EP0812059B1 - Procédé de contrôle commande d'une machine tournante, dispositif d'asservissement pour mettre en oeuvre ledit procédé et application du dispositif à une machine tournante - Google Patents

Procédé de contrôle commande d'une machine tournante, dispositif d'asservissement pour mettre en oeuvre ledit procédé et application du dispositif à une machine tournante Download PDF

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EP0812059B1
EP0812059B1 EP97401181A EP97401181A EP0812059B1 EP 0812059 B1 EP0812059 B1 EP 0812059B1 EP 97401181 A EP97401181 A EP 97401181A EP 97401181 A EP97401181 A EP 97401181A EP 0812059 B1 EP0812059 B1 EP 0812059B1
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EP
European Patent Office
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computer
vector
stator
phase voltage
state
Prior art date
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EP97401181A
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German (de)
English (en)
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EP0812059A1 (fr
EP0812059B8 (fr
Inventor
Guy c/o Lab. d'Automatique de Grenoble Bornard
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Alcatel Lucent SAS
Original Assignee
Alcatel CIT SA
Alcatel SA
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Publication of EP0812059B8 publication Critical patent/EP0812059B8/fr
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/28—Stator flux based control
    • H02P21/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]

Definitions

  • the invention relates to a process for controlling and controlling a machine. rotating, a servo device intended to implement said method, and a rotating machine provided with such a device. More specifically the present invention relates to a torque control process and a stator flow of a machine rotating.
  • This method involves vector modeling of the machine and the voltage inverter.
  • the electromagnetic torque is a function of the angle existing between the rotating rotor flux vector and the stator flux rotating vector and the modules of these flux vectors.
  • the stator voltage vector V s is delivered by a three-phase voltage inverter each phase comprising a two-state switch (SP2LL): Single Pole 2 Logic Levels / single pole with 2 logic levels). Therefore, the stator voltage vector V s can take 8 states V 1 ... V 8 (2 3 ), including two V 1 , V 8 of zero amplitude (zero states) in the fixed stator frame ( ⁇ , ⁇ ), depending on the combination of the three SP2LLs of the inverter.
  • SP2LL two-state switch
  • Fig. 1 a system called DTC (Direct Torque Control) based, in the stator frame ( ⁇ , ⁇ ), on the maintenance of the module
  • DTC Direct Torque Control
  • the control of the stator flux vector ⁇ S is ensured by means of a finite table.
  • the finished table below and figure 1 illustrates this method.
  • ⁇ S is in the area N 6 and its end follows the state V 2 of the stator phase voltage vector V s .
  • the state V 2 is a state which makes grow
  • the process will switch to V 3 as soon as
  • the device stops the rotation of the stator flow (zero state) and the rotor flow catches up with the stator flow thereby reducing the angle and therefore the torque.
  • the flow rotor also rotates at low speed, which significantly affects the torque response dynamics.
  • One of the aims of the present invention is to propose a method where, the control quantities also being the electromagnetic torque and the stator flux, whatever the situation of the rotating machine at a given time, the state of the optimal stator phase voltage vector V s , among all possible states, to best respond to the desired control strategy.
  • the invention relates to a method of regulating a rotating machine with n phases supplied with alternating current via a voltage inverter, comprising n SPmLL defining m "states V i (i ⁇ ⁇ 1, .., m n ) of the stator phase voltage vector V s , said machine being controlled by an electromagnetic couple T em and by a stator flux ⁇ s to an electromagnetic couple T emref and by a stator flux ⁇ sref by a control system comprising a set of sensors whose sensed values are transmitted to an observer, the outputs of the observer being injected into a computer, said computer outputting control signals intended to control the SPmLLs of the voltage inverter.
  • n and / or m have high values this generates many possible states.
  • the invention then has for other advantage that when one of the SPmLL is accidentally locked in a position that is not optimal for a given configuration, the process will continue to choose the state the best possible among the remaining possible states for get closer to the instructions. The dynamic performance of control are affected, but the risk of discrepancies or peak torque are minimized.
  • the computer in the process initialization step we construct, in the computer, a cyclic path of circulation from point A around point A ref in the plan element, an average switching frequency for the inverter is entered in the computer, the computer divides the plane element into switching zones Z i adapted to the cyclic path, the computer builds a switching table in which for each zone Z i it matches the future optimal state V f of the stator phase voltage vector V S as a function of the current states V a and past V p of the stator phase voltage vector V S to follow the cyclic circulation path in said zone Z i ; and in that, under steady state, and at each sampling, the computer calculates the sizes of the switching zones Z i as a function of the instantaneous configuration of the machine, so as to respect the chosen average cutting frequency, the computer chooses as control vector C the optimal future state V f of the stator phase voltage vector V s , from the switching table, as a function of the zone Z i where point A is located, and of the current states V a and
  • Control of the average switching frequency of the inverter is an advantage to limit significantly the switching losses in SPmLL and therefore extend their lifespan.
  • the invention also relates to a servo system implementing the method described above.
  • the invention finally relates to a rotating machine including such a servo system.
  • Figure 1 is a schematic representation in the fixed stator plan of the method of the prior art.
  • Figure 2 is a schematic representation of the method according to the invention for a transient regime.
  • Figures 3 to 3E are representations schematics of the method according to the invention for a diet established, from a given example cycle.
  • the invention relates to a method for regulating a rotary machine 1 to n Phases supplied with alternating current by means of a voltage inverter 3 comprising n switches with m positions 4 (hereinafter SPmLL: Single Pole m Logic Levels / single pole at m logic levels) defining m n states V i (i ⁇ ⁇ 1, .., m n ⁇ ) of the stator phase voltage vector V S , said machine 1 being slaved to an electromagnetic couple T emref and to a stator flow ⁇ Setpoint ref.
  • SPmLL Single Pole m Logic Levels / single pole at m logic levels
  • the control system of the machine comprises a set of sensors whose sensed values 7, 8, 9 are transmitted to an observer 10.
  • the outputs of the observer 10 are values representative of the electromechanical couple T em and of the stator flux ⁇ S of the rotating machine. There are many more or less sophisticated sensors and observers 10.
  • the values representative of the electromagnetic torque T em and of the stator flux ⁇ S are injected into the computer 13 implementing the method according to the invention.
  • This computer 13 also receives as inputs the values representative of the setpoints T emref , ⁇ Sref of the electromechanical torque and the stator flux.
  • the computer 13 outputs control signals 6 intended to control the SPmLLs 4 of the voltage inverter 3.
  • the invention relates more precisely to the steps of process taking place in the computer 13.
  • an output plane P is constructed in the computer 13, one of the axes of which is representative of the electromagnetic torque and the other x axis is representative of the stator flux, it defines a point a ref representing instructions torque and stator flux in said plane and a point a representing the instantaneous configuration of the machine, is defined around the point a ref part of plane 5 ⁇ ⁇ x, ⁇ ⁇ y inside which one is in steady state, and outside which one is in transient state. Therefore plan P is divided into two parts, each representing one of the plans.
  • the method chooses from the set of possible states V i (i ⁇ ⁇ 1, .., m n ⁇ ) of the stator phase voltage vector V s that which offers the greatest speed of variation from point A in a direction close to the ideal direction (AA ref ) of approach.
  • a state model of the rotating machine is introduced into the computer 13 in which the output vector S is a vector of the output plane P and the control vector C is the vector phase voltage V s ; and under transient conditions, at each sampling, the computer 13 calculates the vector (AA ref ), the computer 13 calculates the directional derivative S ⁇ of the output vector S for each of the possible states V i of the phase voltage vector V s , the computer 13 calculates the scalar product of each of the directional derivatives S ⁇ (V i ) of the output vector S with the vector (AA ref ), the computer chooses as control vector C the state V i of the phase voltage vector V s associated with the largest of the scalar products calculated.
  • FIG. 2 represents the operation of the process in transient regime.
  • the dotted line 15 represents the ideal path for A to join A ref as quickly as possible.
  • the vector (AA ref ) is recalculated as well as the optimal state. This can result, for example, in a trajectory as represented by curve 14.
  • n and / or m many states other advantage than when one of the SPmLL is accidentally stuck in a position that is not optimal for a given configuration, the process will continue to choose the best possible state among possible remaining states to get closer to the instructions. Dynamic control performance is affected, but the risks of divergences or peak of torque are deleted.
  • a cyclic path 15 of circulation from point A around point A ref in the plane element 5 is constructed in the computer 13, an average switching frequency is entered into the computer for the inverter 3, the computer divides the plane element 5 into switching zones Z i adapted to the cyclic path 15, the computer builds a switching table in which for each zone Z i it matches the future optimal state V f of the stator phase voltage vector V s as a function of the current states V a and past V p of the stator phase voltage vector V s to follow the cyclic path 15 of circulation in said zone Z i ; and in that, under steady state, and at each sampling, the computer 13 calculates the sizes of the switching zones Z i as a function of the instantaneous configuration of the machine, so as to respect the chosen average cutting frequency the computer chooses as control vector C the optimal future state V f of the stator phase voltage vector V s , from the switching table, as a function of the zone Z i where
  • Figure 3 shows the cycle 15 chosen.
  • Figures 3A to 3E as well as the table above shows an example of circulation of point A according to the cycle 15 chosen.
  • the positioning and dimensioning of the zones Z i have an influence on the average switching frequency of the inverter and vice versa.
  • the average frequency of switching of the inverter is taken into account during the construction of the zones Z i .
  • Control of the average switching frequency of the inverter is an advantage to limit significantly the risks of deterioration of SPmLL and extend their service life.
  • point A is either in zone Z 2 or in zone Z 4 , the current state is V 3 , the past state is V 2 .
  • Point A may, in the future, pass into zone Z 5 , Z 1 , or Z 3 .
  • the future state will remain the current state V 3 , if point A passes through one of the zones Z 5 , Z 1 , or Z 3 , the future state is V 1 .
  • FIGS 3B to 3E can be explained in the same way way using the switching table.
  • the y-axis directly represents the electromagnetic torque
  • the x-axis represents the square of the stator flux.
  • the points of the plane P have the coordinates: ( ⁇ S 2 / ⁇ o 2 , ( ⁇ -1) T em / T o ) where ⁇ is a weighting coefficient whose value is set by the user of the rotating machine. This weighting coefficient makes it possible to give a more or less significant weight to one of the outputs compared to the other.
  • the invention also relates to a servo system implementing the method described above.
  • the invention finally relates to a rotating machine including such a servo system.

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Description

L'invention concerne un procédé de contrôle commande d'une machine tournante, un dispositif d'asservissement destiné à mettre en oeuvre ledit procédé, et une machine tournante pourvue d'un tel dispositif. Plus précisément la présente invention concerne un procédé de contrôle en couple et un flux statorique d'une machine tournante.
On connaít des dispositifs de contrôle vectoriel du flux rotorique. Ce contrôle se base sur un contrôle effectif de l'état magnétique du rotor et du couple de la machine. Cependant ce type de dispositif nécessite la mise en place de capteur sur les parties tournantes de la machine afin de capter une grandeur mécanique nécessaire au calcul. En outre, ces dispositifs restent très sensibles aux variations de paramètres de la machine. Enfin ces dispositifs nécessitent l'utilisation de modulateur du type à largeur d'impulsions (MLI) qui entraíne un retard au niveau du temps de réponse de la machine lors d'un échelon en couple ou en vitesse.
On connaít (Chapuis Y. A. et al. ; 'Commande directe d'un couple d'une machine asynchrone par le contrôle direct de son flux statorique', Journal de Physique III, T. 5, n°6, juin 1995, pages 863 - 880) une méthode alternative où les grandeurs de contrôle sont le couple électromagnétique et le flux statorique. Cette méthode ne nécessite plus de MLI.
Cette méthode passe par la modélisation vectorielle de la machine et de l'onduleur de tension.
Pour la machine on sait que le couple électromagnétique est fonction de l'angle existant entre le vecteur tournant flux rotorique et le vecteur tournant flux statorique et les modules de ces vecteurs flux. Autrement dit le couple électromagnétique est fonction du produit vectoriel des vecteurs flux tournant : Tem = K (r X s)
Le vecteur tension stator Vs est délivré par un onduleur de tension triphasée chaque phase comprenant un interrupteur à deux états (SP2LL) : Single Pole 2 Logic Levels / pôle unique à 2 niveaux logiques). De ce fait, le vecteur tension stator Vs peut prendre 8 états V1...V8 (23), dont deux V1, V8 d'amplitude nulles (états nuls) dans le repère fixe statorique (α, β), en fonction de la combinaison des trois SP2LL de l'onduleur.
On connaít (Fig. 1) un système dit DTC (Direct Torque Control) reposant, dans le repère statorique (α, β), sur le maintien du module |S| du vecteur tournant de flux statorique S dans une bande d'hystérésis H, et sur le contrôle du couple Tem en accélérant le vecteur tournant de flux statorique S par rapport au vecteur de flux rotorique R pour une augmentation du couple Tem (augmentation de l'angle entre les deux vecteurs de flux) et en arrêtant le vecteur de flux statorique S pour que le vecteur de flux rotorique R le rattrape pour diminuer le couple (diminution de l'angle entre les deux vecteurs de flux).
Le contrôle du vecteur de flux statorique S est assuré par l'intermédiaire d'une table finie. Cette table contient, pour une localisation Ni (i = 1...6) donnée du vecteur de flux statorique S tournant dans le plan du stator (α, β), les états V1...V8 du vecteur tension de phase stator Vs qui permettent d'arrêter le vecteur flux statorique (états nuls V1, V8), et ceux qui permettent d'ouvrir l'angle entre les vecteurs de flux S, R, tout en maintenant le vecteur de flux statorique S dans la bande d'hystérésis H. la table finie ci-dessous et la figure 1 illustre cette méthode.
Figure 00030001
Par exemple dans la figure 1, S est dans la zone N6 et son extrémité suit l'état V2 du vecteur tension de phase stator Vs. L'état V2 est un état qui fait croítre |S| le procédé commutera sur V3 dès que |S| aura atteint la limite supérieure de la bande d'hystérésis H.
Cette technique a plusieurs inconvénients à savoir :
  • La table finie n'est pas exhaustive des situations dynamiques possibles de la machine tournante. Concevoir une table en vu d'une prise en compte exhaustive des situations de la machine est inconcevable (dans le cas simple d'un onduleur à trois SP2LL on obtient déjà six domaines dans chacun desquels 4 états peuvent être utilisés). En outre, un défaut de fonctionnement de l'un des SP2LL supprime trois des états possibles du vecteur de phase statorique Vs ce qui réduit sensiblement la table finie de commande et peut amener la machine tournante dans une situation incontrôlable (pointe de couple).
  • La technique proposée dédie le contrôle du flux statorique S (maintien du module du flux statorique dans la bande d'hystérésis H) au Contrôle du couple Tem. Les configurations dans lesquelles on souhaite un contrôle du Flux statorique S concomitant au contrôle du couple Tem ne sont pas prévues.
  • Dans le cas d'un échelon de couple négatif (réduction du couple en échelon) à faible vitesse de rotation du rotor, la dynamique de réponse de la solution ci-dessus est très mauvaise. Notamment, le temps de réponse à de l'échelon négatif est de l'ordre de quatre fois le temps de réponse d'un échelon positif de même amplitude.
En effet, dans une configuration de réduction du couple, le dispositif arrête la rotation du flux statorique (état nul) et le flux rotorique rattrape le flux statorique réduisant de ce fait l'angle et donc le couple. Lorsque l'on est à faible vitesse de rotation du moteur, le flux rotorique tourne, lui aussi, à faible vitesse, ce qui affecte sensiblement la dynamique de réponse en couple.
Cette configuration à faible vitesse de rotation peut être illustrée par le démarrage d'une motrice, la mauvaise dynamique par un patinage des roues de la motrice (réduction de couple trop lente).
  • La stratégie de commutation de l'onduleur de tension est la même que l'on soit en régime transitoire (les valeurs instantanées du flux et du couple sont éloignées des valeurs de consigne) ou en régime établi (les valeurs instantanées du flux et du couple oscillent autour des valeurs de consigne). De ce fait la fréquence moyenne de découpage de l'onduleur de tension, en régime établi, n'est pas contrôlable et chaotique. Pour des tensions et des courants maximaux élevés cela peut amener rapidement à une détérioration irréversible de certains SP2LL et donc, pour les raisons précédemment cités, amener la machine tournante dans une situation incontrôlable.
L'un des buts de la présente invention est de proposer une méthode où, les grandeurs de contrôle étant aussi le couple électromagnétique et le flux statorique, quelle que soit la situation de la machine tournante à un temps donné, on fournit l'état du vecteur tension de phase stator Vs optimal, parmi tous les états possibles, pour répondre au mieux à la stratégie de contrôle voulue.
A cet effet, l'invention concerne un procédé de régulation d'une machine tournante à n Phases alimentée en courant alternatif par l'intermédiaire d'un onduleur de tension, comprenant n SPmLL définissant m" états Vi (i∈ {1,..,mn) du vecteur tension de phase stator Vs, ladite machine étant asservie en couple électromagnétique Tem et en flux statorique s à un couple électromagnétique Temref et à un flux statorique sref par un système d'asservissement comprenant un ensemble de capteurs dont les valeurs captées sont transmises à un observateur, les sorties de l'observateur étant injectées dans un calculateur, ledit calculateur restituant en sortie des signaux de commandes destinés à commander les SPmLL de l'onduleur de tension.
Selon l'invention, dans une stratégie de contrôle pour un régime transitoire dans lequel le couple électromagnétique Tem et/ou le flux statorique s sont éloignés respectivement du couple électromagnétique Temref et/ou du flux statorique sref de consigne, le calculateur choisit parmi tous les états Vi possibles du vecteur tension de phase stator VS celui qui est optimal pour amener le couple Tem et le flux statorique s vers le couple Temref et le flux statorique sref de consigne et restitue des signaux de commandes pour commander les SPmLL selon l'état choisi du vecteur tension de phase Vs,
   et dans une étape d'initialisation du procédé on construit dans le calculateur un plan virtuel de sortie P dont l'un des axes est représentatif du couple électromagnétique et l'autre axe est représentatif du flux stator, les consignes de couple et de flux statorique étant représentées par un point Aref et le couple et le flux statorique instantanés par un point A, un élément de plan (±Δ x , ±Δy) étant défini autour du point Aref,
   et le calculateur utilise la stratégie de contrôle en régime établi lorsque le point A est à l'intérieur de l'élément de plan et la stratégie de contrôle en régime transitoire lorsque le point A est à l'extérieur de l'élément de plan, cette stratégie de contrôle en régime transitoire comprenant les étapes suivantes :
  • on introduit dans le calculateur un modèle d'état de la machine tournante dans lequel le vecteur de sortie S est un vecteur du plan de sortie P et le vecteur de commande C est le vecteur de tension de phase Vs; et
  • en régime transitoire, à chaque échantillonnage, le calculateur calcule le vecteur (A- Aref ), le calculateur calcule la dérivée directionnelle S ˙ du vecteur de S pour chacun des états Vi possibles du vecteur tension de phase Vs,
  • le calculateur calcule le produit scalaire de chacune des dérivées directionnelles S ˙ (V1) du vecteur de sortie S avec le vecteur (A- Aref),
  • le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vi du vecteur tension de phase Vs associé au plus grand des produits scalaires calculés.
La dynamique de réponse à un différentiel de couple négatif est meilleure que dans l'art antérieur.
Lorsque n et/ou m ont des valeurs élevées cela génère de nombreux états possibles. l'invention a alors pour autre avantage que lorsque l'un des SPmLL est accidentellement bloqué dans une position qui n'est pas optimale pour une configuration donnée, le procédé continuera à choisir l'état le meilleur possible parmi les états possibles restants pour se rapprocher des consignes. Les performances dynamiques du contrôle en sont affecté, mais les risques de divergences ou de pointe de couple sont minimisés.
En outre, dans l'étape d'initialisation du procédé
   on construit, dans le calculateur un chemin cyclique de circulation du point A autour du point Aref dans l'élément de plan,
   on rentre dans le calculateur une fréquence moyenne de découpage pour l'onduleur,
   le calculateur divise l'élément de plan en zones Zi de commutation adaptées au chemin cyclique,
   le calculateur construit une table de commutation dans laquelle pour chaque zone Zi il fait correspondre l'état Vf optimal futur du vecteur tension de phase stator VS en fonction des états actuel Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator VS pour suivre le chemin cyclique de circulation dans ladite zone Zi; et en ce que,
   en régime établi, et à chaque échantillonnage,
   le calculateur calcule les tailles des zones Zi de commutation en fonction de la configuration instantanée de la machine, de manière à respecter la fréquence moyenne de découpage choisie,
   le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vf optimal futur du vecteur tension de phase stator Vs, à partir de la table de commutation, en fonction de la zone Zi où se trouve le point A, et des états actuel Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs.
Dans un exemple de réalisation le modèle d'état de la machine tournante est un modèle d'état non linéaire, affine en la commande du type : E = f(E) + g(E)Vs S = h(E)    où E est le vecteur d'état, f, g, h des fonctions analytiques du vecteur d'état E;
   la dérivée directionnelle S du vecteur de sortie S est : S(Vs) = ∂h(E)∂E E = ∂h(E)∂E f(E) + ∂h(E)∂E g(E) Vs en fonction du modèle d'état.
Bien que basée sur un système à table de commutation le procédé, en régime établi, est relativement sûr. En effet, le point A peut être amené à diverger et à sortir de l'élément de plan. Le système balance alors vers le régime transitoire où l'état Vi disponible optimal est choisi selon la stratégie de contrôle en régime transitoire.
Avantageusement l'élément de plan comprend une bande d'hystérésis ayant une borne intérieure et une borne extérieure telles que :
  • le basculement de la stratégie de contrôle en régime transitoire vers la stratégie de contrôle en régime établi se fait lorsque le point A a franchi la borne intérieure de la bande d'hystérésis; et
  • le basculement de la stratégie de contrôle en régime établi vers la stratégie de contrôle en régime transitoire se fait lorsque le point A a franchi la borne extérieure de la bande d'hystérésis.
    • Le contrôle de la fréquence moyenne de découpage de l'onduleur est un avantage permettant de limiter sensiblement les pertes par commutation dans les SPmLL et donc de prolonger leur durée de vie.
    L'invention concerne aussi un système d'asservissement mettant en oeuvre le procédé ci-dessus décrit.
    L'invention concerne enfin une machine tournante comprenant un tel système d'asservissement.
    D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention résulteront de la description qui va suivre en référence aux dessins annexés dans lesquels :
    La figure 1 est une représentation schématique dans le plan statorique fixe du procédé de l'art antérieur.
    La figure 2 est une représentation schématique du procédé selon l'invention pour un régime transitoire.
    Les figures 3 à 3E sont des représentations schématiques du procédé selon l'invention pour un régime établi, à partir d'un cycle exemple donné.
    L'invention concerne un procédé de régulation d'une machine tournante 1 à n Phases alimentée en courant alternatif par l'intermédiaire d'un onduleur de tension 3 comprenant n interrupteurs à m positions 4 (dans la suite SPmLL : Single Pole m Logic Levels / pôle unique à m niveaux logiques) définissant mn états Vi (i∈{1,..,mn}) du vecteur tension de phase stator VS, ladite machine 1 étant asservie à un couple électromagnétique Temref et à un flux statorique Sref de consigne.
    Le système d'asservissement de la machine comprend un ensemble de capteurs dont les valeurs captées 7, 8, 9 sont transmises à un observateur 10. Les sorties de l'observateur 10 sont des valeurs représentatives du couple électromécanique Tem et du flux statorique S instantanés de la machine tournante. Il existe de nombreux capteurs et observateur 10 plus ou moins sophistiqués.
    Les valeurs représentatives du couple électromagnétique Tem et du flux statorique S sont injectées dans le calculateur 13 mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. Ce calculateur 13 reçoit aussi en entrées les valeurs représentatives des consignes Temref, Sref du couple électromécanique et du flux statorique. Le calculateur 13 restitue en sortie des signaux de commandes 6 destinés à commander les SPmLL 4 de l'onduleur de tension 3.
    L'invention concerne plus exactement les étapes de procédé se déroulant dans le calculateur 13.
    Le procédé selon l'invention propose deux stratégies de contrôle selon la configuration dans laquelle la machine se trouve. Il s'agit :
    • du régime transitoire dans lequel le couple électromagnétique Tem et/ou le flux statorique S sont éloignés respectivement du couple électromagnétique Temref et/ou du flux statorique Sref de consigne, et
    • du régime établi dans lequel le couple Tem et le flux statorique S sont compris respectivement dans un intervalle ±ΔTem autour de Temref et dans un intervalle ±ΔS autour de Sref.
    Dans le régime transitoire le procédé selon l'invention comprend des étapes selon lesquelles :
  • on choisit parmi tous les états Vi (i∈{1,..,mn}) possibles du vecteur tension de phase stator Vs celui qui est optimal pour amener le couple Tem et le flux statorique S vers le couple Temref et le flux statorique Sref de consigne; et
  • on commande la commutation des SPmLL correspondant à l'état choisi Vi du vecteur tension de phase Vs.
    • Dans le régime établi, pour une fréquence moyenne de découpage de l'onduleur prédéterminée, on choisit, parmi tous les états Vi (i∈{1,..,mn}) possibles du vecteur tension de phase stator Vs celui qui est optimal
       pour minimiser les amplitudes des oscillations du couple Tem et le flux statorique S autour respectivement du couple Temref et du flux statorique Sref de consigne, et/ ou
       pour respecter un gabarit fréquenciel pour le couple Tem
       on commande la commutation des SPmLL correspondant à l'état choisi Vi du vecteur tension de phase Vs.
    On entend par respecter un gabarit fréquenciel, le fait d'interdire certaines fréquences ou certains intervalles de fréquences au couple électromagnétique Tem.
    Dans une forme de réalisation du procédé représentée sur les figures 2 à 3E, pour déterminer l'état optimal, on construit, dans le calculateur 13, un plan de sortie P dont l'un y des axes est représentatif du couple électromagnétique et l'autre x axe est représentatif du flux stator, on définit un point Aref représentant les consignes de couple et de flux statorique dans le dit plan et un point A représentant la configuration instantanée de la machine, on définit autour du point Aref un élément de plan 5 ±Δ x, ±Δ y à l'intérieur duquel on est en régime établi, et à l'extérieur duquel on est en régime transitoire. De ce fait le plan P est divisé en deux parties, chacune représentant un des régimes.
    En régime transitoire, il est nécessaire de se rapprocher au plus vite des valeurs de consignes de manière à diminuer les temps de réponse. Pour cela, dans le plan P, le procédé choisit parmi l'ensemble des états Vi (i∈{1,..,mn}) possibles du vecteur tension de phase stator Vs celui qui propose la plus grande vitesse de variation du point A dans une direction proche de la direction idéale (A-Aref) de rapprochement.
    A cet effet, dans une étape d'initialisation, on introduit dans le calculateur 13 un modèle d'état de la machine tournante dans lequel le vecteur de sortie S est un vecteur du plan de sortie P et le vecteur de commande C est le vecteur de tension de phase Vs; et
       en régime transitoire, à chaque échantillonnage,
       le calculateur 13 calcule le vecteur (A-Aref),
       le calculateur 13 calcule la dérivée directionnelle S ˙ du vecteur de sortie S pour chacun des états Vi possibles du vecteur tension de phase Vs,
       le calculateur 13 calcule le produit scalaire de chacune des dérivées directionnelles S ˙(Vi) du vecteur de sortie S avec le vecteur (A-Aref),
       le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vi du vecteur tension de phase Vs associé au plus grand des produits scalaires calculés.
    La figure 2 représente le fonctionnement du procédé en régime transitoire. La ligne 15 en pointillée représente le chemin idéal pour que A rejoigne Aref au plus vite. A chaque période d'échantillonnage, le vecteur (A-Aref) est recalculé ainsi que l'état optimal. Il peut en résulter, par exemple, une trajectoire telle que représentée par la courbe 14.
    La dynamique de réponse à un différentiel de couple négatif est meilleure que dans l'art antérieur.
    Pour des valeurs élevées de n et/ou m (nombreux états possibles) cela à pour autre avantage que lorsque l'un des SPmLL est accidentellement bloqué dans une position qui n'est pas optimale pour une configuration donnée, le procédé continuera à choisir l'état le meilleur possible parmi les états possibles restants pour se rapprocher des consignes. Les performances dynamiques du contrôle en sont affecté, mais les risques de divergences où de pic de couple sont supprimés.
    En outre ( Cf fig 3 à 3E), toujours durant l'étape d'initialisation, on construit, dans le calculateur 13 un chemin 15 cyclique de circulation du point A autour du point Aref dans l'élément de plan 5,
       on rentre dans le calculateur une fréquence moyenne de découpage pour l'onduleur 3,
       le calculateur divise l'élément de plan 5 en zones Zi de commutation adaptées au chemin cyclique 15,
       le calculateur construit une table de commutation dans laquelle pour chaque zone Zi il fait correspondre l'état Vf optimal futur du vecteur tension de phase stator Vs en fonction des états actuel Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs pour suivre le chemin cyclique 15 de circulation dans ladite zone Zi; et en ce que,
       en régime établi, et à chaque échantillonnage,
       le calculateur 13 calcule les tailles des zones Zi de commutation en fonction de la configuration instantanée de la machine, de manière à respecter la fréquence moyenne de découpage choisie
       le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vf optimal futur du vecteur tension de phase stator Vs, à partir de la table de commutation, en fonction de la zone Zi où se trouve le point A, et des états actuel Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs. L'état passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs doit être compris comme étant l'état de la commutation précédente.
    Les figures 3 à 3E ainsi que la table de commutation ci dessous représentent un exemple de réalisation du procédé en régime établi
    ZONE Zi Vp Va Vf
    Z1 V2 V3 V1
    ∀Vi V2 V2
    ∀Vi≠V2 V3 V3
    ∀Vi Vi={V1,V5,V7} V1
    ∀Vi Vi={V4,V6,V8} V8
    Z2 V3 V2 V8
    ∀Vi≠V3 V2 V2
    ∀Vi V3 V3
    ∀Vi Vi={V1,V5,V7} V1
    ∀Vi Vi={V4,V6,V8} V8
    Z3 V2 V3 V1
    ∀Vi V2 V2
    ∀Vi≠V2 V3 V2
    ∀Vi Vi={V1,V5,V7} V8
    ∀Vi Vi={V4,V6,V8} V1
    Z4 V3 V2 V8
    ∀Vi≠V3 V2 V3
    ∀Vi V3 V3
    ∀Vi Vi={V1,V5,V7} V1
    ∀Vi Vi={V4,V6,V8} V8
    Z5 ∀Vi Vi={V1, V3, V5, V7} V1
    ∀V1 Vi={V2, V4, V6, V8) V8
    Z6 ∀Vi Vi={V1, V3, V5, V7} V1
    ∀Vi Vi={V2, V4, V6, V8} V8
    Table de commutation en régime établi
    la figure 3 montre le cycle 15 choisi. Les figures 3A à 3E ainsi que la table ci-dessus montre un exemple de circulation du point A suivant le cycle 15 choisi.
    On comprend aisément que le positionnement et le dimensionnement des zones Zi ont une influence sur la fréquence moyenne de découpage de l'onduleur et vice versa. Ainsi, la fréquence moyenne de découpage de l'onduleur est prise en considération lors de la construction des zones Zi.
    Le contrôle de la fréquence moyenne de découpage de l'onduleur est un avantage permettant de limiter sensiblement les risques de détériorations des SPmLL et de prolonger leur durée de vie.
    Sur la figure 3A, le point A est soit en zone Z2 soit en zone Z4, l'état actuel est V3, l'état passé est V2. Le point A peut, dans le futur, passer en zone Z5, Z1, ou Z3. A travers la table de commutation, on constate que tant que A reste dans Z2 ou Z4, l'état futur restera l'état actuel V3, si le point A passe dans l'une des zones Z5, Z1, ou Z3, l'état futur est V1.
    Les figures 3B à 3E peuvent être expliquées de la même façon en utilisant la table de commutation.
    Bien que basé sur un système à table de commutation le procédé, en régime établi, est relativement sûr. En effet, le point A peut être amené à diverger et à sortir de l'élément de plan. Le système balance alors vers le régime transitoire où l'état Vi disponible optimal est choisi selon le procédé en régime transitoire.
    Avantageusement, l'élément de plan 5 comprend une bande d'hystérésis ayant une borne intérieure 12 et une borne extérieure 11 telles que :
  • le basculement du régime transitoire vers le régime établi se fait lorsque le point A a franchi la borne intérieure 12 de la bande d'hystérésis; et
  • le basculement du régime établi vers le régime transitoire se fait lorsque le point A a franchi la borne extérieure 11 de la bande d'hystérésis.
    • Un modèle d'état de la machine tournante est, par exemple, un modèle non linéaire, affine en la commande du type : E = f(E) + g(E)Vs S = h(E)
  • où E est le vecteur d'état, f, g, h des fonctions analytiques du vecteur d'état E;
  • la dérivée directionnelle S du vecteur de sortie S est : S(Vs) = ∂h(E)∂E E = ∂h(E)∂E f(E) + ∂h(E)∂E g(E) Vs en fonction du modèle d'état.
    • Dans un mode de réalisation, l'axe des y représente directement le couple électromagnétique, et l'axe des x représente le carré du flux statorique. Avantageusement les points du plan P ont pour coordonnées: (λS 2/o 2, (λ-1)Tem/To)    où λ est un coefficient pondérateur dont la valeur est fixé par l'utilisateur de la machine tournante. Ce coefficient pondérateur permet de donner un poids plus ou moins important à l'une des sorties par rapport à l'autre.
    L'invention concerne aussi un système d'asservissement mettant en oeuvre le procédé ci-dessus décrit.
    L'invention concerne enfin une machine tournante comprenant un tel système d'asservissement.
    Bien entendu, l'invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit et représenté, mais elle est susceptible de nombreuses variantes accessibles à l'homme du métier sans que l'on s'écarte de l'invention. En particulier, on pourra, sans sortir du cadre de l'invention, remplacer le cycle proposé par tout autre cycle induisant ses propres zones de commutation et sa propre table de commutation. En outre, les trois SP2LL peuvent être remplacé par n SPmLL sans que l'on sorte du cadre de l'invention.

    Claims (7)

    1. Procédé de régulation d'une machine tournante (1) à n Phases alimentée en courant alternatif par l'intermédiaire d'un onduleur de tension (3), comprenant n SPmLL (4) définissant mn états Vi (i∈ {1,..,mn) du vecteur tension de phase stator Vs, ladite machine étant asservie en couple électromagnétique Tem et en flux statorique s à un couple électromagnétique Temref et à un flux statorique sref par un système d'asservissement comprenant un ensemble de capteurs dont les valeurs captées (7, 8, 9,) sont transmises à un observateur (10), les sorties de l'observateur (10) étant injectées dans un calculateur (13), ledit calculateur (13) restituant en sortie des signaux de commandes (6) destinés à commander les SPmLL (4) de l'onduleur de tension (3),
      tel que, dans une stratégie de contrôle pour un régime transitoire dans lequel le couple électromagnétique Tem et/ou le flux statorique s sont éloignés respectivement du couple électromagnétique Temref et/ou du flux statorique sref de consigne, le calculateur (13) choisit parmi tous les états Vi possibles du vecteur tension de phase stator Vs celui qui est optimal pour amener le couple Tem et le flux statorique s vers le couple Temref et le flux statorique sref de consigne et restitue des signaux de commandes (6) pour commander les SPmLL (4) selon l'état choisi du vecteur tension de phase Vs,
      et caractérisé en ce que dans une étape d'initialisation du procédé on construit dans le calculateur (13) un plan virtuel de sortie P dont l'un (y) des axes est représentatif du couple électromagnétique et l'autre axe (x) est représentatif du flux stator, les consignes de couple et de flux statorique étant représentées par un point Aref et le couple et le flux statorique instantanés par un point A, un élément de plan (5) (±Δ x, ±Δ y) étant défini autour du point Aref,
      et le calculateur (13) utilise la stratégie de contrôle en régime établi lorsque le point A est à l'intérieur de l'élément de plan (5) et la stratégie de contrôle en régime transitoire
      lorsque le point A est à l'extérieur de l'élément de plan (5), cette stratégie de contrôle en régime transitoire comprenant les étapes suivantes :
      on introduit dans le calculateur (13) un modèle d'état de la machine tournante dans lequel le vecteur de sortie S est un vecteur du plan de sortie P et le vecteur de commande C est le vecteur de tension de phase Vs; et
      en régime transitoire, à chaque échantillonnage, le calculateur (13) calcule le vecteur (A- Aref), le calculateur (13) calcule la dérivée directionnelle S ˙ du vecteur de S pour chacun des états Vi possibles du vecteur tension de phase Vs,
      le calculateur (13) calcule le produit scalaire de chacune des dérivées directionnelles S ˙ (Vi) du vecteur de sortie S avec le vecteur (A- Aref),
      le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vi du vecteur tension de phase Vs associé au plus grand des produits scalaires calculés.
    2. Procédé de régulation d'une machine tournante selon la revendication 1 tel que, la stratégie de contrôle pour un régime établi dans lequel le couple Tem et le flux statorique s sont compris respectivement dans un intervalle
      ±ΔTem autour de Temref et dans un intervalle ±Δ s autour de fsref.
         le calculateur (13) choisit parmi tous les états Vi possibles du vecteur tension de phase stator Vs celui qui, pour une fréquence moyenne de découpage de l'onduleur (3) préétablie, est optimal
         pour minimiser les amplitudes des oscillations du couple Tem et du flux statorique s autour respectivement du couple Temref et du flux statorique sref de consigne, et/ou pour respecter un gabarit fréquentiel pour le couple Tem ;
         le calculateur (13) restitue des signaux de commandes (6) pour commander les SPmLL (4) selon l'état choisi du vecteur tension de phase Vs.
    3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2 tel que, en outre, dans l'étape d'initialisation du procédé
         on construit, dans le calculateur (13) un chemin (15) cyclique de circulation du point A autour du point Aref dans l'élément de plan (5).
         le calculateur divise l'élément de plan (5) en zones Zi de commutation adaptées au chemin cyclique (15),
         on rentre dans le calculateur une fréquence moyenne de découpage pour l'onduleur (3),
         le calculateur construit une table de commutation dans laquelle pour chaque zone Zi il fait correspondre l'état Vf optimal futur du vestion tension de phase stator Vs en fonction des états actuels Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs pour suivre le chemin cyclique (15) de circulation dans ladite zone Zi ; et en ce que
         en régime établi, et à chaque échantillonnage,
         le calculateur (13) calcule tes tailles des zones Zi de commutation en fonction de la configuration instantanée de la machine, de manière à respecter la fréquence moyenne de découpage choisie
         le calculateur choisit comme vecteur de commande C l'état Vf optimal futur du vecteur tension de phase stator Vs à partir de la table de commutation, en fonction de la zone Zi où se trouve le point A, et des états actuels Va et passé Vp du vecteur tension de phase stator Vs.
    4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3 tel que le modèle de la machine tournante est un modèle non linéaire, affine en la commande du type : E = f(E) + G(E)Vs S = h(E)    où E est le vecteur d'état, f, g, h des fonctions analytiques du vecteur d'Etat E la dérivée directionnelle S ˙ du vecteur de sortie S est : S (Vs) = ∂h(E)∂E E = ∂h(E)∂E f(E) + ∂h(E) ∂E g(E) Vs en fonction du modèle d'état.
    5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4 tel que l'élément de plan (5) comprend une bande d'hystérésis ayant une borne intérieure (12) et une borne extérieure (11) telles que :
      le basculement de la stratégie de contrôle en régime transitoire vers la stratégie de contrôle en régime établi se fait lorsque le point A a franchi la borne intérieure (12) de la bande d'hystérésis ; et
      le basculement de la stratégie de contrôle en régime établi vers la stratégie de contrôle en régime transitoire se fait lorsque le point A a franchi la borne extérieure (11) de la bande d'hystérésis.
    6. Dispositif d'asservissement d'une machine tournante (1) à n Phases alimentée en courant alternatif par l'intermédiaire d'un onduleur de tension (3), comprenant n SPmLL (4) définissant mn états Vi (i∈{1,..,mn}) du vecteur tension de phase stator Vs, ladite machine pouvant être asservie en couple électromagnétique Tem et un flux statorique s à un couple électromagnétique Temref et à un flux statorique SSref par ledit dispositif d'asservissement comprenant un ensemble de capteurs dont les valeurs captées (7, 8 , 9) peuvent être transmises à un observateur (10), les sorties de l'observateur (10) pouvant être injectées dans un calculateur (13), ledit calculateur (13) pouvant restituer en sortie des signaux de commandes (6) destinés à commander les SPmLL (4) de l'onduleur de tension (3),
      caractérisé en ce que ledit dispositif met en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5.
    7. Application du dispositif selon la revendication 6 à une machine tournante à n Phases alimentée en courant alternatif par l'intermédiaire d'un onduleur de tension (3), comprenant n SPmLL (4) définissant mn états Vi (i∈ {1,..,mn}) du vecteur tension de phase stator Vs, ladite machine pouvant être asservie en couple électromagnétique Tem et en flux statorique s à un couple électromagnétique Temref et à un flux statorique sref par un dispositif d'asservissement comprenant un ensemble de capteurs dont les valeurs captées ( 7, 8, 9) peuvent être transmises à un observateur (10), les sorties de l'observateur (10) pouvant être injectées dans un calculateur (13), ledit calculateur (13) pouvant restituer en sortie des signaux de commandes (6) destinés à commander les SPmLL (4) de l'onduleur de tension (3), ledit dispositif d'asservissement étant selon la revendication 6.
    EP97401181A 1996-06-06 1997-05-29 Procédé de contrôle commande d'une machine tournante, dispositif d'asservissement pour mettre en oeuvre ledit procédé et application du dispositif à une machine tournante Expired - Lifetime EP0812059B8 (fr)

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