EP0973359B1 - Electronic ballast with inrush current limitation - Google Patents

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EP0973359B1
EP0973359B1 EP99111406A EP99111406A EP0973359B1 EP 0973359 B1 EP0973359 B1 EP 0973359B1 EP 99111406 A EP99111406 A EP 99111406A EP 99111406 A EP99111406 A EP 99111406A EP 0973359 B1 EP0973359 B1 EP 0973359B1
Authority
EP
European Patent Office
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inverter
electronic ballast
winding
reference potential
storage capacitor
Prior art date
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EP99111406A
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German (de)
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EP0973359A3 (en
EP0973359A2 (en
Inventor
Rene Twardzik
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication of EP0973359A3 publication Critical patent/EP0973359A3/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2856—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to an electronic ballast for at least a fluorescent lamp according to the preamble of claim 1.
  • Fluorescent lamps generally have an electronic ballast a harmonic filter connected to the mains voltage, to which a rectifier circuit connected with a boost converter. With this the rectified voltage usually with this particular group of power supplies approximately increased to the peak value of the feeding AC voltage and kept there.
  • the step-up converter charges a storage capacitor defines up to the charge level specified thereby. This The storage capacitor thus forms a voltage-stabilized output stage the rectifier circuit.
  • Another peculiarity of electronic Ballasts are used to supply the fluorescent lamp (s) Load circuit with a high frequency, possibly in its frequency also changing AC voltage. This is connected to the rectifier circuit an inverter connected, which will eventually use the load circuit said AC voltage in the form of a high-frequency pulse train fed.
  • the inverter disclosed there is in the form of a push-pull chopper realized. This is from a vibration transmitter with two symmetrical Windings and switches connected to them.
  • the published patent application WO 97/30569 discloses a ballast with a filter capacitor, which is connected to the output of a mains voltage rectifier and with an overvoltage limiting circuit that is connected in series to the filter capacitor is arranged around the inrush current flowing through the filter capacitor to limit.
  • the overvoltage limiting circuit includes the Parallel connection of a resistor with a thyristor, which is between the filter capacitor and the ground reference potential is arranged.
  • the invention is therefore based on the object of an electronic ballast to create the type mentioned, in which an active step-up converter is used is to be able to use its advantages, but at the same time an effective name Inrush current limitation is achieved with the simplest possible means.
  • the current limitation is achieved by a simple limiting resistor reached, which is in series with the storage capacitor and also to the at low potential, the return path to the reference potential Rectifier assembly is connected.
  • the advantage of such a simple circuit to limit the inrush current is in interaction with one from a half-bridge arrangement, inverters of the usual type today not to be exploited without further ado.
  • This problem is solved in that the Inverter is designed as a converter network, through which already in the Switch-on phase a current path to the storage capacitor is closed.
  • FIG. 1 is a block diagram of an electronic ballast for Fluorescent lamps shown.
  • a rectifier arrangement 1 on the input side via a conventional mains switch SW1 to mains AC voltage u connected. This is done using a rectifier bridge rectified from diodes D1 to D4. At a high potential The output of this rectifier bridge is a charging choke in series L1 and a charging diode D5 polarized in the forward direction. The output of rectifier bridge D1 to D4 at low potential is placed on case ground.
  • This is a defined reference potential Uref set for the entire electronic ballast. Is on the cathode side the charging diode D5 is connected to a storage capacitor C2, the second connection, is set to reference potential Uref, as in more detail will be presented.
  • a series connection arranged out of the switching path of a second switch preferably an electronic switch SW2 and an ohmic resistor R0 exists.
  • This second switch SW2 forms the switching element of one Rectifier of the rectifier order 1.
  • the function is controlled this second switch SW2 via a control unit 4. Its inputs are at the high potential output of the rectifier bridge D1 to D4, an auxiliary winding assigned to the charging choke L1 L11, at the connection point of the second switch SW2 with that with it series resistance R0 or the high potential Connection of the storage capacitor C2 connected. Is on the output side this control unit 4 is connected to the control input of the second switch SW2.
  • the rectifier arrangement 1 described above represents one in itself known basic circuit of an AC / DC converter active step-up converter for an electronic ballast. It requires therefore only a summary functional description, as follows.
  • the rectifier bridge is connected to the outputs D1 to D4 emitted a pulsating DC voltage. This should by means of the storage capacitor forming the output stage of the rectifier arrangement 1 C2 transformed into a stabilized DC voltage U + become.
  • An inverter 2 is connected to the rectifier arrangement 1 in this case designed as a transformer-controlled push-pull chopper is. This converts the one supplied by the rectifier arrangement 1 stabilized DC voltage U + into a high-frequency pulse train.
  • a second choke L2 at the common connection point of two primary windings T1 / 1 or T1 / 2 of a vibration transmitter T1 connected.
  • Second connections of these primary windings T1 / 1 and T1 / 2 are initially with each other via a resonance capacitor that is common to them C1 connected. Furthermore, these connections are each via the Switching distance of one of two further switches SW3 or SW4 to the reference potential Uref laid.
  • a control network 5 is shown schematically in FIG. 1 specified for these two further switches SW3 and SW4, to the circuit details are shown in the further Figures 2 and 3, as still is to be described.
  • the basic circuit shown in FIG. 1 for the inverter 2 with the symmetrically constructed vibration transmitter T1 it is known per se the function of the inverter 2 is therefore summarized as follows explain.
  • the control unit 5 is designed so that it alternatively one of the two further switches SW3 and SW4 turns on.
  • the Switch SW3 is conductive when the switching path is closed, so current overflows the other inductor L2 and the one, this currently conductive switch SW3 associated primary winding T1 / 1 of the vibration transmitter T1 back into the rectifier arrangement 1. This also becomes the resonance capacitor C1 charged, the voltage at the currently non-conductive Switch SW4 rises.
  • a lamp load circuit 3 is via a secondary winding T1 / 4 of the vibration transmitter T1 inductively coupled to the inverter 2.
  • a bipolar pulse train is in the lamp load circuit 3 coupled whose frequency through the switching periods of the two switches SW3 or SW4 of the inverter 2 is specified.
  • two fluorescent lamps La1, La2 are provided in the lamp load circuit.
  • La2 over one each Limiting capacitor C4 or C5 to one of the connections of the secondary winding T1 / 4 connected.
  • the other filaments of the fluorescent lamps are together with the second connection of this secondary winding T1 / 4 directly connected.
  • FIG. 1 also shows one associated with the storage capacitor C2 Network shown.
  • This limiting resistance is in series with the storage capacitor C2, to the return branch lying at reference potential Uref in the Rectifier assembly 1 connected.
  • the connection point of the storage capacitor C2 with the limiting resistor R1 is over one each Coupling diode D6 and D7 to the connection of the further switches SW3 or SW4 connected with the corresponding primary winding T1 / 1 or T1 / 2 of the vibration transmitter T1 is connected.
  • Another diode is D8 the limiting resistor R1 connected in parallel.
  • FIG 2 is another embodiment of the electronic ballast shown. This essentially corresponds to that already shown above with reference to Figure 1. Similar Circuit elements are identified by the same reference symbols. In the further description is therefore only on the differences from the embodiment according to Figure 1.
  • FIG. 2 shows in more detail how the control unit 5 for the Both switches SW3 and SW4 of the inverter 2 can be configured.
  • the vibration transmitter T1 has one further secondary winding T1 / 3, which has a connection immediately Reference potential Uref is set.
  • Your second connection is via another Charging diode D9 connected to a second storage capacitor C3, the on the other hand is set to reference potential Uref.
  • the cargo of this second Storage capacitor C3 supplies the supply voltages for the two Switches SW3 and SW4 of the inverter 2, which in this embodiment are designed as transistor switches.
  • control inputs and are each one of the winding connections further secondary winding T1 / 5 of the vibration transmitter T1 on the one hand and via a further ohmic resistor R2 or R3 to the connection point of the second storage capacitor C3 with that assigned to it Charging diode D9 connected.
  • This connection point is over one of these two resistors, in the example R2 and another resistor R5 to the output of the stabilized DC voltage U + Rectifier assembly 1 connected.
  • The delivers in stationary operation with the basic connections of the switches SW3 or SW4 of the inverter 2 connected secondary winding T1 / 5 the commutator voltage to the alternative Activate these two switches.
  • FIG. 3 shows a further embodiment of the electronic ballast shown, which is only of the embodiment in Figure 2 with regard to the control of the further, with its switching path Limiting resistor R1 distinguishes transistor switch Q1 connected in parallel.
  • the two emitters are the transistor switches SW3, SW4 of the inverter 2 via a clamping diode D10 on the Reference potential Uref laid. This diode is also parallel to the emitter-base path of the further switching transistor Q1.
  • the limiting resistor R1 limits the Inrush current during the start-up process. But as soon as the inverter 2 has started flows over the mutually conductive Transistor switch SW3 or SW4 current, which via the clamping diode D10 flows. The resulting voltage drop at the clamping diode D10 switches the further transistor switch Q1 conductive, which in turn the limiting resistor R1 shorts.

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Leuchtstofflampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.The invention relates to an electronic ballast for at least a fluorescent lamp according to the preamble of claim 1.

I. Stand der Technik I. State of the art

Als eine zumeist aus dem öffentlichen Netz gespeiste Betriebsschaltung für Leuchtstofflampen besitzt ein elektronisches Vorschaltgerät im allgemeinen ein an der Netzspannung liegendes Oberwellenfilter, an das eine Gleichrichterschaltung mit Hochsetzsteller angeschlossen ist. Mit diesem wird die gleichgerichtete Spannung bei dieser besonderen Gruppe von Netzteilen üblicherweise etwa auf den Scheitelwert der speisenden Wechselspannung heraufgesetzt und dort gehalten. Der Hochsetzsteller lädt einen Speicherkondensator definiert bis zu dem dadurch vorgegebenen Ladungspegel auf. Dieser Speicherkondensator bildet damit eine spannungsstabilisierte Ausgangsstufe der Gleichrichterschaltung. Eine weitere Besonderheit von elektronischen Vorschaltgeräten ist die Versorgung des die Leuchtstofflampe(n) enthaltenden Lastkreises mit einer hochfrequenten, gegebenenfalls in ihrer Frequenz auch veränderlichen Wechselspannung. Dazu ist an die Gleichrichterschaltung ein Wechselrichter angeschlossen, der schließlich den Lastkreis mit der genannten Wechselspannung in Form einer hochfrequenten Impulsfolge speist.As an operating circuit mostly powered by the public network Fluorescent lamps generally have an electronic ballast a harmonic filter connected to the mains voltage, to which a rectifier circuit connected with a boost converter. With this the rectified voltage usually with this particular group of power supplies approximately increased to the peak value of the feeding AC voltage and kept there. The step-up converter charges a storage capacitor defines up to the charge level specified thereby. This The storage capacitor thus forms a voltage-stabilized output stage the rectifier circuit. Another peculiarity of electronic Ballasts are used to supply the fluorescent lamp (s) Load circuit with a high frequency, possibly in its frequency also changing AC voltage. This is connected to the rectifier circuit an inverter connected, which will eventually use the load circuit said AC voltage in the form of a high-frequency pulse train fed.

Dieser vorstehend schematisch skizzierte Aufbau von elektronischen Vorschaltgeräten, zu dem eine Vielzahl von Schaltungsvarianten bekannt ist, ist z. B. in "Betriebsgeräte und Schaltungen für elektrische Lampen", 6. Auflage, 1992, Verlag Siemens AG, im Kapitel 2.4.3 und 2.4.4, Seiten 123 bis 129 beschrieben. Der in diesem Dokument dargestellte und beschriebene Wechselrichter ist in Form einer Halbbrückenschaltung mit einem Paar von Leistungstransistoren aufgebaut. Dies ist eine Schaltungsvariante, die in modernen elektronischen Vorschaltgeräten vielfach eingesetzt wird. Einer der Gründe dafür ist, daß sich Halbleiterbauelemente selbst dann relativ gut integrieren lassen, wenn dabei besondere Anforderungen an ihre Spannungsfestigkeit gestellt werden. Es sind aber auch andere Ausführungsformen für einen solchen Wechselrichter bekannt.This schematically sketched structure of electronic ballasts, to which a variety of circuit variants is known z. B. in "Control gear and circuits for electric lamps", 6th edition, 1992, published by Siemens AG, in sections 2.4.3 and 2.4.4, pages 123 to 129. The inverter shown and described in this document is in the form of a half-bridge circuit with a pair of power transistors built up. This is a circuit variant that in modern electronic ballasts is widely used. One of The reason for this is that semiconductor components integrate relatively well even then if there are special requirements for their dielectric strength be put. But there are other embodiments for known such an inverter.

So ist z. B. bereits in "Illuminating Engineering", Mai 1960, S. 247 bis 253, einem Tagungsbericht zu National Technical Conference of the Illuminating Engineering Society, Sept. 7 - 11, 1959, San Francisco in einem frühen Stadium eine Lösung für eine hochfrequente Lampenbetriebsschaltung beschrieben. Der dort offenbarte Wechselrichter ist in Form eines Gegentaktzerhakkers realisiert. Dieser wird von einem Schwingübertrager mit zwei symmetrischen Wicklungen und an diese angeschlossenen Schaltern gebildet.So z. B. already in "Illuminating Engineering", May 1960, pp. 247 to 253, a conference report on the National Technical Conference of the Illuminating Engineering Society, Sept. 7-11, 1959, San Francisco at an early stage described a solution for a high-frequency lamp operating circuit. The inverter disclosed there is in the form of a push-pull chopper realized. This is from a vibration transmitter with two symmetrical Windings and switches connected to them.

In dem eingangs genannten Dokument (s. Bild 2.105, S. 126) ist ferner dargelegt, daß bei elektronischen Vorschaltgeräten eine Oberschwingungsbegrenzung unter anderem durch ein induktives Filter zu erreichen ist, das aus einer Eisendrossel und einem Kondensator besteht. Einer der Vorteile dieser Schaltungsvariante ist eine wirksame Einschaltstrombegrenzung.In the document mentioned at the beginning (see Fig. 2.105, p. 126) it is further stated that that a harmonic limitation in electronic ballasts can be achieved by an inductive filter that consists of a Iron choke and a capacitor exists. One of the advantages of this Circuit variant is an effective inrush current limitation.

Eine weitere Lösung bietet ein aktiver Hochsetzsteller (s. Bilder 2.107, 2.109 oder auch 2.111), der als ein über einen Regelkreis angesteuerter Schalter ausgebildet ist. Neben der Oberschwingungsbegrenzung bilden die Stabilisierung der gleichgerichteten Ausgangsspannung der Gleichrichteranordnung und eine niedrige Verlustleistung weitere Vorteile des aktiven Hochsetzstellers. Ferner sind damit zudem auch kleinere Bauformen für elektronische Vorschaltgeräte zu realisieren, auch weil in diesem Falle keine voluminösen Induktivitäten eingesetzt werden müssen. Deshalb hat sich der aktive Hochsetzsteller vielfach durchgesetzt. Ein wesentlicher Nachteil dieser elektronischen Vorschaltgeräte mit aktivem Hochsetzsteller ist aber ihr hoher Einschaltstrom bei der Inbetriebnahme. Dies bedingt zunächst, bei der Schaltungsrealisierung entsprechend leistungsfähige und damit auch teure Bauelemente einzusetzen. Der hohe Einschaltstrom von elektronischen Vorschaltgeräten mit aktivem Hochsetzsteller ist vor allem aber auch bei der Installation und der Auslegung der Netzanschlüsse und ihrer Absicherung zu berücksichtigen. Es hat daher nicht an Versuchen gefehlt, diesem Nachteil durch entsprechende Maßnahmen zur Begrenzung des Einschaltstromes bei elektronischen Vorschaltgeräten zu begegnen.Another solution is an active step-up converter (see Figures 2.107, 2.109 or also 2.111), which as a switch controlled by a control loop is trained. In addition to the harmonic limitation, stabilization the rectified output voltage of the rectifier arrangement and low power dissipation are further advantages of the active step-up converter. Furthermore, this also means smaller designs for electronic ones Ballasts to implement, also because in this case no voluminous Inductors must be used. That is why the active Step-up converter widely enforced. A major disadvantage of this electronic Ballasts with an active step-up converter are higher Inrush current during commissioning. First of all, this means when implementing the circuit correspondingly powerful and thus also expensive components use. The high inrush current of electronic ballasts with an active step-up converter is, above all, also during installation and the design of the network connections and their protection consider. There has been no shortage of attempts, this disadvantage by appropriate measures to limit the inrush current counter electronic ballasts.

So ist z. B. in EP-A1-0 423 885 eine derartige Stromversorgungseinrichtung mit einer Begrenzungsschaltung für den Einschaltstrom offenbart. Dabei ist in dem auf dem niedrigen Potential der Gleichrichteranordnung liegenden Rückleitungspfad die Schaltstrecke eines ersten Halbleiterschalters, eines Feldeffekttransistors, sowie parallel zu dieser Schaltstrecke ein ohmscher Widerstand angeordnet. Der Steuerstrecke dieses ersten Halbleiterschalters liegt eine Parallelschaltung mit einem ersten Kondensator, einem weiteren Widerstand sowie der Schaltstrecke eines zweiten Halbleiterschalters parallel. Die Steuerelektrode dieses zweiten Halbleiterschalters ist an den Abgriff eines ersten Spannungsteilers angeschlossen, dem ein zweiter Kondensator parallel liegt. Der Steuerstrecke dieses zweiten Halbleiterschalters parallel liegt wiederum die Schaltstrecke eines dritten Halbleiterschalters. Ferner ist eine Schwellwertschaltung mit weiteren Halbleiterbauelementen vorgesehen. Diese ist an den Steuereingang des dritten Halbleiterschalters angeschlossen und sperrt diesen bei Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes der Versorgungsspannung.So z. B. in EP-A1-0 423 885 such a power supply device disclosed with a limiting circuit for the inrush current. It is in the low potential of the rectifier arrangement Return path the switching path of a first semiconductor switch, one Field effect transistor, and an ohmic parallel to this switching path Resistance arranged. The control path of this first semiconductor switch is a parallel connection with a first capacitor, another Resistance and the switching path of a second semiconductor switch in parallel. The control electrode of this second semiconductor switch is on the tap a first voltage divider connected to which a second capacitor lies in parallel. The control path of this second semiconductor switch in parallel is the switching path of a third semiconductor switch. Furthermore is a threshold circuit with further semiconductor components is provided. This is connected to the control input of the third semiconductor switch and blocks this if the threshold falls below a predetermined value Supply voltage.

Unbestritten löst die bekannte Schaltung die Aufgabe, eine geringe Verlustleistung zu besitzen und auch bei häufig und schnell auftretenden Aussetzern der Versorgungsspannung verzögerungsfrei wieder wirksam zu werden. Zweifellos wird dies aber mit einem erheblichen Schaltungsaufwand erkauft, der den Vorgaben der Hersteller elektronischer Vorschaltgeräte zuwiderläuft, eine Schaltungsminimierung unter Verwendung kostengünstiger Bauteile zu erzielen, um durch günstigere Herstellkosten Preiseinbrüche auf dem Markt für ihre Produkte auffangen zu können.Undoubtedly, the known circuit solves the task of low power loss to own and also with frequently and quickly occurring dropouts the supply voltage to take effect again without delay. Undoubtedly, this is bought with a considerable amount of circuitry, which runs counter to the specifications of the manufacturers of electronic ballasts, a Circuit minimization using inexpensive components to achieve Compensate for price drops in the market for your products due to cheaper manufacturing costs to be able to.

Die Offenlegungsschrift WO 97/30569 offenbart ein Vorschaltgerät mit einem Filterkondensator, der an den Ausgang eines Netzspannungsgleichrichters angeschlossen ist, und mit einer Überspannungsbegrenzungsschaltung, die in Serie zum Filterkondensator angeordnet ist, um den durch den Filterkondensator fließenden Einschaltstrom zu begrenzen. Die, Überspannungsbegrenzungsschaltung umfasst die Parallelschaltung eines Widerstandes mit einem Thyristor, die zwischen dem Filterkondensator und dem Massebezugspotential angeordnet ist.The published patent application WO 97/30569 discloses a ballast with a filter capacitor, which is connected to the output of a mains voltage rectifier and with an overvoltage limiting circuit that is connected in series to the filter capacitor is arranged around the inrush current flowing through the filter capacitor to limit. The overvoltage limiting circuit includes the Parallel connection of a resistor with a thyristor, which is between the filter capacitor and the ground reference potential is arranged.

II. Darstellung der Erfindung II. Presentation of the invention

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem ein aktiver Hochsetzsteller eingesetzt wird, um dessen Vorteile nutzen zu können, bei dem aber zugleich eine wirkname Einschaltstrombegrenzung mit möglichst einfachen Mitteln erzielt wird.The invention is therefore based on the object of an electronic ballast to create the type mentioned, in which an active step-up converter is used is to be able to use its advantages, but at the same time an effective name Inrush current limitation is achieved with the simplest possible means.

Bei einem elektronischen Vorschaltgerät der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe mit den im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmalen gelöst.In the case of an electronic ballast of the type mentioned at the beginning, this becomes Task with the features specified in the characterizing part of claim 1 solved.

Bei dieser Lösung wird die Strombegrenzung durch einen einfachen Begrenzungswiderstand erreicht, der in Serie mit dem Speicherkondensator liegt und ferner an den auf niedrigem Potential, dem Referenzpotential liegenden Rückleitungspfad zur Gleichrichteranordnung angeschlossen ist. Der Vorteil einer derart einfachen Schaltung zur Begrenzung des Einschaltstromes ist aber in der Wechselwirkung mit einem aus einer Halbbrückenanordnung aufgebauten Wechselrichter heute üblicher Bauart nicht ohne weiteres auszunutzen. Dieses Problem wird dadurch behoben, daß der Wechselrichter als ein Umformernetzwerk ausgebildet ist, über das bereits in der Einschaltphase ein Strompfad zum Speicherkondensator geschlossen ist.With this solution, the current limitation is achieved by a simple limiting resistor reached, which is in series with the storage capacitor and also to the at low potential, the return path to the reference potential Rectifier assembly is connected. The advantage of such a simple circuit to limit the inrush current is in interaction with one from a half-bridge arrangement, inverters of the usual type today not to be exploited without further ado. This problem is solved in that the Inverter is designed as a converter network, through which already in the Switch-on phase a current path to the storage capacitor is closed.

Weiterbildungen der Erfindung sind in Unteransprüchen definiert und sind im Detail sowie mit ihren Vorteilen der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung zu entnehmen. Developments of the invention are defined in the subclaims and are in detail and with their advantages the following description of exemplary embodiments the invention.

III. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele III. Description of the preferred embodiments

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung im einzelnen beschrieben, dabei zeigt:

Figur 1
ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes mit einer an Netzspannung liegenden Gleichrichteranordnung, die eine stabilisierte Gleichspannung einem angeschlossenen Wechselrichter zuführt, der seinerseits einen Lampenlastkreis mit einer hochfrequenten Impulsfolge versorgt, wobei der Gleichrichteranordnung eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung in Form eines in ihrer Ausgangsstufe angeordneten Widerstandes zugeordnet ist,
Figur 2, 3
je eine weitere Ausführungsform des elektronischen Vorschaltgerätes nach Figur 1, wobei die Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung jeweils einen Schalttransistor aufweist, dessen Schaltstrecke dem ohmschen Widerstand parallel liegt.
Preferred exemplary embodiments of the invention are described in detail below with reference to the drawing, in which:
Figure 1
2 shows a block diagram of an electronic ballast with a rectifier arrangement connected to the mains voltage, which supplies a stabilized DC voltage to a connected inverter, which in turn supplies a lamp load circuit with a high-frequency pulse train, the rectifier arrangement being assigned a circuit for inrush current limitation in the form of a resistor arranged in its output stage,
Figure 2, 3
Another embodiment of the electronic ballast according to Figure 1, wherein the circuit for inrush current limitation each has a switching transistor, the switching path is parallel to the ohmic resistance.

In Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines elektronisches Vorschaltgerätes für Leuchtstofflampen dargestellt. Darin ist eine Gleichrichteranordnung 1 eingangsseitig über einen konventionellen Netzschalter SW1 an Netzwechselspannung u angeschlossen. Diese wird mittels einer Gleichrichterbrücke bestehend aus Dioden D1 bis D4 gleichgerichtet. An einem auf hohem Potential liegenden Ausgang dieser Gleichrichterbrücke sind seriell eine Ladedrossel L1 sowie eine in Durchlaßrichtung gepolte Ladediode D5 angeschlossen. Der auf niedrigem Potential liegende Ausgang der Gleichrichterbrücke D1 bis D4 ist auf Gehäusemasse gelegt. Damit ist ein definiertes Referenzpotential Uref für das gesamte elektronische Vorschaltgerät festgelegt. Kathodenseitig ist die Ladediode D5 mit einem Speicherkondensator C2 verbunden, dessen zweiter Anschluß, auf Referenzpotential Uref gelegt ist, wie noch im einzelnen darzulegen sein wird. In Figure 1 is a block diagram of an electronic ballast for Fluorescent lamps shown. There is a rectifier arrangement 1 on the input side via a conventional mains switch SW1 to mains AC voltage u connected. This is done using a rectifier bridge rectified from diodes D1 to D4. At a high potential The output of this rectifier bridge is a charging choke in series L1 and a charging diode D5 polarized in the forward direction. The output of rectifier bridge D1 to D4 at low potential is placed on case ground. This is a defined reference potential Uref set for the entire electronic ballast. Is on the cathode side the charging diode D5 is connected to a storage capacitor C2, the second connection, is set to reference potential Uref, as in more detail will be presented.

Ferner ist zwischen dem Verbindungspunkt von Ladedrossel L1 und Ladediode D5 einerseits und dem Referenzpotential Uref andererseits eine Reihenschaltung angeordnet, die aus der Schaltstrecke eines zweiten Schalters, vorzugsweise eines elektronischen Schalters SW2 und eines ohmschen Widerstandes R0 besteht. Dieser zweite Schalter SW2 bildet das Schaltglied eines Hochsetzstellers der Gleichrichterordnung 1. Gesteuert wird die Funktion dieses zweiten Schalters SW2 über eine Steuereinheit 4. Deren Eingänge sind jeweils an den auf hohem Potential liegenden Ausgang der Gleichrichterbrücke D1 bis D4, eine der Ladedrossel L1 zugeordnete Hilfswicklung L11, an den Verbindungspunkt des zweiten Schalters SW2 mit dem mit ihm in Serie liegenden Widerstand R0 bzw. den auf hohem Potential liegenden Anschluß des Speicherkondensators C2 angeschlossen. Ausgangsseitig ist diese Steuereinheit 4 mit dem Steuereingang des zweiten Schalters SW2 verbunden.Furthermore, between the connection point of the charging choke L1 and the charging diode D5 on the one hand and the reference potential Uref on the other hand a series connection arranged out of the switching path of a second switch, preferably an electronic switch SW2 and an ohmic resistor R0 exists. This second switch SW2 forms the switching element of one Rectifier of the rectifier order 1. The function is controlled this second switch SW2 via a control unit 4. Its inputs are at the high potential output of the rectifier bridge D1 to D4, an auxiliary winding assigned to the charging choke L1 L11, at the connection point of the second switch SW2 with that with it series resistance R0 or the high potential Connection of the storage capacitor C2 connected. Is on the output side this control unit 4 is connected to the control input of the second switch SW2.

Die vorstehend beschriebene Gleichrichteranordnung 1 stellt eine an sich bekannte Grundschaltung eines Wechsel-/Gleichspannungswandlers mit aktivem Hochsetzsteller für ein elektronisches Vorschaltgerät dar. Es bedarf daher lediglich einer zusammenfassenden Funktionsbeschreibung, wie folgt. Bei geschlossenem Netzschalter SW1 wird an den Ausgängen der Gleichrichterbrücke D1 bis D4 eine pulsierende Gleichspannung abgegeben. Diese soll mittels des die Ausgangsstufe der Gleichrichteranordnung 1 bildenden Speicherkondensators C2 in eine stabilisierte Gleichspannung U+ umgeformt werden. Dabei wird die Spannungsdifferenz zwischen dem Momentanwert der Netzspannung u bzw. der daraus abgeleiteten pulsierenden Gleichspannung einerseits und der Spannung am Speicherkondensator C2 andererseits mittels des zweiten Schalters SW2 überbrückt. Ist dieser geschlossen, steigt der Strom in der Ladedrossel L1 an und wird über die Hilfswicklung L11 detektiert. Bei Erreichen eines vorgesehenen Endwertes öffnet der zweite Schalter SW2 und der Strom entlädt sich in den Speicherkondensator C2. The rectifier arrangement 1 described above represents one in itself known basic circuit of an AC / DC converter active step-up converter for an electronic ballast. It requires therefore only a summary functional description, as follows. When the mains switch SW1 is closed, the rectifier bridge is connected to the outputs D1 to D4 emitted a pulsating DC voltage. This should by means of the storage capacitor forming the output stage of the rectifier arrangement 1 C2 transformed into a stabilized DC voltage U + become. The voltage difference between the instantaneous value the mains voltage u or the pulsating direct voltage derived therefrom on the one hand and the voltage across the storage capacitor C2 on the other bridged by means of the second switch SW2. If it is closed, it rises the current in the charging choke L1 and is via the auxiliary winding L11 detected. When a specified end value is reached, the second one opens Switch SW2 and the current discharges into storage capacitor C2.

Voraussetzung dafür ist, daß die Spannung am Speicherkondensator C2 immer größer als die Netzspannung u ist. Sobald dieser Ladestrom Null wird, wird der zweite Schalter SW2 über die ihm zugeordnete Steuereinheit 4 wieder eingeschaltet, bis ein vorgesehener Sollwert erreicht wird. Als Sollwert dient dabei der Momentanwert der pulsierenden Gleichspannung. Mittels dieser Schaltung wird somit ein definierter Ladungszustand des Speicherkondensators C2 erreicht. Die seinem Ladungszustand entsprechende stabilisierte Gleichspannung U+ stimmt in diesem Fall mit dem Scheitelwert der pulsierenden Gleichspannung überein.The prerequisite for this is that the voltage across the storage capacitor C2 is always is greater than the mains voltage u. As soon as this charging current becomes zero, the second switch SW2 again via the control unit 4 assigned to it switched on until a specified setpoint is reached. As a setpoint serves the instantaneous value of the pulsating DC voltage. through this circuit thus becomes a defined state of charge of the storage capacitor C2 reached. The stabilized according to its charge state In this case, DC voltage U + agrees with the peak value of pulsating DC voltage.

An die Gleichrichteranordnung 1 ist ein Wechselrichter 2 angeschlossen, der in diesem Fall als transformatorisch gesteuerter Gegentaktzerhacker ausgebildet ist. Dieser wandelt die von der Gleichrichteranordnung 1 zugeführte stabilisierte Gleichspannung U+ in eine hochfrequente Impulsfolge um. Bei der in Figur 1 dargestellten Ausführungsform ist der auf hohem Potential liegende Ausgang der Gleichrichteranordnung 1 im Wechselrichter 2 über eine zweite Drossel L2 an den gemeinsamen Verbindungspunkt zweier Primärwicklungen T1/1 bzw. T1/2 eines Schwingübertragers T1 angeschlossen. Zweite Anschlüsse dieser Primärwicklungen T1/1 bzw. T1/2 sind zunächst untereinander über einen ihnen gemeinsam parallel liegenden Resonanzkondensator C1 verbunden. Ferner sind diese Anschlüsse jeweils über die Schaltstrecke eines von zwei weiteren Schaltern SW3 bzw. SW4 auf das Referenzpotential Uref gelegt. Schematisch ist in Figur 1 ein Ansteuernetzwerk 5 für diese beiden weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 angegeben, zu dem Schaltungseinzelheiten in den weiteren Figuren 2 bzw. 3 dargestellt sind, wie noch zu beschreiben ist.An inverter 2 is connected to the rectifier arrangement 1 in this case designed as a transformer-controlled push-pull chopper is. This converts the one supplied by the rectifier arrangement 1 stabilized DC voltage U + into a high-frequency pulse train. at the embodiment shown in Figure 1 is at high potential horizontal output of the rectifier arrangement 1 in the inverter 2 a second choke L2 at the common connection point of two primary windings T1 / 1 or T1 / 2 of a vibration transmitter T1 connected. Second connections of these primary windings T1 / 1 and T1 / 2 are initially with each other via a resonance capacitor that is common to them C1 connected. Furthermore, these connections are each via the Switching distance of one of two further switches SW3 or SW4 to the reference potential Uref laid. A control network 5 is shown schematically in FIG. 1 specified for these two further switches SW3 and SW4, to the circuit details are shown in the further Figures 2 and 3, as still is to be described.

Auch die in Figur 1 dargestellte Grundschaltung für den Wechselrichter 2 mit dem symmetrisch aufgebauten Schwingübertrager T1 ist an sich bekannt, die Funktion des Wechselrichters 2 ist daher zusammenfassend wie folgt zu erläutern. Die Ansteuereinheit 5 ist so ausgelegt, daß sie alternativ einen der beiden weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 leitend schaltet. Angenommen, der Schalter SW3 sei bei geschlossener Schaltstrecke leitend, so fließt Strom über die weitere Drossel L2 und die eine, diesem momentan leitenden Schalter SW3 zugeordnete Primärwicklung T1/1 des Schwingübertragers T1 zurück in die Gleichrichteranordnung 1. Damit wird zugleich der Resonanzkondensator C1 aufgeladen, wobei die Spannung am momentan nicht leitenden Schalter SW4 ansteigt. Mit dem nächsten Steuerimpuls der Ansteuereinheit 5 wird dieser Schalter SW4 leitend geschaltet, wobei sich der Resonanzkondensator C1 zunächst entlädt und aufgrund des Stromflusses durch die zweite Primärwicklung T1/2 in Gegenrichtung aufgeladen wird. Weil bildlich sehr treffend ausgedrückt, hat sich für eine derartige Schaltung auch im deutschen Sprachgebrauch der Ausdruck Push-Pull" - Schaltung eingebürgert.The basic circuit shown in FIG. 1 for the inverter 2 with the symmetrically constructed vibration transmitter T1 it is known per se the function of the inverter 2 is therefore summarized as follows explain. The control unit 5 is designed so that it alternatively one of the two further switches SW3 and SW4 turns on. Suppose the Switch SW3 is conductive when the switching path is closed, so current overflows the other inductor L2 and the one, this currently conductive switch SW3 associated primary winding T1 / 1 of the vibration transmitter T1 back into the rectifier arrangement 1. This also becomes the resonance capacitor C1 charged, the voltage at the currently non-conductive Switch SW4 rises. With the next control pulse from the control unit 5 this switch SW4 is turned on, with the resonance capacitor C1 initially discharges and due to the current flow through the second Primary winding T1 / 2 is charged in the opposite direction. Because figuratively very aptly expressed, has also for such a circuit in German use of the term push-pull "- circuit naturalized.

Wie Figur 1 weiter zeigt, ist ein Lampenlastkreis 3 über eine Sekundärwicklung T1/4 des Schwingübertragers T1 induktiv an den Wechselrichter 2 angekoppelt. Darüber wird in den Lampenlastkreis 3 eine bipolare Impulsfolge eingekoppelt, deren Frequenz durch die Schaltperioden der beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 vorgegeben ist. Lediglich beispielhaft sind zwei Leuchtstofflampen La1, La2 im Lampenlastkreis vorgesehen. Dabei ist jeweils eine der Wendeln der Leuchtstofflampen La1 und. La2 über je einen Begrenzungskondensator C4 bzw. C5 an einen der Anschlüsse der Sekundärwicklung T1/4 angeschlossen. Die anderen Wendeln der Leuchtstofflampen sind gemeinsam mit dem zweiten Anschluß dieser Sekundärwicklung T1/4 unmittelbar verbunden.As FIG. 1 further shows, a lamp load circuit 3 is via a secondary winding T1 / 4 of the vibration transmitter T1 inductively coupled to the inverter 2. In addition, a bipolar pulse train is in the lamp load circuit 3 coupled whose frequency through the switching periods of the two switches SW3 or SW4 of the inverter 2 is specified. By way of example only two fluorescent lamps La1, La2 are provided in the lamp load circuit. there is one of the filaments of the fluorescent lamps La1 and. La2 over one each Limiting capacitor C4 or C5 to one of the connections of the secondary winding T1 / 4 connected. The other filaments of the fluorescent lamps are together with the second connection of this secondary winding T1 / 4 directly connected.

In Figur 1 ist schließlich ferner ein dem Speicherkondensator C2 zugeordnetes Netzwerk dargestellt. Dieses enthält einen weiteren ohmschen Widerstand R1, der hinfort als Begrenzungswiderstand bezeichnet ist. Dieser Begrenzungswiderstand ist, in Serie mit dem Speicherkondensator C2 liegend, an den auf Referenzpotential Uref liegenden Rückleitungszweig in die Gleichrichteranordnung 1 angeschlossen. Der Verbindungspunkt des Speicherkondensators C2 mit dem Begrenzungswiderstand R1 ist über je eine Koppeldiode D6 und D7 an den Anschluß der weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 angeschlossen, der mit der entsprechenden Primärwicklung T1/1 bzw. T1/2 des Schwingübertragers T1 verbunden ist. Eine weitere Diode D8 ist dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschaltet.Finally, FIG. 1 also shows one associated with the storage capacitor C2 Network shown. This contains a further ohmic resistance R1, which is now referred to as limiting resistance. This limiting resistance is in series with the storage capacitor C2, to the return branch lying at reference potential Uref in the Rectifier assembly 1 connected. The connection point of the storage capacitor C2 with the limiting resistor R1 is over one each Coupling diode D6 and D7 to the connection of the further switches SW3 or SW4 connected with the corresponding primary winding T1 / 1 or T1 / 2 of the vibration transmitter T1 is connected. Another diode is D8 the limiting resistor R1 connected in parallel.

Mit diesem Netzwerk wird der beim Schließen des Netzschalters SW1 im elektronischen Vorschaltgerät auftretende Einschaltstrom begrenzt. Bei diesem Einschaltvorgang laufen der Hochsetzsteller der Gleichrichteranordnung 1 sowie der Wechselrichter 2 erst mit Verzögerung an, da sich erst die Versorgungsspannungen für die entsprechenden Schalter SW2 bzw. SW3, SW4 aufbauen müssen. In dieser Einschaltphase wird der Speicherkondensator C2 auf den vorgegebenen Wert der stabilisierten Gleichspannung U+ aufgeladen. Der dabei fließende Einschaltstrom wird durch den mit dem Speicherkondensator C2 in Serie liegenden Begrenzungswiderstand R1 begrenzt. Sobald aber der Wechselrichter 2 angelaufen ist, ist alternierend jeweils einer seiner beiden Schalter SW3 bzw. SW4 leitend geschaltet. Somit liegt der Speicherkondensator C2 über den jeweils leitenden Schalter SW3 bzw. SW4 und die an dessen Schaltstrecke angeschlossene Koppeldiode D6 bzw. D7 auf Referenzpotential Uref. Im stationären Betrieb fließt somit der Ladestrom für den Speicherkondensator C2 nicht mehr über den Begrenzungswiderstand R1, sondern vorzugsweise über einen diesem parallel liegenden Zweig. Die dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschaltete weitere Diode D8 dient zum gesteuerten Entladen des Speicherkondensators C2 in den Wechselrichter 2. Dies ist dann der Fall, wenn die von der Netzseite momentan zugeführte Energie allein nicht mehr ausreicht, den Wechselrichter 2 zu betreiben, was im Bereich der Nulldurchgänge der Netzwechselspannung u der Fall ist.With this network the when the power switch SW1 is closed in the electronic ballast occurring inrush current limited. With this Switch-on process run the step-up converter of the rectifier arrangement 1 and the inverter 2 only after a delay, since only the Supply voltages for the corresponding switches SW2 and SW3, Need to build SW4. In this switch-on phase, the storage capacitor C2 to the predetermined value of the stabilized DC voltage U + charged. The inrush current flowing through it with the Storage capacitor C2 in series limiting resistor R1 limited. As soon as the inverter 2 has started, however, is alternating one of its two switches SW3 and SW4 is turned on. Consequently is the storage capacitor C2 on the respective conductive switch SW3 or SW4 and the coupling diode D6 connected to its switching path or D7 to reference potential Uref. The flows in stationary operation Charging current for the storage capacitor C2 no longer via the limiting resistor R1, but preferably over a parallel to this Branch. The others connected in parallel with the limiting resistor R1 Diode D8 is used for the controlled discharge of the storage capacitor C2 into the inverter 2. This is the case when the from the grid side the currently supplied energy alone is no longer sufficient, the inverter 2 to operate what is in the range of the zero crossings of the AC mains voltage u is the case.

In Figur 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel des elektronischen Vorschaltgerätes dargestellt. Dieses entspricht in seinem wesentlichen Aufbau dem bereits vorstehend anhand von Figur 1 dargestellten Beispiel. Gleichartige Schaltungselemente sind mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. In der weiteren Beschreibung ist daher lediglich auf die Unterschiede zum Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 einzugehen.In Figure 2 is another embodiment of the electronic ballast shown. This essentially corresponds to that already shown above with reference to Figure 1. similar Circuit elements are identified by the same reference symbols. In the further description is therefore only on the differences from the embodiment according to Figure 1.

Zunächst ist in Figur 2 detaillierter gezeigt, wie die Ansteuereinheit 5 für die beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 ausgestaltet sein kann. Um die Versorgungsspannungen für diese beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 zu generieren, besitzt der Schwingübertrager T1 eine weitere Sekundärwicklung T1/3, die mit einem Anschluß unmittelbar auf Referenzpotential Uref gelegt ist. Ihr zweiter Anschluß ist über eine weitere Ladediode D9 mit einem zweiten Speicherkondensator C3 verbunden, der andererseits auf Referenzpotential Uref gelegt ist. Die Ladung dieses zweiten Speicherkondensators C3 liefert die Versorgungsspannungen für die beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2, die in diesem Ausführungsbeispiel als Transistorschalter ausgebildet sind. Deren Basisanschlüsse bilden die Steuereingänge und sind jeweils an einen der Wicklungsanschlüsse einer weiteren Sekundärwicklung T1/5 des Schwingübertragers T1 einerseits und über je einen weiteren ohmschen Widerstand R2 bzw. R3 an den Verbindungspunkt des zweiten Speicherkondensators C3 mit der ihm zugeordneten Ladediode D9 angeschlossen. Dieser Verbindungspunkt ist über einen dieser beiden Widerstände, im Beispiel R2 und einen weiteren Widerstand R5 an den die stabilisierte Gleichspannung U+ liefernden Ausgang der Gleichrichteranordnung 1 angeschlossen. Im stationären Betrieb liefert die mit den Basisanschlüssen der Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 verbundene Sekundärwicklung T1/5 die Kommutatorspannung zum alternativen Aktivieren dieser beiden Schalter.First, FIG. 2 shows in more detail how the control unit 5 for the Both switches SW3 and SW4 of the inverter 2 can be configured. To the supply voltages for these two switches SW3 and SW4 to generate the inverter 2, the vibration transmitter T1 has one further secondary winding T1 / 3, which has a connection immediately Reference potential Uref is set. Your second connection is via another Charging diode D9 connected to a second storage capacitor C3, the on the other hand is set to reference potential Uref. The cargo of this second Storage capacitor C3 supplies the supply voltages for the two Switches SW3 and SW4 of the inverter 2, which in this embodiment are designed as transistor switches. Form their basic connections the control inputs and are each one of the winding connections further secondary winding T1 / 5 of the vibration transmitter T1 on the one hand and via a further ohmic resistor R2 or R3 to the connection point of the second storage capacitor C3 with that assigned to it Charging diode D9 connected. This connection point is over one of these two resistors, in the example R2 and another resistor R5 to the output of the stabilized DC voltage U + Rectifier assembly 1 connected. The delivers in stationary operation with the basic connections of the switches SW3 or SW4 of the inverter 2 connected secondary winding T1 / 5 the commutator voltage to the alternative Activate these two switches.

Ferner sind in dem Ausführungsbeispiel von Figur 2 anstelle der beiden Koppeldioden D6 und D7 des Ausführungsbeispieles von Figur 1 durch einen weiteren Transistorschalter Q1 ersetzt, dessen Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand R1 parallel liegt. Auch dieser weitere Transistorschalter Q1 ist über einen Basiswiderstand R4 an den zweiten Speicherkondensator C3 angeschlossen. Sobald also der zweite Speicherkondensator C3 genügend aufgeladen, d.h. der Betriebszustand des Wechselrichters 2 erreicht ist, wird dieser weitere Transistorschalter Q1 leitend gesteuert und schließt den Begrenzungswiderstand R1 kurz.Furthermore, in the embodiment of Figure 2 instead of the two Coupling diodes D6 and D7 of the embodiment of Figure 1 by a another transistor switch Q1 replaced, the switching path of the limiting resistor R1 is parallel. This further transistor switch Q1 is through a base resistor R4 to the second storage capacitor C3 connected. As soon as the second storage capacitor C3 is sufficient charged, i.e. the operating state of the inverter 2 has been reached, this further transistor switch Q1 is turned on and closes the Limiting resistor R1 short.

In Figur 3 ist eine weitere Ausführungsform des elektronischen Vorschaltgerätes dargestellt, das sich von dem Ausführungsbeispiel in Figur 2 lediglich im Hinblick auf die Ansteuerung des weiteren, mit seiner Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschalteten Transistorschalters Q1 unterscheidet. Bei dieser Alternative sind die beiden Emitter der Transistorschalter SW3, SW4 des Wechselrichters 2 über eine Klemmdiode D10 auf das Referenzpotential Uref gelegt. Diese Diode liegt ferner parallel zur Emitter-Basis-Strecke des weiteren Schalttransistors Q1. Auch in diesem Ausführungsbeispiel sorgt der Begrenzungswiderstand R1 für eine Begrenzung des Einschaltstromes während des Einschaltvorganges. Sobald aber der Wechselrichter 2 angelaufen ist, fließt über die wechselseitig leitend geschalteten Transistorschalter SW3 bzw. SW4 Strom, der über die Klemmdiode D10 fließt. Der dadurch an der Klemmdiode D10 bedingte Spannungsabfall schaltet den weiteren Transistorschalter Q1 leitend, der seinerseits den Begrenzungswiderstand R1 kurz schließt.FIG. 3 shows a further embodiment of the electronic ballast shown, which is only of the embodiment in Figure 2 with regard to the control of the further, with its switching path Limiting resistor R1 distinguishes transistor switch Q1 connected in parallel. In this alternative, the two emitters are the transistor switches SW3, SW4 of the inverter 2 via a clamping diode D10 on the Reference potential Uref laid. This diode is also parallel to the emitter-base path of the further switching transistor Q1. Also in this embodiment the limiting resistor R1 limits the Inrush current during the start-up process. But as soon as the inverter 2 has started flows over the mutually conductive Transistor switch SW3 or SW4 current, which via the clamping diode D10 flows. The resulting voltage drop at the clamping diode D10 switches the further transistor switch Q1 conductive, which in turn the limiting resistor R1 shorts.

Die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele lehren, daß man bei einem elektronischen Vorschaltgerät mit einer Gleichrichteranordnung, die mittels eines aktiven Hochsetzstellers eine stabilisierte Gleichspannung liefert, eine einfache und kostengünstige Lösung für die Begrenzung des Einschaltstromes realisieren kann. Sicherzustellen ist dabei lediglich, daß eine ständige Masseverbindung, d.h. leitende Verbindung zum Referenzpotential im Betrieb gegeben ist. Wie erläutert, läßt sich dies mittels eines Wechselrichters in "Push-Pull" - Schaltung erreichen.The embodiments described above teach that one an electronic ballast with a rectifier arrangement, the supplies a stabilized DC voltage using an active step-up converter, a simple and inexpensive solution for limiting the inrush current can realize. It is only necessary to ensure that a permanent ground connection, i.e. conductive connection to the reference potential is given in the company. As explained, this can be done using an inverter in "push-pull" circuit.

Claims (9)

  1. Electronic ballast
    having a rectifier arrangement (1) with active step-up converter, said arrangement being fed by AC power supply voltage (u) and, in the output stage of said arrangement, a storage capacitor (C2) being arranged between two outputs connected to high DC voltage potential (U+) and to reference potential (Uref),
    having an inverter (2) connected to the outputs of the rectifier arrangement and serving to convert the DC voltage fed in via the latter into a high-frequency pulse train,
    having a load circuit (3) arranged on the output side of the inverter and having at least one fluorescent lamp (La1 and/or La2), and
    having a network for limiting an inrush current which is formed by a limiting resistor (R1), which, connected in series with the storage capacitor (C2), is connected to reference potential by its further terminal,
    characterized in that
    the inverter (2) has a converter network (T1/1, T1/2, C1, SW3, SW4) - arranged between DC voltage potential (U+) and reference potential (Uref) - with two bridge paths which, in the steady-state operating condition, are alternatively switched through to the reference potential, and
    the junction point between the storage capacitor (C2) and the limiting resistor (R1) is coupled to the two bridge paths of the converter network (T1/1, T1/2, C1, SW3, SW4).
  2. Electronic ballast according to Claim 1, characterized in that the inverter (2), designed as a push-pull inverter, has a symmetrical oscillatory transformer (T1) with two identical primary windings (T1/1, T2/2), whose first winding terminals are jointly coupled to that output of the step-up converter (1) which is at high potential (U+), and whose second winding terminals are connected to one another, on the one hand, via a resonance capacitor (C1) and are also connected to reference potential (Uref), on the other hand, via in each case one of two switches (SW3 and SW4) which are closed alternately.
  3. Electronic ballast according to Claim 2, characterized in that the switches (SW3, SW4) of the inverter (2) are designed as bipolar transistors (Q2 and Q3, respectively), via whose switching paths the second winding terminals of the two windings (T1/1, T1/2) of the oscillatory transformer (T1) are respectively connected to reference potential (Uref), and in that the inverter furthermore has a drive network (T1/3, T1/4, D7, C3, R2, R3, R5) for the two transistors, said drive network being transformer-coupled to the oscillatory transformer.
  4. Electronic ballast according to Claim 3, characterized in that the oscillatory transformer (T1) has a third winding (T1/3), whose first winding terminal is connected to reference potential (Uref) and whose second winding terminal is connected to reference potential via a forward-biased diode (D9) and also a second storage capacitor (C3), which is connected in series with the latter via a junction point, in that this junction point is connected via a respective further resistor (R2 or R3) in each case to the base of one of the two transistors (SW3 and SW4) and is also connected via one of these further resistors (e.g. R2) to the high DC voltage potential (U+), and in that a further winding (T1/5) of the oscillatory transformer is connected, by each of its winding terminals, to the base of one of the two transistors.
  5. Electronic ballast according to one of Claims 2 to 4, characterized in that the oscillatory transformer (T1) has a further winding (T1/4) for the purpose of coupling the load circuit (3) to the inverter (2), and the filaments of the at least one fluorescent lamp (La1, La2) are connected to both winding terminals of this further winding directly and via a capacitor (C4 and C5 respectively).
  6. Electronic ballast according to one of Claims 2 to 5, characterized in that a reverse-biased diode (D8) is connected in parallel with the limiting resistor (R1).
  7. Electronic ballast according to one of Claims 2 to 6, characterized in that a junction point between the storage capacitor (C2) of the rectifier arrangement (1) and the limiting resistor (R1) is connected via a respective coupling diode (D6 and D7) in each case to the terminal of the further switches (SW3 and SW4, respectively) which is connected to one of the second winding terminals of the two primary windings (T1/1 and T1/2, respectively) of the oscillatory transformer (T1).
  8. Electronic ballast according to one of Claims 4 to 6, characterized in that a bipolar switching transistor (Q1) is provided in the network for limiting the inrush current, said transistor being arranged such that its switching path is connected in parallel with the limiting resistor (R1) and the base of said transistor being connected via a further resistor (R4) to the junction point between the second storage capacitor (C3) and the diode (D9) assigned thereto.
  9. Electronic ballast according to one of claims 4 to 6, characterized in that those terminals of the two bipolar transistors (SW3 and SW4) of the inverter (2) which are at low potential are, in a manner connected in parallel, connected to reference potential (Uref) via a further reverse-biased diode (D10), and in that a bipolar switching transistor (Q1) is provided in the network for limiting the inrush current, said transistor being arranged such that its switching path is connected in parallel with the limiting resistor (R1) and being arranged such that its emitter-base junction is connected in parallel with the further diode (D10).
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