EP0860893A1 - Ensemble d'antennes concentriques pour des ondes hyperfréquences - Google Patents

Ensemble d'antennes concentriques pour des ondes hyperfréquences Download PDF

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EP0860893A1
EP0860893A1 EP98400436A EP98400436A EP0860893A1 EP 0860893 A1 EP0860893 A1 EP 0860893A1 EP 98400436 A EP98400436 A EP 98400436A EP 98400436 A EP98400436 A EP 98400436A EP 0860893 A1 EP0860893 A1 EP 0860893A1
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EP
European Patent Office
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antenna
housing
assembly according
ring
center
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP98400436A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Hervé Legay
Thierry Rostan
Frédéric Croq
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Alcatel Lucent SAS
Original Assignee
Alcatel SA
Alcatel Alsthom Compagnie Generale dElectricite
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Filing date
Publication date
Application filed by Alcatel SA, Alcatel Alsthom Compagnie Generale dElectricite filed Critical Alcatel SA
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H01Q1/521—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas
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    • H01Q1/521—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas
    • H01Q1/523—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas between antennas of an array
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
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    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
    • H01Q5/42—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements using two or more imbricated arrays

Definitions

  • the invention relates to a set of antennas transmission or reception of waves in the microwave domain.
  • the antennas provided for a band frequencies are not optimized for another band of frequencies. This is why we usually provide an antenna by frequency band.
  • this multiplication of antennas poses problems of congestion, in particular for the space applications.
  • the invention starts from the observation that the purity of signals emitted by an assembly with at least two concentric antennas is not always satisfactory and that the origin of the disturbance is found in the antenna signal transmission central to the peripheral antenna.
  • the invention is characterized in that, between a indoor antenna, for example central, and an antenna concentric further from the center, a means is provided for prevent or attenuate the propagation of indoor antenna waves to the other antenna.
  • Said means is for example a quarter wave trap, tuned to the wavelength of the signals provided for the antenna interior.
  • each antenna has a conductive housing having walls extending substantially parallel to the axis of the antenna, the trap being formed in the interval separating the outer wall of the inner antenna housing of the wall inside the annular housing of the peripheral antenna.
  • the interval has a length, in the direction of the axis, about a quarter of the wavelength of signals to be transmitted by the indoor antenna.
  • the propagation of waves from the cavity housing the indoor antenna towards the cavity housing the other antenna limits the origin of the radiation of the upper band antenna.
  • the exterior wall of the interior antenna housing forms, in one embodiment, a single piece with the inner wall of the peripheral antenna housing. These two single-piece walls define a closed toroidal volume of side and open on the other. At the bottom of this toric volume, we can have a conductive crown to adjust the length of the trap.
  • the invention is not limited to the combination of two concentric antennas.
  • the antenna shown in Figure 1 is intended for receive or transmit microwave signals in two bands, namely, on the one hand, the S band at 2 GHz and, on the other hand, the UHF band at 400 MHz.
  • This antenna is mainly intended to be located on small satellites, such as satellites assigned to the location of objects or for missions measurement or remote control with conventional satellites. Because of this application, it must present a small footprint, wide angular coverage for both frequency bands as well as circular polarization with a suitable ellipticity rate over this wide angular coverage, especially for the most distant orientations from the axis.
  • the antenna 10 shown in FIG. 1 is of the type combined. It is formed by the association of two planar antennas concentric, respectively 14 and 16. Each of the antennas 14 and 16 and the assembly 10 have an axis 12 of symmetry of rotation.
  • the central antenna 14, of smaller dimensions, is for the 2 GHz S-band and the outdoor antenna 16, of larger dimensions, is intended for the UHF band at 400 MHz.
  • Each of the individual antennas 14, 16 has a dielectric substrate, respectively 18 and 20, on which is deposited a conductive ring, respectively 22 and 24. Both rings 22 and 24 are centered on axis 12.
  • Each of the substrates is enclosed in a metal housing of cylindrical shape with an axis 12.
  • the housing for the antenna 14 has the reference 25 and the housing for the antenna 16 has the reference 26.
  • the latter housing is limited, of a on the one hand, by a cylindrical outer wall 26 1 and, on the other hand, by an inner cylindrical wall 26 2 at a short distance from the wall of the housing 25.
  • the space 28 formed between the wall of the housing 25 and the wall 26 2 has a length (in the direction of the axis 12) equal to a quarter of the length of the S-band waves, that is to say 35 mm about. It is open, in 29, on the side where the emission occurs. It constitutes a trap intended to prevent the propagation of leakage currents from the ring 22 to the ring 24.
  • a metal filling ring 36 can be arranged at the bottom of the space 28 to adjust the length (parallel to axis 12) of this space 28 so that it is equal to the quarter of the wavelength of the S band.
  • the walls 25 and 26 2 can be formed from the same sheet of metal.
  • a metal ring or crown 30 Around the housing 26, substantially in the plane of the ring 24, and therefore perpendicular to the axis 12, is a metal ring or crown 30.
  • the inner rim 32 of the crown 30 is connected to a skirt 34 moving away, on the one hand, from the crown 30 in the direction from the bottom of the housing 26 and, on the other hand, from the axis 12.
  • the angle formed, in the plane of Figure 1, by the plane of the crown 30 and the skirt 34 is of the order of 45 °.
  • the ring 22 radiates in a cone of axis 12 of half angle at the top ⁇ equal to about 60 °. However, there is still a radiation outside this cone.
  • the purpose of crown 30 is to diffract waves deflected outward to increase omnidirectionality antenna 14.
  • the crown 30 tended to degrade the circular polarization of the radiation, that is, to degrade the rate of ellipticity.
  • the experience has shown that the skirt 34 made it possible to maintain a rate of ellipticity waves with circular polarization close to 1, especially for directions forming a large angle with axis 12.
  • the ellipticity rate can be adjusted empirically by varying the orientation of the skirt 34, that is to say the angle that it forms with the plane of the crown 30 as well as by making vary its dimensions.
  • the outer edge 34 1 of the skirt 34 is further from the axis 12 than the outer edge 30 1 of the crown 30.
  • the inside diameter of the crown 30 is 256 mm, its outside diameter 300 mm, while the outer diameter of the skirt 34 - which has a generally frustoconical shape - is 348 mm.
  • Skirt 34 is thought to create wave diffraction in S-band which opposes the negative effect of the diffracting crown 30 on the ellipticity rate of S-band waves
  • housings or cavities 25 and 26 contribute to symmetrizing the radiation diagram around axis 12 and to improve the ellipticity rate.
  • the dielectric substrates 18 and 20 have a relative dielectric permittivity ⁇ r of the order of 2.5. As indicated above, the higher this dielectric permittivity, the more the dimensions of the antennas can be reduced. However, the increase in the dielectric constant is unfavorable for maintaining the circular polarization. This is why, in the example, the constant ⁇ r does not exceed the value 2.5.
  • Figures 1a, 1b and 1c are diagrams allowing to highlight the advantages, on the one hand, of the quarter trap wave formed by the annular space 28 and, on the other hand, diffracting elements 30 and 34.
  • Figure 1a is a diagram for a similar antenna to that of Figure 1 but lacking, on the one hand, the quarter trap wave 28 and, on the other hand, diffracting elements 30 and 34.
  • Curve 40 corresponds to normal polarization and the curves 41 correspond to the cross polarization.
  • the purity of circular polarization is all the greater as large difference between curves 40 and 41.
  • the emission weakens appreciably as soon as moves away from axis 12.
  • Figure 1b corresponds to an antenna similar to that of figure 1, with a quarter-wave trap 28, however deprived diffracting elements 30 and 34.
  • FIG. 1c corresponds to the antenna shown in FIG. 1, with a quarter-wave trap 28, the crown 30 and the skirt 34. It can be seen, compared with FIG. 1b, that omnidirectionality is everything quite satisfactory up to an angle ⁇ of 60 °. In addition, the purity of circular polarization is significantly improved between the angles 30 ° and 60 °, the distance between the curves 40 2 and 41 2 being significantly greater.
  • the compactness of the antenna is increased by giving a crenellated shape or by meanders at rings 22 and 24.
  • the ring 22 comprises, regularly distributed around the axis 12, eight internal segments 46 1 to 46 8 alternated with eight external segments 48 1 to 48 8 . These segments 46 and 48 in the form of arcs of circles are connected at their ends by rectilinear segments 50, of radial directions. Thus, in this example, the radial segments are sixteen.
  • the ring 24 is homothetic with the ring 22.
  • the guided wavelength of the radiation to be transmitted is directly proportional to the electrical length of the ring resonant antenna 14 (14 ') or 16 (16'). This length electric is equal to the sum of the lengths of all segments 46, 48 and 50.
  • an antenna according to the invention has a smaller footprint than a shaped antenna simply circular. Indeed, we note that, compared to a circular ring with the same diameter as the circle on which are arranged the segments 48, the electrical length is increased by approximately the sum of the lengths of the segments 50.
  • the longer the length of the segments 50 is large and the more the efficiency of the antenna decreases.
  • the antenna radiation impedance decreases because the ribbon metallic further obscures the opening; so the proportion of energy dissipated in the conductor or the dielectric is more important. It is therefore preferable that the ratio between the diameter outside and inside diameter be at most around of two.
  • Figure 4 shows, in exploded perspective, the various components of the antenna combined with 22 'rings and 24 ′ of the type of those in FIG. 3.
  • the crown 30 and the skirt 34 inclined at 45 ° constitute a single piece holding 50.
  • the 24 'and 22' rings are made by engraving on dielectric substrates, respectively 18 and 20, of a material called "polypenco".
  • the rings 22 'and 24' separated from the substrates 18 and 20; but it goes from these rings are deposited on the respective substrates 18 and 20.
  • a coaxial cable 60 passes through the bottom 52 of the housing 25 to bring the excitation signal to the distributor 54.
  • the role of the latter is to distribute, with appropriate phase shifts, the excitation signal between the four exterior segments 48 'of the 14 'ring.
  • a distributor 58 is arranged between the bottom 56 of the housing 26 and the dielectric 20 .
  • a coaxial cable 62 crosses the bottom 56 to bring the UHF excitation signal to the distributor 58 which distributes, with appropriate phase shifts, this excitation signal between the four outer segments of the ring 24 '.
  • FIGS 5, 6 and 7 show the distributor 54.
  • the circuits 64 shown in FIGS. 5 and 6, allow, from the excitation signal provided by the coaxial 60, to obtain a circular polarization. To this end, they supply the four exterior segments 48 ′ with phase shifts successive 90 °.
  • the signal brought by the coaxial 60 is applied to an input 66 which, as shown in FIG. 5, is connected to the input of a 180 ° phase shifter 70 via a transformer 68.
  • the output 70 1 without phase shift of the phase shifter 70 is connected to a port 74 which is itself connected to a 90 ° phase shifter 78 via a transformer 76.
  • the output 70 2 with 180 ° phase shift from the phase shifter 70 is connected to a another port 80, which is connected to a second 90 ° phase shifter 84 by means of a transformer 82.
  • the output 78 1 without phase shift of the phase shifter 78 is connected to a first output 90 1 of the circuit 64 via a transformer 86 and an adapter 88.
  • the output 90 1 is connected to a first external segment of the 22 'ring.
  • the 90 ° phase shift output 78 2 of the phase shifter 78 is connected to a second output 90 2 , via another transformer and another adapter.
  • the outlet 90 2 is connected to a second outer segment of the ring 22 '.
  • phase-free output 84 1 of the phase shifter 84 is connected to the third output 90 3 via a transformer and an adapter.
  • This outlet 90 3 is connected to a third outer segment of the ring 22 '.
  • the output 84 2 of 90 ° phase shift from the phase shifter 84 is connected to the fourth output 90 4 of the circuit 64 by means of a transformer and an adapter.
  • This outlet 90 4 is connected to a fourth outer segment of the ring 22 '.
  • the signal on output 90 1 is in phase with the input signal on the first port 66, while the signals on outputs 90 2 , 90 3 and 90 4 are phase shifted by 90 °, 180 ° and 270 ° respectively. relative to the input signal.
  • the outlets 90 1 to 90 4 are located on the periphery of the cutouts and regularly distributed; these outputs are in line with the outer segments of the ring 22 'to which they are connected.
  • the cutouts metallic are sandwiched between dielectric distributors, 102 and 104 respectively.
  • each output 90 of circuit 64 is effected by means of a probe 92.
  • Four probes are therefore provided. In FIG. 7, the probe 92 1 is shown .
  • the distributor 64, 102, 104 is enclosed in a housing metallic 106 constituting a trap preventing excitation of surface waves on the distributor.
  • circuit 64 is made using metal engravings on a substrate.
  • a diffraction ring 30 surrounds the outermost antenna and this crown 30 is integral with a skirt 34 oriented substantially at 45 ° relative to the plane of the crown 30.
  • a quarter trap wave 28 prevents the propagation of a leakage current from the cavity excited towards the surrounding cavities.
  • a quarter wave trap 116 prevents the propagation of a current of leak to antenna 114.
  • the trap 116 is of greater length (along the axis) that the trap 28 because it is intended to eliminate lengths wave, those of the signals emitted by the antenna 112.
  • a number of antennas can be provided concentric greater than three.
  • FIG. 9 represents a resonant annular cavity which applies more particularly to a slot antenna.
  • this example could apply also to a resonant ring antenna formed by a conductor metallic.
  • the ring 130 is constituted by a slot 132 in a metallic conductor 134.
  • This ring 130 forms meanders each having substantially the shape of a petal. Number of petals is, in this embodiment, equal to 8.
  • the excitation be performed on the outer segments using a coaxial cable, it is also possible to provide excitation by coupling proximity with a microstrip line or with a slit in the ground plane, that is to say in a bottom of the cavity.

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Abstract

L'invention se rapporte à un ensemble à deux antennes concentriques pour deux bandes de fréquences du domaine des hyperfréquences. Cet ensemble comporte, entre les deux antennes concentriques (14, 16), un moyen (28), tel qu'un piège quart d'onde, pour éliminer ou atténuer la propagation des ondes de l'antenne la plus proche du centre (14) vers l'antenne plus éloignée (16). Ainsi, les signaux de chaque antenne ne sont pas perturbés par les signaux de l'autre antenne. <IMAGE>

Description

L'invention est relative à un ensemble d'antennes d'émission ou de réception d'ondes du domaine des hyperfréquences.
Pour un certain nombre d'applications, il est nécessaire d'émettre ou de recevoir des ondes hyperfréquences selon plusieurs bandes. En général, les antennes prévues pour une bande de fréquences ne sont pas optimisées pour une autre bande de fréquences. C'est pourquoi on prévoit habituellement une antenne par bande de fréquences. Cependant, cette multiplication des antennes pose des problèmes d'encombrement, notamment pour les applications spatiales. Pour réduire l'encombrement, il est connu de disposer les antennes concentriquement, l'antenne centrale étant destinée aux fréquences les plus élevées.
L'invention part de la constatation que la pureté des signaux émis par un ensemble à au moins deux antennes concentriques n'est pas toujours satisfaisante et que l'origine de la perturbation se trouve dans la transmission de signaux de l'antenne centrale vers l'antenne périphérique.
L'invention est caractérisée en ce que, entre une antenne intérieure, par exemple centrale, et une antenne concentrique plus éloignée du centre, on prévoit un moyen pour empêcher ou atténuer la propagation des ondes de l'antenne intérieure vers l'autre antenne.
Ledit moyen est par exemple un piège quart d'onde, accordé sur la longueur d'onde des signaux prévus pour l'antenne intérieure.
Dans un mode de réalisation, particulièrement simple, chaque antenne comporte un logement conducteur présentant des parois s'étendant de façon sensiblement parallèle à l'axe de l'antenne, le piège étant formé dans l'intervalle séparant la paroi extérieure du logement de l'antenne intérieure de la paroi interne du logement annulaire de l'antenne périphérique. Dans ce cas, il suffit que l'intervalle ait une longueur, dans la direction de l'axe, d'environ le quart de la longueur d'onde des signaux à émettre par l'antenne intérieure.
Ainsi, avec l'invention, on atténue la propagation des ondes de la cavité logeant l'antenne intérieure vers la cavité logeant l'autre antenne. On limite ainsi l'origine du rayonnement de l'antenne de bande supérieure.
La paroi extérieure du logement de l'antenne intérieure forme, dans une réalisation, une pièce d'un seul tenant avec la paroi intérieure du logement de l'antenne périphérique. Ces deux parois en une seule pièce délimitent un volume torique fermé d'un côté et ouvert de l'autre. Dans le fond de ce volume torique, on peut disposer une couronne conductrice pour ajuster la longueur du piège.
L'invention n'est pas limitée à l'association de deux antennes concentriques. Dans une réalisation, on prévoit des antennes concentriques supplémentaires, et entre deux antennes adjacentes, on prévoit un moyen pour empêcher la transmission des signaux à la fréquence de l'antenne la plus intérieure vers l'antenne la plus extérieure.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront avec la description de certains de ses modes de réalisation, celle-ci étant effectuée en se référant aux dessins ci-annexés sur lesquels :
  • la figure 1 est un schéma en coupe d'une antenne selon l'invention, utilisable pour deux bandes de fréquences,
  • les figures 1a, 1b et 1c sont des diagrammes mettant en évidence des avantages de l'antenne de la figure 1,
  • la figure 2 est un schéma en plan d'un anneau d'une antenne conforme à l'invention,
  • la figure 3 est un schéma en plan des deux anneaux d'une antenne selon l'invention, mais pour un autre mode de réalisation,
  • la figure 4 est un schéma en perspective éclatée d'une antenne du type de celle de la figure 1,
  • la figure 5 est un schéma électrique d'alimentation d'un anneau de l'antenne de la figure 4,
  • la figure 6 est un schéma correspondant à un mode de réalisation de la figure 5,
  • la figure 7 est un schéma correspondant aussi à un mode de réalisation de la figure 5,
  • la figure 8 est un schéma simplifié correspondant à celui de la figure 1, mais pour une variante, et
  • la figure 9 est un schéma en plan d'un anneau pour une variante.
    • L'antenne représentée sur la figure 1 est destinée à recevoir ou émettre des signaux hyperfréquences selon deux bandes, à savoir, d'une part, la bande S à 2 GHz et, d'autre part, la bande UHF à 400 MHz.
    Cette antenne est principalement destinée à être implantée sur des satellites de petite taille, tels que des satellites affectés à la localisation d'objets ou pour des missions de mesure ou de télécommande avec des satellites conventionnels. Du fait de cette application, elle doit présenter un encombrement réduit, une large couverture angulaire pour les deux bandes de fréquences ainsi qu'une polarisation circulaire avec un taux d'ellipticité convenable sur cette large couverture angulaire, notamment pour les orientations les plus éloignées de l'axe.
    L'antenne 10 représentée sur la figure 1 est du type combiné. Elle est formée par l'association de deux antennes planaires concentriques, respectivement 14 et 16. Chacune des antennes 14 et 16 et l'ensemble 10 présentent un axe 12 de symétrie de rotation. L'antenne centrale 14, de plus petites dimensions, est destinée à la bande S à 2 GHz et l'antenne extérieure 16, de plus grandes dimensions, est destinée à la bande UHF à 400 MHz.
    Chacune des antennes individuelles 14, 16 comporte un substrat diélectrique, respectivement 18 et 20, sur lequel est déposé un anneau conducteur, respectivement 22 et 24. Les deux anneaux 22 et 24 sont centrés sur l'axe 12.
    Des exemples de réalisation des anneaux conducteurs 22 et 24 seront décrits ci-après en relation avec les figures 2 et 3.
    Chacun des substrats est enfermé dans un logement métallique de forme cylindrique d'axe 12. Le logement pour l'antenne 14 a la référence 25 et le logement pour l'antenne 16 a la référence 26. Ce dernier logement est limité, d'une part, par une paroi extérieure cylindrique 261 et, d'autre part, par une paroi cylindrique intérieure 262 à faible distance de la paroi du logement 25.
    L'espace 28 ménagé entre la paroi du logement 25 et la paroi 262 a une longueur (dans la direction de l'axe 12) égale au quart de la longueur des ondes en bande S, c'est-à-dire 35 mm environ. Il est ouvert, en 29, du côté où se produit l'émission. Il constitue un piège destiné à empêcher la propagation des courants de fuite de l'anneau 22 vers l'anneau 24.
    Un anneau métallique de remplissage 36 peut être disposé au fond de l'espace 28 pour ajuster la longueur (parallèlement à l'axe 12) de cet espace 28 afin qu'elle soit égale au quart de la longueur d'onde de la bande S.
    Les parois 25 et 262 peuvent être formées à partir de la même feuille de métal.
    Autour du logement 26, sensiblement dans le plan de l'anneau 24, et donc perpendiculaire à l'axe 12, se trouve un anneau ou couronne métallique 30.
    Le rebord intérieur 32 de la couronne 30 se raccorde à une jupe 34 s'éloignant, d'une part, de la couronne 30 en direction du fond du logement 26 et, d'autre part, de l'axe 12. Dans un exemple l'angle formé, dans le plan de la figure 1, par le plan de la couronne 30 et la jupe 34 est de l'ordre de 45°.
    L'anneau 22 rayonne dans un cône d'axe 12 de demi-angle au sommet  égal à environ 60°. Il subsiste cependant un rayonnement extérieur à ce cône. La couronne 30 a pour but de diffracter les ondes déviées vers l'extérieur afin d'augmenter l'omnidirectionnalité de l'antenne 14.
    Cependant, on a constaté que la couronne 30 avait tendance à dégrader la polarisation circulaire du rayonnement, c'est-à-dire à dégrader le taux d'ellipticité. L'expérience a montré que la jupe 34 permettait de conserver un taux d'ellipticité des ondes à polarisation circulaire proche de 1, surtout pour les directions formant un grand angle avec l'axe 12.
    Le taux d'ellipticité peut être réglé empiriquement en faisant varier l'orientation de la jupe 34, c'est-à-dire l'angle qu'elle forme avec le plan de la couronne 30 ainsi qu'en faisant varier ses dimensions.
    L'arête extérieure 341 de la jupe 34 est plus éloignée de l'axe 12 que l'arête extérieure 301 de la couronne 30.
    Dans un exemple, le diamètre intérieur de la couronne 30 est de 256 mm, son diamètre extérieur de 300 mm, tandis que le diamètre extérieur de la jupe 34 - qui a une forme générale tronconique - est de 348 mm.
    On pense que la jupe 34 crée une diffraction des ondes en bande S qui s'oppose à l'effet négatif de la couronne diffractante 30 sur le taux d'ellipticité des ondes en bande S.
    Il est à noter que les logements ou cavités 25 et 26 contribuent à symétriser le diagramme de rayonnement autour de l'axe 12 et à améliorer le taux d'ellipticité.
    Dans l'exemple, les substrats diélectriques 18 et 20 présentent une permittivité diélectrique relative εr de l'ordre de 2,5. Comme indiqué ci-dessus, plus cette permittivité diélectrique est élevée, plus les dimensions des antennes peuvent être réduites. Cependant, l'augmentation de la constante diélectrique est défavorable au maintien de la polarisation circulaire. C'est pourquoi, dans l'exemple, la constante εr ne dépasse pas la valeur 2,5.
    Les figures 1a, 1b et 1c sont des diagrammes permettant de mettre en évidence les avantages, d'une part, du piège quart d'onde constitué par l'espace annulaire 28 et, d'autre part, des éléments diffractants 30 et 34.
    Sur chacun de ces diagrammes, on a porté en abscisses, l'élévation  (en degrés), c'est-à-dire le demi-angle du cône d'émission d'axe 12, et en ordonnées, les amplitudes en décibels des rayonnements en polarisation normale et en polarisation croisée.
    La figure 1a est un diagramme pour une antenne analogue à celle de la figure 1 mais dépourvue, d'une part, du piège quart d'onde 28 et, d'autre part, des éléments diffractants 30 et 34.
    La courbe 40 correspond à la polarisation normale et les courbes 41 correspondent à la polarisation croisée. La pureté de la polarisation circulaire est d'autant plus grande qu'est grand l'écart entre les courbes 40 et 41. On voit ainsi que pour un angle  de 0°, c'est-à-dire selon l'axe 12, l'émission est selon une polarisation circulaire. Par contre, quand on s'éloigne de l'axe 12, la polarisation circulaire se dégrade notablement.
    En outre, l'émission s'affaiblit sensiblement dès qu'on s'éloigne de l'axe 12.
    La figure 1b correspond à une antenne analogue à celle de la figure 1, avec un piège 28 quart d'onde, cependant dépourvue des éléments diffractants 30 et 34.
    On constate que l'omnidirectionnalité ainsi que la pureté de polarisation circulaire sont améliorés par rapport au cas de la figure la. Toutefois, la pureté de polarisation circulaire n'est pas entièrement satisfaisante entre 30° et 60°, la distance entre les courbes 411 et 401 restant relativement faible.
    Le diagramme de la figure 1c correspond à l'antenne représentée sur la figure 1, avec un piège quart d'onde 28, la couronne 30 et la jupe 34. On constate, par rapport à la figure 1b, que l'omnidirectionnalité est tout à fait satisfaisante jusqu'à un angle  de 60°. En outre, la pureté de polarisation circulaire est nettement améliorée entre les angles 30° et 60°, la distance entre les courbes 402 et 412 étant sensiblement plus importante.
    Selon une disposition de l'invention, la compacité de l'antenne est augmentée en conférant une forme crénelée ou en méandres aux anneaux 22 et 24.
    Dans l'exemple de la figure 2, l'anneau 22 comporte, régulièrement répartis autour de l'axe 12, huit segments internes 461 à 468 alternés avec huit segments externes 481 à 488. Ces segments 46 et 48 en forme d'arcs de cercles se raccordent à leurs extrémités par des segments rectilignes 50, de directions radiales. Ainsi, les segments radiaux sont, dans cet exemple, au nombre de seize. Bien que non représenté sur la figure 2, l'anneau 24 est homothétique de l'anneau 22.
    Dans l'exemple de la figure 3, on prévoit, pour les antennes S 22' et UHF 24', quatre segments internes et quatre segments externes.
    La longueur d'onde guidée du rayonnement à transmettre est directement proportionnelle à la longueur électrique de l'anneau de l'antenne résonnante 14 (14') ou 16 (16'). Cette longueur électrique est égale à la somme des longueurs de tous les segments 46, 48 et 50.
    Ainsi, pour une même longueur d'onde guidée, c'est-à-dire pour une même fréquence, une antenne selon l'invention présente un encombrement plus réduit qu'une antenne ayant une forme simplement circulaire. En effet, on constate que, par rapport à un anneau circulaire ayant le même diamètre que le cercle sur lequel sont disposés les segments 48, la longueur électrique est augmentée d'environ la somme des longueurs des segments 50.
    Cependant, on a constaté que plus la longueur des segments 50 est grande et plus le rendement de l'antenne diminue. L'impédance de rayonnement de l'antenne diminue car le ruban métallique masque davantage l'ouverture ; ainsi, la proportion d'énergie dissipée dans le conducteur ou le diélectrique est plus importante. Il est donc préférable que le rapport entre le diamètre extérieur et le diamètre intérieur soit au plus de l'ordre de deux.
    Par ailleurs, on a observé que la présence des segments 50 de directions radiales n'altérait pratiquement pas le taux d'ellipticité de la polarisation du rayonnement. En effet, un segment de direction radiale a aussi pour inconvénient de perturber le taux d'ellipticité. Toutefois, on pense que c'est la succession de segments parcourus par des courants en sens contraires qui compense l'effet négatif sur le taux d'ellipticité.
    Il faut donc prendre garde à disposer ces segments de façon telle que l'on obtienne cette compensation.
    La figure 4 montre, en perspective éclatée, les divers éléments constitutifs de l'antenne combinée avec des anneaux 22' et 24' du type de ceux de la figure 3.
    Comme on peut le voir sur cette figure, la couronne 30 et la jupe 34 inclinée à 45° constituent une pièce d'un seul tenant 50.
    Les anneaux 24' et 22' sont réalisés par gravure sur des substrats diélectriques, respectivement 18 et 20, en un matériau dénommé "polypenco". Sur la figure 4, on a représenté les anneaux 22' et 24' séparés des substrats 18 et 20 ; mais il va de soi que ces anneaux sont déposés sur les substrats respectifs 18 et 20.
    Entre le fond 52 du logement 25 et le substrat 18 est disposé un répartiteur 54 qui sera décrit plus loin en relation avec les figures 5 à 7.
    Un câble coaxial 60 traverse le fond 52 du logement 25 pour amener le signal d'excitation au répartiteur 54. Le rôle de ce dernier est de répartir, avec des déphasages appropriés, le signal d'excitation entre les quatre segments extérieurs 48' de l'anneau 14'.
    De même, entre le fond 56 du logement 26 et le diélectrique 20, est disposé un répartiteur 58.
    Un câble coaxial 62 traverse le fond 56 pour amener le signal d'excitation UHF vers le répartiteur 58 qui distribue, avec des déphasages appropriés, ce signal d'excitation entre les quatre segments extérieurs de l'anneau 24'.
    Les figures 5, 6 et 7 représentent le répartiteur 54.
    Les circuits 64, représentés sur les figures 5 et 6, permettent, à partir du signal d'excitation fourni par le coaxial 60, d'obtenir une polarisation circulaire. A cet effet, ils alimentent les quatre segments extérieurs 48' avec des déphasages successifs de 90°.
    Le signal amené par le coaxial 60 est appliqué sur une entrée 66 qui, comme montré sur la figure 5, est connectée à l'entrée d'un déphaseur 70 de 180° par l'intermédiaire d'un transformateur 68. La sortie 701 sans déphasage du déphaseur 70 est reliée à un port 74 qui est connecté lui-même à un déphaseur 78 de 90° par l'intermédiaire d'un transformateur 76. La sortie 702 à déphasage de 180° du déphaseur 70 est reliée à un autre port 80, lequel est connecté à un second déphaseur 84 de 90° par l'intermédiaire d'un transformateur 82.
    La sortie 781 sans déphasage du déphaseur 78 est reliée à une première sortie 901 du circuit 64 par l'intermédiaire d'un transformateur 86 et d'un adaptateur 88. La sortie 901 est connectée à un premier segment extérieur de l'anneau 22'.
    De même, la sortie 782 de déphasage 90° du déphaseur 78 est reliée à une seconde sortie 902, par l'intermédiaire d'un autre transformateur et d'un autre adaptateur. La sortie 902 est reliée à un second segment extérieur de l'anneau 22'.
    La sortie sans déphasage 841 du déphaseur 84 est reliée à la troisième sortie 903 par l'intermédiaire d'un transformateur et d'un adaptateur. Cette sortie 903 est reliée à un troisième segment extérieur de l'anneau 22'.
    Enfin, la sortie 842 de déphasage de 90° du déphaseur 84 est reliée à la quatrième sortie 904 du circuit 64 par l'intermédiaire d'un transformateur et d'un adaptateur. Cette sortie 904 est reliée à un quatrième segment extérieur de l'anneau 22'.
    Le signal sur la sortie 901 est en phase avec le signal d'entrée sur le premier port 66, tandis que les signaux sur les sorties 902, 903 et 904 sont déphasés respectivement de 90°, 180° et 270° par rapport au signal d'entrée.
    Les divers éléments du circuit de la figure 5 sont réalisés à l'aide de découpes métalliques représentées sur la figure 6. Sur cette dernière, on a indiqué les mêmes éléments que ceux de la figure 5, avec les mêmes chiffres de références.
    Les sorties 901 à 904 se trouvent à la périphérie des découpes et régulièrement réparties; ces sorties sont au droit des segments extérieurs de l'anneau 22' auxquels elles sont raccordées.
    Comme on peut le voir sur la figure 7, les découpes métalliques sont en sandwich entre des diélectriques répartiteurs, respectivement 102 et 104.
    La connexion de chaque sortie 90 du circuit 64 au segment extérieur correspondant de l'anneau s'effectue par l'intermédiaire d'une sonde 92. On prévoit donc quatre sondes. Sur la figure 7, on a représenté la sonde 921.
    Le répartiteur 64, 102, 104 est enfermé dans un logement métallique 106 constituant un piège empêchant l'excitation d'ondes de surface sur le répartiteur.
    En variante, à la place de rubans, ou découpes métalliques, le circuit 64 est réalisé à l'aide de gravures métalliques sur un substrat.
    Dans l'exemple représenté sur la figure 8, on prévoit trois antennes concentriques, respectivement 110, pour l'antenne centrale, 112 pour l'antenne intermédiaire et 114 pour l'antenne la plus extérieure.
    Comme dans la réalisation représentée sur la figure 1, une couronne 30 de diffraction entoure l'antenne la plus extérieure et cette couronne 30 est solidaire d'une jupe 34 orientée sensiblement à 45° par rapport au plan de la couronne 30. Également comme dans la réalisation de la figure 1, un piège quart d'onde 28 empêche la propagation d'un courant de fuite de la cavité excitée vers les cavités environnantes. De façon analogue, un piège quart d'onde 116 empêche la propagation d'un courant de fuite vers l'antenne 114.
    Le piège 116 est de longueur (selon l'axe) plus grande que le piège 28 car il est destiné à éliminer des longueurs d'onde plus grandes, celles des signaux émis par l'antenne 112.
    Bien entendu, on peut prévoir un nombre d'antennes concentriques supérieur à trois.
    Bien que les exemples décrits ci-dessus concernent des antennes à anneaux résonnants formés par un conducteur métallique, on comprend aisément que l'invention s'applique aussi à une antenne réalisée par une fente dans un conducteur. Pour certaines applications, notamment celles pour lesquelles l'échauffement doit être minimisé, cette réalisation à fente sera préférée.
    La variante représentée sur la figure 9 représente une cavité annulaire résonnante qui s'applique plus particulièrement à une antenne à fente. Toutefois, cet exemple pourrait s'appliquer aussi à une antenne à anneau résonnant formé par un conducteur métallique.
    L'anneau 130 est constitué par une fente 132 dans un conducteur métallique 134. Cet anneau 130 forme des méandres ayant chacun sensiblement la forme d'un pétale. Le nombre de pétales est, dans cette réalisation, égal à 8.
    Bien que dans les exemples décrits ci-dessus, l'excitation soit réalisée sur les segments extérieurs à l'aide d'un câble coaxial, on peut également prévoir une excitation par couplage de proximité avec une ligne microruban ou avec une fente dans le plan de masse, c'est-à-dire dans un fond de cavité.

    Claims (9)

    1. Ensemble à deux antennes concentriques pour deux bandes de fréquences du domaine des hyperfréquences, caractérisé en ce qu'il comporte, entre les deux antennes concentriques (14, 16), un moyen (28) pour éliminer ou atténuer la propagation des ondes de l'antenne la plus proche du centre (14) vers l'antenne plus éloignée (16).
    2. Ensemble selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen d'atténuation est un piège du type quart d'onde pour les ondes de l'antenne la plus proche du centre (14).
    3. Ensemble selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque antenne étant disposée dans un logement (25, 26) en matériau conducteur, le moyen d'atténuation (28) est ménagé entre les deux logements.
    4. Ensemble selon les revendications 2 et 3, caractérisé en ce que le moyen d'atténuation est limité, d'une part, par une paroi extérieure du logement (25) de l'antenne la plus proche du centre (14), et d'autre part, par une paroi intérieure (262) du logement (26) de l'antenne plus éloignée, et en ce que ces deux parois se raccordent d'un premier côté par un fond (27), et ménagent une ouverture (29) de l'autre côté de cette ouverture débouchant sur le parcours d'un courant de fuite de l'antenne la plus proche du centre.
    5. Ensemble selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdites parois externe (25) du logement de l'antenne la plus proche du centre (14) et interne (262) du logement de l'antenne plus éloignée ont une forme sensiblement cylindrique centrée sur l'axe (12) de l'ensemble.
    6. Ensemble selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce qu'au fond (27) de l'intervalle (28) séparant lesdites parois, est disposée une couronne conductrice (36) de façon à ajuster la longueur de cet intervalle à environ le quart de la longueur d'onde des signaux à émettre par l'antenne (14) la plus proche du centre.
    7. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que chaque antenne (14, 16) est du type résonnant avec un élément rayonnant (22, 24) disposé sur un diélectrique (18, 20) disposé à l'intérieur du logement correspondant (25, 26).
    8. Ensemble selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits éléments rayonnants sont sensiblement dans un même plan.
    9. Ensemble selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que chacun des éléments rayonnants a sensiblement la forme d'un anneau.
    EP98400436A 1997-02-24 1998-02-23 Ensemble d'antennes concentriques pour des ondes hyperfréquences Withdrawn EP0860893A1 (fr)

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    Cited By (1)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2826512A1 (fr) * 2001-06-22 2002-12-27 Thomson Licensing Sa Antenne compacte a fente annulaire

    Families Citing this family (11)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    US6329950B1 (en) * 1999-12-06 2001-12-11 Integral Technologies, Inc. Planar antenna comprising two joined conducting regions with coax
    GB2390225A (en) * 2002-06-28 2003-12-31 Picochip Designs Ltd Radio transceiver antenna arrangement
    EP2003729B1 (fr) * 2006-03-16 2012-11-28 Mitsubishi Electric Corporation Ensemble d'antennes et son procede de fabrication
    US9184504B2 (en) * 2011-04-25 2015-11-10 Topcon Positioning Systems, Inc. Compact dual-frequency patch antenna
    US9356353B1 (en) * 2012-05-21 2016-05-31 The Boeing Company Cog ring antenna for phased array applications
    US9425516B2 (en) * 2012-07-06 2016-08-23 The Ohio State University Compact dual band GNSS antenna design
    US10693218B2 (en) * 2014-07-01 2020-06-23 Microsoft Technology Licensing, Llc Structural tank integrated into an electronic device case
    US9912050B2 (en) 2015-08-14 2018-03-06 The Boeing Company Ring antenna array element with mode suppression structure
    US9985341B2 (en) 2015-08-31 2018-05-29 Microsoft Technology Licensing, Llc Device antenna for multiband communication
    US10186773B2 (en) * 2016-11-02 2019-01-22 The United States Of America As Represented By Secretary Of The Navy Electrically conductive resonator for communications
    FR3114195B1 (fr) * 2020-09-11 2023-11-03 Arianegroup Sas Antenne à couverture améliorée sur un domaine de fréquence élargi

    Citations (4)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    US2791769A (en) * 1950-09-27 1957-05-07 Rca Corp Dual slot wide band antenna
    US3803617A (en) * 1972-04-14 1974-04-09 Nasa High efficiency multifrequency feed
    US4208660A (en) * 1977-11-11 1980-06-17 Raytheon Company Radio frequency ring-shaped slot antenna
    US4740795A (en) * 1986-05-28 1988-04-26 Seavey Engineering Associates, Inc. Dual frequency antenna feeding with coincident phase centers

    Family Cites Families (4)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2522883A1 (fr) * 1982-03-05 1983-09-09 Thomson Csf Joint pivotant pour guides d'ondes hyperfrequences
    US4740975A (en) * 1987-03-31 1988-04-26 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Congruently melting complex oxides
    US4821040A (en) * 1986-12-23 1989-04-11 Ball Corporation Circular microstrip vehicular rf antenna
    US5220337A (en) * 1991-05-24 1993-06-15 Hughes Aircraft Company Notched nested cup multi-frequency band antenna

    Patent Citations (4)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    US2791769A (en) * 1950-09-27 1957-05-07 Rca Corp Dual slot wide band antenna
    US3803617A (en) * 1972-04-14 1974-04-09 Nasa High efficiency multifrequency feed
    US4208660A (en) * 1977-11-11 1980-06-17 Raytheon Company Radio frequency ring-shaped slot antenna
    US4740795A (en) * 1986-05-28 1988-04-26 Seavey Engineering Associates, Inc. Dual frequency antenna feeding with coincident phase centers

    Cited By (4)

    * Cited by examiner, † Cited by third party
    Publication number Priority date Publication date Assignee Title
    FR2826512A1 (fr) * 2001-06-22 2002-12-27 Thomson Licensing Sa Antenne compacte a fente annulaire
    EP1271693A1 (fr) * 2001-06-22 2003-01-02 Thomson Licensing S.A. Antenne compacte à fente annulaire
    US6670929B2 (en) 2001-06-22 2003-12-30 Thomson Licensing S.A. Compact annular-slot antenna
    CN1393959B (zh) * 2001-06-22 2010-05-12 汤姆森许可贸易公司 紧凑型环状隙缝天线

    Also Published As

    Publication number Publication date
    FR2760131B1 (fr) 1999-03-26
    FR2760131A1 (fr) 1998-08-28
    US5995058A (en) 1999-11-30
    CA2228637A1 (fr) 1998-08-24

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