EP1159795A1 - Procede de controle de la qualite d'un signal audionumerique diffuse avec un programme audiovisuel - Google Patents

Procede de controle de la qualite d'un signal audionumerique diffuse avec un programme audiovisuel

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EP1159795A1
EP1159795A1 EP00909432A EP00909432A EP1159795A1 EP 1159795 A1 EP1159795 A1 EP 1159795A1 EP 00909432 A EP00909432 A EP 00909432A EP 00909432 A EP00909432 A EP 00909432A EP 1159795 A1 EP1159795 A1 EP 1159795A1
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EP
European Patent Office
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signal
value
digital audio
audio signal
samples
Prior art date
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EP00909432A
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German (de)
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EP1159795B1 (fr
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Catherine Colomes
Eric Monteux
Stéphane Pefferkorn
Thierry Alpert
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Orange SA
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
France Telecom SA
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
    • H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/12—Arrangements for observation, testing or troubleshooting

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling the quality of a digital audio signal distributed by broadcasting a video or audio program.
  • the digital audio coding methods used by broadcasting services have made it possible to reduce the amount of information to be transmitted per program, and consequently to increase the number of programs broadcast. by television channels.
  • this reduction can lead to an irremediable loss of the quality of the information, that is to say of the sound, compared to the source.
  • the extent of the faults introduced depends on the bit rate allocated to the encoder, the complexity of the sound signal, as well as the problems associated with signal transmission.
  • the object of the present invention is to remedy the drawbacks of the abovementioned methodologies by implementing a method for controlling the quality of a fully automated digital audio signal, in the absence of the use of a reference source.
  • Another object of the present invention is also the implementation of an automated method for controlling the quality of a digital audio signal capable of being implemented continuously or pseudocontinuously, the pseudo-continuous nature of this implementation.
  • work being understood to be a periodic implementation with a sufficiently low repetition period to assure users the perception of a television broadcast with constant qualities during the television broadcast of one or more successive programs.
  • Another object of the present invention is also the implementation of a method for controlling the quality of a continuous digital audio signal making it possible, moreover, from separate quality control processes for this signal, since they relate to separate faults of this signal, to ensure overall quality control, resulting in unparalleled listening comfort to date of broadcast programs.
  • the method for controlling the quality of a digital audio signal, object of the present invention is remarkable in that it consists, on a mono- or stereophonic digital audio signal, in detecting in this digital audio signal at least one of the signals parasites such as brief cut, hiss, buzzing and relative phase shift of the left and right channels of this digital audio signal, which makes it possible to generate an alarm signal in the presence of at least one of the parasitic signals.
  • the step consisting in detecting in this digital audio signal a parasitic signal such as a brief cut-off consists in detecting on a series of successive samples of this digital signal a rapid decrease in the level energy of this digital audio signal to zero energy, thereby revealing an absence of reverberation of this digital audio signal.
  • the step consisting in detecting in this digital audio signal a spurious signal such as a whistling sound consists in detecting in this digital signal a sudden and transient increase in the spectral energy of this digital audio signal in a frequency band whose low frequency is between 4.5 kHz and 6.5 kHz and whose high frequency can reach up to 20 kHz.
  • the step consisting in detecting, in this digital audio signal, a parasitic signal such as a humming consists in detecting in this parasitic signal a pink noise in a frequency band between 0 and 1100 Hz and of substantially constant level in this frequency band.
  • the step consisting in detecting, in this digital audio signal, a spurious signal such as a phase shift between channels of the digital audio signal consists in calculating the value of phase shift between channels of the digital audio signal from the intercorrelation function of the digital audio signal present on each of the channels and to compare the calculated phase shift value with a threshold value.
  • the step consisting in discriminating the mono- or stereophonic mode of the transmitted signal consists in detecting sudden and brief changes in context of the mono- or stereophonic mode of the transmitted or reciprocal signal. - ment, from a comparison of the energies of the right and left channels.
  • the method for controlling the quality of a digital audio signal which is the subject of the present invention finds application to any type of digital audio signal subjected to a coding, transmission and then decoding process, the coding / decoding operations being able to be assimilated to operations. compression / decompression, in particular to digital broadcasting signals such as DAB, or to signals of the audio frequency channel of a digital television signal for example.
  • compression / decompression in particular to digital broadcasting signals such as DAB, or to signals of the audio frequency channel of a digital television signal for example.
  • FIG. 2b shows, by way of non-limiting example, a general flowchart illustrating the steps allowing the implementation of the method object of the present invention, in a variant of Figure 2a in which a detection of the monophonic or stereophonic character of the transmitted digital audio signal is carried out;
  • FIG. 3a shows, by way of nonlimiting example, a general flowchart illustrating the steps allowing the implementation of the method object of the present invention, in a nonlimiting variant in which an overall quality of the signal is highlighted;
  • FIG. 3b represents, by way of nonlimiting example, a general flowchart illustrating the steps allowing the implementation of the method which is the subject of the present invention, in a variant of that illustrated in FIG. 3a and in which orders of separate priorities are introduced for the various spurious signals which may affect the digital audio signal;
  • FIG. 3c represents, by way of nonlimiting example, a process for the specific management of the orders of priority assigned to the spurious signals such as the hissing, phase shift and buzzing, which can be implemented in the context of the variant embodiment shown in FIG. 3a or 3b;
  • FIG. 4 shows, by way of nonlimiting example, a flowchart relating to the process of discrimination of the monophonic or stereophonic character of the transmitted digital audio signal
  • FIG. 5a shows, by way of illustration, a process capable of being implemented to ensure the detection of a brief cut in the digital audio signal
  • Figure 5b shows, by way of illustrative example, a flow diagram relating to the steps allowing the implementation of the detection of a brief cut in the digital audio signal, in accordance with the process illustrated in Figure 5a;
  • - Figure 6a shows, by way of non-limiting example, a process capable of being implemented to ensure the detection of a whistling sound affecting the digital audio signal
  • - Figure 6b shows, by way of illustrative example, a flow diagram relating to the steps allowing the implementation of the detection of a whistling affecting the digital audio signal, in accordance with the process illustrated in Figure 6a
  • - Figure 7a shows, by way of nonlimiting example, a process capable of being implemented to ensure the detection of a hum affecting the digital audio signal;
  • FIG. 7b represents, by way of nonlimiting example, a flowchart relating to the steps allowing the implementation of the detection of an affected hum both the digital audio signal, according to the process illustrated in Figure 7a;
  • FIG. 8a represents, by way of illustration, a flowchart relating to the steps allowing the implementation of the detection of a phase shift affecting the right and left channels of the digital audio signal;
  • FIG. 8b shows, by way of non-limiting example, a detail of implementation of a step in the flow diagram of Figure 8a;
  • - Figure 8c shows, purely by way of illustration, a calculation step implemented in the context of the method, object of the present invention, shown in Figure 8b;
  • FIG. 9 shows a device according to the object of the invention.
  • the digital audio signal On reception, the digital audio signal is first demultiplexed DMUX then subjected to a decompression process which restores the programs, the programs subjected to successive operations of compression, mul- tiplexing, transmission, demultiplexing, decompression, that is to say in fact coded / decoded digital audio programs, denoted Pr,, Pr 2 , Pr 3 , are then subject to distribution to users.
  • the digital audio signal is subdivided into frames comprising for example, for MPEG1 LU type compression, 1152 samples and the length of the frame transmitted depends on the compression rate or coding rate used.
  • the coded frame comprises synchronization bits S yr ⁇ c , error correction code bits CRC and finally the digital audio data bits proper.
  • the aforementioned digital audio signal for each program considered Pri to Pr 3, is either a monophonic signal or a stereophonic signal.
  • the signal is monophonic, this signal is present identically on the right and left channels of the digital audio channel, if necessary to the nearest phase shift value.
  • the signal is stereophonic, each left and right channel of the digital audio channel transmits its own digital audio signal in order to restore the conditions of recording in the studio.
  • the method for controlling the quality of a digital audio signal in distribution is implemented on a coded / decoded digital audio signal, that is to say subject to all of the successive treatments described in connection with FIG. 1. It will now be described firstly in connection with FIGS. 2a and 2b. As shown in FIG. 2a, the method which is the subject of the present invention is applied to the signal previously mentioned coded / decoded digital ion, designated by
  • this signal corresponding to the programs Pr,, Pr 2 , Pr 3 , mentioned above.
  • the method which is the subject of the present invention, consists in detecting in this digital audio signal at least one of the spurious signals such as signal of short cut, hiss, buzzing, relative phase shift of the left and right channels of this digital audio signal. It is recalled that the parasitic signal of short cut is designated by "mute" in English language.
  • FIG. 2a there is shown, purely by way of illustration, the operations for detecting a short cut signal at step 101, for detecting a whistling sound at step 102, for detecting a hum at step 103 and detection of a phase shift in step 104, the phase shift being understood of course to a relative phase shift between the left and right channels G, D, of the audio-digital channel.
  • the detection of these spurious signals preferably means a detection independent of each of them, the detection operation being able to allow the establishment of a logic variable representative of the presence, respectively of the absence of this spurious signal.
  • the corresponding logical variables are denoted Pj . , P 2 , P 3 , P 4 for the operations 101, 102, 103, 104 for detecting the aforementioned spurious signals, the complemented values of these logic variables representing the absence of a spurious signal for example.
  • the detection of at least one of the aforementioned signals makes it possible to generate an alarm signal, this operation being shown in steps 105, 106 of Figure 2a.
  • the signal A control signal of a power alarm signal
  • the signal A can for example correspond as represented in step 105, in a logical combination OR of the 'all of the signals P lr P 2 , P 3 , P 4 , the actual power alarm signal, such as a sound, visual or other signal, being emitted in the following step 106.
  • the detection of one of the aforementioned signals allows for example the emission of the alarm signal considered.
  • the operator of the broadcasting network is then made aware of the existence of a parasitic signal significantly disturbing the conditions of broadcasting and may therefore take any action to modify, for example, either the coding of the transmission channel, or any operation it deems necessary.
  • the method which is the subject of the present invention can also consist in discriminating the mode of mono or stereophonic transmission of the ADS digital audio signal.
  • the method which is the subject of the present invention can then comprise a step 100 consisting in discriminating the mono or stereophonic character of the above-mentioned ADS signal.
  • this step of discriminating the mono or stereo character of the ADS signal is carried out before the implementation of steps 101, 102, 103, 104 of the spurious signals.
  • step 104 consisting in detecting the relative phase shift between the channels left and right of the digital audio channel.
  • the signals P 4 and P ′ 4 can be logic signals subjected to different phase shift value conditions depending on whether the signal is mono- or stereophonic.
  • the alarm control signal Ai, A 2 then makes it possible to generate the power signal in step 106 as mentioned previously in the description.
  • the method which is the subject of the present invention must preferably allow the implementation of an overall quality control of the ADS digital audio signal.
  • overall quality of the audio signal meric is understood to mean a quality allowing the best listening comfort for users, taking into account the nature of the spurious signals and of course, where appropriate, the mono- or stereophonic nature of the digital ADS audio signal transmitted.
  • the aforementioned parasitic signals may, depending on the transmission conditions, not have the same importance relative to the degradation introduced on the listening conditions of the transmitted digital audio signal.
  • the method, object of the present invention in order to establish an overall quality control of the digital audio signal, can consist, over a sliding time window of determined length, c '' i.e. on a series of successive samples of the digital audio signal observed on this sliding window, to be carried out in combination with different operations aimed at weighting the relative value of each parasitic signal detected with respect to the degradation introduced under the conditions listening.
  • the method which is the subject of the present invention can then consist in counting the number of occurrences N M of spurious short-cut signals during a duration T M of observation of this digital audio signal and to compare the number of occurrences N M with a determined threshold value S M.
  • a comparison test of the final incremented value N M is carried out in step 101c with respect to the aforementioned threshold value S M.
  • a fault signal Pi * is then generated, this fault signal corresponding to a degradation of the overall quality of the digital audio signal.
  • the method according to the invention also consists in counting the number of occurrences N s of hissing parasitic signals for a duration T s of observation of the digital audio signal ADS and in compare the number of occurrences N s to a determined threshold value S s .
  • the parasitic whistling signal step 102a designates the initialization of N s to the value zero
  • 102b designates the incrementation of N s to the value N s +1
  • 102c designates the comparison of N s to the threshold value S s .
  • a logic signal P 2 * corresponding to the degradation of the overall quality of the signal by a hissing noise is then generated.
  • the process which is the subject of the present invention consists in operating in the same way for the parasitic humming noise and the phase shift noise. Under these conditions, as shown in FIG. 3a, it consists in detecting for a duration ⁇ D , the phase shift value ⁇ and the number of occurrences having to be at least equal to N D of these phase shift values over a determined number D of phase shift calculations and then comparing the calculated phase shift value ⁇ with a determined threshold value S D.
  • the method which is the subject of the invention consisting in counting the number of occurrences N B of parasitic buzzing signals for a duration ⁇ B of observation of this digital audio signal and comparing the number of occurrences N B with a threshold value S B.
  • 103a denotes the initialization of the value N B to the value zero, 103b the incrementation of this value N B a the value N B +1, 103c designating the comparison of the number of occurrences of buzzing N B with the determined threshold value S B.
  • a signal P 3 * of the presence of a buzzing signal affecting the overall quality of the digital audio signal is generated.
  • 104a designates the initialization of N D to the value zero
  • 104b designates the incrementation of N to the value N D + 1
  • 104c designates the comparison of the calculated phase shift value ⁇ with the determined threshold value S D.
  • a signal P 4 * is generated, which represents the presence of a parasitic phase shift signal affecting the overall quality of the ADS signal.
  • each signal resulting from the comparison tests 101c, 102c, 103c and 104c plays substantially the same role as regards the implementation of the control signal alarm A in step 105.
  • the step consisting in transmitting the alarm signal is preferably conditioned to an order of priority of the crossing of the aforementioned threshold values.
  • FIG. 3b Such a preferred embodiment is now described in connection with FIG. 3b.
  • the same references naturally designate the same elements as in the case of FIG. 3a.
  • conditioning to an order of priority of the crossings of each of the aforementioned parasitic signals can for example be carried out by favoring one of the parasitic signals.
  • the spurious short-cut signal Pi * is considered more annoying than one or the other of the spurious signals P 2 *, P 3 * or P 4 * relating to the hissing noises , buzzing, respectively phase shift.
  • the alarm control signal A can verify the logical relationship:
  • A Pi * AND (P 2 * OR P 3 * OR P 4 *).
  • decreasing priority orders can be allocated to the aforementioned crossing by the numbers of occurrences of the spurious signals as a function of the decreasing relative importance of these signals relative to the degradation of the overall quality of listening to the digital audio signal.
  • the spurious short-cut signal is considered to be a priority for example.
  • the embodiment of FIG. 3c can correspond, without limitation, to a specific management of the parasitic signals of hissing P 2 *, of buzzing P 3 * or of phase shift P 4 * in the mode of embodiment of FIG. 3b, the brief cut-off signal being considered to have maximum priority.
  • the method can consist, in one step, 200 of observing ver the hiss noise in a sliding time window of duration T s, then, at step 201, to carry out a detection at least S s wheezing during the observation period.
  • these operations 200 and 201 can correspond to operations 102, 102a, 102b, 102c in FIG. 3b.
  • the parasitic signal P 2 * is generated.
  • step 203 the detection of the phase shift in step 203 can be made conditional on the absence of a parasitic whistling signal, that is to say on the negative response to the test 201 cited above.
  • the phase shift is calculated D times over the duration T D.
  • a step 205 is performed in which a phase shift value ⁇ appears N D times on the determined calculation number D.
  • the comparison of the value of ⁇ at the threshold value S D is carried out in step 206.
  • Steps 203, 205 and 206 can correspond to steps 104, 104a, 104b and 104c of FIG. 3b.
  • the signal P 4 * is then generated.
  • Step 204 is carried out, which consists in detecting the parasitic hum signal.
  • Step 204 can correspond to steps 103, 103a, 103b and 103c of FIG. 3b.
  • the method is then updated for the next series of samples of the digital audio signal ADS.
  • the parasitic hum signal P 3 * is generated, this signal capable of generating the alarm control signal A.
  • step 105 represented in FIG. 3b the management of the block of the aforementioned parasitic signals with their corresponding relative priorities can be carried out either in accordance with step 105 represented in FIG. 3b, or, if necessary, in accordance with step 105 represented in FIG. 3a.
  • FIGS. 3a and 3b the step 100 for detecting the mono- or stereophonic character of the digital audio signal ADS has not been shown so as not to overload the drawing. It is understood that in the examples of implementation of the method which is the subject of the present invention according to FIGS. 3b and 3c, the detection of the mono- or stereophonic character of the signal can be carried out. Different modes of implementation of processes for detecting spurious signals and of the mono- or stereophonic character of the ADS digital audio signal previously mentioned will now be described in conjunction with FIG. 4 and the following figures.
  • FIG. 4 relates to a specific procedure for detecting the mono- or stereophonic character of the aforementioned digital audio signal.
  • the step consisting in discriminating the mode of mono- or stereophonic transmission of the digital audio signal ADS consists in detecting sudden and brief changes of context of mono- or stereophonic mode of transmission, or vice versa, by comparing the energy variations of the two left and right channels.
  • the discrimination of the mono- or stereophonic mode of transmission can comprise, for each successive series of samples of rank n, each series of samples being determined by a cut in sequences of N samples at a step 300 on the left and right channels of the digital audio signal ADS, a step 301 for calculating the respective energies of the right and left channels of the transmission signal, these energies being denoted E n , g for the left channel and E n , d for the right channel.
  • the index n denotes the rank of the current series of samples considered.
  • This step 302 is itself followed by steps 303, 304 and 305, which allow the calculation of a binary variable C n , context variable representative of the transmission context in mono- or stereophonic mode.
  • Step 303 consists in comparing the value of the ratio of the energies M n to a first and a second threshold value, denoted Seuili respectively Threshold 2 , according to the relation Seuili ⁇ M n ⁇ Threshold 2 .
  • the context variable C n is assigned in step 304 the value 0 representative of a monophonic mode context, and the context variable C n is on the contrary assigned the value 1 otherwise, in step 305.
  • the value 1 of the context variable C n is representative of a stereophonic mode context.
  • the context verification step previously mentioned is then constituted for example, as shown in FIG. 4, by a step 306 consisting in performing on a determined number of successive samples the calculation of a cumulative value of the binary variables of context C n successive on a number C of sample sequences consecutive tillons. This cumulation is representative of the arithmetic sum of the context variables over the number C of series of samples. Step 306 is then followed by a step 307 consisting in comparing, by comparison of superiority, the value of this sum, that is to say the value of this accumulation, with a limit value, denoted Limi te, constituting a reference value.
  • the mode of transmission of the digital audio signal ADS is assigned the stereophonic mode, while on negative response is assigned to this mode of transmission the monophonic mode.
  • the operating mode of the process described in connection with FIG. 4 can be justified in the following manner.
  • the difference between the energies of the two left and right channels is not zero.
  • the distance between the energy of each right and left channel is calculated. The respective energies can then verify the relationship:
  • D n / 1 and G n , ⁇ represent the value of the amplitude of each sample of rank i of the series of samples of rank n of the digital audio signal ADS.
  • the context variable C n is then summed over a number C of successive series of samples during the context verification operation.
  • the transmission mode is then reophonic if the sum of the context variables is at least equal to the limit value constituting the reference value.
  • the number of each series of samples N can be between 256 and 1024 samples
  • the threshold values, Seuili and Threshold 2 can be between:
  • a brief cut is a very brief interruption of the digital audio signal constituting digital silence, the digital audio signal ADS being in this case replaced by zeros or very low values due to a transmission problem, such as loss of synchronization for example, preventing the decoder, that is to say the decompression operator, from reconstructing the series of samples constituting the digital audio signal.
  • FIG. 5a which represents the amplitude of the samples of the digital audio signal for a sequence of jazz music transmitted and collected at the edge of the service area, a brief cutoff, or Mute, is characterized by a total absence of sound for several milliseconds, 25 ms in FIG. 5a.
  • any sound intended to be listened to has a minimum of reverberation.
  • the reverberation phenomenon is a phenomenon due to the multiple reflections of sound on the walls such as the walls and ceilings surrounding any sound source. This reverberation phenomenon still exists, even, but to a lesser extent, in free field.
  • the step consisting in detecting in the digital audio signal ADS a spurious signal such as a short cut consists in detecting on a series of successive samples of this signal digital a rapid decrease in the energy level of this digital audio signal to zero energy.
  • a spurious signal such as a short cut
  • the step consisting in detecting in the digital audio signal that a spurious signal such as a brief cut includes a step consisting in determining separately on each left and right channel of the digital audio channel, for a plurality of sequences of N successive samples, the average energy E n of the signal transported by this channel, n denoting the rank of each sequence of samples.
  • a step 400 which is followed by a step 401 of calculating the time energy E n of the series of samples considered.
  • x [i] represents the temporal sample of rank i of the series of N samples, n denoting the rank of this series of samples.
  • the time windows that is to say the sequences of successive samples, are without overlap.
  • Step 401 of FIG. 5b is then followed by a step 402 consisting of comparing the evolution of the average energy for sequences of N successive samples, step 402 possibly corresponding, for example, to a verification of an inferiority relation of the value of the average energy E n to the value Seuili.
  • E n -) - designates the neighboring average energy (s).
  • step 402 If on the contrary, the response to the comparison step 402 is negative, the process is repeated by returning to step 401 for a series of samples of rank n + 1 by the return loop 404.
  • the value of each energy mean E n is then stored for a plurality of successive series of samples in order to allow the calculations to continue.
  • the short cuts correspond to digital rests of length multiple of 1152 digital samples.
  • the comparison in step 403 can be carried out by calculating the value:
  • ⁇ E lO.LOGio [E n _ 2 ] -31. If the value ⁇ E is greater than zero, ⁇ E> 0, then there is a spurious short cut signal.
  • the presence of such a spurious signal corresponds to a sudden and transient increase in the spectral energy of the digital audio signal. only over a relatively wide frequency band not exceeding 15 to 16 kHz.
  • the step consisting in detecting in the audio-digital signal ADS a spurious signal such as a whistling sound consists in detecting in this digital audio signal a sudden and transient increase in the spectral energy of this digital audio signal in a frequency band whose low frequency is between 4.5 and 6.5 kHz and whose high frequency can reach up to 20 kHz.
  • This parasitic whistling signal is caused by errors in the error correcting code when reconstructing the series of digital audio samples.
  • a specific embodiment of a process for detecting spurious hiss signals will now be described in connection with FIG. 6b, this process being based on the detection of variations in spectral energy of the digital audio signal.
  • step 500 is subdivided into a step 500a of cutting the signal into sequences of rank n each comprising N samples, the samples of each sequence being designated by e (i).
  • step 500a is followed by step 500b consisting in calculating the average time energy of each sequence sequence
  • step 500d consists in comparing according to a comparison of superiority the ratio of the energy of the current sequence to the energy of an immediately neighboring, non-adjacent sequence, of rank n-2, at a second threshold value, Threshold 2 , according to the relationship:
  • the process is brought back to the step of calculating the average temporal energy, the energy of the current sequence and of the neighboring sequence being similar.
  • step 500 On a positive response to the comparison of the test 500d, the average energy of two neighboring frames being increasing, and the ratio greater than the second threshold value, the whistling detection process is continued, step 500 having been satisfied.
  • the aforementioned step 500 is then followed by a step consisting in calculating on a series of samples of the digital audio signal the spectral composition of this signal defined as the value of frequency components in frequency sub-bands central f lr the value of the frequency components being designated by S n (i), n denoting the rank of the series of samples considered.
  • the values S n (i) have a bandwidth ⁇ f.
  • the aforementioned step is carried out and represented in FIG.
  • step 502 the frequency value is limited in this spectrum to a value beyond the value F kHz, that is to say the value 4.5 kHz, and the interval 4.5 kHz is split up to '' at 20 kHz in frequency ranges of multiple width from ⁇ f kHz.
  • Step 502 is followed by a step 503 consisting in searching for the sub-band ⁇ f of maximum energy in each of the aforementioned ranges, defined previously in step 502.
  • This sub-band ⁇ f is denoted S n (imax ) and allows to center all the ranges defined in step 502 around the maximum energy sub-band considered.
  • Step 503 is itself followed by a step 504 consisting in calculating the average energy of each range centered around the maximum energy band for the series of samples of rank n considered.
  • step 504 the energy of each range is noted E n (sb) and verifies the relation:
  • Step 504 is then followed by a step 505 consisting in calculating the ratio between the energy E n (sb) of the ranges for the current series of samples and for a plurality of previous sequences, E n - S (sb) of successive samples.
  • E n (sb) the energy of the ranges for the current series of samples and for a plurality of previous sequences.
  • s indicates the temporal past relating to s frequency spectra relating to a given number of series of corresponding samples.
  • step 505 is itself followed by a step 506 consisting in calculating a hearing contrast value, denoted C n / S b.
  • the value of auditory contrast checks the relationship:
  • step 506 the auditory contrast C n , sb is compared with a first whistle threshold value, denoted Si, by comparison of superiority.
  • a return step 508 brings back to the series of samples of rank n + 1 following and in particular to step 501 of calculating the spectrum of the signal by Fourier transform.
  • a step 507 is provided, which consists in calculating a proximity parameter denoted P n , sb verifying the relation:
  • Step 507 then includes a step of comparing the proximity parameter P n , Sb with a second whistle threshold value S 2 , P n , sb> S 2 .
  • a return loop 509 makes it possible to return to step 501 of calculating the spectrum of the signal by Fourier transform for the following series of samples of rank n + 1.
  • the presence of a hissing parasitic signal is revealed.
  • step 510 the presence of the parasitic whistling signal is revealed in step 510 if the comparisons of superiority of the auditory contrast value C n , sb and of the proximity parameter Pn, sb with respect to the first threshold If respectively of the second threshold S 2 are both verified.
  • the signal spectrum calculation in step 501 can be performed from fast Fourier transforms.
  • the maximum of the energy of a sub-band of given rank is sought.
  • the ranges are then refocused around the frequency, that is to say the rank i supporting this maximum, and the averages of the energy E n (sb) are calculated for the series of samples of rank n considered.
  • the evolution of the energy for each of these new ranges is observed from the ratio R n (sb) and the auditory contrast criterion C n , Sb is then calculated by observing the behavior of the aforementioned ratio with respect to the neighborhood .
  • the presence of a hiss is checked if the hearing contrast value is greater than the first threshold value and if the proximity parameter is greater than the second threshold value.
  • v indicates the index of neighboring ranges of the same spectrum S n relative to the same series of samples n
  • p denotes the number of sub-bands on either side of the maximum not taken into account in the calculation of the contrast value and k denotes the number of ranges.
  • the calculation of the Fourier transforms can be carried out over a length ranging from 256 to 4096 samples, the minimum overlap being from 25 to 75%.
  • the ranges have a frequency width ⁇ f e [500 Hz, 1500 Hz], the temporal past of observation tion est se [1,4] in number of successive spectra, that is to say of sequences of successive samples.
  • the method which is the subject of the present invention can also consist in carrying out a step of filtering the spectral components into sub-bands not audible to the human ear. Under these conditions, this operating mode makes it possible to take into account the psycho-acoustic properties of the digital audio signal, the energy spectra being previously multiplied by the absolute hearing threshold, according to the formulation of the French standard ISO 226 of 1987, extended to -beyond 12.5 kHz.
  • the step consisting in detecting in the digital audio signal a parasitic signal such as a humming consists in detecting in this parasitic signal a pink noise in a frequency band between 0 and 1100 Hz and of substantially constant level in this frequency band.
  • a parasitic signal such as a humming
  • FIG. 7a it is indicated that the substantially constant level of pink noise introduced during the appearance of this defect is of the order of 40 dB.
  • FIG. 7a thus represents the spectrum of a digital audio signal before the appearance of pink noise, in dashed line, during the appearance of pink noise, in dotted line, and after the appearance of pink noise, in solid line .
  • the aforementioned detection process is implemented on at least one left or right channel of the digital audio channel. It consists in a step 700, as shown in the aforementioned figure, of cutting out the sequences of N samples of the digital audio signal ADS and then, in a step 701, of calculating the spectral composition of this signal on the series of samples considered. digital audio defined as the value S n (i) of frequency component in sub-bands of central frequency fi, n designating the rank of the series of samples. It is understood in particular that step 701 represented in FIG. 7b can advantageously be carried out in the same way as step 501 in FIG. 6b, a single decomposition by Fourier transform then being carried out for all of the two detection processes.
  • step 701 is then followed by a step 702 consisting in calculating, for a determined number k of central frequency f- . of the low frequency domain, that is to say between 0 and 1100 Hz, a first ⁇ in and a second ⁇ , n ratio of the values of frequency components in sub-bands for the current sample suite and the following of previous samples, respectively for the current sample suite and the next sample suite.
  • a step 702 consisting in calculating, for a determined number k of central frequency f- . of the low frequency domain, that is to say between 0 and 1100 Hz, a first ⁇ in and a second ⁇ , n ratio of the values of frequency components in sub-bands for the current sample suite and the following of previous samples, respectively for the current sample suite and the next sample suite.
  • step 702 the first and second ratios ⁇ , n and ⁇ in are then compared with a first buzzing threshold value, denoted S' ⁇ .
  • a return 703 is made to the implementation of step 702 for the component in sub-bands of rank i corresponding to the same series of samples of rank n.
  • a step 704 is carried out, this step consisting in subjecting the comparison of the first and second reports to a criterion of proportion p / k of the number p of verified comparisons with respect to all of the k comparisons made for the k center frequencies f- . components in sub-bands considered.
  • the p / k ratio can be expressed as values of P%.
  • a return by a loop 708 is carried out in step 701 of calculation of the signal spectrum for the following series of samples of rank n + 1 following.
  • a step 705 is carried out, which consists in discriminating, among the values in sub-bands S n (i) of the frequency components in sub-bands, the value maximum S n (i max ) for the components in sub-bands of the values of frequency components relating to the current sequence of samples of rank n.
  • Step 705 is then followed by a step 706 consisting in calculating the ratio of the aforementioned maximum value with the value of the frequency line situated at the same index i m a x of the spectrum of the sequence nl of samples, this ratio verifying the relationship :
  • a second buzzing threshold value denoted S ′ 2 .
  • the comparison with the second hum threshold value S ' 2 is a comparison of inferiority.
  • a return loop 709 returns to step 701 for the series of samples of rank following n + 1.
  • steps 702, 704, 705 and 706, upon positive response to the comparisons with respect to the thresholds of buzzing S'i and S ' 2 , comparison of superiority with respect to S'i and comparison with inferiority with respect to S' 2 , of the ratios oi, n and ⁇ i, n, respectively of the ratio M n .i f allow to conclude that a parasitic buzzing signal exists.
  • Step 706, in this case, is then followed by a step 707 of statistical analysis consisting for example in determining the multiple occurrence of a parasitic buzzing signal possible over a given observation time ⁇ b of s seconds .
  • step 707 this can consist of repeating the preceding operations of discrimination of the existence of a comparison of superiority of the first and second ratios to the first humming threshold value S'i and of existence of 'a comparison of the inferiority of the ratio M n , i to the second threshold value S' 2 .
  • a binary variable for predetection of the existence of a parasitic hum signal is stored. This binary variable is assigned the value 1 when the criteria for comparing superiority and inferiority are satisfied and the value 0 otherwise.
  • This number denoted NV pd
  • NV pd is compared with a third buzzing threshold value S ' 3 by comparison of superiority.
  • NV pd > S ' 3 a return 710 by a loop is carried out in step 701 for the following series of samples of rank n + 1 following.
  • a parasitic hum signal is revealed when this comparison to this third hum threshold value is verified. The presence of the parasitic hum signal is obtained in step 711.
  • a proof of the detection process of the parasitic hum signals will be given below.
  • the property of the signal linked to the stereophonic mode of the latter is implemented during the third comparison with the third threshold value.
  • the values of the previously described parameters are now given in the case of MPEG1 LU digital audio coding transmitted by a digital broadcasting channel.
  • the width of the spectrum observed can be from 500 Hz to 1.5 kHz at low frequencies, the number of stored spectra being equal to 3, that is to say for the preceding series of samples of rank nl, the current sequence of samples of rank n and the following sequence of samples of rank n + 1:
  • the frequency band can be between [0 Hz, 1500 Hz].
  • phase shift between the right and left channels can be tolerated.
  • the step consisting in detecting in the digital audio signal a spurious signal such as a phase shift between right and left channels of the digital signal can consist, in a step A, of calculating the value of phase shift between channels of the digital audio signal from the intercorrelation function of the digital audio signal present on each of the right and left channels of the digital audio channel.
  • the aforementioned step A is followed by a step B consisting in comparing the calculated phase shift value with a threshold value.
  • the relative phase shift between channels is noted ⁇ and the threshold value is noted ⁇ ma ⁇ - this value varying according to the mono or stereophonic transmission mode of the signal.
  • the method according to the object of the present invention consists, in a step 800, of cutting the digital audio signal following samples of N samples, each sequence comprising the rank n .
  • This division is of course carried out on the left and right channels of the ADS digital audio signal.
  • the above-mentioned step 800 is followed by a step consisting in calculating, on the aforementioned series of samples, given number N of samples, the intercorrelation function between the digital audio signal present on the left channel and on the right channel.
  • the step of calculating the above-mentioned intercorrelation function can be carried out using a step 801 of calculating the complex spectra of the left and right channels by Fourier transform, value of the frequency component i of the series of rank samples not.
  • This step 801 is followed by a step 802 of multiplication of a spectrum of a channel by the conjugate of the spectrum of the other channel, then of a step 803 of calculation proper of the inverse Fourier transform to obtain the intercorrelation function.
  • the operations performed in steps 801, 802, 803 will not be described in detail since they correspond to conventional operations in processing the digital signal.
  • step 804 consisting in determining the rank i of the sample of the cross-correlation function, sample denoted corr (i), corresponding to the maximum value corr ( i) of this intercorrelation function.
  • This maximum search step can be carried out using a function of sorting on the value of the samples of the intercorrelation function.
  • Step 804 is then followed by a step 805 consisting, from a determined attenuation value A, in determining the attenuated rank i ⁇ nf , i sup of the samples corr (i ⁇ nf ) and corr (i sup ) of the intercorrelation function distributed on either side of rank i of the maximum sample corr (i) and corresponding to an attenuated value of the value A with respect to the maximum value of this intercorrelation function.
  • Step 805 also consists in calculating a first ratio of the maximum value to the corrected lower corrected value (i), this first report being written then a corr (i mf ) second ratio of the maximum value to the upper attenuated value , this second report verifying the relation corr (i) corr (i sup )
  • Step 805 finally consists in comparing the value of the above-mentioned first and second ratios with a first threshold value A, denoted S " ⁇ .
  • S " ⁇ a first threshold value A
  • the left / right contrast of the digital audio signal between left channel and right channel is then considered to be significant.
  • This contrast is significant because the indices of lower and upper value distributed on either side of the maximum of the intercorrelation function exist as well as the value of their ratio, these values can then be compared with the first phase shift threshold value S " ⁇ . If these indices do not exist, in negative response to the comparison test carried out in step 805, a return loop 806 brings the process back to step 801 for the following series of samples of rank n + 1.
  • step 805 On a positive response to the comparison carried out in step 805, the lower and upper indices existing, this step 805 is followed by a step 807 consisting in searching for the rank noted j of the second relative maximum corr (j) of the function of intercorrelation.
  • the first maximum corresponding to the sample i is represented, ie corr (i), the attenuated values of the value A and of index i ⁇ nf and i sup corresponding, as well as the second maximum of index j.
  • the value of the attenuation R corresponds to the difference between the maximum maximorum of the cross-correlation function and this second maximum.
  • the index j of the second maximum of the cross- correlation function is sought over the intervals [0; i ⁇ nf [and
  • Step 807 is then followed by a step 808 consisting in calculating a left / right contrast parameter C g , d ratio between the maximum value corr (i) and the value of second maximum corr (j).
  • the left / right contrast value checks the relationship:
  • Step 808 also includes a comparison of the value of the abovementioned contrast parameter C 9 d with a second phase shift threshold value, noted S " 2. On a negative response to the aforementioned comparison, a return by a return loop is carried out in step 801 for the following series of samples of rank n + 1.
  • step 808 On the contrary, on a positive response to the comparison of the aforementioned step 808, the preceding operations successive to the comparison of the first and of the second ratio to the first maximum value of the cross-correlation function, that is to say the steps 805, 807 and 808, are repeated so as to determine in the successive rows the rank which has the most occurrences These operations are carried out, for example in step 809, where the result relating to the value i of the maximum of the function of intercorrelation is stored in a table, and in a step 810 where a statistical analysis is performed on the number of occurrences in this table.
  • step 810 if a value ia an occurrence greater than or equal to a third me phase shift threshold value S " 3 , then, and in positive response to this comparison of superiority, the relative phase shift of the left and right channels of the digital audio channel is assigned a value corresponding to that of the rank which has the most occurrences, that is, the value of rank i.
  • This allocation is carried out in step 811.
  • a loop 812 leads to the following series of samples of rank n + 1.
  • T (k) denotes the value of the cross-correlation function at point k
  • G (q) and D (q + k) denotes the sample of the left-hand lane respectively of rank q and corresponding q + k .
  • k varies from 0 to N-1.
  • N and K can both be equal to 32768, a minimum value being equal to 1024.
  • phase shift calculation threshold value ⁇ " ⁇ is between S" ⁇ e [2,100].
  • the value of the second phase shift calculation threshold S " 2 is between S" 2 € [1,5].
  • the size of the table of results produced in step 810 for carrying out the statistical analysis of rank i corresponding to the maximum of the function d 1 intercorrelation can be 10 successive values.
  • the value of the third phase shift calculation threshold S " 3 can for example be taken equal to 5.
  • a device for controlling the quality of a digital audio signal implementing the method which is the subject of the present invention previously described in the description will now be described in conjunction with FIG. 9.
  • the device for controlling the quality of a digital audio signal object of the present invention comprises at least one module 1 for converting the digital audio signal ADS into a digital signal of specialized format.
  • the module 1 for converting the digital audio signal into a digital signal of specialized format can be achieved by means of a professional quality IRD circuit receiving the digital audio signal ADS from a first input type BIS, for inter-sa telli te band, or from an input type MPEG2 TS.
  • this module can be replaced by a DAB receiver for example, for Digital Audio Broadcasting.
  • the module 1 for converting the digital audio signal into a digital signal of specialized format delivers this signal in the EBU / AES format.
  • the device which is the subject of the present invention as shown in FIG. 9 comprises a portable computer type assembly comprising at least one module 2 for acquiring the left and right audio frequency components, this acquisition module 2 receiving the signal. digital format of specialized format delivered by the module 1 for converting the digital audio signal into digital signal of specialized format. The acquisition module 2 left and right audio frequency components then delivers a specialized digital audio signal for each of the left and right channels, denoted RL in FIG. 9.
  • the module 2 for acquiring the audio-frequency components is itself followed by a module 3 for detecting coding and transmission faults receiving the specialized digital audio signal for each of the left and right channels delivered by the aforementioned module 2. It makes it possible to detect at least one of the parasitic signals such as short cut, whistling, buzzing, relative phase shift of the left and right channels and thus to deliver a detection signal, in accordance with the method which is the subject of the present invention.
  • a management module 4 of the man-machine interface type receives the detection signal and makes it possible to generate an alarm signal in the presence of at least one of the above-mentioned interference signals.
  • the device which is the subject of the present invention may include a module 5 for calculating and detecting additional parameters, this calculation module receiving the digital signal of specialized format delivered by the module 1 and delivering a signal representative of additional parameters such as mono or stereo mode, bit rate values of the digital audio signal. It is controlled by module 3 for detecting coding and transmission faults.
  • the human interface platform management system machine allows remote control of the module 1 for converting the digital audio signal into a digital signal of specialized format.
  • the system constituted by the microcomputer performs the processing of the data, provides the results and orders them while allowing the management of the various signals to be processed by the module 1 for conversion to specialized format.
  • the module 2 for acquiring the components can be produced by a dedicated PCI type card interconnected with the format conversion module 1.
  • the audio components of the left and right channels are thus acquired from the digital audio signal in the specialized EBU / AES format.
  • the digital data supplied by module 2, and therefore by the PCI type card, are processed by module 3 for detecting faults, which of course makes it possible to implement in software form the various steps of the method which is the subject of the present invention such as described previously in the description.
  • all of the corresponding software elements can be installed in read-only memory, called in random access memory of the microcomputer and controlled from the management module 4 constituting the abovementioned human-machine interface HMI.
  • module 5 provides additional results such as the detection of the mono or stereo transmission mode, the bit rate of the digital audio signal from the results delivered by module 3 as well as EBU / AES signals delivered by module 1.

Landscapes

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  • Stereo-Broadcasting Methods (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique distribué. Le signal audionumérique (ADS) est soumis à une détection de signaux parasites de brève coupure (101), sifflement (102), bourdonnement (103), déphasage gauche/droit (104). Un signal d'alarme est engendré (105, 106) en présence de l'un au moins des signaux parasites. Application à la télédiffusion en radio ou en télévision numérique.

Description

PROCEDE DE CONTROLE DE LA QUALITE D'UN SIGNAL AUDIONUMERIQUE DIFFUSE AVEC UN PROGRAMME AUDIOVISUEL
L'invention concerne un procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique distribué par diffusion d'un programme vidéo ou audio.
Avec la multiplication des échanges et de la diffusion d'informations, les méthodes de codage audionumérique employées par les services de télédiffusion ont permis de réduire la quantité d'informations à transmettre par programme, et en conséquence, d'augmenter le nombre de programmes télédiffusés par les voies de télédiffusion. En contre partie, cette réduction peut entraîner une perte irrémédiable de la qualité des informations, c'est-à-dire du son, par rapport à la source. L'importance des défauts introduits dépend à la fois du débit alloué au codeur, de la complexité du signal sonore, ainsi que des problèmes liés à la transmission du signal.
Pour des raisons techniques et/ou de responsabili- té relative au processus de télédiffusion, il est nécessaire, afin de satisfaire les exigences des utilisateurs, d'évaluer le niveau de la qualité du signal audio.
A l'heure actuelle, des méthodes d'évaluation subjectives d'équipements, par appréciation ou surveillance humaine, sont utilisées. Ces méthodes sont toutefois lourdes à mettre en œuvre, et peu fiables. En outre, la mise en œuvre de telles méthodes en continu n'est pas très aisée, en raison des implications subjectives vis-à-vis des personnels appelés à en assurer l'exécution. Des méthodes par analyse différentielle ont en outre été développées. Ces méthodes sont basées sur un sys- tème auditif humain de perception, mettent en jeu une source sonore de référence et la source sonore à évaluer. Une telle solution se révèle toutefois peu pratique puisqu'il est nécessaire de disposer de la source de réfé- rence .
D'autres modes opératoires, basés sur la connaissance a priori des défauts engendrés par la chaîne des processus codage/transmission/décodage, peuvent permettre, par des méthodes statistiques, d'apprécier la qualité du signal audionumérique transmis, en mesurant le taux d'apparition de ces défauts.
La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients des méthodologies précitées par la mise en œuvre d'un procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique entièrement automatisé, en l'absence de l'utilisation d'une source de référence.
Un autre objet de la présente invention est également la mise en œuvre d'un procédé de contrôle automatisé de la qualité d'un signal audionumérique susceptible d'être mis en œuvre de manière continue ou pseudocontinue, le caractère pseudo-continu de cette mise en œuvre s ' entendant d'une mise en œuvre périodique avec une période de répétition suffisamment faible pour assurer aux utilisateurs la perception d'une télédiffusion aux quali- tés constantes au cours de la télédiffusion d'un ou plusieurs programmes successifs.
Un autre objet de la présente invention est également la mise en œuvre d'un procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique en continu permettant en outre, à partir de processus de contrôle de qualité de ce signal distincts, car relatifs à des défauts distincts de ce signal, d'assurer un contrôle de qualité globale, se traduisant par un confort d'écoute jusqu'à ce jour inégalé des programmes télédiffusés.
Le procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique, objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il consiste, sur un signal audionumérique mono- ou stéréophonique, à détecter dans ce signal audionumérique l'un au moins des signaux parasites tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement et déphasage re- latif des voies gauche et droite de ce signal audionumérique, ce qui permet d'engendrer un signal d'alarme en présence de l'un au moins des signaux parasites.
Selon un aspect du procédé, objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter dans ce signal audionumérique un signal parasite tel qu'une brève coupure consiste à détecter sur une suite d'échantillons successifs de ce signal numérique une décroissance rapide du niveau d'énergie de ce signal audionumérique vers une énergie nulle, en révélant ainsi une absence de réverbéra- tion de ce signal audionumérique.
Selon un autre aspect du procédé, objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter dans ce signal audionumérique un signal parasite tel qu'un sifflement consiste à détecter dans ce signal numérique une augmentation subite et transitoire de l'énergie spectrale de ce signal audionumérique dans une bande de fréquences dont la fréquence basse est comprise entre 4,5 kHz et 6,5 kHz et dont la fréquence haute peut atteindre jusqu'à 20 kHz. Selon un autre aspect du procédé, objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un bourdonnement consiste à détecter dans ce signal parasite un bruit rose dans une bande de fréquences comprise entre 0 et 1100 Hz et de niveau sensiblement constant dans cette bande de fréquences.
Selon un autre aspect du procédé, objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un déphasage entre voies du signal audionumérique consiste à cal- culer la valeur de déphasage entre voies du signal audionumérique à partir de la fonction d' intercorrélation du signal audionumérique présent sur chacune des voies et à comparer la valeur de déphasage calculée à une valeur de seuil . Selon un autre aspect du procédé, objet de la présente invention, l'étape consistant à discriminer le mode mono- ou stéréophonique du signal transmis consiste à détecter des changements subits et brefs de contexte de mode mono- ou stéréophonique du signal transmis, ou réciproque- ment, à partir d'une comparaison des énergies des voies droite et gauche.
Le procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique objet de la présente invention trouve application à tout type de signal audionumérique soumis à un processus de codage, de transmission puis de décodage, les opérations de codage/décodage pouvant être assimilées à des opérations de compression/décompression, en particulier à des signaux de radiodiffusion numérique tel que le D.A.B., ou à des signaux de la voie audiofréquence d'un signal de télévision numérique par exemple. Il sera mieux compris à la lecture de la description et à l'observation des dessins ci-après dans lesquels, outre la figure 1 relative à des techniques antérieures : - la figure 2a représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme général illustrant les étapes permettant la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention ;
- la figure 2b représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme général illustrant les étapes permettant la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention, dans une variante de la figure 2a dans laquelle une détection du caractère monophonique ou stéréophonique du signal audionumérique transmis est effec- tuée ;
- la figure 3a représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme général illustrant les étapes permettant la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention, dans une variante non limitative dans laquelle une qualité globale du signal est mise en évidence ;
- la figure 3b représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme général illustrant les étapes permettant la mise en œuvre du procédé objet de la pré- sente invention, dans une variante de celle illustrée en figure 3a et dans laquelle des ordres de priorité distincts sont introduits pour les différents signaux parasites susceptibles d'affecter le signal audionumérique ;
- la figure 3c représente, à titre d'exemple non limitatif, un processus de gestion spécifique des ordres de priorité affectés aux signaux parasites tels que le sifflement, le déphasage et le bourdonnement, susceptible d'être mis en œuvre dans le cadre de la variante de réalisation représentée en figure 3a ou 3b ;
- la figure 4 représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme relatif au processus de discrimination du caractère monophonique ou stéréophonique du signal audionumérique transmis ;
- la figure 5a représente, à titre illustratif, un processus susceptible d'être mis en œuvre pour assurer la détection d'une brève coupure du signal audionumérique ;
- la figure 5b représente, à titre d'exemple illustratif, un organigramme relatif aux étapes permettant la mise en œuvre de la détection d'une brève coupure du signal audionumérique, conformément au processus illustré en figure 5a ;
- la figure 6a représente, à titre d'exemple non limitatif, un processus susceptible d'être mis en œuvre pour assurer la détection d'un sifflement affectant le signal audionumérique ; - la figure 6b représente, à titre d'exemple illustratif, un organigramme relatif aux étapes permettant la mise en œuvre de la détection d'un sifflement affectant le signal audionumérique, conformément au processus illustré en figure 6a ; - la figure 7a représente, à titre d'exemple non limitatif, un processus susceptible d'être mis en œuvre pour assurer la détection d'un bourdonnement affectant le signal audionumérique ;
- la figure 7b représente, à titre d'exemple non limitatif, un organigramme relatif aux étapes permettant la mise en œuvre de la détection d'un bourdonnement affec- tant le signal audionumérique, conformément au processus illustré en figure 7a ;
- la figure 8a représente, à titre illustratif, un organigramme relatif aux étapes permettant la mise en œu- vre de la détection d'un déphasage affectant les voies droite et gauche du signal audionumérique ;
- la figure 8b représente, à titre d'exemple non limitatif, un détail de mise en œuvre d'une étape de l'organigramme de la figure 8a ; - la figure 8c représente, à titre purement illustratif, une étape de calcul mis en œuvre dans le cadre du procédé, objet de la présente invention, représenté en figure 8b ;
- la figure 9 représente un dispositif conforme à l'objet de l'invention.
Préalablement à la description proprement dite du procédé, objet de la présente invention, différents éléments relatifs aux conditions de transmission et de distribution des signaux audionumériques seront décrits en liaison avec la figure 1.
D'une manière générale, en référence à la figure précitée, on indique que les programmes, programme audionumérique ou canal audio de programme vidéo ou de TV numérique, programmes Prx, Pr2, Pr3, sont soumis à un processus de compression puis, après multiplexage MUX, à une transmission proprement dite par télédiffusion par voie hertzienne par exemple.
A la réception, le signal audionumérique est en premier lieu démultiplexé DMUX puis soumis à un processus de décompression qui rétablit les programmes, les programmes soumis aux opérations successives de compression, mul- tiplexage, transmission, démultiplexage, décompression, c'est-à-dire en fait programmes audionumériques codés/décodés, notés Pr, , Pr2 , Pr3 , sont alors soumis à la distribution auprès des utilisateurs. Dans le cadre d'une transmission de type DAB, pour Digi tal Audio Broadcasting, le signal audionumérique est subdivisé en trames comportant par exemple, pour une compression de type MPEG1 LU, 1152 échantillons et la longueur de la trame transmise dépend du taux de compression ou débit de codage utilisé. La trame codée comprend des bits de synchronisation Syrιc, des bits de code de correction d'erreurs CRC et enfin les bits de données audionumériques proprement dites. D'une manière générale, le signal audionumérique précité, pour chaque programme considéré Pri à Pr3 est soit un signal monopho- nique, soit un signal stéréophonique. Lorsque le signal est monophonique, ce signal est présent à l'identique sur les voies droite et gauche du canal audionumérique, le cas échéant à une valeur de déphasage près. Lorsqu'au contraire, le signal est stéréophonique, chaque voie gauche et droite du canal audionumérique transmet un signal audionumérique qui lui est propre afin de restituer les conditions d'enregistrement en studio.
Le procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique en distribution, conforme à l'objet de la présente invention, est mis en œuvre sur un signal audionumérique codé/décodé, c'est-à-dire soumis à l'ensemble des traitements successifs décrits en liaison avec la figure 1. Il sera maintenant décrit en premier lieu en liaison avec les figures 2a et 2b. Ainsi que représenté sur la figure 2a, le procédé, objet de la présente invention, est appliqué au signal au- dionumérique codé/décodé précédemment cité, désigné par
ADS , ce signal correspondant aux programmes Pr, , Pr2 , Pr3 , précités .
Selon une caractéristique particulièrement avanta- geuse du procédé objet de la présente invention, celui-ci consiste à détecter dans ce signal audionumérique l'un au moins des signaux parasites tels que signal de brève coupure, de sifflement, de bourdonnement, de déphasage relatif des voies gauche et droite de ce signal audionumérique. On rappelle que le signal parasite de brève coupure est désigné par "mute " en langage anglo- saxon.
Sur la figure 2a, on a représenté, à titre purement illustratif, les opérations de détection d'un signal de brève coupure à l'étape 101, de détection d'un sifflement à l'étape 102, de détection d'un bourdonnement à l'étape 103 et de détection d'un déphasage à l'étape 104, le déphasage s ' entendant bien entendu d'un déphasage relatif entre les voies gauche et droite G, D, du canal audio- numérique.
La détection de ces signaux parasites s'entend de préférence d'une détection indépendante de chacun d'eux, l'opération de détection pouvant permettre l'établissement d'une variable logique représentative de la présence, res- pectivement de l'absence de ce signal parasite. Sur la figure 2a, à titre purement illustratif, les variables logiques correspondantes sont notées Pj., P2, P3, P4 pour les opérations 101, 102, 103, 104 de détection des signaux parasites précités, les valeurs complémentées de ces va- riables logiques représentant l'absence d'un signal parasite par exemple. En outre, et conformément à un aspect particulièrement remarquable du procédé, objet de la présente invention, tel qu'illustré en figure 2a, la détection de l'un au moins des signaux précités permet d'engendrer un signal d'alarme, cette opération étant représentée aux étapes 105, 106 de la figure 2a.
A titre d'exemple non limitatif et dans un mode illustratif, le signal A, signal de commande d'un signal d'alarme de puissance, peut par exemple correspondre ainsi que représenté à l'étape 105, en une combinaison logique OU de l'ensemble des signaux Pl r P2, P3, P4, le signal d'alarme de puissance proprement dit, tel qu'un signal sonore, visuel ou autre, étant émis à l'étape 106 suivante.
En référence à la figure 2a, on indique que, con- formément à un aspect particulièrement remarquable du procédé, objet de la présente invention, la détection de l'un des signaux précités permet par exemple l'émission du signal d'alarme considéré.
On comprend en particulier que lors de l'émission de ce signal d'alarme, l'exploitant du réseau de télédiffusion est alors mis en connaissance de cause de l'existence d'un signal parasite perturbant de manière significative les conditions de la télédiffusion et peut en conséquence prendre toute mesure de façon à modifier par exemple soit le codage du canal de transmission, soit toute opération qu'il juge nécessaire.
Selon un autre aspect particulièrement remarquable du procédé, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 2b, celui-ci peut consister en outre à discriminer le mode de transmission mono ou stéréophonique du signal audionumérique ADS. Ainsi que représenté de manière purement illustra- tive sur la figure 2b, le procédé objet de la présente invention peut alors comporter une étape 100 consistant à discriminer le caractère mono ou stéréophonique du signal ADS précité. De préférence, mais de manière non limitative, cette étape de discrimination du caractère mono ou stéréo du signal ADS est réalisée préalablement à la mise en œuvre des étapes 101, 102, 103, 104 des signaux parasites. En effet, en fonction du caractère mono ou stéréopho- nique du signal audionumérique transmis ADS, différentes conditions peuvent être appliquées pour la mise en œuvre de la détection des signaux parasites, notamment à l'étape 104 consistant à détecter le déphasage relatif entre les voies gauche et droite du canal audionumérique. Dans ces conditions, et ainsi que représenté en figure 2b, l'étape 105 de constitution d'un signal logique de commande d'alarme peut consister à établir un signal vérifiant la relation Ai = Pi OU P2 OU P3 OU P4 lorsque le signal est monophonique ou A2 = Pi OU P2 OU P3 OU P'4 lors- que le signal est stéréophonique.
On comprend par exemple que les signaux P4 et P'4 peuvent être des signaux logiques soumis à des conditions de valeur de déphasage différentes selon que le signal est mono- ou stéréophonique. Le signal de commande d'alarme Ai, A2 permet alors d'engendrer le signal de puissance à l'étape 106 ainsi que mentionné précédemment dans la description.
Bien entendu, le procédé, objet de la présente invention, doit permettre, de manière préférentielle, la mise en œuvre d'un contrôle de qualité globale du signal audionumérique ADS. Par qualité globale du signal audionu- mérique, on entend une qualité permettant le meilleur confort d'écoute pour les utilisateurs, compte tenu de la nature des signaux parasites et bien entendu, le cas échéant, du caractère mono- ou stéréophonique du signal audionumérique ADS transmis.
On comprend en particulier que les signaux parasites précités peuvent, en fonction des conditions de transmission, ne pas présenter la même importance relativement à la dégradation introduite sur les conditions d'écoute du signal audionumérique transmis.
Dans ce but, et en référence à la figure 3a, on indique que le procédé, objet de la présente invention, afin d'établir un contrôle de qualité globale du signal audionumérique, peut consister, sur une fenêtre temporelle glissante de longueur déterminée, c'est-à-dire sur une suite d'échantillons successifs du signal audionumérique observé sur cette fenêtre glissante, à effectuer en combinaison différentes opérations visant à pondérer la valeur relative de chaque signal parasite détecté vis-à-vis de la dégradation introduite aux conditions d'écoute précitées. Ainsi que représenté sur la figure 3a, le procédé, objet de la présente invention, peut alors consister à décompter le nombre d'occurrences NM de signaux parasites de brève coupure pendant une durée TM d'observation de ce si- gnal audionumérique et à comparer le nombre d'occurrences NM à une valeur de seuil déterminée SM. Sur la figure 3a, on a représenté l'opération précitée comme consistant, à partir de l'étape 101 précédemment décrite en liaison avec les figures 2a et 2b de détection d'une brève coupure et d'une étape 101a d'initialisation du nombre d'occurrences NM à la valeur zéro, lors de l'existence d'une brève cou- pure en réponse à l'étape 101, à provoquer le passage à la valeur NM = NM+1 à l'étape 101b par incrémentation d'une unité suite à cette détection, cela pendant toute la durée TM d'observation du signal audionumérique. A la fin de cette durée, un test de comparaison de la valeur NM incré- mentée finale est effectué à l'étape 101c vis-à-vis de la valeur de seuil SM précitée. Sur réponse positive à l'étape de comparaison 101c, un signal de défaut Pi* est alors engendré, ce signal de défaut correspondant à une dégradation de la qualité globale du signal audionumérique .
En outre, ainsi que représenté sur la figure 3a précitée, le procédé selon l'invention consiste également à décompter le nombre d'occurrences Ns de signaux parasi- tes de sifflement pendant une durée Ts d'observation du signal audionumérique ADS et à comparer le nombre d'occurrences Ns à une valeur de seuil déterminée Ss. Sur la figure 3a, et de manière analogue au processus de détection de brève coupure, pour le signal parasite de sifflement l'étape 102a désigne l'initialisation de Ns à la valeur zéro, 102b désigne l'incrémentation de Ns à la valeur Ns+1 et 102c désigne la comparaison de Ns à la valeur de seuil Ss. Sur comparaison positive à l'étape 102c, un signal logique P2* correspondant à la dégradation de la qualité globale du signal par un bruit de sifflement est alors engendré .
Le procédé objet de la présente invention, consiste à opérer de la même façon pour le bruit parasite de bourdonnement et le bruit de déphasage. Dans ces conditions, ainsi que représenté en figure 3a, il consiste à détecter pendant une durée τD, la valeur de déphasage φ et le nombre d'occurrences devant être au minimum égal à ND de ces valeurs de déphasage sur un nombre déterminé D de calculs de déphasage puis à comparer la valeur de déphasage φ calculée à une valeur de seuil déterminée SD.
Il en est de même en ce qui concerne les signaux parasites de bourdonnement, le procédé objet de l'invention consistant à décompter le nombre d'occurrences NB de signaux parasites de bourdonnement pendant une durée τB d'observation de ce signal audionumérique et à comparer le nombre d'occurrences NB à une valeur de seuil SB.
Sur la figure 3a, de manière analogue aux signaux parasite de brève coupure et de sifflement, pour le signal parasite de bourdonnement, 103a désigne l'initialisation de la valeur NB à la valeur zéro, 103b l'incrémentation de cette valeur NB a la valeur NB+1, 103c désignant la comparaison du nombre d'occurrences de bourdonnement NB à la valeur de seuil déterminée SB. Sur réponse positive au test 103c, un signal P3* de présence d'un signal de bour- donnement affectant la qualité globale du signal audionumérique est engendré. De même, 104a désigne l'initialisation de ND à la valeur zéro, 104b désigne l'incrémentation de N à la valeur ND+1, 104c désignant la comparaison de la valeur de déphasage calculée φ à la va- leur de seuil déterminée SD. Sur réponse positive au test 104c, un signal P4* est engendré, lequel représente la présence d'un signal parasite de déphasage affectant la qualité globale du signal ADS.
Bien entendu et de manière non limitative, ainsi que représenté en figure 3a, l'ensemble des signaux Pi*, P2*, P3* et P4* peut, à l'étape 105, être combiné de la même manière que dans le cas de la figure 2a. Le signal de commande d'alarme A vérifie alors la relation : A = Pi* OU P2* OU P3* OU P4*, le signal d'alarme de puissance étant émis à l'étape 106. Dans le mode de mise en œuvre du procédé objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3a, chaque signal issu des tests de comparaison 101c, 102c, 103c et 104c joue sensiblement le même rôle en ce qui concerne la mise en œuvre du signal de commande d'alarme A à l'étape 105. Toutefois, il est bien entendu possible d'adapter le rôle de chacun de ces signaux, soit à partir des valeurs de fenêtre ou durée d'observation du signal audionumérique ADS, soit à partir de chaque valeur de seuil vis-à-vis de laquelle la comparaison est effectuée aux étapes précitées.
Toutefois, et conformément à un aspect particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention, pour établir un contrôle de qualité globale du signal ADS, l'étape consistant à émettre le signal d'alarme est préférentiellement conditionnée à un ordre de priorité des franchissements des valeurs de seuil précitées .
Un tel mode de réalisation préférentiel est maintenant décrit en liaison avec la figure 3b. Sur la figure 3b, les mêmes références désignent bien entendu les mêmes éléments que dans le cas de la figure 3a.
D'une manière générale, et ainsi que représenté de manière non limitative en figure 3b, le conditionnement à un ordre de priorité des franchissements de chacun des si- gnaux parasites précités peut par exemple être effectué en privilégiant l'un des signaux parasites en ce qui concerne sa contribution au signal de commande d'alarme A à l'étape 105 et, en définitive, à la contribution de ce signal parasite à la dégradation de la qualité globale du signal audionumérique ADS. Sur la figure 3b, à titre d'exemple, le signal parasite de brève coupure Pi* est considéré plus gênant que l'un ou l'autre des signaux parasites P2*, P3* ou P4* relatifs aux bruits de sifflement, de bourdonnement, respectivement de déphasage. Dans ces conditions, le signal de commande d'alarme A peut vérifier la relation logique :
A = Pi* ET(P2* OU P3* OU P4*) . Bien entendu, des ordres de priorité décroissante peuvent être alloués au franchissement précité par les nombres d'occurrences des signaux parasites en fonction de l'importance relative décroissante de ces signaux relativement à la dégradation de la qualité globale d'écoute du signal audionumérique. Un tel mode de réalisation non limitatif sera décrit maintenant en liaison avec la figure 3c relativement par exemple aux signaux parasites de sif- flement, de bourdonnement et de déphasage, étant entendu que le signal parasite de brève coupure est considéré comme prioritaire par exemple. Dans ces conditions, le mode de réalisation de la figure 3c peut correspondre, de manière non limitative, à une gestion spécifique des si- gnaux parasites de sifflement P2*, de bourdonnement P3* ou de déphasage P4* dans le mode de réalisation de la figure 3b, le signal de brève coupure étant considéré comme présentant une priorité maximale.
Ainsi que représenté sur la figure 3c, pour une suite d'échantillons courante du signal audionumérique ADS, le procédé peut consister, à une étape, 200 à obser- ver les parasites de sifflement sur une fenêtre temporelle glissante de durée Ts, puis, à une étape 201, à effectuer une détection d'au moins Ss sifflements pendant la durée d'observation. Bien entendu, ces opérations 200 et 201 peuvent correspondre aux opérations 102, 102a, 102b, 102c de la figure 3b. Sur réponse positive au test 201, le signal parasite P2* est engendré.
Toutefois, ainsi que représenté en figure 3c, la détection du déphasage à l'étape 203 peut être rendue con- ditionnelle à l'absence d'un signal parasite de sifflement, c'est-à-dire à la réponse négative au test 201 précité. Ainsi, à l'étape 203, le déphasage est calculé D fois sur la durée TD. Sur réponse positive à l'étape de comparaison 203, une étape 205 est effectuée dans laquelle une valeur de déphasage φ apparaît ND fois sur le nombre déterminé de calcul D. Sur réponse positive à l'étape 205, la comparaison de la valeur de φ à la valeur de seuil SD est effectuée à l'étape 206. Les étapes 203, 205 et 206 peuvent correspondre aux étapes 104, 104a, 104b et 104c de la figure 3b. Sur réponse positive à l'étape de comparaison 206, le signal P4* est alors engendré.
Au contraire, sur réponse négative à l'étape 203, une étape 204 est réalisée, laquelle consiste à détecter le signal parasite de bourdonnement. L'étape 204 peut cor- respondre aux étapes 103, 103a, 103b et 103c de la figure 3b. Sur réponse négative à l'étape 204 précitée, le procédé est alors réactualisé pour la suite d'échantillons suivante du signal audionumérique ADS.
Au contraire, sur réponse positive à l'étape 204, le signal parasite de bourdonnement P3* est engendré, ce signal étant susceptible d'engendrer le signal de commande d'alarme A.
A l'observation de la figure 3c, on constate ainsi que des ordres de priorité décroissante sont attribués successivement au signal de sifflement, de déphasage et de bourdonnement .
Bien entendu, la gestion du bloc des signaux parasites précités avec leurs priorités relatives correspondantes peut être effectuée soit conformément à l'étape 105 représentée en figure 3b, soit, le cas échéant, conformément à l'étape 105 représentée en figure 3a.
Enfin, on indique que dans les figures 3a et 3b, on n'a pas représenté l'étape 100 de détection du caractère mono- ou stéréophonique du signal audionumérique ADS afin de ne pas surcharger le dessin. Il est bien entendu que dans les exemples de mise en œuvre du procédé, objet de la présente invention selon les figures 3b et 3c, la détection du caractère mono- ou stéréophonique du signal peut être effectuée. Différents modes de mise en œuvre de processus de détection des signaux parasites et du caractère mono- ou stéréophonique du signal audionumérique ADS précédemment mentionnés seront maintenant décrits en liaison avec la figure 4 et les figures suivantes. La figure 4 est relative à un mode opératoire spécifique de détection du caractère mono- ou stéréophonique du signal audionumérique précité.
Lorsqu'un signal audionumérique ADS est transmis sur deux voies de canal, voies droite et gauche, d'un ca- nal audionumérique, et transmis en mode monophonique, les signaux présents sur les voies de droite et de gauche sont identiques à la valeur d'un déphasage de faible valeur près. L'identité du signal sur les deux voies est en général maintenue pendant un certain temps . Une observation expérimentale de la nature de ces signaux sur ces deux voies a pu montrer que lorsqu'il existe un changement subit et court du mode de transmission du signal audionumérique, tel que par exemple passage du mode monophonique au mode stéréophonique puis retour au mode monophonique, de tels changements révèlent la présence de défauts. Dans le cas contraire, le contexte de la transmission n'est pas appelé à évoluer sans cesse au cours du temps. En conséquence et en référence à la figure 4, l'étape consistant à discriminer le mode de transmission mono- ou stéréophonique du signal audionumérique ADS consiste à détecter des changements subits et brefs de contexte de mode de transmission mono- ou stéréophonique, ou réciproquement, en comparant les variations d'énergie des deux voies gauche et droite .
Sur la figure 4, on a représenté une étape consis- tant en un calcul de contexte de transmission mono- ou stéréophonique suivie d'une étape de vérification de ce contexte permettant d'attribuer soit le caractère monophonique, soit le caractère stéréophonique au signal audionumérique transmis. Dans un mode de réalisation spécifique particulièrement avantageux non limitatif, tel que représenté en figure 4, la discrimination du mode de transmission mono- ou stéréophonique peut comprendre, pour chaque suite d'échantillons successive de rang n, chaque suite d'échantillons étant déterminée par une découpe en suites de N échantillons à une étape 300 sur les voies gauche et droite du signal audionumérique ADS, une étape 301 de calcul des énergies respectives des voies droite et gauche du signal de transmission, ces énergies étant notées En,g pour la voie gauche et En,d pour la voie droite. L'indice n désigne le rang de la suite d'échantillons courante considérée.
L'étape 301 précitée est alors suivie d'une étape 302 consistant à calculer le rapport Mn des énergies droite et gauche avec Mn = En,g/En,d.
Cette étape 302 est elle-même suivie des étapes 303, 304 et 305, lesquelles permettent le calcul d'une variable binaire Cn, variable de contexte représentative du contexte d'émission en mode mono- ou stéréophonique.
L'étape 303 consiste à comparer la valeur du rapport des énergies Mn à une première et une deuxième valeur de seuil, notées Seuili respectivement Seuil2, selon la relation Seuili < Mn < Seuil2. Sur réponse positive au test de comparaison 303 précité, à la variable de contexte Cn est attribuée à l'étape 304 la valeur 0 représentative d'un contexte de mode monophonique, et à la variable de contexte Cn est au contraire attribuée la valeur 1 sinon, à l'étape 305. La valeur 1 de la variable de contexte Cn est représentative d'un contexte de mode stéréophonique. Les étapes 300, 301, 302, 303, 304, 305 décrites en liaison avec la figure 4 constituent l'étape de calcul de con- texte précédemment mentionnée dans la description.
L'étape de vérification de contexte précédemment citée est alors constituée par exemple, ainsi que représenté en figure 4, par une étape 306 consistant à effectuer sur un nombre déterminé d'échantillons successifs le calcul d'un cumul de la valeur des variables binaires de contexte Cn successives sur un nombre C de suites d'échan- tillons consécutives. Ce cumul est représentatif de la somme arithmétique des variables de contexte sur le nombre C de suites d'échantillons. L'étape 306 est alors suivie d'une étape 307 consistant à comparer, par comparaison de supériorité, la valeur de cette somme, c'est-à-dire la valeur de ce cumul, à une valeur limite, notée Limi te, constituant une valeur de référence. Sur réponse positive à la comparaison de supériorité précitée à l'étape 307, au mode de transmission du signal audionumérique ADS est attribué le mode stéréophonique, alors que sur réponse négative est attribué à ce mode de transmission le mode monophonique. Le mode opératoire du processus décrit en liaison avec la figure 4 peut être justifié de la manière ci-après.
Lorsque le signal est en mode stéréophonique, la différence entre les énergies des deux voies gauche et droite n'est pas nulle. Ainsi, pour déterminer le contexte mono- ou stéréophonique, la distance entre l'énergie de chaque voie droite et gauche est calculée. Les énergies respectives peuvent alors vérifier la relation :
Dans ces relations, Dn/1 et Gn,ι représentent la valeur de l'amplitude de chaque échantillon de rang i de la suite d'échantillons de rang n du signal audionumérique ADS.
Afin de ne pas considérer un signal stéréophonique passant par zéro comme un signal monophonique, la variable de contexte Cn est alors sommée sur un nombre C de suites d'échantillons successives lors de l'opération de vérifi- cation de contexte. Le mode de transmission est alors sté- réophonique si le cumul des variables de contexte est au moins égal à la valeur limite constituant la valeur de référence .
Un exemple de valeur numérique sera maintenant donné pour une application au codage numérique de type MPEGl LU transmis via un canal de radiodiffusion numérique. Dans un tel exemple d'application, le nombre de chaque suite d'échantillons N peut être compris entre 256 et 1024 échantillons, les valeurs de seuil, Seuili et Seuil2 peuvent être comprises entre :
Seuili e [0, 95; 0, 9999] Seuil2 e [ 1, 0001; 1, 05] C € [20;60] et la valeur limite de comparaison au test 307 : Limi te e [15;45] .
Un processus préférentiel de détection d'un signal parasite telle qu'une brève coupure sera maintenant décrit en liaison avec les figures 5a et 5b.
En premier lieu, on rappelle qu'une brève coupure est une interruption très brève du signal audionumérique constituant un silence numérique, le signal audionumérique ADS étant dans ce cas remplacé par des zéros ou de très faibles valeurs en raison d'un problème de transmission, tel que perte de synchronisation par exemple, empêchant le décodeur, c'est-à-dire l'opérateur de décompression, de reconstruire la suite d'échantillons constitutive du signal audionumérique.
En conséquence, et en référence à la figure 5a, laquelle représente l'amplitude des échantillons du signal audionumérique pour une séquence de musique de jazz transmise et recueillie en limite de zone de service, une brève coupure, ou Mute, est caractérisée par une absence totale de son pendant plusieurs millisecondes, 25 ms sur la figure 5a.
Au contraire, toute sonorité destinée à être écou- tée possède un minimum de réverbération. Le phénomène de réverbération est un phénomène dû aux multiples réflexions du son sur les parois telles que les murs et les plafonds entourant toute source sonore. Ce phénomène de réverbération existe toujours, même, mais dans une moindre mesure, en champ libre.
Conformément à un aspect particulièrement remarquable du procédé objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter dans le signal audionumérique ADS un signal parasite tel qu'une brève coupure, consiste à dé- tecter sur une suite d'échantillons successifs de ce signal numérique une décroissance rapide du niveau d'énergie de ce signal audionumérique vers une énergie nulle. Une telle forme de signal révèle en fait l'absence de réverbération de ce signal audionumérique et, en conséquence, l'introduction d'une brève coupure.
Ainsi, et dans une mise en œuvre spécifique particulièrement avantageuse non limitative du procédé objet de la présente invention, tel que représenté en figure 5b, l'étape consistant à détecter dans le signal audionuméri- que un signal parasite tel qu'une brève coupure comprend une étape consistant à déterminer séparément sur chaque voie gauche et droite du canal audionumérique, pour une pluralité de suites de N échantillons successifs, l'énergie moyenne En du signal transporté par cette voie, n dé- signant le rang de chaque suite d'échantillons. En référence à la figure 5b, on indique que la découpe de chaque voie sur le signal audionumérique ADS est effectuée en une étape 400, laquelle est suivie d'une étape 401 de calcul de l'énergie temporelle En de la suite d'échantillons considérée.
L'énergie moyenne En sur chaque voie vérifie alors la relation :
Dans la relation précédente, on indique que x[i] représente l'échantillon temporel de rang i de la suite de N échantillons, n désignant le rang de cette suite d'échantillons. Dans ce cas, les fenêtres temporelles, c'est-à-dire les suites d'échantillons successives, sont sans recouvrement.
L'étape 401 de la figure 5b est alors suivie d'une étape 402 consistant à comparer l'évolution de l'énergie moyenne pour des suites de N échantillons successifs, l'étape 402 pouvant correspondre par exemple en une véri- fication d'une relation d'infériorité de la valeur de l'énergie moyenne En à la valeur Seuili.
L'existence d'un signal parasite de brève coupure est révélée si l'une au moins des énergies moyennes est inférieure à Seuili et si, ainsi que représenté à l'étape 403, une ou plusieurs énergies moyennes voisines de cette énergie moyenne nulle sont supérieures à une valeur de seuil déterminée. L'étape 403 correspond à une étape de comparaison de l'énergie moyenne de la suite d'échantillons de rang n-k, notée En-k, à une valeur de seuil Δ, Δ = 31 dB . En-)- désigne la ou les énergies moyennes voisines .
Si au contraire, la réponse à l'étape de comparaison 402 est négative, le processus est répété par retour à l'étape 401 pour une suite d'échantillons de rang n+1 par la boucle de retour 404. La valeur de chaque énergie moyenne En est alors mémorisée pour une pluralité de suites d'échantillons successive afin de permettre la poursuite des calculs. Un exemple d'application au codage audionumérique de type MPEG1 LU est maintenant donné ci-après.
Dans ce type de codage, les brèves coupures correspondent à des silences numériques de longueur multiple de 1152 échantillons numériques. Dans ce cas, le paramètre N, nombre d'échantillons constitutifs d'une suite d'échantillons, vaut 256, ce qui permet d'assurer la détection de la plus petite zone des échantillons de faibles valeurs, soit Seuili = 3, Δ = 31 dB avec k = 2. Dans ce cas, la comparaison à l'étape 403 peut être effectuée par le cal- cul de la valeur :
ΔE = lO.LOGio [En_2]-31. Si la valeur ΔE est supérieure à zéro, ΔE > 0, alors il existe un signal parasite de brève coupure.
Une description plus détaillée d'un processus spé- cifique de détection d'un signal parasite tel qu'un sifflement sera maintenant donnée en liaison avec les figures 6a et 6b.
D'une manière plus particulière, ainsi que représenté en figure 6a, on indique que la présence d'un tel signal parasite correspond à une augmentation subite et transitoire de l'énergie spectrale du signal audionuméri- que sur une bande de fréquences relativement large n'excédant toutefois pas 15 à 16 kHz. De préférence, et selon un aspect remarquable du procédé objet de la présente invention, l'étape consistant à détecter dans le signal audio- numérique ADS un signal parasite tel qu'un sifflement consiste à détecter dans ce signal audionumérique une augmentation subite et transitoire de l'énergie spectrale de ce signal audionumérique dans une bande de fréquences dont la fréquence basse est comprise entre 4,5 et 6,5 kHz et dont la fréquence haute peut atteindre jusqu'à 20 kHz. Ce signal parasite de sifflement est provoqué par des erreurs du code correcteur d'erreurs à la reconstruction de la suite d'échantillons audionumériques. Un mode de réalisation spécifique d'un processus de détection des signaux parasites de sifflement sera maintenant décrit en liaison avec la figure 6b, ce processus étant basé sur la détection des variations d'énergie spectrale du signal audionumérique .
Ainsi que représenté sur la figure 6b précitée, le signal audionumérique ADS est tout d'abord découpé en suites successives de N échantillons, chaque suite étant une suite de rang n donné soumise à une vérification de l'énergie moyenne de chaque suite, ainsi que représenté à l'étape 500 de la figure 6b. Dans ce but, l'étape 500 est subdivisée en une étape 500a de découpe du signal en suites de rang n comportant chacune N échantillons, les échantillons de chaque suite étant désignés par e(i). L'étape 500a est suivie d'une étape 500b consistant à calculer l'énergie temporelle moyenne de chaque suite de rang
N n, Emoyn = Ye(i) . L ' énergie moyenne de chaque suite i=l d'échantillons est comparée par relation de supériorité à une première valeur de seuil, Seuili, relation :
Emoyn > Seuili
à l'étape suivante 500c.
Sur réponse négative à l'étape 500c, le processus est ramené à l'étape 500a, l'énergie d'au moins une suite courante de rang n étant considérée comme insuffisante. Sinon, sur réponse positive à l'étape 500c, une étape 500d est conduite, laquelle consiste à comparer selon une comparaison de supériorité le rapport de l'énergie de la suite courante et l'énergie d'une suite immédiatement voisine, non adjacente, de rang n-2, à une deuxième valeur de seuil, Seuil2, selon la relation :
Emoyr
> Seuil2 Emoyn.
Sur réponse négative à la comparaison du test 500d, le processus est ramené à l'étape de calcul de l'énergie tem- porelle moyenne, l'énergie de la suite courante et de la suite voisine étant semblable.
Sur réponse positive à la comparaison du test 500d, l'énergie moyenne de deux trames voisines étant croissante, et le rapport supérieur à la deuxième valeur de seuil, le processus de détection de sifflement est poursuivi, l'étape 500 ayant été satisfaite. L'étape 500 précitée est alors suivie d'une étape consistant à calculer sur une suite d'échantillons du signal audionumérique la composition spectrale de ce signal définie comme la valeur de composantes frequentielles en sous-bandes de fréquence centrale fl r la valeur des composantes fréquentielles étant désignée par Sn(i), n désignant le rang de la suite d'échantillons considérée. Les valeurs Sn(i) ont une largeur de bande δf. L'étape précitée est réalisée et repré- sentée sur la figure 6b par les étapes 501 consistant en fait à calculer le spectre du signal par transformée de Fourier, les composantes en sous-bandes étant notées Sn(i). A l'étape 502, on limite dans ce spectre la valeur de la fréquence à une valeur au-delà de la valeur F kHz, soit la valeur 4,5 kHz et on effectue un découpage de l'intervalle 4,5 kHz, jusqu'à 20 kHz en plages de fréquences de largeur multiple de δf kHz.
L'étape 502 est suivie d'une étape 503 consistant à rechercher la sous-bande δf d'énergie maximum dans cha- cune des plages précitées, définies précédemment à l'étape 502. Cette sous-bande δf est notée Sn(imax) et permet de recentrer l'ensemble des plages définies à l'étape 502 autour de la sous-bande d'énergie maximum considérée.
L'étape 503 est elle-même suivie d'une étape 504 consistant à calculer l'énergie moyenne de chaque plage recentrée autour de la bande d'énergie maximum pour la suite d'échantillons de rang n considérée.
A l'étape 504, l'énergie de chaque plage est notée En(sb) et vérifie la relation :
En(sb) = ∑(Sn(imax+/-δf/2))
L'étape 504 est alors suivie d'une étape 505 consistant à calculer le rapport entre l'énergie En(sb) des plages pour la suite d'échantillons courante et pour une pluralité de suites précédentes, En-S(sb) d'échantillons successifs. Le rapport précité s ' écrit :
En(sb)
R„(sb) =
En.s(sb)
Dans la relation précédente, s indique le passé temporel relatif à s spectres de fréquences relatifs à un nombre donné de suite d'échantillons correspondants.
L'étape 505 précitée est elle-même suivie d'une étape 506 consistant à calculer une valeur de contraste auditif, noté Cn/Sb. La valeur du contraste auditif vérifie la relation :
-≠-p,-(p-l),...0,...,p-l,p
Dans cette relation, Rn(sb+i) avec i = -v et i ≠ -p, -(p-1), ..., 0, ..., p-1, p, p désignant une valeur arbitraire, désigne la valeur du rapport pour les plages voisines de la même suite d'échantillons de rang n et du même spectre Sn.
A l'étape 506, le contraste auditif Cn,sb est comparé à une première valeur de seuil de sifflement, notée Si, par comparaison de supériorité. Sur réponse négative à la comparaison précitée, une étape de retour 508 ramène à la suite d'échantillons de rang n+1 suivant et en particulier à l'étape 501 de calcul du spectre du signal par transformée de Fourier. Au contraire, sur réponse positive à l'étape de comparaison précitée de l'étape 506, une étape 507 est prévue, laquelle consiste à calculer un paramètre de proximité noté Pn,sb vérifiant la relation :
R-(sb) n,sb
K i=l
L'étape 507 comporte alors une étape de comparaison du paramètre de proximité Pn,Sb à une deuxième valeur de seuil de sifflement S2, Pn,sb > S2. Sur réponse négative à la comparaison de l'étape 507 précitée, une boucle de retour 509 permet de revenir à l'étape 501 de calcul du spectre du signal par transformée de Fourier pour la suite d'échantillons suivante de rang n+1. Au contraire, sur réponse positive au test de comparaison de l'étape 507, la présence d'un signal parasite de sifflement est révélée. On note bien entendu que la présence du signal parasite de sifflement est révélée à l'étape 510 si les comparaisons de supériorité de la va- leur de contraste auditif Cn,sb et du paramètre de proximité Pn,sb vis-à-vis du premier seuil Si respectivement du deuxième seuil S2 sont toutes deux vérifiées.
Un justificatif du mode de réalisation de la détection des sifflements dans le mode de réalisation de la figure 6b sera donné ci-après.
Le calcul du spectre du signal à l'étape 501 peut être réalisé à partir de transformées de Fourier rapides.
Les valeurs des composantes frequentielles Sn(i) de la décomposition en sous-bandes de la suite d'échan- tillons de rang n sont observées sur des plages fréquen- tielles de largeur multiple de δf kHz et leur évolution temporelle est ainsi étudiée sur un passé temporel de s spectres. Ces opérations sont réalisées aux étapes 502, 503, 504 et 505.
Sur chacune des plages issues de la décomposition, le maximum de l'énergie d'une sous-bande de rang donné est recherché. Les plages sont alors recentrées autour de la fréquence, c'est-à-dire le rang i supportant ce maximum, et les moyennes de l'énergie En(sb) sont calculées pour la suite d'échantillons de rang n considérée. L'évolution de l'énergie pour chacune de ces nouvelles plages est observée à partir du rapport Rn(sb) et le critère de contraste auditif Cn,Sb est alors calculé en observant le comporte- ment du rapport précité par rapport au voisinage. La présence d'un sifflement est vérifiée si la valeur de contraste auditif est supérieure à la première valeur de seuil et si le paramètre de proximité est supérieur à la deuxième valeur de seuil. Dans les relations précédentes, v indique l'indice des plages voisines de même spectre Sn relatif à la même suite d'échantillons n, p désigne le nombre de sous-bandes de part et d'autre du maximum non pris en compte dans le calcul de la valeur de contraste et k désigne le nombre de plages.
Pour un codage audionumérique de type MPEG1 LU transmis en radiodiffusion numérique, le calcul des transformées de Fourier peut être effectué sur une longueur allant de 256 à 4096 échantillons, le recouvrement minimum étant de 25 à 75%. Les plages ont une largeur fréquen- tielle Δf e [500 Hz, 1500 Hz], le passé temporel d' observa- tion est s e [1,4] en nombre de spectres successifs, c'est-à-dire de suites d'échantillons successives.
Le voisinage v e [1,6] et p € [0,4]. Les valeurs de seuil sont Si e [50,1000] et S2 € [2,20]. En outre et de manière non limitative, pour effectuer le processus de détection de sifflement, le procédé objet de la présente invention, peut également consister à effectuer une étape de filtrage des composantes spectrales en sous-bandes non audibles à l'oreille humaine. Dans ces conditions, ce mode opératoire permet de tenir compte des propriétés psycho-acoustiques du signal audionumérique, les spectres d'énergie étant préalablement multipliés par le seuil absolu d'audition, selon la formulation de la norme française ISO 226 de 1987, prolongé au-delà de 12,5 kHz.
Une description plus détaillée d'un processus de détection d'un signal parasite tel qu'un bourdonnement sera maintenant donnée en liaison avec les figures 7a et 7b. Le défaut de bourdonnement introduit sur les si- gnaux audionumériques est dû à la différence de protection dans la trame audionumérique accordée aux bits sensibles tels que les bits de synchronisation et les bits de code de correction d'erreur, alors que les bits restants de la trame sont moins bien protégés. Ainsi, lorsque la trame est reconstruite après décompression, les données audionumériques peuvent tout de même être erronées du fait de cette moins bonne protection.
Lors de la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention, des investigations menées en présence de bruits de bourdonnement ont permis de constater que lors de l'apparition de ce défaut, au spectre du signal s'ajoute un bruit rose en basse fréquence.
En conséquence, et conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé, objet de la présente invention, et en référence à la figure 7a, l'étape consistant à détecter dans le signal audionumérique un signal parasite tel qu'un bourdonnement consiste à détecter dans ce signal parasite un bruit rose dans une bande de fréquences comprise entre 0 et 1100 Hz et de niveau sensible- ment constant dans cette bande de fréquences. En référence à la figure 7a, on indique que le niveau sensiblement constant du bruit rose introduit lors de l'apparition de ce défaut est de l'ordre de 40 dB. La figure 7a représente ainsi le spectre d'un signal audionumérique avant l'appa- rition du bruit rose, en trait mixte, pendant l'apparition du bruit rose, en trait pointillé, et après l'apparition du bruit rose, en trait continu. Un mode spécifique de détection du défaut de bourdonnement permettant la détection du bruit rose précité sera maintenant décrit à titre il- lustratif, en liaison avec la figure 7b.
Le processus de détection précité est mis en œuvre sur au moins une voie gauche ou droite du canal audionumérique. Il consiste à une étape 700, ainsi que représenté sur la figure précitée, à découper en suites de N échan- tillons le signal audionumérique ADS puis, à une étape 701, à calculer sur la suite d'échantillons considérée la composition spectrale de ce signal audionumérique définie comme la valeur Sn(i) de composante fréquentielle en sous- bandes de fréquence centrale fi, n désignant le rang de la suite d'échantillons. On comprend en particulier que l'étape 701 représentée en figure 7b peut avantageusement être réalisée de la même manière que l'étape 501 de la figure 6b, une seule décomposition par transformée de Fourier étant alors réalisée pour l'ensemble des deux processus de détection. L'étape 701 précédemment mention- née est alors suivie d'une étape 702 consistant à calculer, pour un nombre déterminé k de fréquence centrale f-. du domaine des basses fréquences, c'est-à-dire compris entre 0 et 1100 Hz, un premier αi n et un deuxième βι,n rapport des valeurs de composantes fréquentielles en sous- bandes pour la suite d'échantillons courante et la suite d'échantillons précédente, respectivement pour la suite d'échantillons courante et la suite d'échantillons suivante. Ainsi, le premier rapport αι,n vérifie la relation
α, ,,„n = —Sn-i(i) et le deuxième rapport βi n vérifie la relation
'•" Sn+I(i)
Dans les relations précédentes, Sn-ι(i) est relative à la suite d'échantillons précédentes et Sn+ι(i) est relative à la suite d'échantillons suivante vis-à-vis de la suite d'échantillons courante Sn(i). A l'étape 702, le premier et le deuxième rapport αι,n et βi n sont alors comparés à une première valeur de seuil de bourdonnement, notée S'χ. Sur réponse négative à la comparaison de l'étape 702, un retour 703 est effectué à la mise en œuvre de l'étape 702 pour la composante en sous-bandes de rang i correspondant de la même suite d'échantillons de rang n.
Sur réponse positive au test de comparaison de l'étape 702, une étape 704 est réalisée, cette étape consistant à soumettre la comparaison des premier et deuxième rapports à un critère de proportion p/k du nombre p de comparaisons vérifiées par rapport à la totalité des k comparaisons effectuées pour les k fréquences centrales f-. des composantes en sous-bandes considérées. Le rapport p/k peut être exprimé en valeurs de P% . Sur réponse négative de la comparaison des premier et deuxième rapports au critère de proportion précité, un retour par une boucle 708 est effectué à l'étape 701 de calcul du spectre du signal pour la suite d'échantillons de rang n+1 suivant.
Au contraire, sur réponse positive à la comparai- son de l'étape 704, une étape 705 est réalisée, laquelle consiste à discriminer, parmi les valeurs en sous-bandes Sn(i) des composantes fréquentielles en sous-bandes, la valeur maximale Sn(imax) pour les composantes en sous- bandes des valeurs de composantes fréquentielles relatives à la suite d'échantillons courante de rang n. L'étape 705 est alors suivie d'une étape 706 consistant à calculer le rapport de la valeur maximale précitée avec la valeur de la raie fréquentielle située au même index imax du spectre de la suite n-l d'échantillons , ce rapport vérifiant la relation :
^n l'max ) n,i =
Sn-l max)
Le rapport précité est alors comparé à une deuxième valeur de seuil de bourdonnement, notée S'2. La comparaison à la deuxième valeur de seuil de bourdonnement S'2 est une comparaison d'infériorité. Sur réponse négative à la comparaison précitée, une boucle de retour 709 ramène à l'étape 701 pour la suite d'échantillons de rang suivant n+1.
Ainsi, les étapes 702, 704, 705 et 706, sur ré- ponse positive aux comparaisons vis-à-vis des seuils de bourdonnement S'i et S'2, comparaison de supériorité vis- à-vis de S'i et comparaison d'infériorité vis-à-vis de S'2, des rapports o.i,n et βi,n, respectivement du rapport Mn.if permettent de conclure à une possible existence d'un signal parasite de bourdonnement. L'étape 706, dans ce cas, est alors suivie d'une étape 707 d'analyse statistique consistant par exemple à déterminer l'occurrence multiple d'un signal parasite de bourdonnement possible sur une durée d'observation donnée τb de s secondes. Pour réaliser l'étape 707, celle-ci peut consister à répéter les opérations précédentes de discrimination de l'existence d'une comparaison de supériorité des premier et deuxième rapports à la première valeur de seuil de bourdonnement S'i et d'existence d'une comparaison d'infé- riorité du rapport Mn,i à la deuxième valeur de seuil S'2. Au cours de la répétition de ces opérations à l'étape 707, une variable binaire de prédétection de l'existence d'un signal parasite de bourdonnement est mémorisée. A cette variable binaire est attribuée la valeur 1 lorsque les critères de comparaison de supériorité et d'infériorité sont satisfaits et la valeur 0 sinon.
En outre, un décompte dans la durée τb = s secondes du nombre d'occurrences de la variable binaire de prédétection à la valeur 1 est effectué. Ce nombre, noté NVpd, est comparé à une troisième valeur de seuil de bourdonnement S'3 par comparaison de supériorité. Sur réponse négative à cette comparaison, NVpd > S'3, un retour 710 par une boucle est réalisé à l'étape 701 pour la suite d'échantillons de rang n+1 suivante. Au contraire, sur réponse positive au test vis-à- vis du troisième seuil de bourdonnement S'3 et réalisé à l'étape 707, un signal parasite de bourdonnement est révélé lorsque cette comparaison à cette troisième valeur de seuil de bourdonnement est vérifiée. La présence du signal parasite de bourdonnement est obtenue à l'étape 711. Un justificatif du processus de détection des signaux parasites de bourdonnement sera donné ci-après.
D'une première part, on indique que lorsque la proportion de raies fréquentielles pour lesquelles les premiers rapports αi n et βi,n sont supérieurs à la même valeur de seuil de bourdonnement S'i et supérieurs à la valeur P% précitée, alors il peut exister un bruit parasite de bourdonnement sur la suite d'échantillons de rang n considéré. Alors que cette condition apparaît nécessaire, elle n'apparaît toutefois pas suffisante. Pour qu'il y ait détection d'un signal parasite de bourdonnement, d'autres conditions doivent être vérifiées, en particulier la comparaison intervenant sur la raie la plus énergétique de la portion de spectre de fréquences étudiée. Cette deuxième condition concerne la comparaison du rapport Mn i à la deuxième valeur de seuil de bourdonnement S'2-
Enfin, la propriété du signal lié au mode stéréophonique de ce dernier est mise en œuvre lors de la troisième comparaison à la troisième valeur de seuil. Ainsi, il ne peut y avoir détection d'un signal parasite de bourdonnement que si les deux comparaisons relatives aux seuils de bourdonnement S'i et S'2 sont satisfaites sur une seule des deux voies du signal audionumérique pour la suite d'échantillons courante de rang n. L'analyse statistique est effectuée à l'étape 707 et les décisions sont mémorisées le long d'une fenêtre temporelle de longueur τb = s secondes. Si dans cette fenêtre temporelle le nombre de détection toutes voies confondues dépasse la valeur de seuil S'3, alors il y a effectivement un signal parasite de bourdonnement. Les va- leurs des paramètres précédemment décrits sont maintenant données dans le cas d'un codage audionumérique MPEG1 LU transmis par un canal de radiodiffusion numérique.
Dans ce cas, le calcul des transformées de Fourier peut être effectué de la même manière que décrit précédem- ment dans la description. La largeur du spectre observé peut être de 500 Hz jusqu'à 1,5 kHz en basses fréquences, le nombre de spectres mémorisés étant égal à 3, c'est-à- dire pour la suite d'échantillons précédente de rang n-l, la suite d'échantillons courante de rang n et la suite d'échantillons suivante de rang n+1 :
- la bande de fréquences peut être comprise entre [0 Hz, 1500 Hz] . la première valeur de seuil de bourdonnement
S'i e [1,2] - P% > 25%
- la deuxième valeur de bourdonnement S'2 e [1,2]
- τb = s, s e [ 1s , 10s]
- la troisième valeur de seuil de bourdonnement
S'3 e [1,10] . Une description plus détaillée d'un processus permettant la détection d'un signal parasite tel qu'un déphasage entre voies du signal numérique sera maintenant décrite en liaison avec les figures 8a à 8c.
La présence d'un signal parasite tel qu'un dépha- sage entre voies gauche et droite, déphasage relatif entre les voies précitées d'un canal audionumérique est provoquée par le glissement de phase du signal présent sur chacune des voies. Un tel défaut et le signal parasite correspondant ne peut apparaître que préalablement au co- dage audionumérique et à la compression du signal, mais il se trouve toutefois répercuté tout le long de la chaîne de diffusion.
Lorsque le signal audionumérique ADS est monophonique, un certain décalage de phase entre les voies droite et gauche peut être toléré. Certains fournisseurs de programmes prétendent ainsi simuler un effet stéréophonique. Toutefois, au-delà d'une certaine valeur de décalage de phase, l'effet n'est plus acceptable pour les auditeurs. Lorsque, au contraire, le signal est stéréophonique, la valeur de phase à ne pas dépasser peut être différente.
Ainsi, en référence à la figure 8a, l'étape consistant à détecter dans le signal audionumérique un signal parasite tel qu'un déphasage entre voies droite et gauche du signal numérique peut consister, en une étape A, à cal- culer la valeur de déphasage entre voies du signal audionumérique à partir de la fonction d' intercorrélation du signal audionumérique présent sur chacune des voies droite et gauche du canal audionumérique. L'étape A précitée est suivie d'une étape B consistant à comparer la valeur de déphasage calculée à une valeur de seuil. Le déphasage relatif entre voies est noté φ et la valeur de seuil est notée φmaχ- cette valeur variant en fonction du mode de transmission mono ou stéréophonique du signal.
Un mode de mise en œuvre spécifique non limitatif du processus de détection du signal parasite de déphasage sera maintenant donné en liaison avec les figures 8b et 8c.
En référence à la figure 8b, on indique que le procédé conforme à l'objet de la présente invention con- siste, en une étape 800, à découper le signal audionumérique en suite d'échantillons de N échantillons, chaque suite comportant le rang n. Ce découpage est effectué bien entendu sur les voies gauche et droite du signal audionumérique ADS. L'étape 800 précitée est suivie d'une étape consistant à calculer, sur la suite d'échantillons précitée, nombre N d'échantillons donné, la fonction d' intercorrélation entre le signal audionumérique présent sur la voie gauche et sur la voie droite. L'étape de calcul de la fonction d' intercorrélation précédemment citée peut être réalisée grâce à une étape 801 de calcul des spectres complexes des voies gauche et droite par transformée de Fourier, valeur de la composante fréquentielle i de la suite d'échantillons de rang n. Cette étape 801 est suivie d'une étape 802 de multiplication d'un spectre d'une voie par le conjugué du spectre de l'autre voie, puis d'une étape 803 de calcul proprement dit de la transformée de Fourier inverse pour obtenir la fonction d ' intercorrélation. Les opérations effectuées aux étapes 801, 802, 803 ne seront pas décrites en détail car elles correspondent à des opé- rations classiques en traitement du signal numérique. L'étape précitée, suite à l'étape 803, est suivie d'une étape 804 consistant à déterminer le rang i de l'échantillon de la fonction d ' intercorrélation, échantillon noté corr(i), correspondant à la valeur maximum corr(i) de cette fonction d' intercorrélation. Cette étape de recherche de maximum peut être réalisée à partir d'une fonction de tri sur la valeur des échantillons de la fonction d' intercorrélation.
L'étape 804 est alors suivie d'une étape 805 consistant, à partir d'une valeur d'atténuation A déterminée, à déterminer le rang atténué iιnf, isup des échantillons corr(iιnf) et corr(isup) de la fonction d' intercorrélation distribués de part et d'autre du rang i de l'échantillon maximum corr(i) et correspondant à une valeur atténuée de la valeur A par rapport à la valeur maximum de cette fonc- tion d' intercorrélation.
L'étape 805 consiste également à calculer un premier rapport de la valeur maximum à la valeur atténuée in- corr(i) ferieure, ce premier rapport s écrivant puis un corr(imf) deuxième rapport de la valeur maximum à la valeur atténuée supérieure, ce deuxième rapport vérifiant la relation corr(i) corr(isup)
L'étape 805 consiste enfin à comparer la valeur du premier et du deuxième rapport précités à une première valeur de seuil A, notée S"ι. Sur comparaison d'égalité ou de supériorité à cette valeur de seuil, le contraste gauche/droite du signal audionumérique entre voie gauche et voie droite est alors considéré comme significatif. Ce contraste est significatif car les indices de valeur inférieure et supérieure distribués de part et d'autre du maximum de la fonction d' intercorrélation existent ainsi que la valeur de leur rapport, ces valeurs pouvant être alors comparées à la première valeur de seuil de déphasage S"ι. Dans le cas où ces indices n'existent pas, en réponse négative au test de comparaison réalisé à l'étape 805, une boucle 806 de retour ramène le procédé à l'étape 801 pour la suite d'échantillons suivants de rang n+1.
Sur réponse positive à la comparaison réalisée à l'étape 805, les indices inférieurs et supérieurs exis- tant, cette étape 805 est suivie d'une étape 807 consistant à rechercher le rang noté j du deuxième maximum relatif corr(j) de la fonction d' intercorrélation.
En référence à la figure 8c, sur laquelle on a représenté l'amplitude de la fonction d' intercorrélation en fonction du temps, c'est-à-dire des échantillons successifs représentant cette fonction d' intercorrélation. On a représenté le premier maximum correspondant à l'échantillon i, soit corr(i), les valeurs atténuées de la valeur A et d'indice iιnf et isup correspondantes, ainsi que le deuxième maximum d'indice j. La valeur de l'atténuation R correspond à la différence entre le maximum maximorum de la fonction d' intercorrélation et ce deuxième maximum. L'indice j du deuxième maximum de la fonction d' intercorrélation est recherché sur les intervalles [0;iιnf[ et
L'étape 807 est alors suivie d'une étape 808 consistant à calculer un paramètre de contraste gauche/droite Cg,d rapport entre la valeur maximale corr(i) et la valeur de deuxième maximum corr(j). La valeur de contraste gau- che/droite vérifie la relation :
_ corr(i) corr(j)
L'étape 808 comprend également une comparaison de la valeur du paramètre de contraste C9 d précité à une deuxième valeur de seuil du déphasage, notée S"2. Sur réponse négative à la comparaison précitée, un retour par une boucle de retour est effectué à l'étape 801 pour la suite d'échantillons suivante de rang n+1. Au contraire, sur réponse positive à la comparaison de l'étape 808 précitée, les opérations précédentes successives à la comparaison du premier et du deuxième rapport à la première valeur maximum de la fonction d' intercorrélation, c'est-à-dire les étapes 805, 807 et 808, sont répétées de façon à déterminer dans les rangs successifs le rang qui présente le plus d'occurrences. Ces opérations sont réalisées, par exemple à une étape 809, où le résultat relatif à la valeur i du maximum de la fonction d' intercorrélation est rangé dans un tableau, et à une étape 810 où une analyse statistique est effectuée sur le nombre d'occurrences dans ce tableau. A l'étape 810, si une valeur i a une occurrence supérieure ou égale à une troisième valeur de seuil de déphasage S"3, alors, et en réponse positive à cette comparaison de supériorité, au déphasage relatif des voies gauche et droite du canal audionumérique est attribuée une valeur correspondant à celle du rang qui présente le plus d'occurrences, c'est-à- dire la valeur du rang i. Cette attribution est réalisée à l'étape 811. Au contraire, si aucune occurrence n'est su- périeure ou égale à la troisième valeur de seuil de déphasage S"3, alors, une boucle 812 ramène à la suite d'échantillons suivante de rang n+1. Un justificatif du processus opératoire décrit en liaison avec les figures 8b et 8c sera maintenant donné ci-après. En ce qui concerne le calcul de la fonction d' intercorrélation, celle-ci peut être estimée entre les si- gnaux présents sur les voies gauche et droite par une moyenne temporelle vérifiant la relation :
Dans cette relation, T(k) désigne la valeur de la fonction d' intercorrélation au point k, G(q) et D(q+k) désigne l'échantillon de la voie gauche respectivement droite de rang q et q+k correspondant. Dans cette relation, k varie de 0 à N-l.
La complexité en temps de calcul de cet estimateur selon la relation précitée est proportionnelle à N2. Le calcul de la convolution circulaire par FFT complexe tel que décrit avec les étapes 801, 802 et 803 permet de ramener la complexité de calcul à la valeur (2N) . Log2 (2N) .
Pour un codage audionumérique de type MPEG1 LU transmis par un canal de radiodiffusion numérique, les longueurs d'observation et de calcul N et K peuvent toutes deux être égales à 32768, une valeur minimale étant égale à 1024.
La valeur de seuil de calcul de déphasage Ξ"ι est comprise entre S"ι e [2,100] .
La valeur du deuxième seuil de calcul de déphasage S"2 est comprise entre S"2 € [1,5] . La taille du tableau de résultats réalisé à l'étape 810 pour effectuer l'analyse statistique du rang i correspondant au maximum de la fonction d1 intercorrélation peut être 10 valeurs successives. La valeur du troisième seuil de calcul de déphasage S"3 peut par exemple être prise égale à 5.
Un dispositif de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique mettant en œuvre le procédé objet de la présente invention précédemment décrit dans la description sera maintenant décrit en liaison avec la figure 9.
En référence à la figure précitée, on indique que le dispositif de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique objet de la présente invention comprend au moins un module 1 de conversion du signal audionumérique ADS en un signal numérique de format spécialisé. A titre d'exemple non limitatif, on indique que le module 1 de conversion du signal audionumérique en un signal numérique de format spécialisé peut être réalisé au moyen d'un circuit IRD de qualité professionnelle recevant le signal audionumérique ADS à partir d'une première entrée de type BIS, pour bande inter-sa telli te, ou à partir d'une entrée de type MPEG2 TS. Bien entendu, la mise en œuvre d'un tel module n'est pas indispensable en tant que telle, ce module pouvant être remplacé par un récepteur DAB par exemple, pour Digi tal Audio Broadcasting. Le module de conversion 1 du signal audionumérique en un signal numérique de format spécialisé délivre ce signal au format UER/AES .
En outre, le dispositif objet de la présente in- vention tel que représenté en figure 9 comprend un ensemble de type ordinateur portable comprenant au moins un module 2 d'acquisition des composantes audiofréquences gauche et droite, ce module 2 d'acquisition recevant le signal numérique de format spécialisé délivré par le mo- dule 1 de conversion du signal audionumérique en signal numérique de format spécialisé. Le module 2 d'acquisition des composantes audiofréquences gauche et droite délivre alors un signal audionumérique spécialisé pour chacune des voies gauche et droite, notées RL sur la figure 9.
Le module 2 d'acquisition des composantes audio- fréquences est lui-même suivi d'un module 3 de détection de défaut de codage et de transmission recevant le signal audionumérique spécialisé pour chacune des voies gauche et droite délivrées par le module 2 précité. Il permet de détecter l'un au moins des signaux parasites tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement, déphasage relatif des voies gauche et droite et ainsi de délivrer un signal de détection, conformément au procédé objet de la présente invention.
En outre, un module de gestion 4 du type interface homme machine reçoit le signal de détection et permet d'engendrer un signal d'alarme en présence de l'un au moins des signaux parasites précités.
Ainsi que représenté en figure 9, on indique que le dispositif objet de la présente invention peut compor- ter un module 5 de calcul et de détection de paramètres complémentaires, ce module de calcul recevant le signal numérique de format spécialisé délivré par le module 1 et délivrant un signal représentatif de paramètres complémentaires tels que mode mono ou stéréo, valeurs du débit bits du signal audionumérique. Il est piloté par le module 3 de détection de défauts de codage et de transmission.
D'une manière générale, on indique que l'ensemble des modules 2, 3, 4 et 5 peut être réalisé par l'intermédiaire d'un micro-ordinateur, lequel pour cette raison est représenté en pointillés sur la figure 9. En particulier, le système de gestion du type plate-forme interface homme machine permet d'assurer un contrôle à distance du module 1 de conversion du signal audionumérique en un signal numérique de format spécialisé.
Ainsi, le système constitué par le micro- ordinateur réalise le traitement des données, fournit les résultats et les ordonne tout en permettant la gestion des différents signaux à traiter par le module 1 de conversion au format spécialisé.
Ainsi, le module 2 d'acquisition des composants peut être réalisé par une carte dédiée de type PCI interconnectée au module 1 de conversion de format. L'acquisition des composants audio des voies gauche et droite est ainsi réalisée à partir du signal audionumérique au format spécialisé UER/AES . Les données numériques fournies par le module 2, et donc par la carte de type PCI, sont traitées par le module 3 de détection de défauts, lequel bien entendu permet d' implémenter sous forme logicielle les différentes étapes du procédé objet de la présente invention telle que décrit précédemment dans la description. A titre d'exemple non limitatif, l'ensemble des éléments logiciels correspondants peut être implanté en mémoire morte, appelé en mémoire vive du micro-ordinateur et commandé à partir du module de gestion 4 constituant l'interface homme machine IHM précité. L'ensemble des éléments logiciels précités permet de détecter dans le signal audionumérique l'un au moins des signaux parasites tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement, déphasage relatif des voies gauche et droite de ce signal audionumérique et d'engendrer un si- gnal d'alarme en présence de l'un au moins des signaux parasites . Enfin, le module 5 fournit des résultats complémentaires tels que la détection du mode de transmission mono ou stéréo, le débit bits du signal audionumérique à partir des résultats délivrés par le module 3 ainsi que des signaux UER/AES délivrés par le module 1.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique, caractérisé en ce que ce procédé consiste à détecter dans ce signal audionumérique l'un au moins des signaux parasites tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement, déphasage relatif des voies gauche et droite de ce signal audionumérique, ce qui permet d'engendrer un signal d'alarme en présence de l'un au moins desdits signaux parasites.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que celui-ci consiste en outre à discriminer le mode de transmission mono- ou stéréophonique de ce signal.
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, dans le but de la mise en œuvre d'un con- trôle de qualité globale dudit signal audionumérique, celui-ci consiste, en combinaison, sur une fenêtre temporelle glissante permettant l'observation d'une suite d'échantillons successifs dudit signal audionumérique :
- à décompter le nombre d'occurrences NM de si- gnaux parasites de brève coupure pendant une durée TM d'observation de ce signal audionumérique et à comparer le nombre d'occurrences NM à une valeur de seuil SM ;
- à décompter le nombre d'occurrences Ns de signaux parasites de sifflement pendant une durée Ts d'ob- servation de ce signal audionumérique, et à comparer le nombre d'occurrences Ns à une valeur de seuil déterminée
- à détecter, pendant une durée τD, la valeur de déphasage φ et le nombre d'occurrences ND de ces valeurs de déphasage sur un nombre déterminé D de calculs de dé- phasage et à comparer la valeur de déphasage φ calculée à une valeur de seuil SD déterminée ;
- à décompter le nombre d'occurrences NB de signaux parasites de bourdonnement pendant une durée τB d'observation de ce signal audionumérique et à comparer le nombre d'occurrences NB à une valeur de seuil SB ;
- à émettre un signal d'alarme de dégradation de qualité de transmission dudit signal audionumérique sur franchissement de l'une au moins des valeurs de seuil dé- terminée par le nombre d'occurrences correspondant décompté.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'étape consistant à émettre ledit signal d'alarme est conditionnée à un ordre de priorité desdits franchissements.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que des ordres de priorité décroissante sont alloués aux franchissements par les nombres d'occurrences des signaux parasites de brève coupure, de sifflement, de dépha- sage et de bourdonnement respectivement.
6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que ladite étape consistant à discriminer le mode mono- ou stéréophonique du signal transmis consiste à détecter des changements subits et brefs de contexte de mode mono- ou stéréophonique, ou réciproquement, du signal transmis.
7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étape consistant à discriminer le mode de transmission mono- ou stéréophonique comprend, pour une transmission du signal audionumérique en mode mono- ou stéréophonique, pour chaque suite d'échantillons successive de rang n :
- une étape de calcul des énergies respectives des voies droite et gauche du canal de transmission ; - une étape de calcul du rapport Mn des énergies droite et gauche ;
- une étape de calcul d'une variable binaire Cn de contexte, à la variable binaire Cn étant attribuée la valeur 0 représentative d'un contexte de mode monophonique si le rapport Mn des énergies est compris entre une première et une deuxième valeur de seuil, et une valeur 1 représentative d'un contexte de mode stéréophonique sinon ;
- une étape de vérification du contexte consistant, sur un nombre déterminé d'échantillons successifs, à calculer un cumul de la valeur des variables binaires Cn successives et à comparer la valeur de ce cumul à une valeur de référence, et sur comparaison de supériorité de ce cumul à cette valeur de référence, à attribuer au mode de transmission le mode stéréophonique et le mode monophoni- que sinon.
8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'une brève coupure, consiste à détecter, sur une suite d'échantillons successifs de ce signal numérique, une décroissance rapide du niveau d'énergie de ce signal audionumérique vers une énergie sensiblement nulle, révélant une absence de réverbération de ce signal audionumérique.
9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'une brève coupure comprend :
- une étape consistant à déterminer séparément sur chaque voie stéréophonique, pour une pluralité de suites de N échantillons successifs, l'énergie moyenne En du signal transporté par cette voie, n désignant le rang de chaque suite d'échantillons ;
- une étape consistant à comparer l'évolution de l'énergie moyenne pour des suites de N échantillons suc- cessifs, l'existence d'un signal parasite de coupure brève étant révélée si l'une au moins des énergies moyennes est sensiblement nulle et si une ou plusieurs énergies moyennes voisines de cette énergie moyenne sensiblement nulle sont supérieures à une valeur de seuil déterminée.
10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un sifflement, consiste à détecter dans ce signal audionumérique une augmentation subite et transitoire de l'énergie spectrale de ce signal audionumérique dans une bande de fréquences dont la fréquence basse est comprise entre 4,5 kHz et 6,5 kHz et dont la fréquence haute peut atteindre jusqu'à 20 kHz.
11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un sifflement comprend au moins :
- une étape consistant à calculer sur une suite d'échantillons du signal audionumérique la composition spectrale de ce signal audionumérique définie comme la valeur Sn(i) de composantes fréquentielles en sous-bandes de fréquence centrale fi et de largeur de bande δf, n désignant le rang de la suite d'échantillons ; une étape consistant à calculer la valeur moyenne de l'énergie En(sb) d'une plage desdites sous- bandes pour la suite d'échantillons de rang n donné ;
- une étape de calcul d'une valeur de contraste auditif Cn,sb à partir de la valeur du rapport
E (sb)
R (sb) = — entre l'énergie En(sb) de cette plage pour
E„_s(sb) la suite courante et pour une pluralité de suites précé- dentés En_s(sb) d'échantillons, la valeur de contraste auditif Cn.s vérifiant la relation :
Rn(sb)
=Cn,sb
∑Rn(s +i)
2-(v-l) ' 1.=-V i≠-p,-(p-l),...0,...,p-l,p
où Rn(sb+i), i = -v désignent la valeur du rapport pour les sous-bandes voisines de la même suite d'échantillons de rang n et du même spectre Sn ;
- une étape de comparaison de la valeur de contraste auditif Cn,sb à une première valeur de seuil de sif- flement Si, Cn,Sb > Si ;
- une étape de calcul d'un paramètre de proximité Pn,sb vérifiant la relation :
- une étape de comparaison du paramètre de proximité Pn,Sb a une deuxième valeur de seuil de sifflement S2, Pn,sb > S2, la présence d'un signal parasite de sifflement étant révélée si les comparaisons de supériorité de la va- leur de contraste auditif Cn,sb et du paramètre de proximité Pn,sb sont toutes deux vérifiées.
12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que celui-ci comprend en outre, préalablement à l'étape de calcul, sur une suite d'échantillons du signal audionumérique, de la composition spectrale de ce signal :
- une étape de calcul, sur cette suite d'échantillons e(i) de l'énergie temporelle moyenne, n Emoyn =∑e(i) ; i=l
- une première étape de comparaison de supériorité de la valeur calculée de cette énergie temporelle moyenne à une première valeur de seuil, Seuili, le processus étant ramené à l'étape de calcul de l'énergie temporelle moyenne, l'énergie d'au moins une suite courante de rang n étant considérée comme insuffisante, et, sur réponse posi- tive à ladite première étape de comparaison,
- une deuxième étape de comparaison de supériorité du rapport de l'énergie de la suite courante à l'énergie d'une suite immédiatement voisine, non adjacente, de rang n-2, à une deuxième valeur de seuil, Seuil2, le processus sur réponse négative à cette deuxième étape de comparaison étant ramené à l'étape de calcul de l'énergie temporelle moyenne, l'énergie de la suite courante et de la suite voisine étant semblable, le processus, sur réponse positive à cette deuxième étape de comparaison, étant poursui- vi, l'énergie de deux suites voisines étant croissante.
13. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que celui-ci comprend en outre une étape de filtrage des composantes spectrales en sous-bandes non audibles à l'oreille humaine.
14. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un bourdonnement consiste à détecter dans ce signal parasite un bruit rose dans une bande de fréquences comprise entre 0 et 1100 Hz et de niveau sensiblement constant dans cette bande de fréquences.
15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un bourdonnement comprend sur au moins une voie gauche ou droite de ce signal :
- une étape consistant à calculer sur une suite d'échantillons du signal audionumérique la composition spectrale de ce signal audionumérique définie comme la va- leur Sn(i) de composantes fréquentielles en sous-bandes de fréquence centrale fi, n désignant le rang de la suite d'échantillons ;
- à calculer, pour un nombre déterminé k de fréquences centrales fi du domaine des basses fréquences, un premier et un deuxième rapport des valeurs de composante fréquentielle en sous-bandes pour la suite d'échantillons
courante et la suite d'échantillons précédente α;n= —
' Sn-l(i) respectivement la suite d'échantillons courante et la
suite d'échantillons suivante βin = Sn( .
Sn+l(i) - à comparer la valeur des premier et deuxième rapports à une première valeur de seuil de bourdonnement S'i ; à soumettre la comparaison des premier et deuxième rapports à un critère de proportion p/k du nombre p de comparaisons vérifiées par rapport à la totalité des k comparaisons effectuées pour les k fréquences centrales fi et, si ce critère de proportion est vérifié ;
- à discriminer, parmi les valeurs Sn(i) de compo- santés fréquentielles en sous-bandes, la valeur maximale
Sn(i aχ) des valeurs de composantes fréquentielles relatives à la suite d'échantillons courante ;
- à calculer le rapport de ladite valeur maximale avec la valeur correspondant à l'index imax du spectre de
la suite précédente Sn-ι(imaχ), Mn;j = — -—^— , et à compa-
^n-l^max) rer la valeur de ce rapport à une deuxième valeur de seuil de bourdonnement S ' 2 ;
- à discriminer, sur au moins une voie de transmission en mode stéréophonique du signal audionumérique, l'existence d'une comparaison de supériorité des premier et deuxième rapport α.i,n et βi,n à la première valeur de seuil de bourdonnement S'i et l'existence d'une comparaison d'infériorité du rapport des valeurs maximales Mn,i à la deuxième valeur de seuil de bourdonnement S'2 ; - à répéter les opérations précédentes et à mémoriser périodiquement sur une durée déterminée une variable binaire de prédétection de l'existence d'un signal parasite de bourdonnement, à la variable binaire de prédétection étant attribuée la valeur 1 lorsque lesdits critè- res de comparaison de supériorité et d'infériorité sont satisfaits, et la valeur 0 sinon ;
- à décompter dans la durée s déterminée le nombre NVpd de la variable binaire de prédétection à la valeur 1 et à comparer ce nombre à une troisième valeur de seuil de bourdonnement S'3, NVpd > S'3, la présence d'un signal parasite de bourdonnement étant révélée si la comparaison de supériorité du nombre NVpd de la variable binaire de prédétection à cette troisième valeur de seuil de bourdonne- ment est vérifiée.
16. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un déphasage entre voies du signal numérique consiste : - à calculer la valeur de déphasage entre voies du signal audionumérique à partir de la fonction d' intercorrélation du signal audionumérique présent sur chacune desdites voies ;
- à comparer la valeur de déphasage calculée à une valeur de seuil.
17. Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce que l'étape consistant à détecter, dans ce signal audionumérique, un signal parasite tel qu'un déphasage relatif des voies gauche et droite du signal audionumérique comprend les étapes consistant :
- à calculer sur un nombre d'échantillons donné, la fonction d' intercorrélation entre le signal audionumérique présent sur la voie gauche et sur la voie droite ;
- à déterminer le rang i de l'échantillon corr(i) correspondant à la valeur maximum corr(i) de cette fonction d' intercorrélation ; - à déterminer à partir d'une valeur d'atténuation A déterminée le rang atténué (iinf) , (isup) des échantillons de la fonction d' intercorrélation distribués de part et d'autre du rang de l'échantillon maximum corr(i) et cor- respondant à une valeur atténuée corr(iinf), corr(isup) de la valeur A par rapport à la valeur maximum de la fonction d' intercorrélation ; corr(i)
- a calculer un premier rapport et un corr(i) deuxième rapport de la valeur maximum a la valeur corr(isup) atténuée inférieure respectivement supérieure ;
- à comparer la valeur du premier et du deuxième rapport à une première valeur de seuil de déphasage S"ι et, sur comparaison d'égalité ou d'infériorité à cette valeur de seuil, le contraste du signal audionumérique entre voie de gauche et voie de droite étant significatif,
- à déterminer le rang (j) du deuxième maximum relatif corr(j) de la fonction d' intercorrélation ;
- à calculer un paramètre de contraste C, rapport du rang de valeur maximum et du rang de valeur de deuxième maximum de la fonction d1 intercorrélation ;
- à comparer la valeur du paramètre de contraste C à une deuxième valeur de seuil de déphasage S"2, et sur critère de comparaison de supériorité à cette deuxième valeur de seuil, - à répéter les opérations précédentes successives à la comparaison du premier et du deuxième rapport à la première valeur maximum de la fonction d' intercorrélation et à déterminer dans les rangs successifs le rang qui présente le plus d'occurrence, au déphasage relatif des voies gauche et droite étant attribuée une valeur correspondant à celle du rang qui présente le plus d'occurrence.
18. Dispositif de contrôle de la qualité d'un signal audionumérique, comprenant au moins : - un module de conversion dudit signal audionumérique en un signal numérique de format spécialisé ;
- un module d'acquisition des composantes audiofréquences gauche et droite recevant ledit signal numérique de format spécialisé délivrant un signal audionumérique spécialisé pour chacune des voies gauche et droite ;
- un module de détection de défaut de codage et de transmission recevant le signal audionumérique spécialisé pour chacune des voies gauche et droite et permettant de détecter l'un au moins des signaux parasites tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement, déphasage relatif des voies gauche et droite, et de délivrer un signal de détection ;
- un module de gestion du type interface homme ma- chine recevant le signal de détection et permettant d'engendrer un signal d'alarme en présence de l'un au moins des signaux parasites.
19. Dispositif selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un module de calcul et de détection de paramètres complémentaires, ce module de calcul et de détection recevant ledit signal numérique de format spécialisé et ledit signal de détection et délivrant un signal représentatif de paramètres complémentaires tels que mode mono ou stéréo, valeur du débit bits.
20. Eléments logiciels permettant de détecter dans un signal audionumérique l'un au moins des signaux parasi- tes tels que brève coupure, sifflement, bourdonnement, déphasage relatif des voies gauche et droite de ce signal d'alarme en présence de l'un au moins des signaux parasites .
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