EP0869607A1 - Amplificateur avec etagé d'entrée en base commune - Google Patents

Amplificateur avec etagé d'entrée en base commune Download PDF

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EP0869607A1
EP0869607A1 EP98400798A EP98400798A EP0869607A1 EP 0869607 A1 EP0869607 A1 EP 0869607A1 EP 98400798 A EP98400798 A EP 98400798A EP 98400798 A EP98400798 A EP 98400798A EP 0869607 A1 EP0869607 A1 EP 0869607A1
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EP
European Patent Office
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transistor
collector
current
emitter
base
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EP98400798A
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EP0869607B1 (fr
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Jean-François Debroux
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Teledyne e2v Semiconductors SAS
Original Assignee
Thomson CSF SA
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
    • H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/72—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier stage being a common gate configuration MOSFET

Definitions

  • the invention relates to a signal amplifier stage at high frequency (HF) or intermediate frequency (FI).
  • HF high frequency
  • FI intermediate frequency
  • the realization of amplification chains operating in HF or FI generally uses amplifiers whose input impedance is fairly weak and well defined because it is necessary that there is adaptation of the input impedance of the amplifier to the output impedance of a generator connected to the input of this amplifier.
  • the structure best suited to this type application is a common base entry stage.
  • the input stage comprises a transistor mounted in common base.
  • the signal input is applied to the emitter of the transistor, the base being polarized by a fixed potential and the emitter being polarized by a constant current.
  • the output signal is taken from the transistor collector's voltage thanks to load resistance.
  • k is the Boltzmann constant (1.38 E-23 SI)
  • q is the charge of the electron (1.6 E-19 SI)
  • T is the absolute temperature of the transistor and I co the collector current at rest.
  • Av V S1
  • V E1 R vs .I co kT q
  • V E1 being the input voltage of the stage.
  • V S1 being the output voltage of the stage.
  • R c is the value of the load resistance connected between the collector of the transistor and a supply voltage VCC.
  • V in being the large signal input voltage
  • the output voltage varies exponentially with the input voltage. This shows the mediocre linearity of this stage.
  • the “linear” area in input is a few kT / q, or a few tens of millivolts at most. Of plus, the nonlinear transfer characteristic is generative harmonics and intermodulation output.
  • the first solution known as “degeneration” consists in adding a resistance in series (degeneration resistance) between the input of the amplifier stage and the transistor emitter mounted in common base.
  • the input impedance is increased by the value of this resistance, which leads to increasing the quiescent current of the transistor, since the input impedance of the transmitter varies as the inverse of the current rest.
  • the linear area at the input of such a stage is of the order of the product of current through the degeneration resistance plus a few kT / q. So she is higher than that of the non-degenerate floor.
  • the second solution consists in mounting two transistors in the form differential, each of the transistors being mounted in common base.
  • the emitters of the transistors are attacked by a signal input in differential form, the output of the stage being effected from the same way in differential form on the collectors of the two transistors.
  • the realization of the input stage in differential form allows double the input impedance of the amplifier. We can double the current of each transistor if you want to keep the same input impedance.
  • the linear input area is more than doubled compared to the floor simple, with only one transistor, thanks to the curvature compensation from one transistor to the other.
  • the noise factor is slightly degraded compared to the floor reference.
  • the increase in the admissible level is higher than the noise degradation.
  • the useful dynamics are therefore slightly improved.
  • the transfer characteristic is odd, so that the output spectrum contains few harmonics 2 and the intermodulation level is higher low.
  • This stage in differential form like the degenerate stage is interesting to increase the admissible level, when the performances in noise are not too critical.
  • the disadvantage of this floor is require a signal in differential form, which is rarely the case in HF systems, where the signal is often referenced to ground.
  • the differential stage can be degenerate by putting a resistor in series between each differential input of the stage and each transmitter of the two transistors. This will extend the input linearity range but at the expense of the noise factor. In this configuration the admissible level of the input signal is increased but the useful dynamic is reduced.
  • the invention proposes an amplifier stage whose general structure is as follows: the input is not differential but referenced with respect to a reference potential (mass for example); the entry is of common base type, i.e. that it is done on the emitter of an input transistor; this first transistor converts to current variations, with a non-linear transfer curve, in principle exponential for bipolar transistors and quadratic for field effect transistors, variations in input voltage; these current variations are themselves copied with change of sign, in a branch comprising a second and a third transistors, then they are converted into voltage variations, with a non-linear transfer curve, reciprocal of the previous one, in principle logarithmic or square root, by the third transistor, and the voltage across the third transistor is used as a feedback applied to the base of the first transistor.
  • Current copying (with or without the same amplitude) is preferably done by passing the first transistor through an imposed current i, and by establishing a supply voltage [V be2 + V be3 + (R1 + k.R2) .i] at the terminals of a series assembly of a resistance of value R1 traversed by the current i, of an emitter-base junction of the second transistor, of a resistance of value R2, and of the third transistor mounted as a diode , V be2 and V be3 being the voltage drops across the base-emitter junctions of the second and third transistors assumed to be traversed by a current ki, k being a desired current ratio.
  • FIG. 1 represents an amplifier stage according to the invention comprising two branches, the first of which comprises at least one first resistor 11 of value R1 in series with a first transistor 21 and a current source 30 of value i, and the second of which comprises at least a second transistor 22 in series with a second resistor 12 of value R2 and with a third transistor 23, the emitter of the third transistor 23 being connected to a reference potential Vo, the input E of the amplifier being connected to the emitter of the first transistor 21 (by a capacity Cin for example), means 40 for applying to the two branches an identical potential V1 whose value taken with respect to the reference potential Vo, is equal to [V be2 + V be3 + (R1 + k.R2) .i], V be2 and V be3 being respectively the voltage drops between base and emitter of the second and third transistors when they are traversed by a current ki, and k being a ratio any desired between the current flowing through the second branch and the current flowing through the first, the base of the second transistor 22 being connected to the collector of the first
  • the identical potential V1 applied to the two branches is equal to [2 V be3 + (R1 + k.R2) .i].
  • the current in the first transistor 21 being i at rest, the sum of the collector currents of the first and third transistors (21 and 23) is constant. Indeed, at rest the tension on the collector of the first transistor 21 is equal to V1-R1.i.
  • the voltage on the emitter of the second transistor 22 is equal to V1-R1.iV be3 .
  • the voltage across the second resistor 12 is equal to V1-2V be3 -R1.i as V1 has a value equal to 2. (V be3 + R1.i), the voltage across the second resistor 12 is R1. i. So the current in the second resistor 12 and therefore in the third transistor 23 is established at i.
  • the voltage on the base of the first and third transistors varies so like half of the input signal Ve, as a first approximation, in the case where the transistors 21 and 23 are identical.
  • the transfer characteristic is odd, which guarantees a level weak even harmonics. This characteristic is linear over a range fairly wide which guarantees a low level of intermodulation.
  • the signal at the output of the amplifier can be taken either from a first output S e connected to a junction point between the second resistor 12 and the emitter of the second transistor 22, or from a second output S c at a junction point between the collector of the first transistor and one end of the first resistor 11.
  • the output impedance is much lower than if the signal is taken from the collector of the first transistor 21 and the charge has little influence on bandwidth.
  • the means 40 for applying an identical potential V1 to the two branches and the current source 30 imposing the current i can be made by various known means. In a monolithic circuit, we can take advantage of the good pairing of components and the fact that all are at the same temperature, to create the potential V1 using a enslavement. The result is a little more complex than a simple source of current but only concerns direct voltages and currents and not the high frequency signal.
  • the stage of FIG. 1 having been dimensioned so as to present an input impedance of 50 ohms and a gain of 25 dB, we obtain a noise factor of the order of 6 decibels and a signal level value input to obtain a compression point at 1 decibel, comparable to that of the classic floor in common base.
  • the level of intermodulation of order 3 at the output of the stage is 36 dB lower than for the classic floor.
  • the entry level to produce the same intermodulation level is 12 dB higher than for the floor classic.
  • Harmonic level 2 is 30 dB lower with the new stage and the level of the other harmonics, in particular the harmonic 3 is very weak.
  • the new floor therefore presents a significant improvement in performance compared to the prior art.
  • Figure 2 shows a first variant of the base stage of the figure 1.
  • the collector currents of the first transistor 21 and the second transistor 22 are in phase opposition. This feature can be used to recover the signal in differential form.
  • the second branch comprises a third resistor 13, of value n.R1, n being less than 1, one end of which is connected to the collector of the second transistor 22, and the other receives the potential V1 equal to [2V be3 + (R1 + k.R2) .i], and the first resistor 11 of value R1 consists of the sum of a resistor 11a of value (1-n) .R1 connected to the collector of the first transistor 21, in series with a resistor 11b of value n.R1, the amplifier comprising two differential outputs, one S d1 connected to the junction point of these latter two resistors, and the other S d2 connected to the collector of the second transistor 22.
  • Differential outputs S d5 and S d6 connected respectively to the collectors of the fourth and fifth transistors, the base of the fourth transistor and the base of the sixth transistor receiving alternating differential voltages V01 and V02 having a common mode potential V5 fixed equal to [V be4 + 2V be3 + (R1 + k.R2) .i], V be4 being the base-emitter voltage drop of the fourth transistor 24 when it is traversed by the current i.
  • the current source 30 placed at one end of the first branch will be connected to a potential V d lower than the reference potential Vo applied to the other end of the first branch.
  • the transistors used in the preceding diagrams are NPN transistors. Identical diagrams could be used with PNP transistors by reversing the polarities of the power supplies.

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Abstract

L'invention se rapporte à un étage amplificateur de signaux en haute fréquence (HF) ou en fréquence intermédiaire (F1) comportant une entrée non différentielle référencée. L'entrée de l'amplificateur s'effectue sur l'émetteur d'un transistor d'entrée monté en base commune convertissant en variations de courant, avec une courbe de transfert non linéaire, en principe exponentielle ou quadratique, les variations de tension d'entrée de l'amplificateur, ces variations de courant étant elles-mêmes recopiées avec changement de signe dans un deuxième transistor, puis converties en variations de tension, avec une courbe de transfert non linéaire, réciproque de la précédente, en principe logarithmique ou en racine carrée, par un troisième transistor, et la tension aux bornes du troisième transistor étant utilisée comme contre-réaction appliquée à la base du premier transistor. Application: Réalisation d'étages amplificateurs d'entrée en HF ou en FI ayant un faible facteur de bruit et grande dynamique. <IMAGE>

Description

L'invention se rapporte à un étage amplificateur de signaux en haute fréquence (HF) ou en fréquence intermédiaire (FI).
La réalisation de chaínes d'amplification fonctionnant en HF ou en FI fait en général appel à des amplificateurs dont l'impédance d'entrée est assez faible et bien définie car il est nécessaire qu'il y ait adaptation de l'impédance d'entrée de l'amplificateur à l'impédance de sortie d'un générateur connecté à l'entrée de cet l'amplificateur.
D'autre part pour les étages d'entrée de l'amplificateur (appelés aussi étages de tête) un facteur de bruit faible et un point de compression élevé sont recherchés pour obtenir les meilleures performances d'amplification. En effet, la dynamique du signal appliqué à l'étage d'entrée de l'amplificateur est limitée, dans les domaines de faibles signaux d'entrée, par le bruit propre de l'étage et dans le domaine de forts niveaux, par ses non linéarités.
En technologie bipolaire, la structure la mieux adaptée à ce type d'application est un étage d'entrée en base commune. Dans cette structure l'étage d'entrée comporte un transistor monté en base commune. Le signal d'entrée est appliqué à l'émetteur du transistor, la base étant polarisée par un potentiel fixe et l'émetteur étant polarisé par un courant constant. Le signal de sortie est prélevé en tension sur le collecteur du transistor grâce à une résistance de charge.
L'étage d'entrée en base commune possède naturellement une impédance d'entrée faible, un facteur de bruit faible et une bande passante élevée. Le point faible de ce type d'étage est sa linéarité médiocre. Malgré cet inconvénient c'est le montage en base commune qui présente la meilleure dynamique utile.
Il est connu que l'impédance d'entrée Zin, de l'étage en base commune, en petit signal s'établit à : Zin = k.Tq . 1Ico
Où k est la constante de Boltzmann (1.38 E-23 SI), q est la charge de l'électron (1.6 E-19 SI), T est la température absolue du transistor et Ico Ie courant de collecteur au repos.
Le gain est tension Av en petit signal est: Av = VS1 VE1 = Rc.Ico k.Tq VE1 étant la tension d'entrée de l'étage.
VS1 étant la tension de sortie de l'étage.
Rc est la valeur de la résistance de charge connectée entre le collecteur du transistor et une tension d'alimentation VCC.
Expression de la tension de sortie en fonction de la tension d'entrée, en grand signal :
Figure 00020001
Vin étant la tension d'entrée en grand signal.
La tension de sortie varie exponentiellement avec la tension d'entrée. Ceci montre bien la linéarité médiocre de cet étage. La zone « linéaire » en entrée est de quelques kT/q, soit quelques dizaines de millivolts au plus. De plus, la caractéristique de transfert non linéaire est génératrice d'harmoniques et d'intermodulation en sortie.
Deux solutions connues permettent d'améliorer la linéarité de l'étage base commune.
La première solution connue sous le nom de « dégénération » consiste à ajouter une résistance en série (résistance de dégénération) entre l'entrée de l'étage d'amplificateur et l'émetteur de transistor monté en base commune.
L'impédance d'entrée est augmentée de la valeur de cette résistance, ce qui conduit à augmenter le courant de repos du transistor, vu que l'impédance d'entrée de l'émetteur varie comme l'inverse du courant de repos.
La zone linéaire en entrée d'un tel étage est de l'ordre du produit du courant par la résistance de dégénération plus quelques kT/q. Elle est donc supérieure à celle de l'étage non dégénéré.
En contrepartie, le facteur de bruit est dégradé. L'augmentation des niveaux admissibles est plus faible que la dégradation du bruit. La dynamique utile est donc dégradée. Cette solution est cependant utilisée lorsqu'on souhaite augmenter les niveaux admissibles et lorsque le niveau de bruit n'est pas critique.
La seconde solution consiste à monter deux transistors sous forme différentielle, chacun des transistors étant monté en base commune. Dans cette configuration les émetteurs des transistors sont attaqués par un signal d'entrée sous forme différentielle, la sortie de l'étage s'effectuant de la même façon sous forme différentielle sur les collecteurs des deux transistors.
La réalisation de l'étage d'entrée sous forme différentielle permet de doubler l'impédance d'entrée de l'amplificateur. On peut doubler le courant de repos de chaque transistor si l'on souhaite conserver la même impédance d'entrée.
La zone linéaire en entrée est plus que doublée par rapport à l'étage simple, comportant un seul transistor, grâce à la compensation de courbure d'un transistor par l'autre.
Le facteur de bruit est légèrement dégradé par rapport à l'étage référencé. L'accroissement du niveau admissible est plus élevé que la dégradation du bruit. La dynamique utile est donc un peu améliorée. La caractéristique de transfert est impaire, ce qui fait que le spectre de sortie contient peu d'harmoniques 2 et que le niveau d'intermodulation est plus faible.
Cet étage sous forme différentielle, comme l'étage dégénéré est intéressant pour augmenter le niveau admissible, lorsque les performances en bruit ne sont pas trop critiques. L'inconvénient de cet étage est de nécessiter un signal sous forme différentielle, ce qui est rarement le cas dans les systèmes HF, où le signal est souvent référencé à la masse.
De la même façon que dans le cas d'un étage comportant un seul transistor monté en base commune, l'étage différentiel peut être dégénéré par la mise en série d'une résistance entre chaque entrée différentielle de l'étage et chaque émetteur des deux transistors. Cela permet d'étendre la plage de linéarité d'entrée mais au détriment du facteur de bruit. Dans cette configuration le niveau admissible du signal d'entrée est accru mais la dynamique utile s'en trouve réduite.
Afin de pallier aux inconvénients de l'art antérieur l'invention propose un étage amplificateur dont la structure générale est la suivante : l'entrée est non différentielle mais référencée par rapport à un potentiel de référence (masse par exemple) ; l'entrée est de type base commune, c'est-à-dire qu'elle se fait sur l'émetteur d'un transistor d'entrée ; ce premier transistor convertit en variations de courant, avec une courbe de transfert non linéaire, en principe exponentielle pour les transistors bipolaires et quadratique pour les transistors à effet de champ, les variations de tension d'entrée ; ces variations de courant sont elles-mêmes recopiées avec changement de signe, dans une branche comportant un deuxième et un troisième transistors, puis elles sont converties en variations de tension, avec une courbe de transfert non linéaire, réciproque de la précédente, en principe logarithmique ou en racine carrée, par le troisième transistor, et la tension aux bornes du troisième transistor est utilisée comme contre-réaction appliquée à la base du premier transistor.
La recopie de courant (avec ou non la même amplitude) se fait de préférence en faisant parcourir le premier transistor par un courant imposé i, et en établissant une tension d'alimentation [Vbe2 + Vbe3 + (R1 + k.R2).i] aux bornes d'un ensemble en série d'une résistance de valeur R1 parcourue par le courant i, d'une jonction émetteur-base du deuxième transistor, d'une résistance de valeur R2, et du troisième transistor monté en diode, Vbe2 et Vbe3 étant les chutes de tension aux bornes des jonctions base-émetteur des deuxième et troisième transistors supposés parcourus par un courant k.i, k étant un rapport de courants désiré.
En effet, l'application d'une telle tension d'alimentation à cet ensemble en série impose le passage d'un courant k.i dans la deuxième résistance, et toute variation du courant i dans la première résistance de valeur R1 se répercute avec un signe opposé (avec une amplitude égale ou proportionnelle) dans la deuxième résistance de valeur R2.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ainsi que celles de certaines de ses variantes, apparaítront à la lecture de la description détaillée et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels :
  • la figure 1 représente un étage d'amplificateur selon l'invention comportant une sortie référencée ;
  • la figure 2 représente une première variante de l'étage d'amplification comportant une sortie différentielle ;
  • la figure 3 représente une deuxième variante de l'étage d'amplification cascodé ;
  • la figure 4 représente une troisième variante de l'étage d'amplification comportant un mélangeur de GILBERT.
La figure 1 représente un étage d'amplificateur selon l'invention comprenant deux branches dont la première comporte au moins une première résistance 11 de valeur R1 en série avec un premier transistor 21 et une source de courant 30 de valeur i, et dont la deuxième comporte au moins un deuxième transistor 22 en série avec une deuxième résistance 12 de valeur R2 et avec un troisième transistor 23, l'émetteur du troisième transistor 23 étant relié à un potentiel de référence Vo, l'entrée E de l'amplificateur étant reliée à l'émetteur du premier transistor 21 (par une capacité Cin par exemple), des moyens 40 pour appliquer aux deux branches un potentiel identique V1 dont la valeur prise par rapport au potentiel de référence Vo, est égale à [Vbe2 + Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe2 et Vbe3 étant respectivement les chutes de tension entre base et émetteur des deuxième et troisième transistors lorsqu'ils sont parcourus par un courant k.i, et k étant un rapport quelconque désiré entre le courant parcourant la deuxième branche et le courant parcourant la première, la base du deuxième transistor 22 étant reliée au collecteur du premier transistor 21, et la base du premier transistor 21 étant reliée à la base et au collecteur du troisième transistor 23.
Dans le cas où le deuxième transistor 22 et le troisième transistor 23 sont identiques, le potentiel identique V1 appliqué aux deux branches est égal à [2 Vbe3 + (R1 + k.R2).i].
Si nous considérons en plus que les résistances 11 et 12 sont de même valeur R1, le potentiel identique appliqué aux deux branches est [2 Vbe3 + (1+k) R1.i].
Dans le cas où tout en ayant un deuxième et troisième transistors identiques et des courants identiques dans les deux branches (k=1), le potentiel identique V1 appliqué est égal à [2 Vbe3 + (R1 + R2).i].
Considérons le cas particulier où les résistances 11 et 12 ont la même valeur R1 et k=1, le potentiel identique V1 appliqué aux deux branches sera égal à 2 [Vbe3 + R1 .i].
Dans ce dernier cas particulier, le courant dans le premier transistor 21 étant i au repos, la somme des courants de collecteurs du premier et troisième transistors (21 et 23) est constante. En effet, au repos la tension sur le collecteur du premier transistor 21 est égale à V1-R1.i.
La tension sur l'émetteur du deuxième transistor 22 est égale à V1-R1.i-Vbe3. La tension aux bornes de la deuxième résistance 12 est égale à V1-2Vbe3-R1.i comme V1 a une valeur égale à 2.(Vbe3+R1.i), la tension aux bornes de la deuxième résistance 12 vaut R1.i. Donc le courant dans la deuxième résistance 12 et par conséquent dans le troisième transistor 23 s'établit à i.
En présence d'un petit signal d'entrée Ve à l'entrée E de l'amplificateur, si le courant de collecteur du premier transistor 21 s'accroít d'une valeur Δi, la tension sur le collecteur du premier transistor 21 décroít de la valeur R1. Δi donc la tension aux bornes de la deuxième résistance 12 décroít de la même quantité. Le courant dans le troisième transistor 23 décroít donc de la valeur Δi. La somme des courants de collecteurs du premier et du troisième transistors 21 et 23 est donc constante. L'accroissement de la tension à l'éntrée E, cause de l'accroissement Δi du courant de collecteur i du premier transistor 21, se traduit donc par une diminution de la tension base émetteur Vbe3 du troisième transistor 23 de la même quantité.
La tension sur la base du premier et du troisième transistors varie donc comme la moitié du signal d'entrée Ve, en première approximation, dans le cas où les transistors 21 et 23 sont identiques.
L'accroissement du courant Δi s'établit donc à : Δi= (gm1)/2
Le gain en tension Av s'établit donc à : Av = (gm1.R1)/2 gm1 étant la transconductance du premier transistor 21.
L'impédance d'entrée Zin de l'amplificateur s'établit donc à Zin = 2 .(KT/q) . (1/i).
Lorsque le signal d'entrée Ve est de niveau important, la somme des courants de collecteur dans les transistors 21 et 23 étant constante, des limitations symétriques de signal existent lorsque le courant dans le collecteur d'un des transistors 21 ou 23 est égal à 2.i.
Entre ces deux extrêmes, un calcul complet montre que le signal de sortie varie en fonction du signal d'entrée selon une loi proche de la loi en tangente hyperbolique des amplificateurs différentiels.
Dans le domaine fréquentiel, un calcul complet montre des effets de compensation qui assurent un fonctionnement de la boucle de contre-réaction sans risque d'oscillations.
La caractéristique de transfert est impaire, ce qui garantit un niveau faible d'harmoniques paires. Cette caractéristique est linéaire sur une plage assez large ce qui garantit un faible niveau d'intermodulation.
Le signal en sortie de l'amplificateur peut être prélevé soit sur une première sortie Se connectée à un point de jonction entre la deuxième résistance 12 et l'émetteur du deuxième transistor 22, soit sur une seconde sortie Sc à un point de jonction entre le collecteur du premier transistor et une extrémité de la première résistance 11.
Si le signal de sortie est prélevé sur l'émetteur du deuxième transistor 22, l'impédance de sortie est beaucoup plus faible que si le signal est prélevé sur le collecteur du premier transistor 21 et la charge influe peu sur la bande passante.
Les moyens 40 pour appliquer un potentiel identique V1 aux deux branches et la source de courant 30 imposant le courant i peuvent être réalisés par différents moyens connus. Dans un circuit monolithique, on peut mettre à profit le bon appariement des composants et le fait que tous soient à la même température, pour créer le potentiel V1 à l'aide d'un asservissement. Le résultat est un peu plus complexe qu'une simple source de courant, mais ne concerne que des tensions et des courants continus et non le signal haute fréquence.
Performances de l'amplificateur selon l'invention :
L'étage de la figure 1 ayant été dimensionné de façon à présenter une impédance d'entrée de 50 ohms et un gain de 25 dB, on obtient un facteur de bruit de l'ordre de 6 décibels et une valeur de niveau du signal d'entrée pour obtenir un point de compression à 1 décibel, comparable à celui de l'étage classique en base commune.
Le niveau d'intermodulation d'ordre 3 en sortie de l'étage est 36 dB plus faible que pour l'étage classique. le niveau d'entrée pour produire le même niveau d'intermodulation est 12 dB plus important que pour l'étage classique.
Dans tous les cas, et surtout avec de grands signaux à l'entrée, le spectre du signal de sortie du nouvel étage linéarisé comporte beaucoup moins d'harmonique. Le niveau d'harmonique 2 est 30 dB plus bas avec le nouvel étage et le niveau des autres harmoniques, notamment l'harmonique 3 est très faible.
Le nouvel étage présente donc une amélioration significative de performances par rapport à l'art antérieur.
La figure 2 montre une première variante de l'étage de base de la figure 1.
Les courants de collecteur du premier transistor 21 et du deuxième transistor 22 sont en opposition de phase. Cette particularité peut être mise à profit pour récupérer le signal sous forme différentielle. Pour cette nouvelle configuration la deuxième branche comporte une troisième résistance 13, de valeur n.R1, n étant inférieur à 1, dont une extrémité est connectée au collecteur du deuxième transistor 22, et l'autre reçoit le potentiel V1 égal à [2Vbe3 +(R1 + k.R2).i], et la première résistance 11 de valeur R1 est constituée de la somme d'une résistance 11a de valeur (1-n).R1 reliée au collecteur du premier transistor 21, en série avec une résistance 11b de valeur n.R1, l'amplificateur comportant deux sorties différentielles, l'une Sd1 connectée au point de jonction de ces deux dernières résistances, et l'autre Sd2 connectée au collecteur du deuxième transistor 22.
La figure 3 montre l'étage de la figure 1 cascodé afin de diminuer les capacités d'entrée et de sortie de l'amplificateur. Dans cette variante, le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] est appliqué aux deux branches par les émetteurs d'un quatrième transistor 24 et d'un cinquième transistor 25, dont les bases sont reliées à un potentiel de base Vb égal à [Vbe4 + 2Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe4 étant la chute de tension base-émetteur du quatrième transistor 24 lorsqu'il est parcouru par le courant i, l'amplificateur comportant encore :
  • une quatrième résistance 14 connectée entre le collecteur du quatrième transistor et une source de tension V3,
  • une cinquième résistance 15 connectée entre le collecteur du cinquième transistor 25 et la source de tension V3,
  • et deux sorties différentielles Sd3 et Sd4 connectées respectivement aux collecteurs des quatrième et du cinquième transistors.
Il est également possible d'attaquer un mélangeur de GILBERT par les deux sorties en courant des deux branches sans passer par une conversion courant tension, ce qui permet une réduction significative de bruit. La figure 4 montre un schéma comportant un étage d'entrée mélangeur de GILBERT à faible consommation. Dans cette configuration, le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] est appliqué aux deux branches par les émetteurs d'un quatrième transistor 24 et d'un cinquième transistor 25 dont les bases sont reliées, l'amplificateur comportant encore :
  • une quatrième résistance 14 connectée entre le collecteur du quatrième transistor 24 et une source de tension V4,
  • une cinquième résistance 15 connectée entre le collecteur du cinquième transistor 25 et la source de tension V4,
  • un sixième transistor 26 dont l'émetteur est relié à l'émetteur du quatrième transistor 24 et le collecteur est relié au collecteur du cinquième transistor 25,
  • un septième transistor 27 dont l'émetteur est relié à l'émetteur du cinquième transistor 25 et le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor 24, les bases des sixième et septième transistors étant reliées,
Des sorties différentielles Sd5 et Sd6 connectées respectivement aux collecteurs des quatrième et cinquième transistors, la base du quatrième transistor et la base du sixième transistor recevant des tensions différentielles alternatives V01 et V02 ayant un potentiel de mode commun V5 fixe égal à [Vbe4 + 2Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe4 étant la chute de tension base-émetteur du quatrième transistor 24 lorsqu'il est parcouru par le courant i.
Dans tous les cas des schémas décrits précédemment la source de courant 30 placée à une extrémité de la première branche, sera connectée à un potentiel Vd inférieur au potentiel de référence Vo appliqué à l'autre extrémité de la première branche.
Les transistors utilisés dans les schémas qui précèdent sont des transistors NPN. Des schémas identiques seraient utilisables avec des transistors PNP en inversant les polarités des alimentations.
Les schémas qui ont été décrits précédemment utilisent des transistors bipolaires. Ces schémas sont cependant transposables en technologie MOS, tous les transistors de circuits pouvant être remplacés par des transistors à effet de champ. La base, l'émetteur et le collecteur des transistors doivent alors être interprétés comme pouvant signifier soit la base, l'émetteur et le collecteur si les transistors sont bipolaires soit la grille, la source et le drain respectivement si les transistors sont des transistors à effet de champ.
Le fonctionnement est pratiquement identique, à l'exception du fait que la conversion tension-courant, qui est de type exponentiel pour un transistor bipolaire, devient de type quadratique pour un transistor à effet de champ.

Claims (11)

  1. Amplificateur à entrée non différentielle, comprenant deux branches dont la première comporte au moins une première résistance (11) de valeur R1 en série avec un premier transistor (21) et une source de courant (30) de valeur i, et dont la deuxième comporte au moins un deuxième transistor (22) en série avec une deuxième résistance (12) de valeur R2 et avec un troisième transistor (23), l'émetteur du troisième transistor (23) étant relié à un potentiel de référence Vo, l'entrée (E) de l'amplificateur étant reliée à l'émetteur du premier transistor (21), des moyens (40) pour appliquer aux deux branches un potentiel identique V1 dont la valeur prise par rapport au potentiel de référence Vo, est égale à [Vbe2 + Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe2 et Vbe3 étant respectivement les chutes de tension entre base et émetteur des deuxième et troisième transistors lorsqu'ils sont parcourus par un courant k.i, et k étant un rapport quelconque désiré entre le courant parcourant la deuxième branche et le courant parcourant la première, la base du deuxième transistor (22) étant reliée au collecteur du premier transistor (21), et la base du premier transistor (21) étant reliée à la base et au collecteur du troisième transistor (23).
  2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deuxième et troisième transistors sont identiques et le potentiel identique V1 appliqué aux deux branches est égal à [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i].
  3. Amplificateur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la première résistance (11) et la deuxième résistance (12) sont de même valeur R1 et le potentiel identique appliqué aux deux branches est [2Vbe3 + (1 + k).R1.i].
  4. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le rapport k est égal à 1, les courants dans les deux branches étant identiques, et le potentiel identique appliqué est [2Vbe3 + (R1 + R2).i]
  5. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la source de courant (30), placée à une extrémité de la première branche, est connectée à un potentiel Vd inférieur au potentiel de référence Vo appliqué à l'autre extrémité de la première branche.
  6. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il possède une première sortie Se connectée à un point de jonction entre la deuxième résistance (12) et l'émetteur du deuxième transistor (22), le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] étant appliqué au collecteur du deuxième transistor.
  7. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il possède une seconde sortie Sc connectée à un point de jonction entre le collecteur du premier transistor et une extrémité de la première résistance (11), le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] étant appliqué à l'autre extrémité de la résistance.
  8. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la deuxième branche comporte une troisième résistance (13), de valeur n.R1, n étant inférieur à 1, dont une extrémité est connectée au collecteur du deuxième transistor (22), et l'autre reçoit le potentiel V1 égal à [2Vbe3 +(R1 + k.R2).i], et la première résistance (11) de valeur R1 est constituée de la somme d'une résistance (11a) de valeur (1-n).R1 reliée au collecteur du premier transistor (21), en série avec une résistance (11b) de valeur n.R1, l'amplificateur comportant deux sorties différentielles, l'une (Sd1) connectée au point de jonction de ces deux dernières résistances, et l'autre (Sd2) connectée au collecteur du deuxième transistor (22).
  9. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] est appliqué aux deux branches par les émetteurs d'un quatrième transistor (24) et d'un cinquième transistor (25), dont les bases sont reliées à un potentiel de base Vb égal à [Vbe4 + 2Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe4 étant la chute de tension base-émetteur du quatrième transistor (24) lorsqu'il est parcouru par le courant i, l'amplificateur comportant encore :
    une quatrième résistance (14) connectée entre le collecteur du quatrième transistor (24) et une source de tension (V3),
    une cinquième résistance (15) connectée entre le collecteur du cinquième transistor (25) et la source de tension (V3),
    et deux sorties différentielles (Sd3) et (Sd4) connectées respectivement aux collecteurs des quatrième et cinquième transistors (24, 25).
  10. Amplificateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le potentiel [2Vbe3 + (R1 + k.R2).i] est appliqué aux deux branches par les émetteurs d'un quatrième transistor (24) et d'un cinquième transistor (25) dont les bases sont reliées, l'amplificateur comportant encore :
    une quatrième résistance (14) connectée entre le collecteur du quatrième transistor (24) et une source de tension (V4),
    une cinquième résistance (15) connectée entre le collecteur du cinquième transistor (25) et la source de tension (V4),
    un sixième transistor (26) dont l'émetteur est relié à l'émetteur du quatrième transistor (24) et le collecteur est relié au collecteur du cinquième transistor (25),
    un septième transistor (27) dont l'émetteur est relié à l'émetteur du cinquième transistor (25) et le collecteur est relié au collecteur du quatrième transistor (24), les bases des sixième et septième transistors étant reliées,
    des sorties différentielles (Sd5) et (Sd6) connectées respectivement aux collecteurs des quatrième et cinquième transistors, la base du quatrième transistor et la base du sixième transistor recevant des tensions différentielles alternatives V01 et V02 ayant un potentiel de mode commun V5 fixe égal à [Vbe4 + 2Vbe3 + (R1 + k.R2).i], Vbe4 étant la chute de tension base-émetteur du quatrième transistor (24) lorsqu'il est parcouru par le courant i.
  11. Etage amplificateur comprenant une entrée non différentielle, référencée par rapport à un potentiel de référence, l'entrée étant de type base commune, c'est-à-dire qu'elle se fait sur l'émetteur d'un transistor d'entrée, ce premier transistor convertissant en variations de courant, avec une courbe de transfert non linéaire, en principe exponentielle pour les transistors bipolaires et quadratique pour les transistors à effet de champ, les variations de tension d'entrée, ces variations de courant étant elles-mêmes recopiées avec changement de signe dans une branche comportant un deuxième et un troisième transistors, puis converties en variations de tension, avec une courbe de transfert non linéaire, réciproque de la précédente, en principe logarithmique ou en racine carrée, par le troisième transistor, et la tension aux bornes du troisième transistor étant utilisée comme contre-réaction appliquée à la base du premier transistor, la recopie de courant étant effectuée en faisant parcourir le premier transistor par un courant imposé i, et en établissant une tension d'alimentation [Vbe2+Vbe3 +(R1 +k.R2).i] aux bornes d'un ensemble en série d'une résistance de valeur R1 parcourue par le courant i, d'une jonction émetteur-base du deuxième transistor, d'une résistance de valeur R2, et du troisième transistor monté en diode, Vbe2 et Vbe3 étant les chutes de tension aux bornes des jonctions base-émetteur des deuxième et troisième transistors supposés parcourus par un courant k.i, k étant un rapport de courants désiré.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002050999A1 (fr) * 2001-11-14 2002-06-27 Eugene Sergeyevich Aleshin Amplificateur de puissance
FR2840466B1 (fr) * 2002-05-31 2004-07-16 Atmel Grenoble Sa Amplificateur haute frequence en circuit integre

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1383598A (en) * 1972-02-17 1974-02-12 Marconi Co Ltd Amplifiers
US5285143A (en) * 1991-08-06 1994-02-08 International Business Machines Corporation Measurement of load current in a multi-phase power amplifier
EP0765028A2 (fr) * 1995-09-20 1997-03-26 Plessey Semiconductors Limited Dispositifs amplificateurs

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4374363A (en) * 1980-11-03 1983-02-15 Previti Frank R Balanced impedance coupler
US4511857A (en) * 1982-09-17 1985-04-16 Gunderson Steven J Output following intermediate cascode circuit
US4677392A (en) * 1985-12-16 1987-06-30 Hughes Aircraft Company Cascaded internal impedance dependent amplifier with accurate variable gain control
FR2645370B1 (fr) * 1989-04-04 1991-05-31 Thomson Composants Militaires Circuit d'amplification a gain commande de maniere lineaire
FR2657719B1 (fr) * 1990-01-30 1994-08-26 Thomson Composants Militaires Circuit d'echantillonnage de signaux analogiques.
JP2564719Y2 (ja) * 1990-08-20 1998-03-09 ソニー株式会社 広帯域増幅回路
FR2672750B1 (fr) * 1991-02-08 1996-12-20 Thomson Composants Militaires Circuit d'amplification a commande de gain exponentielle.
FR2688361A1 (fr) * 1992-03-03 1993-09-10 Thomson Composants Militaires Etage de sortie push-pull pour amplificateur en circuit integre.
FR2714237B1 (fr) * 1993-12-17 1996-01-26 Thomson Csf Semiconducteurs Amplificateur à gain variable.

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1383598A (en) * 1972-02-17 1974-02-12 Marconi Co Ltd Amplifiers
US5285143A (en) * 1991-08-06 1994-02-08 International Business Machines Corporation Measurement of load current in a multi-phase power amplifier
EP0765028A2 (fr) * 1995-09-20 1997-03-26 Plessey Semiconductors Limited Dispositifs amplificateurs

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
WHITE D J: "ANALOGUE FRONT END ELECTRONICS FOR THE ZEUS CENTRAL TRACKING DETECTOR", NUCLEAR SCIENCE SYMPOSIUM CONFERENCE RECORD, ARLINGTON, OCT. 22 - 27, 1990, vol. 1 OF 2, 22 October 1990 (1990-10-22), SMITH G C, pages 580 - 583, XP000232353 *

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FR2761834B1 (fr) 1999-10-22

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