bB-cC- (+ ⁇ ) X-dD- (+ ⁇ ) X-eE-fF-gG-.
  • the ' obliquely written letters represent the received channel values for the transmitted (non-obliquely written) bits. This corresponds to a lower equivalent code rate.
  • the encoded bits are generally in the form of AA-BB-CC-XX-DD-XX-EE-FF-GG, all of which should / should be transmitted.
  • This procedure can generally be used to form all codes (systematic or non-systematic) with lower rates from codes with higher rates (see the example below). It is therefore possible to combine this method with puncturing, by means of which codes with higher rates can be generated from codes with lower rates, in order to achieve a desired (arbitrary) code rate and / or optimum performance.

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Abstract

Zur Kanalcodierung wird eine Mehrzahl vorbekannter Dummy-Bits gemäss einem vorgegebenen Einfügemuster an vorbestimmten Bit-Positionen der Informationsbitfolge u(D) eingefügt, unddie entstehende Bitfolge w(D) faltungscodiert. Das Einfügemuster wird dabei derart gewählt, dass der durch die Kanalcodierung entstehende Code hinsichtlich eines Kriteriums, das auf dem Distanzspektrum des Codes basiert, optimal ist.

Description

Beschreibung
Verfahren und Einrichtung zur Kanalcodierung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur KanalCodierung.
Quellensignale wie Sprache, Ton, Bild und Video beinhalten fast immer statistische Redundanz. Durch die Quellencodierung kann diese Redundanz entfernt werden, so daß eine effiziente Übertragung bzw. Speicherung des Quellensignals ermöglicht wird. Auf der anderen Seite ist es bei der Signalübertragung notwendig, gezielt Redundanz durch Kanalcodierung wieder hinzuzufügen, um Kanalstörungen zu beseitigen. Es ist bekannt, als KanalCodierung eine Faltungscodierung durchzuführen.
Häufig ist eine flexible Multiratenencodierung und adaptive Decodierung erforderlich, da die zu übertragenden Daten in der Regel unterschiedliche Grade von Fehlerschutz benötigen und/oder der Übertragungskanal zeitvariant und/oder nicht
(ganz) bekannt ist. Unter einer flexiblen Multiratenencodierung versteht man dabei auch eine Quellen- und/oder Kanalcodierung, die es ermöglicht, Quellensignalen je nach Anforderung mehr oder weniger redundante Information zu entziehen oder zum Fehlerschutz hinzuzufügen.
Aufgrund der Komplexität der Faltungscodierung wird üblicherweise ein einziger oder einige wenige Faltungcodes (Muttercodes) in einem Übertragungssystem verwendet. Ein Multirate Co- dierungsschema wird dann durch Punktierung (Entfernung) von Codebits (punctured convolutional/PC code) und/oder durch Wiederholung von Codebits (repetition convulutional/RC code) nach der Faltungscodierung realisiert. Ein Beispiel ist der GSM AMR Standard Ein anderes Beispiel ist der Rate-Matching
Algorithmus, der im 3GPP standardisiert worden ist.
Alternativ dazu ist der Einsatz sogenannter Insertion Convo- lutional (IC) Codes bekannt, der durch Einfügen von bekannten Dummy Bits in die Informationsbits vor der Faltungscodierung realisiert wird. Allerdings ist es noch nicht bekannt, welche IC Codes zu einer guten Übertragungsqualität bzw. einer geringen Bitfehlerrate im Empfänger führen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine technische Lehre anzugeben, die eine KanalCodierung mit flexibler Rate bzw. einen flexiblen Fehlerschutz für eine Informations- bitfolge bzw. für unterschiedliche Bits einer Informations- bitfolge ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen. Dabei umfaßt die Erfindung auch Einrichtun- gen, die entsprechend dem Verfahren weitergebildet sind.
Die Erfindung basiert auf dem grundlegenden Gedanken einer gezielten Einfügung von bekannten Bits in eine Informations- bitfolge vor dem Schritt der Faltungscodierung ein. Diese be- kannten Bits - nachfolgend auch als Dummy-Bits bezeichnet - werden zwischen den Informationsbits eingefügt, und zwar insbesondere (anders als bei der bekannten Code-Terminierung, wo eine bekannte Bit-Gruppe am Ende eines Datenblockes steht) in nicht-terminierender Weise.
Das Einfügemuster wird dabei derart gewählt, daß der durch die Kanalcodierung (Kombination von Einfügen von Dummy-Bits und Faltungscodierung) entstehende Code hinsichtlich eines Kriteriums, das auf dem Distanzspektrum des Codes basiert, optimal ist .
Dabei sind beispielsweise folgende Kriterien anwendbar: je nach Muttercode wird das Einfügungsmuster so gewählt, dass: a) die (minimale) freie Distanz d/ maximiert b) das (mittlere) Distanzspektrums { ad} minimiert c) das (mittlere) Distanzspektrums { cd} minimiert wird.
Diese Begriffe sind wie folgt zu verstehen:
- Die freie Distanz d/ eines Codes ist die minimale Hamming- Distanz, die zwischen divergierenden Pfaden auftritt.
- Das mittlere Distanzspektrum { ad} ist gegeben durch { aα} = 1/n ∑<3d ; wobei 3d die Anzahl aller Pfade ist, die ausgehend von n aufeinanderfolgenden Knoten den Nullpfad verlassen, sich wieder treffen und dabei die Distanz d aufbauen, und n die Anzahl der Infobits in einer Periode T angibt . - Das mittlere Distanzspektrum { cd} ist gegeben durch { cd = Vn ∑Cd ι wobei das Informationsgewicht Cd die Zahl der Bits mit dem Wert 1 entlang aller Pfade ist, die ausgehend von n aufeinanderfolgenden Knoten den Nullpfad verlassen, wieder treffen und dabei die Distanz d aufbauen.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß das Einfügemuster so gewählt wird, dass der entstehende Code hinsichtlich einer Kombination der obengenannten Kriterien im Sinne eines Kompromisses optimal ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sehen bestimmte vorgegebene Einfügemuster vor, welche je nach Rate und Muttercode einer Tabelle zu entnehmen sind. Die in den Tabellen angegebenen Einfügemuster stellen eine gezielte Auswahl von Einfüge- mustern dar, welche durch aufwendige Simulationen, bei denen obengenannte Optimierungskriterien angewendet wurden, ermittelt wurden. Zur Decodierung des empfangenen (faltungscodierten) Bitstromes kann beispielsweise ein wie folgt modifizierter Viterbi- Algorithmus (VA) verwendet werden. Ein Trellis-Diagramm eines Faltungscodes besteht aus Zweigen (Zustandübergängen) und Knoten, wobei jedem Knoten mehrere Zweige zusammen kommen können. Ein Knoten repräsentiert einen Zustand des Gedächtnisses des Faltungscodes. Für einen Rate l/n Faltungscode und zu einem bestimmten Zeitpunkt gibt es im Trellis-Diagramm 2m+1 Zweige zum nächsten Zeitpunkt, wenn kein Bit vordefiniert wird. Wird ein Dummy-Bit eingefügt, sind dann nur noch 2m Zweige möglich. Der normale Viterbi-Decoder kann dann so modifiziert werden, dass nur diese Zweige erreicht werden. In anderen Worten, die Pfade, die nicht über die 2m Zweige laufen, werden verworfen. Diese Methode kann für mehrere Dummy-Bits und andere Codes erweitert werden.
Dabei umfaßt ein solches System eine Ablaufsteuerung zur Steuerung der entsprechenden Prüfungen für die über mehrere Pfade im Trellis-Diagramm verarbeiteten Datenbitstrome anhand der Positionen und Werte der Dummy-Bits sowie eine Entscheidungseinheit, die mit der Vergleichereinheit verbunden ist und in Abhängigkeit vom Ergebnis des jeweils ausgeführten Vergleiches eine Entscheidung zum Verwerfen oder zur Bestäti- gung bzw. Auswahl eines Pfades trifft.
Besondere praktische Bedeutung hat das vorgeschlagene Verfahren für die fehlergeschützte Übertragung von Quellensignalen, insbesondere Sprachsignalen. Es ist daher besonders für die Anwendung in einem Mobilfunksystem geeignet.
Weitere Vorteile und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich im übrigen aus den Unteransprüchen sowie der nachfolgen- den Erläuterung von speziellen Ausführungen und Aspekten anhand der Figur.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Kanalcodierung.
Figur 1 zeigt ein Verfahren zur Kanalcodierung einer Informa- tionsbitfolge u(D), bei dem eine Mehrzahl vorbekannter Dummy- Bits in einem Einfügeblock INS gemäß einem vorgegebenen Einfügemuster an vorbestimmten Bit-Positionen der Informations- bitfolge u(D) eingefügt werden. Das Einfügen kann durch ein Zeitverzögerungsgleid und ein Addierglied realisiert sein. Die durch das Einfügen von Dummy-Bits entstehende Bitfolge w(D) wird anschließend durch einen Faltungscodierblock FC faltungscodiert, wobei das Einfügemuster derart gewählt wird, daß der durch die Kanalcodierung (Einfügen von Dummy-Bits und Faltungscodierung) entstehende Code v(D) hinsichtlich eines Kriteriums, das auf dem Distanzspektrum des Codes basiert, optimal ist.
Die Rate des Codes R und somit der Fehlerschutz für die Informationsbitfolge ist damit abhängig von der Rate des Mutte- codes der Faltungscodierung Rc und von der Anzahl der eingefügten Dummy-Bits.
Die Wahl des Einfügemusters erfolgt je nach Ausführungsbei- spiel anhand der in den Ansprüchen definierten Prinzipien o- der anhand der in den Ansprüchen definierten Tabellen, welche zu verschiedenen Muttercodes optimierte Einfügemuster enthalte, die je nach gewünschter Rate R ausgewählt werden können.
Die Muttercodes sind dabei durch deren Polynome (Generatorpolynome) definiert. Als Muttercodes können bei der FaltungsCodierung je nach Aus- führungsbeispiel rekursive Codes oder systematische Codes verwendet werden.
Für die Rate der Kanalcodierung R gilt dabei folgender Zusammenhang : nicht-systematische Codes: R = Rc * n / (n + i) , systematische Codes: R = Rc * n / (n + (1 - Rc) * i) , wobei Rc die Rate des Muttercodes (FaltungsCodierung) ist, n die Anzahl der Informationsbit ist und i die Anzahl der Dummy-Bits ist. n und i sind dabei beispielsweise den Einfügmustern in den Tabellen direkt zu entnehmen.
Nimmt man ein Einfügemuster „1010000" als Beispiel, wobei „1" für Informationsbit und „0" für Dummy-Bit steht. Das Einfügemuster besteht aus n = 2 Informationsbits und i = 5 Dummy- Bits. Für Rc = 1/2 systematische Codecs ergibt sich also R = (1/2)* 2 / (2+5/2) = 2/9. Ähnlich erhält man für das Einfügemuster „110" R = 2/5. Es ist zu bemerken, dass Einfügemuster, die durch eine zyklische Verschiebung eines beschriebenen
Einfügemusters hervorgehen, sind zu dem beschriebenen Einfügemustern äquivalent, z.B. „101000", „010001", "100010", etc. sind äquivalente Einfügemuster.
Die Einfügemuster können beliebig zusammengefasst und/oder
(periodisch) wiederholt verwendet werden. Z.B. aus den Einfügemustern „1010000" (Rate 2/9) und „110" (Rate 2/5) ergibt sich Muster wie „llOlOlOOOOHOllOllOllO", wobei die Informationsbits markiert als „2" mit einem Rate 2/9 Code und die Informationsbits „1" mit einem Rate 2/5 Code geschützt sind.
Bei Verwendung der den unterschiedlichen Raten des Codes entsprechenden Einfügemuster erzielt man einen ungleichen Feh- lerschutz für Informationsbits, der beispielsweise bei
Sprachübertragung über einen Mobilfunkkanal notwendig/sinnvoll ist. Dabei kann man für die Informationsbits, die besser geschützt werden sollen, mit einem Code von nied- rigerer Rate, der meistens besser Fehlerschutzfahigkeit besitzt, codieren, oder umgekehrt. Der Muttercode bleibt bei unterschiedlichen Raten gleich, so dass der gleiche Decoder verwendet werden kann.
Zur Decodierung sind folgende Methoden möglich:
- Im Falle eines normalen VA kann beispielsweise dieses Apriori-Wissen bei der Selektion der möglichen Pfade verwendet werden, d.h. Pfade, mit denen die bekannten Bits falsch decodiert werden, werden weggeworfen. Dies ist ähn- " lieh wie der Terminierung eines Faltungscodes.
- Bei Verwendung eines Apri-VA oder eines ähnlichen Algorithmus, wie z.B. des MAP(maximum a posteriori probabili- ty) -Decodierungsalgorithmus, kann man die Apriori-L-Werte für die bekannten Dummy-Bits als zulässige maximale Werte (z.B. L = +oo für Bit "0" und L = -∞ für Bit "1") einsetzen. Für die Informationsbits ul t u2, u3, u4, ..., falls kein Apriori-Wissen vorhanden, dann gilt L± = 0 (i = 1, 2, ...) .
- Für systematische Kanalcodes wie beispielsweise die Recur- sive Systematic Convolutional Codes, die bereits bei der GSM AMR-Kanalcodierung und auch als Komponentcodes bei Turbo-Codes verwendet werden, kann man den Apriori L-Wert eines Informationsbits zunächst auf den Kanal-Softwert
(d.h. Soft-Input-Wert des Kanaldecoders) des entsprechenden systematischen Codebits (= Informationsbit) addieren und dann den resultierenden Softwert als Soft-Input-Wert des Kanaldecoders verwenden. Auf dieser Weise läßt sich ein Apriori-Wissen nutzender Kanaldecoder (z.B. der Apri-
VA Algorithmus) direkt mit einem konventionellen VA (ohne
Modifikation) realisieren. Das vorgeschlagene Verfahren ist für systematische Kanalcodes (z.B. die Recursive Systematic Convolutional/RSC Codes, oder Turbo Codes) besonders attraktiv und effizient, da die eingefügten gleichen Dummy Bits (z.B. "0λs") in die Codewörter (als systematische Codebits) abgespiegelt werden und nicht übertragen werden müssen. Dies entspricht einer Punktierung der systematischen Dummy-Bits in Codewörtern. Dadurch erhält man eine höhere Rate für systematische Codes, nämlich R = Rc * n / (n + (1 - Rc) * i) als nicht-systematische Codes für die gleiche Rc, n und i.
Zur Decodierung des systematischen Insertion Convolutional Codes kann man die Kanal-Softwerte der punktierten (systematischen) Dummy-Bits als die möglichst höchste Werte (d.h. entsprechend dem Wert „0" oder „1" des Dummy-Bits Werte ,,+co" oder ,,-∞") setzen. Auf dieser Weise kann der normale Viter- bi-Algorithmus (VA) Decoder ohne Modifikation, ähnlich wie beim punktierten Convolutional Code, zur Decodierung des systematischen Insertion Convolutional Codes eingesetzt werden.
Dies soll an einem Beispiel erläutert werden: Werden die Bits a-b-c-0-d-0-e-f-g- ... kanalcodiert mit einem Code von Rate 1/2 und übertragen, wobei a-b-c-d-e-f-g die Datenbits sind und d durch eine Einfügung von zwei 0xs besser geschützt werden soll, dann haben die codierten Bits (Codebits oder Code- Wörter) im Falle eines systematischen Codes eine Form von aA- bB-cC-0X-dD-0X-eE-fF-gG-... Dabei gilt für a, A, b, B, ..., X e {0, 1} und im allgemeinen X = beliebig (Das erste X ist nicht unbedingt gleich dem zweiten X) . Da die zwei Dummy-Bits 0 auf der Empfangsseite bekannt sind, brauchen wir nur die Bits aA-bB-cC-X-dD-X-eE-fF-gG- ... zu übertragen. Die nichtübertragenen Dummy Bits kann man ggf . vor der Decodierung (mit einer höchsten Zuverlässigkeit) zurücksetzen. Im oben beschriebenen Beispiel sehen die Soft-Input-Werte für den Kanaldecoder also wie aA-bB-cC- (+∞) X-dD- (+∞) X-eE-fF-gG- . . . aus, wobei die' schräg geschriebenen Buchstaben die empfangenen Kanalwerte für die gesendeten (nicht-schräg geschriebe- nen) Bits darstellen. Dies entspricht einer niedrigeren äquivalenten Coderate. Im Falle eines nicht-systematischen Codes haben die codierten Bits im allgemeinen eine Form von AA-BB- CC-XX-DD-XX-EE-FF-GG, die alle übertragen werden müssen/sollten.
Durch dieses Verfahren lassen sich im allgemeinen alle Codes (systematisch oder nicht-systematisch) mit niedrigeren Raten aus Codes mit höheren Raten bilden (siehe das nachfolgende Beispiel) . Es ist daher möglich, dass man dieses Verfahren mit Punktierung, durch die Codes mit höheren Raten aus Codes mit niedrigeren Raten generiert werden können, kombiniert, um eine gewünschte (beliebige) Coderate und/oder eine optimale Performance zu erzielen.
Beispiel: Wir können einen systematischen Code der Rate 1/3 aus einem systematischen Code der Rate 1/2 bilden, nämlich durch regelmäßige Einfügung von 0: a-O-b-O-c-O-d-0- ... Codiert man diese Bits mit einem Rate-l/2-Code, erhält man aA-0X-bB-0X-cC-0X-dD-0X-... Die zu übertragenden Bits sind dann aA-X-bB-X-cC-X-dD-X- ... Die äquivalente Coderate ist 1/3, da ein Rate 1/3-Code die gleiche Anzahl von Codebits, nämlich aAX-bBX-cCX-dDX- ... generiert. Ähnlich können wir Codes von äquivalenten Raten 2/5 (a-b-0-c-d-0-e... ) , 3/7 (a-b- c-0-d-e-f-0-... ) , ... aus einem systematischen Code der Rate 1/2 bilden. In unserer Simulation wurde gezeigt, dass ein dadurch gebildeter Rate 1/3-Code fast die gleiche Performance liefert wie der optimale Rate 1/3-Code.
Die Ausführungen der Erfindung sind nicht auf die oben be- schriebenen Beispiele beschränkt, sondern ebenso in einer Vielzahl von Abwandlungen möglich, die im Rahmen fachgemäßen Handelns liegen.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Kanalcodierung einer Informationsbitfolge u(D) , bei dem eine Mehrzahl vorbekannter Dummy-Bits gemäß einem vorgegebenen Einfügemuster an vorbestimmten Bit-Positionen der Informationsbitfolge u(D) eingefügt wird, und bei dem die entstehende Bitfolge w(D) faltungscodiert wird, wobei das Einfügemuster derart gewählt wird, daß der durch die Kanalcodierung entstehende Code hinsichtlich eines Kriteriums, das auf dem Distanzspektrum des Codes basiert, optimal ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Einfügemuster derart gewählt wird, daß der durch die Kanalcodierung entstehende Code hinsichtlich des folgenden Kriteriums optimal ist: ein Code mit freier Distanz d/ und Informationsgewichten cd weist ein besseres Distanzspektrum auf als ein Code mit frei- er Distanz df und Informationsgewichten Cd, wenn eine der beiden folgenden Bedingungen erfüllt ist : a) df >= df b) df = df und es gibt eine ganze Zahl 1 >= 0 , so daß : C = £d, für d = df l df+i, . . . . , df+1-ι und C < _, für d = df+i .
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2 , bei dem das Einfügemuster in Abhängigkeit von der Rate R des Codes und den Parametern des Muttercodes der Faltungscodierung aus folgender Tabelle entnehmbar ist: gsm_G0GlfbG0 : 1000000000 o o ω
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11111110 111111110 1111111110; wobei gilt : a) die Einfügemuster sind beschrieben durch "1" für ein In- formationsbit und "0" für ein Dummy-Bit; b) Einfügemuster, die durch eine zyklische Verschiebung der beschriebenen Einfügemuster hervorgehen, sind zu den beschriebenen Einfügemustern äquivalent, z.B. 101000, 010001,100010, etc. sind äquivalente Einfügemuster; c) die Parameter des Muttercodes gehen aus der Bezeichnung „gsm_..." gemäß folgenden Beispielen hervor: "gsm_G0GlfbG0 " steht für einen Muttercode, der auf den Polynomen (G0/G0, Gl/GO) oder (Gl/GO, G0/G0) basiert, mit fb= feedback; analog dazu steht " gsm_G0GlfbGl" für die Polynome (G0/G1, Gl/Gl) oder (Gl/Gl, G0/G1) ; dabei spielt die Reihenfolge der Polynome keine Rolle, d.h. (G1/G2, G2/G2, G3/G2), (G2/G2, G1/G2, G3/G2) , ... haben die selben optimalen Einfügemuster; d) Für GSM (Global System for Mobile Communication) sind die Polynome im Annex B unter 5.03 des GSM Standards wie folgt definiert:
G0 = 1 + D3 + D4
Gl = 1 + D + D3 + D4
G2 = 1 + D2 + D4
G3 = 1 + D + D2 + D3 + D4 G4 = 1 + D2 + D3 + D5 + D6
G5 = 1 + D + D4 + D6
G6 = 1 + D + D2 + D3 + D4 + D6
G7 = 1 + D + D2 + D3 + D6 e) in oktaver Notation sind die Polynome wie folgt darstell- bar -.
G0 = 23
Gl = 33
G2 = 25
G3 = 37 G4 = 133
G5 = 145
G6 = 175 G7 = 171 .
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Einfügemuster in Abhängigkeit von der Rate R des Code und den Parametern des Muttercodes der Faltungscodierung aus folgender Tabelle entnehmbar ist: od_r2m2_GlG2fbGl :
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1111111110; wobei gilt: a) die Einfügemuster sind beschrieben durch "1" für ein Informationsbit und "0" für ein Dummy-Bit; b) Einfügemuster, die durch eine zyklische Verschiebung der beschriebenen Einfügemuster hervorgehen, sind zu den beschriebenen Einfügemustern äquivalent, z.B. 101000, 010001,100010, etc. sind äquivalente Einfügemuster; c) die Parameter des Muttercodes gehen aus der Bezeichnung od_....rep gemäß folgenden Beispielen hervor: "od_r2m3_GlG2fbGl" steht für einen Muttercode der Rate ("r2") Rc = 1/2, Gedächtnis ("m.3") m = 3 ; der äquivalente nicht- rekursive Muttercode basiert auf den Polynomen (Gl/Gl, G2/G1) oder (G2/G1, Gl/Gl), wobei das Feedback-Polynom ("fb") Gl ist. Analog dazu beschreibt "od r3m3 GlG2G3fbG2" den Mutter- code, der auf den Polynomen (G1/G2, G2/G2, G3/G2) oder
(G2/G2, G1/G2, G3/G2), ... basiert. Dabei spielt die Reihenfolge der Polynome keine Rolle, d.h. (G1/G2, G2/G2, G3/G2) , (G2/G2, G1/G2, G3/G2), ... haben die selben optimalen Einfügemuster; d) die Polynome der nicht-rekursiven Codes optimaler Distanz der Rate 1/2 bzw. 1/3 mit Gedächtnis 2 bis 9 sind im folgenden in oktaver Notation aufgeführt, wobei Muttercodes, die im UMTS (Universal Mobile Communications System) verwendet werden m=8 aufweisen:
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem sich das anzuwendende Einfügemuster aus einer perio- dichen Wiederholung eines Einfügemusters ergibt .
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem sich das anzuwendende Einfügemuster aus einer Kombination verschiedener Einfügemuster ergibt, wodurch un- terschiedliche Bits der Inforomationsbitfolge unterschiedlich geschützt werden.
7. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß empfangsseitig eine Pfadselektion, insbesondere im Rahmen eines Viterbi-Algorithmus, aufgrund des geschützten Datenbit- stro es ausgeführt wird, wobei jeweils an den Stellen der Dummy-Bits die Übereinstimmung des verarbeiteten mit dem ge- schützten Datenbitstrom geprüft und im Falle einer Nichtübereinstimmung der entsprechende Pfad verworfen wird.
8. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine Decodierung des geschützten Datenbitstromes als quellengesteuerte Kanaldecodierung, insbesondere mittels eines Apri- Viterbi-Algorithmus oder MAP-Algorithmus, ausgeführt wird.
9. Verfahren nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß für einen systematischen Kanalcode, insbesondere einen Recur- sive Systematic Convolutional Code, ein Apriori-L- ert eines Informationsbits zu einem Soft-Input-Wert des entsprechenden systematischen Codebits addiert und anschließend eine Decodierung mittels eines konventionellen Viterbi-Algorithmus durchgeführt wird.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem bei der Verwendung eines systematischen Muttercodes, insbesondere eines Recursive Systematic Convolutional Codes, die Dummy-Bits punktiert werden und auf der Empfangsseite den Dummy-Bits die höchsten zulässigen Softwerte (+oo oder -oo) zugewiesen werden und anschließend eine Decodierung mittels eines konventionellen Viterbi-Algorithmus durchgeführt wird.
11. Einrichtung, insbesondere Prozessoreinrichtung, zur Kanalcodierung einer Informationsbitfolge u(D), die derart eingerichtet ist, daß eine Mehrzahl vorbekannter Dummy-Bits gemäß einem vorgegebenen Einfügemuster an vorbestimmten Bit-Positionen der Informationsbitfolge u(D) eingefügt werden, und die entstehende Bitfolge faltungscodiert wird, wobei das Einfügemuster derart gewählt wird, daß der durch die Kanalcodierung entstehende Code hinsichtlich eines Kriteriums, das auf dem Distanzspektrum des Codes basiert, optimal ist.
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