EP1119924A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur datenübertragung auf powerlines - Google Patents

Verfahren und schaltungsanordnung zur datenübertragung auf powerlines

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Publication number
EP1119924A1
EP1119924A1 EP99941630A EP99941630A EP1119924A1 EP 1119924 A1 EP1119924 A1 EP 1119924A1 EP 99941630 A EP99941630 A EP 99941630A EP 99941630 A EP99941630 A EP 99941630A EP 1119924 A1 EP1119924 A1 EP 1119924A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transmission
repeaters
repeater
channel
tdd
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP99941630A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bruno Stadler
Klaus Jäckel
Reinhard Schiffel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IQ Wireless GmbH
Original Assignee
Krone GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Krone GmbH filed Critical Krone GmbH
Publication of EP1119924A1 publication Critical patent/EP1119924A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
    • H04B3/58—Repeater circuits

Definitions

  • the invention relates to a method and a circuit arrangement for data transmission on power lines.
  • Low-voltage energy distribution networks not only reach every household, but also enable almost any accessibility within the household itself. Therefore, the existing low-voltage energy distribution networks have also been used for narrowband point-to-point transmissions such as measured value recordings, alarm systems,
  • the impedances fluctuate depending on the connection and disconnection of electrical consumers, since both the electrical cables of the network and the connected electrical consumers can have different wave resistances.
  • the attenuation on the powerlines is relatively large and frequency-dependent, with a characteristic value of approximately 0.05 dB / (MHz * m). This means that at 30 MHz the attenuation is 1.5 dB / m, so that higher transmission frequencies are no longer useful. Since each line acts as a receiving antenna at the same time, high interference levels occur due to the RF reception of the line and due to the connected consumers, so that correspondingly high reception levels are required.
  • the permitted transmission power is limited, however, since the line also acts as a transmission antenna, the radiation of which is below the specified one Interference voltage limit values must lie, otherwise it can lead to unwanted disturbances of other facilities.
  • the required high reception levels combined with low transmission powers result in a very low link budget, which, in contrast to radio transmission technology, cannot be improved by gain antennas.
  • the problem is the undefined joints.
  • Delay arrive at the receiver and cause disturbing interference there. Due to the high attenuation in the low-voltage network, it can be assumed that reflected signals with a delay greater than approx. 200 ns are of no importance, since these are already considerably attenuated due to the large path length involved.
  • Low-voltage cables are not fed in in a direction-oriented manner and cannot be received by the low-voltage cable in a direction-oriented manner, as repeaters in radio networks can do using directional antennas.
  • the physical conditions presented lead to the following problems or requirements for broadband transmission methods.
  • the decoupling from the operating voltage of the low-voltage network to protect people and communication technology is complex and costly.
  • the transmission loss of the coupling is included in the link budget twice, namely when coupling in and when coupling out the signals. Due to the large attenuation and the low link budget, only short transmission distances are possible, so that repeater chains (regeneration amplifiers) are necessary. Because of the frequency-dependent attenuation, predistortion in the transmitter is necessary.
  • the inseparable physical medium requires a special transmission regime, which in particular links parameters across the entire repeater chain (transmission / reception level, synchronization, predistortion) and a parasitic one
  • Signals for spreading pseudorandom numbers for specifying a receiver-specific logical direction in the low-voltage network are provided with a directional coding, the binary data sequences in the low-voltage network, which are spread in a user-specific manner and identified in a direction-specific manner, being determined by the degree of attenuation
  • a disadvantage of the known method is that the A prerequisite for a reliable differentiation of the differently spread signals is that the received useful signals must have at least the same reception level as possible parasitic reception levels. Furthermore, the reception levels from different transmitters must arrive at the same time and with the same reception level. The method therefore presupposes that the regeneration amplifiers or signal connection units (repeaters) are arranged at an equidistant distance from one another.
  • the invention is therefore based on the technical problem of creating a method and a circuit arrangement for data transmission to powerlines which, without complex RF components, vary with the distances
  • 1a-d show a circuit diagram, a logical transmission diagram, a physical propagation diagram and a transport diagram for a two-phase TDD method with four channel groups, Fig.2a-b level diagrams of a simulated repeater chain for the two TDD phases, Fig .3a-b synchronization plans of a simulated for the two TDD
  • Fig.4a-b Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.4a-b frequency response schemes for the two TDD phases with one-sided adjustment by a pre-emphasis
  • Fig.5a-d a switching scheme
  • a logical transmission scheme Phases for setting a synchronous reception situation
  • a physical propagation Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d frequency response schemes for the two TDD phases with one-sided adjustment by a pre-emphasis
  • Fig.5a-d a switching scheme
  • a logical transmission scheme Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d Phases for setting a synchronous reception situation
  • Fig.5a-d Phases for setting a
  • FIG. 8 shows a frequency response diagram with a preemphasis for the TDD-
  • FIG. 10 shows a level and predistortion plan for a 3ph-2gr method with a preemphasis in an OFDM access method
  • FIG. 11 shows a schematic block diagram for the processing of the OFDM on the transmission side
  • Fig. 13 an initialization scheme for a 3ph-2gr process
  • 14 shows an initialization scheme for a 6ph-1gr method
  • Fig. 15 shows a scheme for the measurement procedures during initialization.
  • 1a shows schematically the circuit diagram of the repeater chain 10 with seven repeaters 11-17, which are connected to a physically non-interruptible line 18. Repeaters 11-17 are alternately spatially and temporally used as transmitters or
  • Receiver switched i.e. in one time phase, all even-numbered repeaters as transmitters and all odd-numbered repeaters as receivers and in the second time phase are reversed.
  • the logical transfer scheme is shown in FIG. 1b, the transfer from left to right being the down-ward and from right to left the up-ward direction.
  • Channel groups 1 and 3 are used for transmissions in the up-ward direction and channel groups 2 and 4 for transmissions in the down-ward direction.
  • a white circle symbolizes that the respective repeater is switched in phase as a receiver. Accordingly, a black circle means that the repeater works as a transmitter. Why a division into four
  • Channel groups 1-4 is necessary, is clear from the physical propagation scheme according to Fig.1c. Since the line 18 cannot be physically separated, the parasitic reception situations shown in broken lines also occur. This reception situation for a repeater means that all four channel groups 1-4 arrive, of which only two
  • Channel groups carry user data. However, all incoming channels must come from the pool of mutually orthogonal signals. If this were not the case, for example for the parasitic channel groups, these would prevent the reception of the useful signals in the receiver as a disturbance variable. It follows, therefore, that the pool of orthogonal signals must be distributed across these four channel groups.
  • the repeater 13 must therefore receive, for example, a broadcast from up-ward (from repeater 14) and one from down-ward (from repeater 12). At the same time, however, the parasitic up- was broadcast by repeater 12 (which is intended for repeater 11) and the down-ward broadcast by repeater 14 (which is intended for repeater 15).
  • Fig.ld the corresponding transport scheme is shown, the thick black arrow representing the transport of a commercial item down-ward and the thick dashed arrow represents the transport of a commercial item up-ward.
  • the useful broadcast is sent downward by a telecommunication device in channel group 4 to the repeater 11 and received by it.
  • the repeater 11 sends the useful broadcast via the channel group 2 to the repeater 12.
  • the repeater 12 also sends in the next phase via the channel group 2 and so on.
  • this transmission method would represent a satisfactory solution. Under real conditions, however, this transmission method leads to considerable problems, which will be explained in detail using an example.
  • a CDMA access method is assumed, it being assumed that the CDMA signal has a center frequency of 20 MHz with a bandwidth of 10 MHz.
  • a length of 20 m results in an attenuation of 15 dB for the lower band limit and an attenuation of 25 dB for the upper band limit, which corresponds to an attenuation difference of 10 dB.
  • At a distance of 40 m there is an attenuation difference of 20 dB.
  • Such frequency responses are not permitted for common modulation methods such as QPSK (Quatro Phase Shift Keying) and the detection of CDMA signals.
  • the transmission levels are dimensioned in such a way that a reception level is generated at all neighboring stations to which transmission is carried out, which is the same as the other reception levels present there, but is at least equal to the minimum reception level Rxmin. This creates a link across the entire repeater chain 18, according to a scheme as shown in the following table for a time phase.
  • Table 1
  • the table shows in the column transmit level that with an arbitrarily assumed transmit level PO of a first repeater the transmit level of the third repeater is already fixed if both are to produce the same receive level at repeater 2. In this way, the
  • the transmission levels are generally represented in the form P0 + ⁇ (Ai), where _ (f ⁇ ) is the addition of the line attenuation with alternating signs according to the scheme in the table, column transmission levels. Then follows for the minimum and maximum transmission level in a repeater chain
  • the link budget is further restricted by the dynamics of the transmission and reception levels, with Rxmin being determined by the receiver sensitivity or the channel noise.
  • Pmax is limited by the hardware, power supplies or other specified restrictions, in particular by the requirement to comply with the radio and line interference voltage limits. For the link budget, only either Pmax-RXmin- ( ⁇ (Ai) max- ⁇ (Ai) min) or Pmax-RXmin- ( ⁇ (Aj) max- ⁇ (Aj) min) is available, depending on which one
  • a DS-CDMA Direct Sequence CDMA requires that the broadcasts of neighboring repeaters at a receiver repeater with high
  • the transmission times generally have the form V0 + ⁇ (T), where _ (T ⁇ ) is the addition of the running times with alternating signs according to the scheme in Tables 2 and 3, column transmission time.
  • Table 2 also shows in the Receiving column that, with an arbitrarily assumed transmission time VO of a first repeater and the subsequent linking of the transmission times over the entire repeater chain, the reception times for the even-numbered repeaters generally have the form V0 + ⁇ (Ti).
  • Table 3 the same consideration is made for the other time phase of the TDD, with the time VO, which corresponds to the
  • Phase start time should be identical, was assumed so that this repeater both sends and receives synchronously with the phase start times. It follows that the transmission and reception times of each repeater are offset by V0 by + ⁇ (Ti) and -_ (T). So the difference is 2 *
  • the control regime for synchronization is relatively complex since a top-down setting chain has to be implemented. With every change during operation, a new adjustment from the event location downward over the rest of the chain is required. It is not possible to form stitches because this
  • Fig.2a-b Level diagram for the two TDD phases of a chain consisting of 19 repeaters, whereby an attenuation of 1 dB / m was assumed, so that the distance in meters corresponds to the attenuation and the distances between the repeaters were selected at random between 16-60 m.
  • the sending third repeater transmission level with PO-28 + 37 dB must be selected so that the reception level at the second repeater switched as the receiver is the same. From the level plans you can now see that changes at the beginning of a chain have a direct impact on the dimensions of the other repeaters. It can also be seen that, for example in FIG. 2a, the transmission power can fluctuate from over 100 dB to 40 dB.
  • FIGS. 3a-b show the synchronization scheme for the two TDD phases of the repeater chain according to FIG. 2a-b, which were standardized at a relative start time 0.
  • the values of the start times for sending are each shown as white bars.
  • the values of the start times for reception are shown as black bars.
  • the start times for sending are dimensioned such that the signals arrive synchronously from both directions in the receivers.
  • the relative starting times of the two phases are shifted from each other by the duration of one phase. It becomes clear that for the individual repeaters the amounts of the delays for sending and receiving are in each case the same size in the two phases, but have opposite signs.
  • the diagram also shows that the difference in the delays can be up to 1400 ns. However, this time goes directly into the protection times between the TDD phases.
  • FIGS. 3a-b there is a direct connection between the individual repeaters in the case of the levels
  • 4a-b show the frequency response compensation for the repeater chain in the two phases.
  • the preemphasis values are shown as black bars.
  • the residual distortion for downward is shown as white bars and that for upward as gray bars.
  • the residual distortion can be corrected to zero in some places, but considerable residual distortion remains in some places that cannot be tolerated.
  • a transmission method with four TDD phases with division of the total number of available channels into two channel groups 1, 2 can also be considered, which is shown in FIGS. 5a-d.
  • the repeaters 11-17 are again spatially and temporally alternately switched as a transmitter and sometimes as a receiver, a repeater being connected for two TDD phases, for example as a transmitter, and transmitting downward in one phase and upward in the other phase.
  • the transmission levels are dimensioned in such a way that a minimum reception level Rxmin is generated at all neighboring stations to which user data is transmitted. Furthermore, it must be ensured that the received level of the useful signal is greater than / equal to that of the parasitic signal received.
  • the reception level of the parasitic signal is predetermined by these two conditions.
  • FIGS. 6a-d A significant improvement results from a transmission method with three TDD phases and two channel groups, which is shown in FIGS. 6a-d.
  • the logical transmission scheme is that the connected repeaters 11-17 according to their order on the line 18 modulo 3 in three groups 11, 14, 17; 12, 15; 13, 16; are divided.
  • the repeaters of the first group 11, 14, 17 send to the repeaters 12; 13, 15; 16.
  • the repeaters of the second group 13, 16 send to the repeaters 12, 14; 15, 17.
  • the repeaters of the third group 12, 15 send to the repeaters 11, 13; 14, 16.
  • TDD phase a fixed assignment of transmission direction and channel group 1, 2.
  • each sending repeater and its immediately adjacent repeaters form a kind of transmission island, so that the
  • the dimensioning of the transmission levels takes place in such a way that a reception level greater than or equal to the minimum reception level Rxmin is generated at all neighboring stations.
  • the transmission level is selected in such a way that at the receiving station with the greatest distance
  • a transmitter side Preemphasis can also only be optimized for one receiver at a time.
  • this method allows an equalizer amplifier arranged on the receiving side, since within a TDD phase, a repeater connected as a receiver always receives signals from only one transmitter, which enables perfect equalization.
  • the transmission levels are shown as black bars and the reception levels as white or gray bars.
  • the parasitic reception levels based on the next but one transmitter are shown.
  • the first transmission level PO is set to 37 dB above Rxmin, so that the repeater downward receives a reception level equal to Rxmin from the transmitter repeater, so that no bar can be seen.
  • FIG. 8 shows a level diagram for the frequency response compensation for the TDD phase shown in FIG. 7.
  • the pre-emphasis in the transmitter is set in such a way that one of the two receivers has a complete one Equalization occurs.
  • the distortion remaining at the other receiver is shown as a white bar and can be compensated for by a corresponding receiver-side equalizer amplifier.
  • Another special feature of the transmission method is that the transport speed to upward is twice as high as to downward or vice versa. This is very easy to see if you look at the thick solid and the thick dashed arrow in the transport scheme according to Fig. 6d. It should also be noted that the existing total number of channels can also be divided unevenly between the two channel groups 1, 2.
  • the dimensioning of the transmission level takes place in such a way that the receiver receives Rxmin in the direction of use. Since the method only contains point-to-point connections, the chaining problem has completely broken down and the dimensioning of the transmission levels can be independent of the other repeaters. The same applies to synchronization, since useful signals are only ever received from one transmitter at a time, so synchronization is unnecessary.
  • An advantage over the 3ph-2gr transmission method is that the frequency response compensation can only be implemented with a pre-emphasis, so that the receiver-side equalizer amplifier can be dispensed with. As with the 3ph-2gr transmission method, loops are possible because the chain is broken. If necessary, the number of repeaters in the stitch must be added so that the modulo 3 division is guaranteed.
  • K k * f ph * D, with k-number of channels, f ph -phase frequency and D-bit per phase and channel, with phase frequency and number of bits per phase and channel for consideration for all
  • the procedure should be applied immediately.
  • CDMA method is used.
  • a particular disadvantage of the CDMA is that the signals are in the code and not in the frequency level, which is disadvantageous in particular with regard to frequency response compensation.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex / Orthogonal Frequency Division Mutiple Access
  • Phase ⁇ t 2 ⁇ end.
  • One of these frequencies is assigned to a channel.
  • the signals of all channels are superimposed on one another, so that a multiplicity of channels (multi-carrier method) can be implemented in a broadband transmission signal.
  • An advantage of this method is that complete processing using computer technology can be implemented using this simple formation algorithm, for example using known digital signal processors DSP.
  • the digital symbols of all parallel channels are considered as signals in the frequency level on the transmission side.
  • An inverse Fourier transform is used to calculate the signal in the time plane for each channel.
  • the signals obtained in this way are summed up in a summing stage.
  • This sum signal can additionally, for example by a mixer, in another frequency range, usually by an up- Conversion.
  • the signal is converted from the time level back to the frequency level, if necessary after the necessary down-conversion, by means of a Fourier transformation, so that the digital symbols of all channels are again available in parallel.
  • the property of the OFDM method is used that all signals (carriers) are not overlapping in the frequency level. This also applies if multi-phase modulation is applied to the individual carrier.
  • the advantage is that for the
  • Channel correction only a pre-emphasis on the transmission side is sufficient and that this can be carried out at the signal level.
  • the signals are provided with an amplitude weighting which correlates with the signal frequency before the inverse Fourier transformation, as a result of which elaborate solutions in the RF level, as in CDMA, are dispensed with. This will be explained in more detail below with reference to FIG. 10, in which the conditions for a 3ph-2gr transmission method are shown, in which a repeater transmits simultaneously to two neighboring repeaters at different distances.
  • the attenuation on the transmission link is 0.05 dB / MHz * m.
  • the received useful signal has a leveled frequency response
  • the stipulations listed in Table 4 ensure that the symbol duration is sufficiently longer than the maximum detour delay, which is achieved by the factor n and its a priori stipulation of n> 10. In conjunction with the OFDM protection time T G between the symbols, this ensures that the resistance to multipath reception is increased.
  • the factor n also has the effect that when n is increased, the proportion of the OFDM protection time T G in the OFDM block duration T B becomes ever smaller, and this results in a higher effectiveness in terms of utilization of the available bandwidth. This effect is bought with an increase in the number of OFDM channels and a narrower OFDM channel grid. If a higher quality modulation such as QPSK is used, the net data rate per channel and thus the capacity per direction increases to twice the value with the same symbol rate.
  • the transmission capacity per direction actually available in a repeater chain is further determined by the TDD method used, with a reduction factor of 1/8 for the 2ph-4gr and 4ph-2gr methods and for the 3ph-2gr and 6ph-1gr methods Reduction factor 1/6 must be taken into account.
  • the signals of each channel are fed separately to a serial-to-parallel converter 20.
  • this converts the serial bit stream in groups to m parallel bits.
  • a respective downstream encoder 21 converts each bit group into the modulation status information appropriate for the bit group.
  • These signals are then subjected to a band limitation 22.
  • the carrier f is thus modulated and the modulated signal is subjected to an amplitude weighting 24 to compensate for the frequency response of the transmission channel.
  • the signals of all channels are then summed up in a summer 25 and fed to the actual transmission part.
  • serial-to-parallel converter 20 and encoder 21 are omitted, since encoder 21 would only undo what was previously carried out by the serial-to-parallel converter.
  • the channel signals are therefore in this case
  • the serial-to-parallel converter 20 and the encoder 21 would correspond to the module for processing the I / Q signals. Furthermore, it should be noted that the amplitude weighting 24 can also be carried out before the modulator 23. Preferably, parallel-to-parallel converters 20, encoders 21,
  • Modulators 23, amplitude weighting 24 and the summer 25 are realized by means of a DSP module, the modulation being carried out as an inverse Fourier transformation and therefore no carrier generation is necessary anymore, since the carrier information is included as a parameter in the inverse Fourier transformation algorithm.
  • the processing of the OFDM received signals is shown in FIG.
  • the received signals are fed in parallel to the channel demodulators 26.
  • the demodulation takes place channel by channel.
  • the signals at the output of each demodulator are subjected to low-pass filtering 27 and fed to a clocked threshold switch 28.
  • the clock T is obtained from the received signal by a conventional dock recovery.
  • the decoders 29 convert the modulation status information into the bit groups adequate for this information. Subsequently, the conversion into a serial data stream takes place again in downstream parallel-serial converters 30.
  • the demodulators 26, low-pass filters 27, threshold switches 28, dock recovery and decoders 29 and parallel-serial converters 30 are preferably implemented in a DSP module, the demodulators 26 being implemented as a Fourier transform and therefore no carrier generation is required anymore, since the carrier information as
  • the OFDM access method can be used to improve the bit error rate a frequency hopping can be combined.
  • the basic principle here is that the data of the individual channels are assigned cyclically to a changing OFDM frequency, so that in the event of failure or poor reception on an OFDM frequency, the information of the entire channel is not lost, but rather only one bit of all channels, for example, which can then be reconstructed using suitable error-correcting methods.
  • the existing channels are not completely used for the user data transmission and, for example, at least one reserve channel is kept in stock for each transmission direction.
  • one of the repeaters determines that it cannot receive a channel, its neighboring repeaters are initialised to transmit on a reserve channel or, if necessary, to receive it on this channel, for example because the corresponding transmitter part of the repeater has failed. This enables an unrestricted data transmission procedure when external local disturbances or occur
  • a word-oriented virtual ring memory is built up for k channels, which has exactly k memory locations with a word length w.
  • a data word is written into the ring memory for each channel, the channel number corresponding to the memory location number.
  • w read cycles with the ring memory being read modulo k starting with each read cycle with changing start positions.
  • a specific bit position is read with each read cycle. The bit position is increased by one digit after each read cycle.
  • the start position can be shifted using various algorithms, in the simplest case the shift v has a constant value. The following read cycles result for this:
  • 2nd reading cycle Starting at start position a1 + v, reading the 2nd bit of the k Words w. Reading cycle: Starting at start position a1 + (w-1) * v, reading the wth bit of the k words.
  • the bits read are assigned to the OFDM frequencies in the order of reading. If necessary, frequencies that are marked as disturbed are skipped during the assignment. This means that the data of a channel is transmitted over constantly changing frequencies, the change taking place bit-wise and the jump distance corresponding to the shift in the starting position in the reading cycles if hidden, disturbed frequencies are not included in the count.
  • the dimensioning of v should be chosen so that the difference between the sequentially assigned OFDM frequencies is as large as possible. Not only the 1st order difference is to be considered, since a frequency may not only be disturbed for one but for several cycles.
  • the recipient of the data transmission must be aware of the entire educational regulation according to which the data is processed in the transmitter and be synchronized to the start position and the bit position of the read cycles.
  • the first transmitted bit position of each burst is not occupied with channel information in TDD operation, but is used for the transmission of the start position of the next read cycle, which is decisive for the synchronization.
  • the bit position does not have to be transmitted if, in accordance with the preferred embodiment, a word-oriented transmission takes place and then always begins with bit position 1.
  • a different implementation, which transfers bit-oriented and in this case requires the additional transmission of the bit position, is in principle also possible.
  • the receiver is then set up reversely to the transmitter.
  • Fig. 13 shows the flow diagram for the 3ph-2gr transmission method.
  • the first repeater 11 of the chain is a gateway to a network that is not described in detail here.
  • the repeater 11 is the only repeater in the chain has over this network so that access to a competent Network Management System NMS and receives its initialization, the TDD configuration and information about its network environment such as the ID's of or downstream repeater .
  • the measurement of the transmission path to the nearest repeater 12 is initiated by the repeater 11.
  • the results of the measurement are stored in the repeater 11 as parameters down and in the repeater 12 as parameters up.
  • the downward transfer agreements are made. An agreement on the upward transmission cannot yet be made because the
  • Repeater 12 must still know the parameters of its downlink transmission path for this purpose. The same procedures are then carried out by the repeater 12 in the direction of the repeater 13. In addition to Agreement on the downward transmission to the repeater 13, the repeater 12 then make the agreements with the repeater 11 on the upward transmission. Both agreements are made taking into account the necessary transmission levels and the pre-distortion. Only the repeater 12 knows the parameters of the two
  • Transmission paths (parameter up, parameter down), which it has to operate and can derive from this the assignment of the frequency ranges, transmission levels and predistortions.
  • the results of the channel test which will be explained later, are taken into account in the agreement, by specifying channels to be hidden separately for each direction.
  • Fig. 14 shows the top-down initialization procedure for the 6ph-1gr transmission method.
  • the procedure is largely identical to the top-down initialization procedure for the 3ph-2gr transmission method. The only difference is that the agreement down and the agreement up take place in one step. This results from the fact that each repeater sends only one repeater at a time and therefore no need to consider a second transmission path as with the 3ph-2gr transmission method.
  • the measurement taking place during the initialization is shown schematically in FIG. 15, whereby this applies both to the 3ph-2gr and the 6ph-1gr transmission method.
  • An already initialized repeater with ID1 knows its network environment and addresses the subsequent repeater with ID2.
  • the info also contains information about the TDD regime (number of phases, number of the current phase, transmission phase of the source, reception phase of the source). The transmission is repeated with varying parameters until the subsequent repeater answers with ID2.
  • the repeater then acknowledges receipt with ID2 and the repeater with IDI, after which the level / attenuation measurement is carried out.
  • the level / attenuation measurement is a multi-stage process and is carried out on at least three Points of the transmission spectrum (middle, upper and lower edge zone) performed.
  • the result is the transmission level required to generate the minimum reception level Rxmin at the remote site. Due to the reciprocity of the transmission channel, the result applies to both directions.
  • the channel check is carried out down.
  • the receiving repeater checks whether individual channels are constantly disturbed at the receiving location and are therefore to be hidden. For the channel test up, the same test is carried out in the opposite direction.

Landscapes

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen (18) mittels einer Repeaterkette (10), wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern (11-17) im Duplexbetrieb übertragen werden, wobei das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11-17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte: a) Senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 13; 15, 16); b) Senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12,14; 15, 17); c) Senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (11, 13; 14, 16), wobei die Kanalgruppen (1, 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11-17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.

Description

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines.
Die Nutzung von Powerlines für Zwecke der Telekommunikations- und Datentechnik ist aufgrund der vorhandenen umfassenden Niederspannungs- Energieverteilungsnetze äußerst interessant, da dadurch eine separate Verkabelung für Datenübertragung überflüssig wäre. Die vorhandenen
Niederspannungs-Energieverteilungsnetze erreichen nicht nur jeden Haushalt, sondern ermöglichen auch eine nahezu beliebige Zugänglichkeit innerhalb des Haushaltes selbst. Daher wurden die vorhandenen Niederspannungs- Energieverteilungsnetze auch schon für schmalbandige Point-to-Point- Übertragen wie beispielsweise Meßwerterfassungen, Alarmanlagen,
Sprachübertragungen oder Säuglingsüberwachungseinrichtungen genutzt.
Für breitbandige Übertragungsverfahren weist die Nutzung des Niederspannungs-Energieverteilungsnetz jedoch einige technische Probleme auf. Neben den 230 V Wechselspannung können Spannungsspitzen von bis zu
1000 V auftreten. Des weiteren schwanken die Impedanzen in Abhängigkeit von der Zu- und Abschaltung von elektrischen Verbrauchern, da sowohl die elektrischen Kabel des Netzes als auch der angeschlossenen elektrischen Verbraucher unterschiedliche Wellenwiderstände aufweisen können. Darüber hinaus ist die Dämpfung auf den Powerlines relativ groß und dazu noch frequenzabhängig, wobei ein charakteristischer Wert ungefähr 0,05 dB/(MHz*m) ist. Dies bedeutet, daß bei 30 MHz die Dämpfung 1 ,5 dB/m beträgt, so daß höhere Übertragungsfrequenzen nicht mehr sinnvoll sind. Da jede Leitung gleichzeitig als Empfangs-Antenne wirkt, kommt es aufgrund des RF-Empfangs der Leitung sowie aufgrund der angeschalteten Verbraucher zu hohen Störpegeln, so daß entsprechend hohe Empfangspegel erforderlich sind. Zum anderen ist die erlaubte Sendeleistung jedoch beschränkt, da die Leitung ebenfalls als Sende-Antenne wirkt, deren Abstrahlung unter den vorgegebenen Störspannungsgrenzwerten liegen muß, da es ansonsten zu ungewollten Störungen anderer Einrichtungen kommen kann. Die erforderlichen hohen Empfangspegel bei gleichzeitig niedrigen Sendeleistungen ergeben ein sehr niedriges Linkbudget, das auch im Gegensatz zur Funkübertragungstechnik nicht durch Gewinnantennen verbessert werden kann. Ein weiteres technische
Problem stellen die Undefinierten Stoßstellen dar.
Stoßstellen entstehen immer dort, wo Leitungen oder Einrichtungen mit ungleichen Impedanzen (Wellenwiderständen) zusammengeschaltet werden. Wird nun beispielsweise ein elektrischer Verbraucher mittels einer Stichleitung an das Energieverteilungsnetz angeschlossen, so ergibt sich die wirksame Impedanz der Stichleitung am Ort der Anschaltung aus Impedanz und Länge der Stichleitung im Verhältnis zur Frequenz und der angeschalteten Eingangsimpedanz des Verbrauchers. Sind diese Impedanzen nicht angepaßt, so kommt es zu Reflexionen an der Stoßstelle. Da sich bei den meisten
Verbrauchern der Eingangswiderstand mit der Betriebsweise ändert, kommt es zu dynamischen Änderungen der Reflexionsbedingungen an solchen Stoßstellen. Stoßstellen weisen deshalb zwei verknüpfte störende Eigenschaften auf: Reflektierte Signale können mit einer durch den größeren Laufweg bedingten
Verzögerung am Empfänger eintreffen und dort störende Interferenzen verursachen. Aufgrund der hohen Dämpfung im Niederspannungsnetz kann angenommen werden, daß reflektierte Signale mit einer Verzögerung größer ca. 200 ns keine Bedeutung haben, da diese aufgrund der damit verbundenen großen Weglänge bereits erheblich gedämpft sind.
Der Energieübergang über die Stoßstelle erfährt eine punktuelle Dämpfung. Die physikalische Begründung ist, daß an der Stoßstelle die ankommende Energie in den reflektierten und in den weiterlaufenden Energieteil aufgespalten wird. Eine starke Reflexion bedeutet somit auch eine hohe Dämpfung für die Weiterübertragung über die Stoßstelle. Weiterhin ist zu beachten, daß in das
Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert eingespeist und auch vom Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert empfangen werden kann, wie Repeater in Funknetzen dies mittels Richtantennen können. Die dargestellten physikalischen Gegebenheiten führen für breitbandige Übertragungsverfahren zu folgenden Problemen bzw. Anforderungen. Die Entkopplung von der Betriebsspannung des Niederspannungsnetzes zum Schutz von Mensch und Kommunikationstechnik ist aufwendig und kostspielig. Die Durchgangsdämpfung der Ankopplung geht zweimal in das Linkbudget ein, nämlich beim Einkoppeln und beim Auskoppeln der Signale. Aufgrund der großen Dämpfung und des geringen Linkbudgets sind nur geringe Übertragungsentfernungen möglich, so daß Repeaterketten (Regenerierverstärker) notwendig sind. Wegen der frequenzabhängigen Dämpfung sind Vorverzerrungen im Sender notwendig. Des weiteren sind hinsichtlich des Frequenzganges unempfindliche Zugriffs- und Übertragungsverfahren zu wählen. Das nicht auftrennbare physikalische Medium erfordert ein spezielles Übertragungsregime, das insbesondere Parameterverknüpfungen über die gesamte Repeaterkette (Sende- /Empfangspegel, Synchronisation, Vorverzerrungen) und einen parasitären
Empfang von benachbarten Übertragungsstrecken vermeidet.
Aus der nachveröffentlichten DE 197 14 386 ist ein Verfahren zur Datenübertragung in Zweiweg-Kommunikation über Niederspannungsnetze, die an ein übergeordnetes Telekommunikationsnetz gekoppelt sind, bekannt, bei dem die Datenübertragung im Niederspannungsnetz in einem hochfrequenten Bereich bis 30 Mhz mit einer Bandspreizung der Datensignale und einem Sendepegel unterhalb der vorgegebenen Funk- und Leitungsstörspannungsgrenze durchgeführt wird und die Gewährleistung einer Mehrbenutzerstruktur mit unterschiedlichen Sequenzen einer Familie von
Pseudozufallszahlen gespreizten Signalen zur Vorgabe einer empfängerspezifischen logischen Richtung im Niederspannungsnetz mit einer Richtungskodierung versehen werden, wobei die jeweils nutzerspezifisch gespreizten und richtungsspezifisch gekennzeichneten binären Datenfolgen im Niederspannungsnetz in den durch den Dämpfungsgrad bestimmten
Abständen mit Hilfe der vorgegebenen Sequenzen durch Korrelation erkannt, regeneriert und mit einer neuen Richtungserkennung für die Weiterleitung der Signale bewertet werden. Nachteilig an dem bekannten Verfahren ist, daß die Voraussetzung für eine sichere Unterscheidung der unterschiedlich gespreizten Signale ist, daß die empfangenen Nutzsignale mindestens den gleichen Empfangspegel aufweisen müssen wie mögliche parasitäre Empfangspegel. Des weiteren müssen die Empfangspegel von verschiedenen Sendern gleichzeitig und auch mit gleichem Empfangspegel ankommen. Das Verfahren setzt daher voraus, daß die Regenierverstärker bzw. Signalanschlußeinheiten (Repeater) im äquidistanten Abstand zueinander angeordnet sind. In der Praxis ist eine äquidistante Anordnung jedoch kaum zu gewährleisten, da meistens die möglichen Anschlußstellen für die Repeater durch äußere Vorgaben festgelegt sind, so daß es bereits bei geringen Abweichungen aufgrund der extrem großen Dämpfungen zu erheblichen Unterschieden in den Empfangspegeln kommen kann, die eine mit einem bestimmten Leistungspegel sendende Quelle bei benachbarten Empfängern erzeugt bzw. die ein Empfänger von zwei benachbarten Quellen empfängt. Tritt letzterer Fall ein, so ist bereits bei geringen Pegelunterschieden von beispielsweise kleiner 0,5 dB eine Signalerkennung nicht möglich.
Der Erfindung liegt daher das techniche Problem zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines zu schaffen, die ohne aufwendige HF-Komponenten bei varierenden Abständen der
Repeater einfach und zuverlässig eine Duplexübertragung auf Powerlines ermöglichen.
Die Lösung des technischen Problems ergibt sich durch die Merkmale der Patentansprüche 1 , 2 und 8. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der
Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Dabei wird mittels eines 3ph-2gr- oder eines 6ph-1gr-Übertragungsverfahrens die Problematik der Verkettung über die gesamte Repeaterstrecke aufgebrochen, so daß sich ein besonders einfaches Controllregime ergibt, insbesondere hinsichtlich der Einstellung der Sendepegel und der Delays. Alternativ oder kumulativ wird ein OFDM-Zugriffsverfahren verwendet, mittels dessen eine Frequenzgangkompensation ausschließlich mittels einer sendeseitigen Preemphasis ermöglicht wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Die Fig. zeigen: Fig.1a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungsschema und ein Transportschema für ein zweiphasiges TDD-Verfahren mit vier Kanalgruppen, Fig.2a-b Pegelpläne einer simulierten Repeaterkette für die beiden TDD- Phasen, Fig.3a-b Synchronisationspläne einer simulierten für die beiden TDD-
Phasen zur Einstellung einer synchronen Empfangssituation, Fig.4a-b Frequenzgangschemata für die beiden TDD-Phasen bei einseitigem Abgleich durch eine Preemphasis, Fig.5a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein
4ph-2gr-Verfahren, Fig.6a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein 3ph-2gr- Verfahren, Fig.7 ein Pegelplan für das 3ph-2gr-Verfahren für eine TDD-Phase an der Repeaterkette gemäß Fig.4a-b, Fig.8 ein Frequenzgangschema mit einer Preemphasis für die TDD-
Phase gemäß Fig.7, Fig.9a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein
6ph-1gr- Verfahren, Fig.10 ein Pegel- und Vorverzerrungsplan für ein 3ph-2gr-Verfahren mit einer Preemphasis bei einem OFDM-Zugriffsverfahren, Fig.11 ein schematisches Blockschaltbild für die sendeseitige Aufbereitung der OFDM,
Fig.12 ein schematisches Blockschalt für die empfangsseitige
Aufbereitung der OFDM, Fig.13 ein Initialisierungsschema für ein 3ph-2gr- Verfahren, Fig.14 ein Initialisierungsschema für ein 6ph-1gr- Verfahren und
Fig.15 ein Schema für die Meßprozeduren bei der Initialisierung.
Zum besseren technischen Verständnis der Erfindung wird zunächst die Übertragung mittels einer Repeaterkette 10 mit einem zweiphasigen TDD-
Verfahren mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in vier Kanalgruppen 1-4 erläutert. In der Fig.1a ist schematisch das Schaltschema der Repeaterkette 10 mit sieben Repeatern 11-17 dargestellt, die an eine physikalisch nichtunterbrechbare Leitung 18 angeschlossen sind. Die Repeater 11-17 werden jeweils räumlich und zeitlich alternierend als Sender oder
Empfänger geschaltet, d.h. in einer Zeit-Phase sind alle geradzahligen Repeater als Sender und alle ungeradzahligen Repeater als Empfänger und in der zweiten Zeit-Phase jeweils umgekehrt geschaltet. In der Fig.1b ist das logische Übertragungsschema dargestellt, wobei die Übertragung von links nach rechts die down-ward- und von rechts nach links die up-ward Richtung sei. Die Kanalgruppen 1 und 3 werden für Übertragungen in up-ward-Richtung und die Kanalgruppen 2 und 4 für Übertragungen in down-ward-Richtung verwendet. Ein weißer Kreis symbolisiert dabei, daß der jeweilige Repeater in der Phase als Empfänger geschaltet ist. Entsprechend bedeutet ein schwarzer Kreis, daß der Repeater als Sender arbeitet. Warum eine Unterteilung in vier
Kanalgruppen 1-4 notwendig ist, wird anhand des physikalischen Ausbreitungsschema gemäß Fig.1c deutlich. Da die Leitung 18 physikalisch nicht auftrennbar ist, kommt es auch zu den gestrichelt eingezeichneten parasitären Empfangssituationen. Diese Empfangssituation für einen Repeater beinhaltet, daß alle vier Kanalgruppen 1-4 eintreffen, von welcher nur zwei
Kanalgruppen Nutzdaten tragen. Es müssen jedoch alle eintreffenden Kanäle aus dem Pool der zueinander orthogonalen Signale stammen. Wäre dies nicht der Fall, beispielsweise für die parasitären Kanalgruppen, so würden diese im Empfänger als Störgröße den Empfang der Nutzsignale verhindern. Es folgt daher, daß der Pool der orthogonalen Signale auf diese vier Kanalgruppen verteilt werden muß. Der Repeater 13 muß also beispielsweise eine Nutzsendung von up-ward (von Repeater 14) und eine von down-ward (von Repeater 12) empfangen. Gleichzeitig trifft jedoch die für ihn parasitäre up- ward Nutzsendung von Repeater 12 (die für Repeater 11 bestimmt ist) und die down-ward Sendung von Repeater 14 (die für Repeater 15 bestimmt ist) ein. In der Fig.ld ist das entsprechende Transportschema dargestellt, wobei der dicke schwarze Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach down-ward und der dicke gestrichelte Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach up-ward darstellt. In einer ersten Phase wird die Nutzsendung von einem Telekommunikationsgerät down-ward in der Kanalgruppe 4 an den Repeater 11 gesendet und von diesem empfangen. In der nächsten Phase sendet der Repeater 11 die Nutzsendung über die Kanalgruppe 2 an den Repeater 12. Der Repeater 12 sendet in der nächsten Phase ebenfalls über die Kanalgruppe 2 und soweiter. Im Idealfall, d.h. bei konstantem Abstand der Repeater 11-17 zueinander und einer konstanten, frequenzunabhängigen Dämpfung würde dieses Übertragungsverfahren eine zufriedenstellende Lösung darstellen. Unter realen Bedingungen führt dieses Übertragungsverfahren jedoch zu erheblichen Problemen, was im Detail anhand eines Beispieles erläutert werden soll.
Dabei sei ein CDMA-Zugriffsverfahren vorausgesetzt, wobei angenommen sei, daß das CDMA-Signal eine Mittenfrequenz von 20 MHz mit einer Bandbreite von 10 MHz habe. Bei einer realen Dämpfung von ca. 0,05 dB/m*MHz ergibt sich bei einer Länge von 20 m für die Banduntergrenze eine Dämpfung von 15 dB und für die Bandobergrenze eine Dämpfung von 25 dB, was einer Dämpfungsdiffemz von 10 dB entspricht. Bei einer Entfernung von 40 m ergibt sich entsprechend eine Dämpfungsdifferenz von 20 dB. Derartige Frequenzgänge sind für gängige Modulationsverfahren wie beispielsweise QPSK (Quatro Phase Shift Keying) und die Detektierung von CDMA Signalen nicht zulässig. Bei Punkt zu Punkt-Übertragungen ist es bekannt, entsprechende Entzerrungen in den Übertragungsweg einzufügen. Dies erfolgt zumeist auf der Senderseite in Form ein Vorverzerrung (Preemphasis). Sofern ein Repeater gleichzeitig zu zwei oder mehr benachbarten Repeatern in unterschiedlichen Entfernungen senden muß, kann dessen Vorverzerrung nur für einen Empfangs-Repeater optimiert werden. Sofern ein Repeater gleichzeitig von zwei oder mehr benachbarten Repeatern Signale empfängt und die Restverzerrungen der Eingangssignale nicht identisch sind, kann eine Entzerrung am Empfängereingang nicht erfolgen, da diese auf alle Eingangssignale gleich wirkt. Ein weiterer Nachteil bei Nutzung von CDMA ist, daß sowohl die Preemphasis als auch die Eingangsentzerrung in der HF- Ebene unter Einsatz frequenzselektiver Bauelemente durchzuführen ist. Der Aufwand wird insbesondere erhöht, wenn eine automatische Anpassbarkeit an den Einsatzfall mit hohem Einstellbereich gefordert ist, da eine Bearbeitung in der Signalebene nicht möglich ist, da die CDMA-Signale in der Codeebene vorliegen. Dieser Nachteil wird auch nicht vermieden, falls mittels eines anderen Übertragungsverfahrens die Restverzerrungen vermieden werden.
Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen, zu denen gesendet wird, ein Empfangspegel erzeugt wird, der gleich den anderen dort anliegenden Empfangspegeln ist, mindestens aber gleich dem Mindestempfangspegel Rxmin ist. Damit entsteht eine Verknüpfung über die gesamte Repeaterkette 18, nach einem Schema wie es in nachfolgender Tabellel für eine Zeit-Phase dargestellt ist. Tabelle 1
Die Tabelle zeigt in der Spalte Sendepegel, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendepegel PO eines ersten Repeaters der Sendepegel des dritten Repeaters bereits festgelegt ist, wenn beide den gleichen Empfangspegel am Repeater 2 erzeugen sollen. In dieser Weise setzt sich die
Verkettung über die gesamte Repeaterkette fort. Die Sendepegel haben dabei allgemein dargestellt die Form P0+∑(Ai), wobei _(f\\) die Addition der Streckendämpfung mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in der Tabelle, Spalte Sendepegel, ist. Für den minimalen und maximalen Sendepegel in einer Repeaterkette folgt dann
Pmin=P0+∑(Ai)min < P < Pmax=P0+£(Ai)max, woraus sich die Spanne der Sendepegel mit Pmax-Pmin= (Ai)max-^(Ai)min ergibt. Simulationen mit einer Kette von 20 Repeatern haben gezeigt, daß die dabei auftretenden Differenzen Werte von bis zu 100 dB annehmen können.
Die Tabelle zeigt weiter in der Spalte Empfangspegel, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendepegel PO eines ersten Repeaters und der folgenden Verknüpfung der Sendepegel über die gesamte Repeaterkette die Empfangspegel für die geradzahligen Repeater sich allgemein darstellt in der der Form P0+∑(Ai), wobei _(A\) die Addition der Streckendämpfungen mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle, Spalte Empfangspegel, ist. Für den minimalen und maximalen Empfangspegel in einer Repeaterkette folgt dann: RXmin=P0+£(Aj)min<P≤ Rxmax=P0+∑(Aj)max, woraus sich die Spanne der Empfangspegel mit Rxmax-RXmin=∑(Aj)max-∑(Aj)min ergibt. Simulationen mit einer Kette von 20 Repeatern haben gezeigt, daß die dabei auftretenden Differenzen Werte von bis zu 100 dB annehmen können.
Zusätzlich ergibt sich noch die Aufgabe, PO so dimensionieren, daß Rxmin einen Wert annimmt, der tatsächlichen Mindesteingangspegel entspricht. Das zugehörige Controllregime ist aufwendig und kritisch insbesondere wenn ein automatischer Selbstabgleich gefordert wird. Da PO bei der Erstinbetriebnahme eine Unbekannte ist, muß stets die gesamte Repeaterkette 10 neuabgeglichen werden, falls bei der Top-Down-Einstellkette bei einem Repeater Rxmin unterschritten wird. Des weiteren können Veränderungen während des Betriebes dazuführen, daß die Repeaterkette erneut abgeglichen werden muß.
Zusätzliche Probleme treten bei Verzweigungen auf. Machenbildungen sind nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top-Down-Abgleichs widerspricht. Weiter ist das Linkbudget durch die Dynamik der Sende- und Empfangspegel eingeschränkt, wobei Rxmin durch die Empfängerempfindlichkeit oder das Kanalrauschen vorgegeben ist. Pmax ist hingegen durch die Hardware, Spannungsversorgungen oder anderen vorgegebene Beschränkungen, insbesondere durch Forderung nach Einhaltung der Funk- und Leitungsstörspannungsgrenzen, begrenzt. Für das Linkbudget steht daher nur entweder Pmax-RXmin-(∑(Ai)max-∑(Ai)min) oder Pmax-RXmin-(∑(Aj)max-∑(Aj)min) zur Verfügung, je nachdem welcher
Dynamikbereich der größere ist. Dies kann bis zur Unmöglichkeit der Dimensionierung führen.
Ein DS-CDMA (Direct Sequenz CDMA) erfordert, daß die Sendungen von benachbarten Repeatern bei einem Empfänger-Repeater mit hoher
Genauigkeit sequenzsynchron eintreffen. Es können, je nach Parameter des CDMA, Genauigkeitsforderungen in der Größenordnung von beispielsweise 20 ns auftreten. Aufgrund der unterschiedlichen Entfernungen zwischen den Repeatern ist die Synchronisation auf einen netzweit einheitlichen Phasenstartzeitpunkt nicht ausreichend. Es entsteht die Notwendigkeit, die
Startzeitpunkte aller sendenden Repeater so mit Delays, bezogen auf den Startzeitpunkt, zu versehen, daß die oben genannte Bedingung eingehalten wird. Dies ist für die beiden TDD-Phasen in den beiden nachfolgenden Tabellen 2 und 3 dargestellt. Tabelle 2
Tabelle 3
Die Tabelle 2 zeigt in der Spalte Sendezeitpunkt, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendezeitpunkt VO eines ersten Repeaters, der mit dem Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, der Sendezeitpunkt des dritten Repeaters bereits festgelegt ist, wenn sich der gleiche Empfangszeitpunkt am Repeater 2 ergeben soll. In dieser Weise setzt sich die Verkettung über die gesamte Repeaterkette fort. Dies ist beispielhaft in Tabelle 2 und 3 für die beiden Zeitphasen des TDD-Betriebes dargestellt. Bei nicht frei wählbaren Streckenlängen kann auch kein Einfluß auf die Beträge der Summen der Signallaufzeiten Ti genommen werden. Diese Beträge können bei v= 10 ns/m bereits bei geringen Differenzen der Streckenlängen beträchtliche Werte annehmen. Die Sendezeitpunkte haben dabei allgemein dargestellt die Form V0+Σ(T ), wobei _(T\) die Addition der Streckenlaufzeiten mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle 2 und 3, Spalte Sendezeitpunkt, ist. Die Tabelle 2 zeigt weiter in der Spalte Empfangszeitpunkt, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendezeitpunkt VO eines ersten Repeaters und der folgenden Verknüpfung der Sendezeitpunkte über die gesamte Repeaterkette die Empfangszeitpunkte für die geradzahligen Repeater allgemein dargestellt die Form V0+∑(Ti) haben. In der Tabelle 3 ist die gleiche Betrachtung für die andere Zeitphase des TDD vorgenommen, wobei für den Empfangszeitpunkt des ersten Repeaters willkürlich der Zeitpunkt VO, der mit dem
Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, angenommen wurde, so daß dieser Repeater synchron zu den Phasenstartzeitpunkten sowohl sendet als auch empfängt. Damit folgt, daß die Sende- und Empfangszeitpunkte jedes Repeaters gegen V0 jeweils um +∑(Ti) und -_(T ) versetzt sind. Somit geht die Differenz 2*|∑(Ti)| von der Schutzzeit zwischen den TDD-Phasen ab und ist bei deren Dimensionierung zu berücksichtigen. Das Controllregime für die Synchronisation ist relativ aufwendig, da eine Top-Down-Einstellkette zu realisieren ist. Bei jeder Veränderung während des Betriebes ist ein Neuabgleich vom Ereignisort downward über den Rest der Kette erforderlich. Maschenbildungen sind nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top-
Down-Abgleichs widerspricht.
Zur Veranschaulichung dieser Verkettungsproblematik ist in den Fig.2a-b der Pegelplan für die beiden TDD-Phasen einer aus 19 Repeatern bestehenden Kette dargestellt, wobei eine Dämpfung von 1 dB/m angenommen wurde, so daß die Entfernung in Metern der Dämpfung entspricht und die Entfernungen zwischen den Repeatern zufällig zwischen 16-60 m ausgewählt wurden. Die Pegel sind darüber hinaus zu Rxmin normiert, d.h. P=0 in der Darstellung entspricht dem Mindestempfangspegel Rxmin. Wird am ersten Repeater PO nun beispielsweise mit ca. 78 dB gewählt, so stellt sich am zweiten Repeater der Empfangspegel PO-28 dB ein. Entsprechend muß der sendende dritte Repeater-Sendepegel mit PO-28+37 dB gewählt werden, damit die Empfangspegel am als Empfänger geschalteten zweiten Repeater gleich groß sind. Aus den Pegelplänen erkennt man nun, daß Änderungen am Anfang einer Kette unmittelbar Einfluß auf die Dimensionierung der übrigen Repeater haben. Weiter erkennt man, daß beispielsweise in Fig.2a die Sendeleistung von über 100 dB bis 40 dB schwanken kann.
In den Fig.3a-b ist das Synchronisationsschema für die beiden TDD-Phasen der Repeaterkette gemäß Fig.2a-b dargestellt, die zu einem relativen Startzeitpunkt 0 normiert wurden. Die Werte der Startzeitpunkte für Senden sind jeweils als weiße Balken dargestellt. Die Werte der Startzeitpunkte für Empfang sind als schwarze Balken dargestellt. Die Startzeitpunkte für Senden sind so dimensioniert, daß in den Empfängern die Signale aus beiden Richtungen synchron eintreffen. Die relativen Startzeitpunkte der beiden Phasen sind gegeneinander um die Dauer einer Phase verschoben. Deutlich wird daran, daß für die einzelne Repeater die Beträge der Delays für Senden und Empfangen in den beiden Phasen jeweils gleich groß sind, aber entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen. Des weiteren ist der Darstellung zu entnehmen, daß der Unterschied in den Delays bis zu 1400 ns betragen kann. Diese Zeit jedoch geht direkt in die Schutzzeiten zwischen den TDD-Phasen ein. Wie zusätzlich mittels Fig.3a-b zu ersehen ist, besteht wie bei den Pegeln ein unmittelbarer Zusammenhang zwischen den einzelnen Repeatern bei der
Dimensionierung der einzelnen Delays, so daß lokale Änderungen stets die gesamte Repeaterkette betreffen. In den Fig.4a-b ist die Frequenzgangkompensation für Repeaterkette in den beiden Phasen dargestellt. Die Werte der Preemphasis sind als schwarze Balken dargestellt. Die Restverzerrung für downward sind als weiße Balken und die für upward als graue Balken dargestellt. Wie aus der Fig.4a zu entnehmen ist, kann einigen Stellen die Restverzerrung auf Null korrigiert werden, jedoch verbleiben an einigen Stellen erhebliche Restverzerrungen, die nicht tolerierbar sind.
Allgemein läßt sich somit feststellen, daß ein derartiges Übertragungsschema mit 2-TDD-Phasen und vier Kanalgruppen auf den ersten Blick sehr strukturiert und einfach wirkt, jedoch insbesondere bei Anwendungsfällen, wo die Streckenlängen nicht frei wählbar sind zu teilweise unlösbaren Problemen führen kann. Für einen universellen Einsatz auf Powerlines ist dieses Verfahren mit CDMA nicht geeignet.
Des weiteren kann auch ein Übertragungsverfahren mit vier TDD-Phasen mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen 1 ,2 in Erwägung gezogen werden, was in den Fig.5a-d dargestellt ist. Dabei sind die Repeater 11-17 wieder räumlich und zeitlich alternierend mal als Sender und mal als Empfänger geschaltet, wobei ein Repeater zwei TDD-Phasen lang beispielsweise als Sender geschaltet ist und in der einen Phase downward und in der anderen Phase upward sendet. Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen, zu denen Nutzdaten gesendet werden, ein Mindest-Empfangspegel Rxmin erzeugt wird. Weiter muß sichergestellt sein, daß der Empfangspegel des Nutzsignals größer/gleich dem des empfangenen parasitären Signal ist. Durch diese beiden Bedingungen ist der Empfangspegel des parasitären Signals vorgegeben. Stellt sich dabei ein Empfangspegel größer dem Mindestempfangspegel ein, so existiert wieder eine Verkettung. Wird der Mindestempfangspegel hingegen zufällig unterschritten, so ist an dieser Steile die Verkettung aufgebrochen. Prinzipiell weisen jedoch beide Übertragungsverfahren die gleichen Probleme auf, da jeder Empfänger Nutz- und Prasitärsignale von unterschiedlichen Sendern erhält, so daß hinsichtlich der Probleme der Empfangspegel, Synchronisation und Frequenzgangkompensation auf die vorangegangenen Ausführungen zum 2ph-4gr-Verfahren verwiesen werden kann.
Eine wesentliche Verbesserung ergibt sich mittels eines Übertragungsverfahrens mit drei TDD-Phasen und zwei Kanalgruppen, das in den Fig.6a-d dargestellt ist. Wie in Fig.6b dargestellt, besteht das logische Übertragungsschema darin, daß die angeschalteten Repeater 11-17 entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung 18 modulo 3 in drei Gruppen 11 , 14, 17; 12, 15; 13, 16; unterteilt sind. In einer ersten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11 , 14, 17 an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 12; 13, 15; 16. In der darauffolgenden TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 13, 16 an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 12, 14; 15, 17. In der danach folgenden TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 12, 15 an die in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 11 , 13; 14, 16. Dabei existiert in jeder
TDD-Phase eine feste Zuordnung von Übertragungsrichtung und Kanalgruppe 1 , 2.
In jeder TDD-Phase bilden somit jeder sendende Repeater mit seinen unmittelbar benachbarten Repeatern eine Art Übertragungs-Insel, so daß die
Verkettungsproblematik der Repeaterkette 18 aufgebrochen ist. Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen ein Empfangspegel größer/gleich dem Mindestempfangspegel Rxmin erzeugt wird. Dazu wird der Sendepegel derart gewählt, daß bei der Empfangsstation mit der größten Entfernung die
Bedingung von Rxmin noch eingehalten ist. Entsprechend stellt sich bei der Nachbarstation in der kürzeren Entfernung ein Empfangspegel ein, der um die Differenz der Dämpfungen beider Übertragungsrichtungen über Rxmin liegt. Aufgrund der sehr großen Dämpfungen sind die parasitären Sendungen vom nächsten Sende-Repeater zu vernachlässigen. Bei nicht frei wählbaren
Streckenlängen können bei diesem Übertragungsschema die Probleme der Frequenzgangkompensation besser als bei den beiden vorgenannten Verfahren, wenn auch noch nicht optimal, gelöst werden. Eine senderseitge Preemphasis kann ebenfalls nur für jeweils einen Empfänger optimiert werden. Hingegen erlaubt dieses Verfahren einen empfangseitig angeordneten Entzerrerverstärker, da innerhalb einer TDD-Phase ein als Empfänger geschalteter Repeater immer nur von einem Sender Signale erhält, wodurch eine vollkommene Entzerrung möglich ist.
In der Fig.7 ist der Pegelplan für eine der drei TDD-Phasen dargestellt. Dabei sind wieder die Sendepegel als schwarze Balken und die Empfangspegel als weiße bzw. graue Balken dargestellt. Zusätzlich sind noch die parasitären Empfangspegel aufgrund der übernächsten Sender dargestellt. In der Fig.9 ist der erste Sendepegel PO auf 37 dB über Rxmin eingestellt, so daß der Repeater downward von dem Senderepeater noch einen Empfangspegel gleich Rxmin empfängt, so daß also kein Balken erkennbar ist. Der upward-Repeater empfängt ein Empfangssignal von 37-28=9 dB. Der nächste Sendepegel wird wieder einzig und allein auf dessen beiden Empfänger ausgelegt, wobei die größere Streckendämpfung downward ist. Daher wird der Sendepegel P1 =RXmin+42 db gewählt. Dadurch erhält dessen downward-Empfänger als Empfangspegel Rxmin und dessen upward-Empfänger einen Empfangspegel von Rxmin+42-21 dB. Der erste downward-Empfänger erhält daher ein parasitäres Signal von RX+42-21-53=RXmin-32 dB. Zum einen wird also deutlich das jeweils drei Repeater zusammen eine Übertragungsinsel bilden und vollkommen unabhängig von benachbarten Übertragungsinseln in ihren Sendepegeln dimensioniert werden können. Des weiteren sind die parasitären Empfangspegel derart gedämpft, daß diese vernachlässigbar sind. Für die beiden anderen TDD-Phasen gilt das zuvor gesagte genauso, so daß auf eine separate Darstellung verzichtet wurde. Aufgrund dieser Durchbrechung der Verkettung über die gesamte Strecke stellt sich auch nicht mehr das Synchronisationsproblem, da es sich jeweils immer nur um eine Point-to-Point- Verbindung handelt, da nämlich ein Empfänger immer nur von einem Sender Nutz- und Parasitärsignal erhält, was leicht aus Fig.6c zu entnehmen ist. In der
Fig.8 ist ein Pegelplan für die Frequenzgangkompensation für die in Fig.7 dargestellte TDD-Phase dargestellt. Dabei wird die Preemphasis im Sender derart eingestellt, daß bei einem der beiden Empfänger eine vollständige Entzerrung auftritt. Die beim anderen Empfänger verbleibende Verzerrung ist als weißer Balken dargestellt und kann mittels eines entsprechenden empfangsseitigen Entzerrerverstärkers kompensiert werden. Mittels dieses 3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind somit bereits alle wesentlichen Probleme bei der Duplex-Übertragung auf Powerlines mit CDMA auch bei verschiedenen
Abständen zwischen den Repeater lösbar. Eine weitere Besonderheit des Übertragungsverfahrens ist, daß die Transportgeschwindigkeit nach upward doppelt so groß ist wie nach downward oder umgekehrt. Dies wird sehr leicht deutlich, wenn man im Transportschemagemäß Fig.6d sich den dicken durchgezogenen und den dicken gestrichelten Pfeil betrachtet. Des weiteren ist anzumerken, daß die vorhandene Gesamtanzahl der Kanäle auch ungleichmäßig auf die beiden Kanalgruppen 1 , 2 aufgeteilt werden kann.
In den Fig.9a-d ist eine alternative Lösung in Form eines Übertragungsverfahrens mit sechs TDD-Phasen und einer Kanalgruppe dargestellt. Wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren handelt es sich wieder um ein Modulo-3-Verfahren, d.h. jeder dritte Repeater in der Kette verhält sich gleich. In einer ersten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11 , 14, 17 an die benachbarten Repeater 12, 15 in down-Richtung. In der zweiten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11 , 14, 17 an die benachbarten Repeater 13, 16 in up-Richtung. In der dritten TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 12, 15 an die benachbarten Repeater 13, 16 in down-Richtung. In der vierten TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater 12, 15 in up-Richtung. In der fünften TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater 14, 17 in down-Richtung und in der sechsten TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 12, 15 an die benachbarten Repeater 11 , 14 in up-Richtung.
Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß beim Empfänger in Nutzrichtung Rxmin empfangen wird. Da das Verfahren nur noch point-to- point-Verbindungen enthält, ist die Verkettungsproblematik volkommen aufgebrochen und die Dimensionierung der Sendepegel kann unabhängig von den anderen Repeatern vorgenommen werden. Gleiches gilt für die Synchronisation, da jeweils immer nur von einem Sender Nutzsignale empfangen werden, ist eine Synchronisation überflüssig. Ein Vorteil gegenüber dem 3ph-2gr-Übertragungsverfahren ist, daß die Frequenzgangkompensation ausschließlich mit einer Preemphasis realisiert werden kann, so daß auf empfangsseitige Entzerrerverstärker verzichtet werden kann. Ebenso wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind Maschenbildungen möglich, da die Verkettung aufgebrochen ist. Gegebenenfalls muß zur Maschenbildung die Anzahl der Repeater in der Masche so ergänzt werden, daß die modulo 3 Einteilung gewährleistet ist.
Weiter ist festzustellen, daß die Übertragungskapazität bei den beiden letztgenannten Verfahren etwas größer als bei den 2ph-4gr- oder 4ph-2gr- Übertragungsverfahren ist. Die Gesamtkapazität K sei definiert als K=k*fph *D, mit k-Anzahl der Kanäle, fph-Phasenfrequenz und D-Bit pro Phase und Kanal, wobei Phasenfrequenz und Anzahl der Bit pro Phase und Kanal für die Betrachtung für alle Verfahren gleich angesetzt werden. Die verfügbare Kapazität pro Richtung ergibt sich mit KR=a*(K/R) und a=kR/k, wobei kR die Anzahl der Kanäle pro Richtung und Repeater und R gleich der Anzahl der Phasen sei. Im Falle einer gleichmäßigen Aufteilung der Kanalzahl k in G gleich großeGruppen ergibt sich a=1/G und damit KR=K/(G*R). Somit ist die Übertragungskapazität im Verhältnis 1/6 zu 1/8 größer.
Die Verzögerungszeiten ergeben sich aus Tv=V*Tph mit V-Verzögerung pro Repeater, d.h. nach wieviel Phasen wird ein empfangenes Datenpaket weitergesendet und Tph- Zeitdauer einer Phase. Dabei ergeben sich bei angenommenen gleichen Zeitdauern der Phasen die nachfolgenden Werte, die aus den Transportschemata in Fig.ld für das Verfahren 2ph-4gr, in Fig.δd für das Verfahren 4ph-2gr, in Fig.6d für das Verfahren 3ph-2gr und in Fig.9d für das Verfahren 6ph-1gr entnehmbar sind, mit V=1 für beide Richtungen beim
Verfahren 2ph-4gr, V=2 für beide Richtungen bei den Verfahren 4ph-2gr und 6ph-1 gr und V1 =1 , V2=2, d.h. unterschiedlich für beide Richtungen beim Verfahren 3ph-2gr. Dabei ergibt sich leicht, daß hinsichtlich der Verzögerungszeit das 2ph-4gr- Übertragungsverfahren Vorteile gegenüber den anderen Übertragungsverfahren aufweist.
Bei allen bisherigen Betrachtungen ist davon ausgegangen worden, daß ein
CDMA-Verfahren zur Anwendung kommt. Wie bereits bei den Nachteilen zuvor andiskutiert, liegt ein besonderer Nachteil des CDMA darin, daß die Signale in der Code- und nicht in der Frequenzebene vorliegen, was insbesondere hinsichtlich der Frequenzgangkompensation von Nachteil ist.
Eine wesentliche Vereinfachung der Frequenzgangkompensation und andere Vorteile treten ein, wenn statt eines CDMA-Verfahrens ein OFDM/OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiplex/Orthogonal Frequency Division Mutiple Access) Verfahren zur Anwendung kommt, unabhängig davon, welches der vorgenannten Übertragungsverfahren verwendet wird. Das OFDM-
Verfahren nutzt für die Übertragung orthogonale Frequenzen. Diese sind dadurch charakterisiert, daß diese ein ganzzahliges Vielfaches einer Basisfrequenz sind, gleiche konstante Amplituden besitzen und mit der Symboldauer so korreliert sind, daß sie zu Beginn einer Symboldauer mit der gleichen Startphase ωt=0 beginnen und zum Ende der Symboldauer mit der
Phase ωt=2π enden. Jeweils eine dieser Frequenzen wird einem Kanal zugewiesen. Die Signale aller Kanäle werden einander überlagert, so daß in einem breitbandigen Übertragungssignal eine Vielzahl von Kanälen (Multiträgerverfahren) realisiert werden kann. Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß an Hand dieses einfachen Bildungsalgorithmus eine komplette Bearbeitung mittels Rechentechnik realisiert werden kann, beispielsweise mittels bekannter Digitaler Signalprozessoren DSP. Dabei werden sendeseitig die digitalen Symbole aller parallel anliegenden Kanäle als Signale in der Frequenzebene betrachtet. Mittels einer inversen Fouriertransformation wird daraus für jeden Kanal das Signal in der Zeitebene berechnet. Die so gewonnenen Signale werden in einer Summierstufe aufsummiert. Dieses Summensignal kann zusätzlich noch, beispielsweise durch einen Mischer, in einen anderen Frequenzbereich, meist durch eine up- Conversion, übertragen werden. Empfangsseitig wird das Signal, gegebenenfalls nach der erforderlichen down-Conversion mittels einer Fouriertransformation aus der Zeitebene wieder in die Frequenzebene zurückgewandelt, womit die digitalen Symbole aller Kanäle wieder parallel zur Verfügung stehen.
Für die Übertragung auf Powerlines wird die Eigenschaft des OFDM- Verfahrens genutzt, daß alle Signale (Träger) in der Frequenzebene nicht überlappend vorliegen. Dies trifft auch dann zu, wenn auf den einzelnen Träger eine mehrphasige Modulation angewandt wird. Der Vorteil ist, daß für die
Kanaikorrektur ausschließlich eine sendeseitige Preemphasis ausreichend ist und daß diese in der Signalebene durchgeführt werden kann. Für die Vorverzerrung werden die Signale vor der inversen Fouriertransformation mit einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen, wodurch aufwendige Lösungen in der HF-Ebene wie bei CDMA entfallen. Dies soll nachfolgend anhand der Fig.10 näher erläutert werden, in der die Verhältnisse für ein 3ph-2gr-Übertragungsverfahren dargestellt sind, bei welchem ein Repeater gleichzeitig zu zwei benachbarten Repeatern in unterschiedlicher Entfernung sendet. Die Dämpfung auf der Übertragungsstrecke betrage 0,05 dB/MHz*m. Es werden beispielhaft für eine kürze Entfernung I1 =20m der Frequenzbereich von 20-25 Mhz und für eine größere Entfernung I2=40m der Frequenzbereich von 15-20 Mhz benutzt. Die Darstellung weist den Sendepegel unter Beachtung der erforderlichen Vorverzerrungen aus, wobei es jeweils möglich ist, folgende Bedingungen einzuhalten:
- Das empfangene Nutzsignal weist einen geebneten Frequenzgang aus und
- Alle parasitären Signale haben einen Empfangspegel kleiner/gleich dem Nutzsignal. Es läßt sich nachweisen, daß für jedes Entfernungsverhältnis zwischen den benachbarten Repeatern sich eine Einstellung finden läßt, die diesen beiden Bedingungen genügt. Für eine beispielhafte Dimensionierung eines OFDMA-basierten Übertragungsverfahrens wurden folgende in der Tabelle 4 dargestellte Ausgangsdaten Beziehungen angesetzt, wobei hinsichtlich deren jeweiliger physikalischer Bedeutung auf die Literatur zu 2T
OFDM verwiesen wird. Tabelle 4
Die in der Tabelle 4 aufgeführten Festlegungen gewährleisten, daß die Symboldauer hinreichend größer als die maximale Umwegverzögerung ist, was durch den Faktor n und dessen a priori Festlegung auf n > 10 erreicht wird. Dies sichert, in Verbindung mit der OFDM-Schutzzeit TG zwischen den Symbolen, daß die Resistenz gegen Mehrwegeempfang erhöht wird. Der Einfluß des Faktors n besteht außerdem darin, daß bei Vergrößerung von n der Anteil der OFDM-Schutzzeit TG an der OFDM-Blockdauer TB immer geringer wird und dadurch eine höhere Effektivität bezüglich Auslastung der verfügbaren Bandbreite eintritt. Erkauft wird dieser Effekt mit einer Erhöhung der Anzahl der OFDM-Kanäle und einem engeren OFDM-Kanalraster. Wird eine höherwertige Modulation wie beispielsweise QPSK verwendet, so erhöht sich bei gleicher Symbolrate die Nettodatenrate pro Kanal und damit die Kapazität pro Richtung auf den doppelten Wert. Die an anderer Stelle benannte Empfindlichkeit von QPSK gegen Frequenzgangverzerrungen im Übertragungskanal ist hier nicht relevant, da die QPSK auf jeweils sehr schmalbandige Träger angewandt wird. Denkbar sind auch Anwendungen mit 8PSK, die eine Verdreifachung der Kapazitätswerte ergeben würde. Mögliche physikalische Realisierungen in Abhängigkeit von n und basierend auf den Beziehungen entsprechend Tabelle 4 sind in der Tabelle 5 angegeben, wobei Sps für Symbols per second steht. Tabelle 5
Die real in einer Repeaterkette verfügbare Übertragungskapazität pro Richtung wird des weiteren durch das jeweils verwendete TDD-Verfahren bestimmt, wobei bei den Verfahren 2ph-4gr und 4ph-2gr ein Minderungsfaktor von 1/8 und bei den Verfahren 3ph-2gr und 6ph-1gr ein Minderungsfaktor 1/6 zu berücksichtigen ist.
In der Fig.11 ist die Aufbereitung der Sendesignale dargestellt. Die Signale jedes Kanals werden getrennt einem Seriell-Parallel-Wandler 20 zugeführt. Dieser wandelt bei einer m-wertigen Modulation den seriellen Bitstrom in Gruppen zu m parallelen Bit um. Ein jeweils nachgeordneter Codierer 21 wandelt jede Bitgruppe in die der Bitgruppe adäquaten Modulations- Zustandsinformationen um. Diese Signale werden dann einer Bandbegrenzung 22 unterzogen. In einem nachfolgenden Modulator 23 wird damit der Träger f, moduliert und das modulierte Signal einer Amplitudenwichtung 24 zur Kompensation des Frequenzgangs des Übertragungskanals unterzogen. Danach werden die Signale aller Kanäle in einem Summierer 25 aufsummiert und dem eigentlichen Sendeteil zugeführt. Im Falle einer zweiwertigen Modulation entfallen Seriell-Parallel-Wandler 20 und Codierer 21 , da der Codierer 21 nur rückgängig machen würde, was vom Seriell-Parallel-Wandler vorher durchgeführt wurde. Die Kanalsignale werden in diesem Fall daher dem
Modulator direkt zugeführt. Im Fall einer vierwertigen Modulation würden der Seriell-Parallel-Wandler 20 und der Codierer 21 der Baugruppe zur Aufbereitung der I/Q-Signale entsprechen. Des weiteren sei angemerkt, daß die Amplitudenwichtung 24 auch vor dem Modulator 23 vorgenommen werden kann. Vorzugsweise werden Seiell-Prallel-Wandler 20, Codierer 21 ,
Modulatoren 23, Amplitudenwichtung 24 und der Summierer 25 mittels einer DSP-Baugruppe realisiert, wobei die Modulation als inverse Fouriertransformation erfolgt und damit keine Trägererzeugung mehr erforderlich ist, da die Trägerinformation als Prameter in den Algorithmus der inversen Fouriertransformation eingeht.
In der Fig.12 ist die Aufbereitung der OFDM-Empfangssignale dargestellt. Die empfangenen Signale werden parallel den Kanaldemodulatoren 26 zugeführt. Durch Zumischen der Träger f, erfolgt kanalweise die Demodulation. Die Signale am Ausgang jedes Demodulators werden einer Tiefpaßfilterung 27 unterzogen und einem getakteten Schwellenwertschalter 28 zugeführt. Der Takt T wird durch ein übliches dock recovery aus dem Empfangssignal gewonnen. Die Decodierer 29 wandeln die Modulations-Zustandsinformationen in die diesen Informationen adäquaten Bitgruppen um. Anschließend erfolgt in nachgeschalteten Parallel-Seriell-Wandlern 30 wieder die Umwandlung in einen seriellen Datenstrom. Vorzugsweise werden die Demodulatren 26, Tiefpaßfilter 27, Schwellenwertschalter 28, dock recovery sowie Dekodierer 29 sowie Parallel-Seriell-Wandler 30 in einer DSP-Baugruppe realisiert, wobei die Demodulatoren 26 als Fouriertransformation erfolgt und damit keine Trägererzeugung mehr erforderlich ist, da die Trägerinformationen als
Parameter in den Algorithmus der Fouriertransformation eingeht.
Zur Verbesserung der Bit Error Rate kann das OFDM-Zugriffsverfahren mit einem Frequency Hopping kombiniert werden. Grundprinzip ist dabei, daß die Daten der einzelnen Kanäle zyklisch einer wechselnden OFDM-Frequenz zugeordnet werden, so daß bei Ausfall oder schlechtem Empfang auf einer OFDM-Frequenz nicht die Informationen des ganzen Kanals verloren gehen, sondern jeweils von allen Kanälen beispielsweise nur ein Bit, das dann gegebenenfalls mittels geeigneter fehlerkorrigierender Verfahren wieder rekonstruierbar ist. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform werden die vorhandenen Kanäle nicht vollständig für die Nutzdatenübertragung verwendet und beispielsweise für jede Übertragungsrichtung mindestens ein Reservekanal vorrätig gehalten. Stellt dann einer der Repeater fest, daß dieser einen Kanal nicht empfangen kann, so werden seine benachbarten Repeater initialisiert, auf einem Reservekanal zu senden bzw. wenn notwendig auf diesem zu empfangen, beispielsweise weil der entsprechende Sendeteil beim Repeater ausgefallen ist. Dies ermöglicht ein uneingeschränktes Datenübertragungsverfahren bei Auftreten von äußeren lokalen Störungen oder
Defekten eines Repeaters, die aufgrund der sehr verschiedenen äußeren Umstände nie völlig auszuschließen sind. Nachfolgend wird die praktische Umsetzung näher erläutert.
Für k Kanäle wird ein wortorientierter virtueller Ringspeicher aufgebaut, der genau k Speicherplätze mit einer Wortlänge w besitzt. Zur parallelen Übertragung der Daten der k Kanäle wird pro Kanal ein Datenwort in den Ringspeicher geschrieben, wobei die Kanalnummer der Speicherplatznummer entspricht. Es folgen w Lesezyklen, wobei bei jedem Lesezyklus der Ringspeicher bei wechselnden Startpositionen beginnend einmal modulo k gelesen wird. Bei jedem Lesezyklus wird eine bestimmte Bitposition gelesen. Die Bitposition wird nach jedem Lesezyklus um eine Stelle erhöht. Die Verschiebung der Startposition kann nach verschiedenen Algorithmen erfolgen, wobei im einfachsten Fall die Verschiebung v einen konstanten Wert besitzt. Für diesen ergeben sich folgende Lesezyklen:
1. Lesezyklus: Bei Startposition a1 beginnend, Lesen des jeweils 1.Bit der k Worte
2. Lesezyklus: Bei Startposition a1+v beginnend, Lesen des jeweils 2. Bit der k Worte w. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + (w-1 )*v beginnend, Lesen des jeweils w- ten Bits der k Worte.
Anschließend wird der Ringspeicher neu beschrieben und die Startposition a2 des 1. Lesezyklus ist a2= a1 + w*v. Die gelesenen Bits werden in der Reihenfolge des Lesens den OFDM-Frequenzen zugeordnet. Gegebenenfalls werden bei der Zuordnung Frequenzen übersprungen, die als gestört markiert sind. Damit werden die Daten eines Kanals über ständig wechselnde Frequenzen übertragen, wobei der Wechsel bitweise erfolgt und die Sprungweite mit der Verschiebung der Startposition bei den Lesezyklen übereinstimmt, wenn ausgeblendete gestörte Frequenzen nicht in die Zählung einbezogen werden. Die Dimensionierung von v ist dabei so zu wählen, daß die Differenz zwischen den sequentiell zugeordneten OFDM-Frequenzen möglichst groß ist. Dabei ist nicht nur die Differenz I .Ordnung zu betrachten, da eine Frequenz gegebenenfalls nicht nur für eine, sondern für mehrere Zyklen gestört ist. Für die Differenz n-ter Ordnung gilt jeweils der kleinere der Werte D1 n=n*v und D2n=k-n*v, wobei die Werte n*v modulo k zu berechnen sind. Für k=64 sind in der nachfolgenden Tabelle für verschiedene Verschiebungen v die Differenzen verschiedener Ordnung dargestellt. Tabelle 6
Wird Wert darauf gelegt, daß auch die Differenz 4. Und 5. Ordnung noch einen hinreichenden Schutzabstand zu einer über 4 bis 5 Bitperioden gestörten Frequenz haben, so kommen für das gewählte Beispiel k=64 die Werte v=11 oder v=17 in Betracht.
Dem Empfänger der Datenübertragung muß die gesamte Bildungsvorschrift, nach welcher die Aufbereitung der Daten im Sender erfolgt, bekannt sein und auf die Startposition und die Bitposition der Lesezyklen synchronisiert sein. Hierfür wird im TDD-Betrieb die erste übertragene Bitposition jedes Bursts nicht mit Kanalinformationen belegt, sondern für die Übertragung der für die Synchronisation entscheidenden Startposition des nächsten Lesezyklus benutzt. Die Bitposition muß nicht übertragen werden, wenn entsprechend der bevorzugten Ausführung eine wortorientierte Übertragung erfolgt und nachfolgend immer mit Bitposition 1 begonnen wird. Eine davon abweichende Realisierung, die bitorientiert überträgt und in diesem Fall die zusätzliche Übertragung der Bitposition erfordert, ist jedoch prinzipiell auch möglich. Der Empfänger ist dann jeweils entsprechend revers zum Sender aufgebaut.
Nachdem die Repeaterkette hardwaremäßig aufgebaut wurde, muß diese zunächst initialisiert werden. Die Initialisierung wird als Top-Down-Prozedur durchgeführt, indem jeder initialisierte Repeater den oder die jeweils nächstfolgenden Repeater initialisiert, wobei die Mehrzahl ausdrücken soll, daß auch Streckenverzweigungen existieren können. Nachfolgend wird jedoch der Einfachheit halber von einer unverzweigten Repeaterkette ausgegangen. In der Fig.13 ist das Ablaufschema für das 3ph-2gr-Übertragungsverfahren dargestellt. Der erste Repeater 11 der Kette ist Überleitstelle in ein hier nicht näher beschriebenes Netz. Der Repeater 11 besitzt über dieses Netz damit als einziger Repeater der Kette den Zugang zu einem zuständigen Network Managment System NMS und erhält von diesem seine Initialisierungsdaten, die TDD-Konfiguration und die Informationen über seine Netzwerkumgebung wie beispielsweise die ID's des oder der nachgeschalteten Repeater. Vom Repeater 11 wird zunächst die Messung der Übertragungsstrecke zum nächstliegenden Repeater 12 eingeleitet. Die Ergebnisse der Messung werden im Repeater 11 als Parameter down und im Repeater 12 als Parameter up gespeichert. Danach werden die Vereinbarungen über die abwärtsgerichtete Übertragung (Vereinbarung down) getroffen. Eine Vereinbarung über die aufwärtsgerichtete Übertragung kann noch nicht getroffen werden, da der
Repeater 12 zu diesem Zweck noch die Parameter seiner abwärtsgerichteten Übertragungsstrecke kennen muß. Anschließend werden vom Repeater 12 die gleichen Prozeduren in Richtung zum Repeater 13 durchgeführt. Zusätzlich zur Vereinbarung über die abwärtsgerichtete Übertragung zum Repeater 13 werden vom Repeater 12 anschließend die Vereinbarungen mit dem Repeater 11 über die aufwärtsgerichtete Übertragung getroffen. Beide Vereinbarungen werden unter Beachtung der notwendigen Sendepegel und der Vorverzerrung getroffen. Nur der Repeater 12 kennt die Prameter der beiden
Übertragungsstrecken (Parameter up, Prameter down), die dieser zu bedienen hat und kann daraus die Zuweisung der Frquenzbereiche, Sendepegel und Vorverzerrungen ableiten. Zusätzlich werden bei der Vereinbarung die Ergebnisse der Kanalprüfung, was noch erläutert wird, beachtet, indem auszublendende Kanäle separat für jede Richtung festgelegt werden.
Anschließend werden aufeinanderfolgend von allen nachfolgenden Repeatern die Prozeduren in gleicher Weise sukszessive durchgeführt.
In der Fig.14 ist die Top-Down-Initialisierungsprozedur für das 6ph-1gr- Übertragungsverfahren dargestellt. Die Prozedur verläuft weitgehend identisch zur Top-Down-Initialisierungsprozedur beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren. Der Unterschied besteht lediglich darin, daß die Vereinbarung down und die Vereinbarung up in einem Schritt erfolgen. Dies ergibt sich daraus, daß jeder Repeater zu einem Zeitpunkt immer nur zu einem einzigen anderen Repeater sendet und daher keine Beachtung einer zweiten Übertragungsstrecke wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren erforderlich ist.
Die bei der Initialisierung erfolgende Messung ist in Fig.15 schematisch dargestellt, wobei diese sowohl für das 3ph-2gr- als auch für das 6ph-1gr- Übertragungsverfahren gilt. Ein bereits initialisierter Repeater mit ID1 kennt seine Netzwerkumgebung und spricht den nachfolgenden Repeater mit ID2 an. Die Info beinhaltet des weiteren die Angaben über das TDD-Regime (Anzahl der Phasen, Nummer der aktuellen Phase, Sendephase der Quelle, Empfangsphase der Quelle). Die Aussendung wird mit variierenden Prametern so lange wiederholt, bis der nachfolgende Repeater mit ID2 antwortet.
Anschließend quittiert der Repeater mit ID2 dem Repeater mit IDIden Empfang, worauf die Pegel-/Dämpfungsmessung durchgeführt wird. Die Pegel- /Dämpfungsmessung ist ein mehrstufiger Prozess und wird an mindestens drei Punkten des Übertragungsspektrums (Mitte, obere und untere Randzone) durchgeführt. Ergebnis ist der erforderliche Sendepegel, um bei der Gegenstelle den Mindestempfangspegel Rxmin zu erzeugen. Aufgrund der Reziprozität des Übertragungskanals gilt das Ergebnis für beide Richtungen. Danach erfolgt die Kanalprüfung down. Mit Aussendung vom Repeater mit ID1 und Empfang durch Repeater mit ID2, wobei alle Kanäle gegebenenfalls in mehreren Teilpaketen benutzt werden, wird vom empfangenden Repeater geprüft, ob einzelne Kanäle am Empfangsort ständig gestört und daher auszublenden sind. Für die Kanalprüfung up erfolgt die gleiche Prüfung in entgegengesetzter Richtung. Bezüglich der Feststellung der Störung von
Kanälen ist eine für die Übertragungsrichtungen separate Prüfung erforderlich, da für das Auftreten von Störern nicht die Reziprozitätsbedingung gilt. Anschließend wird der Status zum NMS gesendet. Mit der Bereitstellung des physical Layers kann vom Repeater mit ID2 die Anmeldung beim NMS vorgenommen werden. Das NMS bestätigt die Anmeldung und übergibt weitere
Konfigurationsdaten und Informationen über die Netzwerkumgebung.
Bezugszeicheniiste
1 ) Kanalgruppe
2) Kanalgruppe
3) Kanalgruppe
4) Kanalgruppe
10) Repeaterkette
1 1 ) Repeater
12) Repeater
13) Repeater
14) Repeater
15) Repeater
16) Repeater
17) Repeater
18) Leitung
20) Seriell-Parallel-Wandler
21 ) Codierer
22) Bandbegrenzung
23) Modulator
24) Amplitudenwichtung
25) Summierer
26) Kanaldemodulatoren
27) Tiefpaßfilterung
28) Schwellenwertschalter
29) Dekodierer
30) Parallel-Seriell-Wandler

Claims

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf
Powerlines
Patentansprüche:
1 ) Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1 , 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11-
17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte: a) senden der ersten Gruppe (11 , 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12; 13, 15; 16), b) senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 14; 15, 17), c) senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up-und down-Richtung benachbarten Repeater (11 , 13; 14,
16), wobei die Kanalgruppen (1 , 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11- 17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.
2) Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsverfahren als sechsphasiges TDD mit einer Kanalgruppe (1 ), die die Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle umfaßt, organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte: a) senden der ersten Gruppe (11 , 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in down-Richtung, b) senden der ersten Gruppe (11 , 14, 17) in der zweiten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in up-Richtung, c) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in down-Richtung, d) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der vierten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in up-Richtung, e) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der fünften TDD-Phase an die benachbarten Repeater (14, 17) in down-Richtung und f) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der sechsten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (11 , 14) in up-Richtung.
3) Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Sendepegel der Repeater derart dimensioniert werden, daß an dem
Repeater in der Übertragungsrichtung mit der größten Dämpfung sich der Mindestempangspegel Rxmin einstellt.
4) Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzgangkompensation sendeseitig eine auf einen Empfänger-
Repeater abgestimmte Preemphasis vorgenommen wird und die verbleibende Restverzerrung am anderen Empfänger-Repeater mittels eines Entzerrungsverstärkers kompensiert wird.
5) Verfahren nach einem der Ansprüche 1 , 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anteile der beiden Kanalgruppen (1 , 2) an der Gesamtzahl der Kanäle k variabel eingestellt werden kann. 6) Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Sendepegel eines Repeaters jeweils derart auf den Empfänger- Repeater der jeweiligen TDD-Phase einstellt wird, daß sich am Empfänger-Repeater der Mindestempfangspegel Rxmin einstellt.
7) Verfahren nach Anspruch 2 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzgangkompensation ausschließlich sendeseitig eine an den jeweiligen Empfänger-Repeater angepaßte Preemphasis vorgenommen wird.
8) Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen, mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß als Zugriffsverfahren ein Orthogonal Frequency Division Multiple
Access-Verfahren OFDMA verwendet wird.
9) Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zugriffsverfahren gemäß Anspruch 8 Anwendung findet.
10) Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzgangkompensation des Übertragungskanals sendeseitig in der Signalebene erfolgt, indem die Einzelsignale des OFDM vor einer inversen Fouriertransformation mit einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen werden, wobei bei einem dreiphasigen Verfahren für die Übertragung zu dem am weitesten entfernten Repeater der niedrigste Frequenzbereich des Übertragungsbandes und zu dem am nahegelegensten Repeater der höchste Frequenzbereich des Übertragungsbandes genutzt werden und daß in den so gebildeten Teilbändern die Vorverzerrungen proportional der jeweiligen Entfernung sind und deren Absolutbetrag derart gewählt wird, daß jeder benachbarte Repeater seinen Nutzbereich unverzerrt empfängt.
11 ) Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß das OFDM-Zugriffsverfahren mit einem Frequency Hopping und einem auf den Datenkanal bezogenen Fehlerkorrekturverfahren kombiniert zur Anwendung kommt.
12) Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, daß im Übertragungskanal ständig gestörte Frequenzen im OFDM-Schema nicht mit Kanalinformationen belegt werden und bei dem Frequency Hopping ausgelassen werden.
13) Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Vielzahl von Repeatern (11-17) umfaßt, wobei jeder Repeater (11-17) einen Sendeteil und einen Empfangsteil zum Senden und Empfangen von k Kanälen umfaßt, wobei die
Kanalaufbereitung im Sendeteil für jeden Kanal einen Bandbegrenzer (22), einen Modulator (23) und einen Amplitudenwichter (24) und ausgangsseitig einen Summierer (25) für die k Einzelsignale umfaßt, und die Basisband-Signalverarbeitung im Empfangsteil für jeden Kanal einen Demodulator (26), einen Tiefpaß (27) und einen getakteten
Schwellenwertschalter (28) umfaßt.
14) Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Sende- und Empfangsteil eines Repeaters (11-17) in mindestens einer DSP-Baugruppe integriert sind.
EP99941630A 1998-10-07 1999-08-17 Verfahren und schaltungsanordnung zur datenübertragung auf powerlines Withdrawn EP1119924A1 (de)

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