EP0727062A1 - Switched-mode power supply - Google Patents

Switched-mode power supply

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Publication number
EP0727062A1
EP0727062A1 EP94930975A EP94930975A EP0727062A1 EP 0727062 A1 EP0727062 A1 EP 0727062A1 EP 94930975 A EP94930975 A EP 94930975A EP 94930975 A EP94930975 A EP 94930975A EP 0727062 A1 EP0727062 A1 EP 0727062A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
semiconductor switch
power supply
transformer
secondary winding
controllable semiconductor
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP94930975A
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Günther Bergk
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Braun GmbH
Original Assignee
Braun GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Braun GmbH filed Critical Braun GmbH
Publication of EP0727062A1 publication Critical patent/EP0727062A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply according to the preamble of claim 1.
  • the mean value of the output current flowing through the consumer increases with a higher input voltage.
  • This current increase is approx. 50% when the input voltage rises from 100 volts to 300 volts and is mainly due to the greater impact, i.e. Storage time of the first controllable semiconductor operating in the saturated state as a switch increases as a percentage of the switch-on time.
  • the object of the invention is to provide a simple, but very precise and easily adjustable current control in a switching power supply of the type mentioned, in which no additional current sensor resistance is required.
  • control connection of the first controllable semiconductor switch is connected to an arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch as a function of the output current and which reduces the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding caused by the output current through the secondary winding Transmitter recorded.
  • the solution according to the invention enables a precisely adjustable limitation of the peak current of the controllable semiconductor switch as a function of the output current, the internal resistance of the secondary winding being used as a current sensor resistor for detecting the output current, so that no additional current sensor resistor is required and the voltage drop generated by such a current sensor resistor is eliminated .
  • the output current is also reduced at higher temperatures due to the positive temperature coefficient of the copper of the transformer winding if no additional temperature compensation is carried out.
  • Another advantage of the solution according to the invention is that the temperature-dependent internal resistance of the secondary winding of the transformer detects the winding temperature during operation of the switched-mode power supply and can be used for protective and shutdown measures.
  • An advantageous embodiment of the solution according to the invention is characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch limits it as a function of the mean output current and the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer caused by the output current through the secondary winding with a reference voltage that corresponds to the maximum output current.
  • the limitation of the peak current of the first controllable semiconductor switch by detection of the average output current takes into account the on and off switching conditions of the controllable semiconductor switch, so that a correct measure for the output current is determined even with longer pause times of the controllable semiconductor switch.
  • the comparison of the voltage drop detected at the internal resistance of the secondary winding of the transformer with a reference voltage enables the permissible peak current to be set simply as a function of the components used.
  • a further advantageous embodiment of the solution according to the invention is characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch has an operational amplifier operating as an integrator, to the inputs of which the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer is applied and the output of which the control connection of the first controllable semiconductor switch is connected.
  • the mean value of the output current can be easily formed over several periods, so that when comparing the one input of the operational amplifier Given the voltage drop at the internal resistance of the secondary winding of the transformer and a reference voltage at the other input of the operational amplifier, a representative value for the permissible output current of the transformer is obtained, which is used to limit the peak current of the controllable semiconductor switch.
  • the comparison between the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer with a predetermined reference voltage can alternatively take place in that either the negative input of the operational amplifier is connected to a voltage divider arranged in parallel with the diode, the dividing point of which via the one voltage divider resistor with the cathode of the diode is connected, or that the negative input of the operational amplifier is connected via the series connection of two resistors with reference potential, the connection of the two resistors being connected via a Zener diode to the one winding end of the secondary winding of the transformer.
  • the output of the operational amplifier can be connected to the control connection of the first controllable semiconductor switch via a controllable threshold value switch, so that below a predetermined threshold value the arrangement below the predetermined reference value that limits the peak current of the first controllable semiconductor switch has no influence on the peak current switch-off and only if a predetermined threshold value is exceeded, the peak current cutoff of the first controllable semiconductor switch is influenced.
  • An additional Z-diode can be arranged between the output of the operational amplifier and the controllable threshold switch when the operating voltage of the operational amplifier is less than the maximum voltage at the control connection of the first controllable semiconductor switch in its switch-on phase.
  • An additional influence on the peak current switch-off of the first controllable semiconductor switch can be taken in that a second controllable semiconductor is provided, the collector-emitter path of which lies between the control connection of the first controllable semiconductor switch and the reference potential and whose base is both via a third Z- Diode with the emitter of the first controllable semiconductor switch and connected via a resistor with reference potential.
  • a Z diode can be provided between the control connection of the first controllable semiconductor switch and the reference potential.
  • a feedback on the secondary side can take place on the control electrode of the first controllable semiconductor switch by providing a resistor in series with a capacitor which is connected on the secondary side to the the end of the secondary winding connected to the cathode of the diode is connected.
  • FIG. 3 shows the time course of the current through the first controllable semiconductor switch and the control voltage at the output of the operational amplifier at different input voltages in an arrangement according to FIG. 1.
  • the switched-mode power supply shown in FIG. 1 has a primary clocked flyback converter with a transformer 5 and a first controllable semiconductor switch 1 in the form of a transistor, and a diode 31 provided in the load circuit, which is polarized so that during the blocking time of the transistor 1 in Transmitter 5 stored energy is discharged into the consumer 6, which here consists of an accumulator 61 and a DC motor 62 which can be switched to the accumulator 61 via a switch 63. If the consumer is only a DC motor without an accumulator, a capacitor must be connected in parallel to the motor to smooth the output voltage.
  • the flyback converter is connected via a rectifier bridge circuit 4 and a resistor 28 fed from a direct or alternating voltage network, the voltage of which can vary between 100 and 250 volts, in extreme cases also 12 volts, and the frequency of which can be almost arbitrary in the case of a feeding alternating voltage network.
  • the rectified output voltage is applied to the input of the flyback converter or the control and regulating electronics via a series choke 8 and a shunt capacitor 9.
  • the rectified voltage U g is connected to the series connection of the primary winding 51 of the transformer 5, the collector-emitter path of the transistor 1, the resistor 21 and the load 6.
  • the base of the transistor 1 is connected via the series connection of a resistor 26 and a capacitor 1 2 with one connection of the secondary winding 52 of the transformer 5 and also via a resistor 25 with the positive potential of the rectified voltage U g .
  • the base of transistor 1 is connected to ground or reference potential via the collector-emitter path of a transistor 2.
  • the emitter of transistor 1 is connected to ground or reference potential via resistor 21 and accumulator 61.
  • the base of the transistor 2 is connected via a resistor 24 with reference potential and via a Z diode 30 to the emitter of the transistor 1.
  • the Zener diode 30 allows the switching threshold of the transistor 2 to be defined.
  • the winding direction of the primary and secondary windings 51 and 52 of the transformer 5 is determined by the points entered.
  • the positive input (+) of an operational amplifier 40 is now led via a resistor 44 to the end A of the secondary winding 52 connected to the accumulator 61.
  • the operational amplifier is connected as an integrator by a capacitor 42 located between the negative (-) input (point F) of the operational amplifier 40 and its output D.
  • the negative input F is connected to reference potential via a voltage divider containing the resistors 46 and 48, and the divider point C is connected via a resistor 47 to the end B of the secondary winding 52 connected to the cathode of the diode 31.
  • the anode of the diode 31 is connected to the reference potential.
  • a capacitor 41 is connected between the two inputs of the operational amplifier 40 to suppress interference.
  • the output D of the operational amplifier 40 is led via a resistor 45 and a Z diode 36 to the input of a controllable Z diode Z consisting of a transistor 3 and a resistor 34.
  • the emitter-collector path of the transistor 3 lies between the base E of the switching transistor 1 and the reference potential.
  • the base of transistor 3 forming the input of the controllable Z-diode is connected to its emitter and thus also to the base of transistor 1 via resistor 34.
  • the Zener diode 36 is only necessary if the voltage at the base of the transistor 3 can be greater than the operating voltage of the operational amplifier 40.
  • the end of the resistor 45 facing away from the output D of the operational amplifier is also for smoothing the output signal of the operational amplifier via a condenser ⁇ sator 43 connected to reference potential.
  • the circuit can also be constructed in such a way that the accumulator is fed only by the secondary current flowing through the secondary winding and not, as in FIG. 1, is also flowed through by the primary current flowing through the primary winding.
  • the resistor 21 is then connected directly to the reference potential.
  • the cathode of a Zener diode 39 is connected to the secondary winding 52 and its anode is connected to two resistors 49, 50, one of which serves to lower the potential 49 with the resistor 46 and the cathode of the diode 31 and the other as Series resistor for stabilizing the Z-diode 39 arranged resistor 50 is connected to the reference potential.
  • the transistor operating as a switching transistor becomes 1 is driven via the resistor 25 with a low base current, as a result of which the transistor 1 is driven into the conductive state.
  • a positive feedback effect is created via the secondary winding 52 of the transformer 5, by means of which the transistor 1 is additionally activated and suddenly switched to the fully conductive state.
  • the collector current increases linearly and generates a voltage drop proportional to the respective collector current at the resistor 21.
  • the voltage present at the emitter of the transistor 1 against the reference potential then corresponds in FIG. 1 to the voltage drop across the resistor 21 plus the battery voltage U a , which here represents the output voltage.
  • the transistor 2 is activated via the Zener diode 30, thereby becoming conductive and connecting the base of the transistor 1 to ground or reference potential and thus removing the base current from the transistor 1, whereupon the transistor 1 blocks .
  • the polarity of the voltage induced in the secondary winding 52 of the transformer 5 changes.
  • the energy stored in the transformer 5 is thus delivered to the accumulator via the diode 31 according to the principle of the flyback converter.
  • This current-proportional voltage drop is applied to the inputs of the operational amplifier 40, the positive input of the operational amplifier 40 being connected to the point A via the resistor 44, while the negative input of the operational amplifier 40 is connected to a negative reference voltage via the resistor 46.
  • the negative reference voltage is applied to the voltage divider formed from resistors 47 and 48 tapped at which the accumulator voltage, which is to be regarded as essentially constant, is present.
  • the operational amplifier 40 is connected as an integrator and thus detects the mean value of the output current of the secondary winding 52 of the transformer 5.
  • the transistor 3 remains blocked and the arrangement which limits the maximum peak current has no influence on the peak current cutoff of the switching transistor.
  • the input of the operational amplifier is controlled via resistors 46, 47.
  • the output of the operational amplifier 40 becomes more negative and controls the base of the switching transistor 1 via the controllable Z-diode, which also becomes more negative, so that the voltage across the emitter resistor 21 can no longer rise as high, as a result of which the peak current of the switching transistor 1 is reduced.
  • the Z diode 36 connected upstream of the transistor 3 of the controllable Z diode is only required if the operating voltage of the operational amplifier 40 is less than the maximum voltage at the base of the switching transistor 1 in the switch-on phase.
  • the maximum peak current emitted by the secondary winding 52 is therefore limited by an arrangement in which the base of the switching transistor 1 is increased by one certain voltage conductive, the reference voltage source is kept constant with respect to the reference potential.
  • FIGS. 3a to 3c show the current flowing through the transistor 1 and the control voltage present at the output of the operational amplifier 40 at different input voltages of the flyback converter.
  • 3a shows the conditions at an input voltage of 100 V
  • FIG. 3b at an input voltage of 180 V
  • FIG. 3c the conditions at an input voltage of 260 V.
  • the graphic representation shows how the control voltage at the output of the operational amplifier 40 decreases as the input voltage rises and, accordingly, the peak value T of the transistor current i is reduced by shortening its leading phase.

Abstract

The invention pertains to a switched-mode power supply with a primary clocked flyback converter for a controlled supply to an electrical consumer (6; 61, 62) from an input voltage supply of optionnaly variable voltage type and level, where the serial connection of the primary winding (51) of a transformer (5), the primary current path of a first controlled semiconductor switch (1) and a first resistor (21) is switched in parallel to the input voltage source. The secondary winding (52) of the transformer (5) is connected in series with a diode (31) and the consumer (6; 61, 62). The gate of the first semiconductor switch (1) is linked to a configuration that limits the maximum crest current of the first controlled semiconductor switch (1) as a function of the output current and that detects on the internal resistance of the secondary winding (52) of the transformer (5) the voltage drop due to the output current through the secondary winding (52).

Description

SchaltnetzteilSwitching power supply
Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 .The invention relates to a switching power supply according to the preamble of claim 1.
Bei solchen Schaltnetzteilen steigt der Mittelwert des durch den Verbraucher fließenden Ausgangsstroms bei höherer Eingangsspannung an. Dieser Stromanstieg beträgt ca. 50 % bei einem Anstieg der Eingangsspannung von 100 Volt auf 300 Volt und wird hauptsächlich durch die sich bei höherer Eingangsspannung stärker auswirkende, d.h. prozentual zur Einschaltzeit zunehmende Speicherzeit des im gesättigten Zustand als Schalter arbeitenden ersten steuerbaren Halbleiters verursacht.In such switching power supplies, the mean value of the output current flowing through the consumer increases with a higher input voltage. This current increase is approx. 50% when the input voltage rises from 100 volts to 300 volts and is mainly due to the greater impact, i.e. Storage time of the first controllable semiconductor operating in the saturated state as a switch increases as a percentage of the switch-on time.
Um diesem unerwünschten Stromanstieg entgegenzuwirken, sind Stromregelungen bekannt, bei denen der Strom über einen Spannungsabfall an einem Widerstand gemes¬ sen und als Regelgröße benutzt wird. Nachteilig ist hier neben der Anordnung eines zusätzlich erforderlichen Bauteils ein vor allem bei verhältnismäßig niedrigen Ausgangs¬ spannungen durch das Einfügen des Stromfühlwiderstandes erzeugter Spannungsabfall.In order to counteract this undesirable current rise, current controls are known in which the current is measured via a voltage drop across a resistor and is used as a control variable. In addition to the arrangement of an additionally required component, a disadvantage here is a voltage drop generated, in particular, at relatively low output voltages by inserting the current sensing resistor.
Aufgabe der Erfindung ist es, bei einem Schaltnetzteil der eingangs genannten Art eine einfache, aber sehr genaue und leicht einstellbare Stromregelung anzugeben, bei der kein zusäzlicher Stromfühlerwiderstand erforderlich ist.The object of the invention is to provide a simple, but very precise and easily adjustable current control in a switching power supply of the type mentioned, in which no additional current sensor resistance is required.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters an eine den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halblei¬ terschalters in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom begrenzende Anordnung angeschlos¬ sen ist, die den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung hervorgerufenen Spannungsabfall am innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers erfaßt.This object is achieved in that the control connection of the first controllable semiconductor switch is connected to an arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch as a function of the output current and which reduces the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding caused by the output current through the secondary winding Transmitter recorded.
Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine exakt einstellbare Begrenzung des Spitzenstroms des steuerbaren Halbleiterschalters in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom, wobei zur Erfassung des Ausgangsstromes der Innenwiderstand der Sekundärwicklung als Stromfühlerwiderstand benutzt wird, so daß kein zusätzlicher Stromfühlerwiderstand erforderlich ist und der durch einen derartigen Stromfühlerwiderstand erzeugte Span¬ nungsabfall entfällt. Durch die Verwendung des Innenwiderstandes der Sekundärwicklung als Stromfühl¬ widerstand wird außerdem bei höheren Temperaturen infolge des positiven Temperatur¬ koeffizienten des Kupfers der Übertragerwicklung der Ausgangsstrom reduziert, wenn keine zusätzliche Temperaturkompensation vorgenommen wird. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß durch den temperaturabhängigen Innen¬ widerstand der Sekundärwicklung des Übertragers die Wicklungstemperatur während des Schaltnetzteilbetriebes erfaßt und zu Schutz- und Abschaltmaßnahmen herangezo¬ gen werden kann.The solution according to the invention enables a precisely adjustable limitation of the peak current of the controllable semiconductor switch as a function of the output current, the internal resistance of the secondary winding being used as a current sensor resistor for detecting the output current, so that no additional current sensor resistor is required and the voltage drop generated by such a current sensor resistor is eliminated . By using the internal resistance of the secondary winding as a current sensing resistor, the output current is also reduced at higher temperatures due to the positive temperature coefficient of the copper of the transformer winding if no additional temperature compensation is carried out. Another advantage of the solution according to the invention is that the temperature-dependent internal resistance of the secondary winding of the transformer detects the winding temperature during operation of the switched-mode power supply and can be used for protective and shutdown measures.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung ist dadurch gekenn¬ zeichnet, daß die den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschal¬ ters begrenzende Anordnung diesen in Abhängigkeit vom mittleren Ausgangsstrom begrenzt und den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung hervorgerufe¬ nen Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers mit einer Referenzspannung vergleicht, die dem maximalen Ausgangsstrom entspricht.An advantageous embodiment of the solution according to the invention is characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch limits it as a function of the mean output current and the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer caused by the output current through the secondary winding with a reference voltage that corresponds to the maximum output current.
Die Begrenzung des Spitzenstroms des ersten steuerbaren Halbleiterschalters durch Erfassung des mittleren Ausgangsstroms berücksichtigt die Ein- und Ausschaltverhält¬ nisse des steuerbaren Halbleiterschalters, so daß auch bei längeren Pausenzeiten des steuerbaren Halbleiterschalters ein korrektes Maß für den Ausgangsstrom ermittelt wird. Der Vergleich des am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers erfaßten Spannungsabfalls mit einer Referenzspannung ermöglicht eine einfache Einstellung des zulässigen Spitzenstroms in Abhängigkeit von den verwendeten Bauelementen.The limitation of the peak current of the first controllable semiconductor switch by detection of the average output current takes into account the on and off switching conditions of the controllable semiconductor switch, so that a correct measure for the output current is determined even with longer pause times of the controllable semiconductor switch. The comparison of the voltage drop detected at the internal resistance of the secondary winding of the transformer with a reference voltage enables the permissible peak current to be set simply as a function of the components used.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung ist dadurch gekennzeichnet, daß die den den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters begrenzende Anordnung einen als Integrator arbeitenden Operations¬ verstärker aufweist, an dessen Eingänge die am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Übertragers abfallende Spannung angelegt ist und dessen Ausgang mit dem Steuer¬ anschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters verbunden ist.A further advantageous embodiment of the solution according to the invention is characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch has an operational amplifier operating as an integrator, to the inputs of which the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer is applied and the output of which the control connection of the first controllable semiconductor switch is connected.
Durch die Anordnung eines als Integrator beschalteten Operationsverstärkers kann auf einfache Weise der Mittelwert des Ausgangsstromes über mehrere Perioden gebildet werden, so daß bei einem Vergleich des auf einen Eingang des Operationsverstärkers gegebenen Spannungsabfalls am Innenwiderstand der Sekundärwicklung des Über¬ tragers und einer Referenzspannung am anderen Eingang des Operationsverstärkers ein repräsentativer Wert für den zulässigen Ausgangsstrom des Übertragers gewonnen wird, der zur Begrenzung des Spitzenstroms des steuerbaren Halbleiterschalters her¬ angezogen wird.By arranging an operational amplifier connected as an integrator, the mean value of the output current can be easily formed over several periods, so that when comparing the one input of the operational amplifier Given the voltage drop at the internal resistance of the secondary winding of the transformer and a reference voltage at the other input of the operational amplifier, a representative value for the permissible output current of the transformer is obtained, which is used to limit the peak current of the controllable semiconductor switch.
Der Vergleich zwischen dem Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sekundärwick¬ lung des Übertragers mit einer vorgegebenen Referenzspannung kann alternativ dadurch erfolgen, daß entweder der negative Eingang des Operationsverstärkers an einen parallel zur Diode angeordneten Spannungsteiler angeschlossen wird, dessen Teiierpunkt über den einen Spannungsteilerwiderstand mit der Kathode der Diode verbunden ist, oder daß der negative Eingang des Operationsverstärkers über die Reihenschaltung zweier Wider¬ stände mit Bezugspotential verbunden wird, wobei die Verbindung beider Widerstände über eine Z-Diode mit dem einen Wicklungsende der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist.The comparison between the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding of the transformer with a predetermined reference voltage can alternatively take place in that either the negative input of the operational amplifier is connected to a voltage divider arranged in parallel with the diode, the dividing point of which via the one voltage divider resistor with the cathode of the diode is connected, or that the negative input of the operational amplifier is connected via the series connection of two resistors with reference potential, the connection of the two resistors being connected via a Zener diode to the one winding end of the secondary winding of the transformer.
Der Ausgang des Operationsverstärkers kann über einen steuerbaren Schwellwert¬ schalter mit dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters verbunden werden, so daß unterhalb eines vorgegebenen Schwellwertes die den Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters begrenzende Anordnung unterhalb des vorgegebe¬ nen Referenzwertes keinen Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung hat und erst beim Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes Einfluß auf die Spitzenstromabschal¬ tung des ersten steuerbaren Halbleiterschalters nimmt.The output of the operational amplifier can be connected to the control connection of the first controllable semiconductor switch via a controllable threshold value switch, so that below a predetermined threshold value the arrangement below the predetermined reference value that limits the peak current of the first controllable semiconductor switch has no influence on the peak current switch-off and only if a predetermined threshold value is exceeded, the peak current cutoff of the first controllable semiconductor switch is influenced.
Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem steuerbaren Schwellwert¬ schalter kann eine zusätzliche Z-Diode dann angeordnet werden, wenn die Betriebs¬ spannung des Operationsverstärkers geringer ist als die maximale Spannung am Steuer¬ anschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters in dessen Einschaltphase.An additional Z-diode can be arranged between the output of the operational amplifier and the controllable threshold switch when the operating voltage of the operational amplifier is less than the maximum voltage at the control connection of the first controllable semiconductor switch in its switch-on phase.
Ein zusätzlicher Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung des ersten steuerbaren Halblei¬ terschalters kann dadurch genommen werden, daß ein zweiter steuerbarer Halbleiter vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters und Bezugspotential liegt und dessen Basis sowohl über eine dritte Z-Diode mit dem Emitter des ersten steuerbaren Halbleiter- schalters als auch über einen Widerstand mit Bezugspotential verbunden ist.An additional influence on the peak current switch-off of the first controllable semiconductor switch can be taken in that a second controllable semiconductor is provided, the collector-emitter path of which lies between the control connection of the first controllable semiconductor switch and the reference potential and whose base is both via a third Z- Diode with the emitter of the first controllable semiconductor switch and connected via a resistor with reference potential.
Alternativ hierzu kann nach einem weiteren Merkmal der Erfindung zwischen dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters und Bezugspotential eine Z-Diode vorgesehen werden.Alternatively, according to a further feature of the invention, a Z diode can be provided between the control connection of the first controllable semiconductor switch and the reference potential.
Zusätzlich zu den Schaltungen zur Begrenzung des Spitzenstroms des ersten steuer¬ baren Halbleiterschalters kann eine sekundärseitige Rückkopplung auf die Steuerelek¬ trode des ersten steuerbaren Halbleiterschalters dadurch erfolgen, daß die Serien¬ schaltung eines Widerstandes mit einem Kondensator vorgesehen wird, die sekundärsei- tig an das mit der Kathode der Diode verbundene Ende des Sekundärwicklung an¬ geschlossen ist.In addition to the circuits for limiting the peak current of the first controllable semiconductor switch, a feedback on the secondary side can take place on the control electrode of the first controllable semiconductor switch by providing a resistor in series with a capacitor which is connected on the secondary side to the the end of the secondary winding connected to the cathode of the diode is connected.
Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll der der Erfindung zugrundeliegende Gedanke näher erläutert werden. Es zeigen:The idea on which the invention is based will be explained in more detail with reference to exemplary embodiments shown in the drawing. Show it:
Fig. 1 und 2 verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltung zur Regelung von Schaltnetzteilen und1 and 2 different embodiments of the circuit according to the invention for regulating switching power supplies and
Fig. 3 den zeitlichen Verlauf des Stroms durch den ersten steuerbaren Halblei¬ terschalter und der Regelspannung am Ausgang des Operationsver¬ stärkers bei verschiedenen Eingangsspannungen bei einer Anordnung nach Fig. 1 .3 shows the time course of the current through the first controllable semiconductor switch and the control voltage at the output of the operational amplifier at different input voltages in an arrangement according to FIG. 1.
Das in Fig. 1 dargestellte Schaltnetzteil weist einen primär getakteten Sperrwandler mit einem Übertrager 5 und einem als Transistor ausgebildeten ersten steuerbaren Halblei¬ terschalter 1 sowie einer im Lastkreis vorgesehenen Diode 31 auf, die so gepolt ist, daß die in der Sperrzeit des Transistors 1 im Übertrager 5 gespeicherte Energie in den Verbraucher 6, der hier aus einem Akkumulator 61 und aus einem über einen Schalter 63 an den Akkumulator 61 schaltbaren Gleichstrommotor 62 besteht, entladen wird. Ist der Verbraucher nur ein Gleichstrommotor ohne einen Akkumulator, muß dem Motor zur Glättung der Ausgangsspannung ein Kondensator parallelgeschaltet werden.The switched-mode power supply shown in FIG. 1 has a primary clocked flyback converter with a transformer 5 and a first controllable semiconductor switch 1 in the form of a transistor, and a diode 31 provided in the load circuit, which is polarized so that during the blocking time of the transistor 1 in Transmitter 5 stored energy is discharged into the consumer 6, which here consists of an accumulator 61 and a DC motor 62 which can be switched to the accumulator 61 via a switch 63. If the consumer is only a DC motor without an accumulator, a capacitor must be connected in parallel to the motor to smooth the output voltage.
Der Sperrwandler wird über eine Gleichrichter-Brückenschaltung 4 und einen Widerstand 28 aus einem Gleich- oder Wechselspannungsnetz gespeist, dessen Spannung zwischen 100 und 250 Volt, im Extremfall aber auch 12 Volt, und dessen Frequenz im Falle eines speisenden Wechselspannungsnetzes nahezu beliebig sein kann, variieren kann. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung wird über eine Längsdrossel 8 und einen Quer¬ kondensator 9 an den Eingang des Sperrwandlers bzw. der Steuer- und Regelelektronik gelegt.The flyback converter is connected via a rectifier bridge circuit 4 and a resistor 28 fed from a direct or alternating voltage network, the voltage of which can vary between 100 and 250 volts, in extreme cases also 12 volts, and the frequency of which can be almost arbitrary in the case of a feeding alternating voltage network. The rectified output voltage is applied to the input of the flyback converter or the control and regulating electronics via a series choke 8 and a shunt capacitor 9.
Die gleichgerichtete Spannung Ug liegt an der Reihenschaltung der Primärwicklung 51 des Übertragers 5, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 , des Widerstandes 21 und des Verbrauchers 6. Die Basis des Transistors 1 ist sowohl über die Reihenschal¬ tung eines Widerstandes 26 und eines Kondensators 1 2 mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 als auch über einen Widerstand 25 mit dem positiven Potential der gleichgerichteten Spannung Ug verbunden. Darüber hinaus ist die Basis des Transistors 1 über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 2 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden.The rectified voltage U g is connected to the series connection of the primary winding 51 of the transformer 5, the collector-emitter path of the transistor 1, the resistor 21 and the load 6. The base of the transistor 1 is connected via the series connection of a resistor 26 and a capacitor 1 2 with one connection of the secondary winding 52 of the transformer 5 and also via a resistor 25 with the positive potential of the rectified voltage U g . In addition, the base of transistor 1 is connected to ground or reference potential via the collector-emitter path of a transistor 2.
Der Emitter des Transistors 1 ist über den Widerstand 21 und den Akkumulator 61 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden. Die Basis des Transistors 2 ist über einen Widerstand 24 mit Bezugspotential und über eine Z-Diode 30 mit dem Emitter des Transistors 1 verbunden. Die Z-Diode 30 erlaubt eine definierte Festlegung der Schalt¬ schwelle des Transistors 2.The emitter of transistor 1 is connected to ground or reference potential via resistor 21 and accumulator 61. The base of the transistor 2 is connected via a resistor 24 with reference potential and via a Z diode 30 to the emitter of the transistor 1. The Zener diode 30 allows the switching threshold of the transistor 2 to be defined.
Der Wickelsinn der Primärund Sekundärwicklung 51 bzw. 52 des Übertragers 5 ist durch die eingetragenen Punkte bestimmt.The winding direction of the primary and secondary windings 51 and 52 of the transformer 5 is determined by the points entered.
Weiter ist nun in Fig. 1 der positive Eingang ( + ) eines Operationsverstärkers 40 über einen Widerstand 44 an das mit dem Akkumulator 61 verbundene Ende A der Se¬ kundärwicklung 52 geführt. Durch einen zwischen dem negativen (-) Eingang (Punkt F) des Operationsverstärkers 40 und seinem Ausgang D liegenden Kondensator 42 ist der Operationsverstärker als Integrator beschaltet. Außerdem ist der negative Eingang F über einen die Widerstände 46 und 48 enthaltenden Spannungsteiler mit Bezugspotenti¬ al verbunden und der Teilerpunkt C über einen Widerstand 47 an das mit der Kathode der Diode 31 verbundene Ende B der Sekundärwicklung 52 geführt. Die Anode der Diode 31 ist mit Bezugspotential verbunden. Zur Störunterdrückung ist zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 40 ein Kondensator 41 geschaltet.1, the positive input (+) of an operational amplifier 40 is now led via a resistor 44 to the end A of the secondary winding 52 connected to the accumulator 61. The operational amplifier is connected as an integrator by a capacitor 42 located between the negative (-) input (point F) of the operational amplifier 40 and its output D. In addition, the negative input F is connected to reference potential via a voltage divider containing the resistors 46 and 48, and the divider point C is connected via a resistor 47 to the end B of the secondary winding 52 connected to the cathode of the diode 31. The anode of the diode 31 is connected to the reference potential. A capacitor 41 is connected between the two inputs of the operational amplifier 40 to suppress interference.
Der Ausgang D des Operationsverstärkers 40 ist über einen Widerstand 45 und eine Z-Diode 36 an den Eingang einer aus einem Transistor 3 und einem Widerstand 34 bestehenden steuerbaren Z-Diode Z geführt. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transi¬ stors 3 liegt zwischen der Basis E des Schalttransistors 1 und Bezugspotential. Die den Eingang der steuerbaren Z-Diode bildende Basis des Transistors 3 ist über den Wider¬ stand 34 mit seinem Emitter und damit auch mit der Basis des Transistors 1 verbunden.The output D of the operational amplifier 40 is led via a resistor 45 and a Z diode 36 to the input of a controllable Z diode Z consisting of a transistor 3 and a resistor 34. The emitter-collector path of the transistor 3 lies between the base E of the switching transistor 1 and the reference potential. The base of transistor 3 forming the input of the controllable Z-diode is connected to its emitter and thus also to the base of transistor 1 via resistor 34.
Die Z-Diode 36 ist nur notwendig, wenn die Spannung an der Basis des Transistors 3 größer werden kann als die Betriebsspannung des Operationsverstärkers 40. Das dem Ausgang D des Operationsverstärkers abgewandte Ende des Widerstandes 45 ist zur Glättung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers außerdem über einen Konden¬ sator 43 mit Bezugspotential verbunden.The Zener diode 36 is only necessary if the voltage at the base of the transistor 3 can be greater than the operating voltage of the operational amplifier 40. The end of the resistor 45 facing away from the output D of the operational amplifier is also for smoothing the output signal of the operational amplifier via a condenser ¬ sator 43 connected to reference potential.
Die Schaltung kann entsprechend Figur 2 auch so aufgebaut werden, daß der Akkumula¬ tor nur von dem durch die Sekundärwicklung fließenden Sekundärstrom gespeist und nicht wie in Figur 1 auch noch von dem durch die Primärwicklung fließenden Primär¬ strom durchflössen wird. Wie aus der Figur 2 ersichtlich, ist dann der Widerstand 21 direkt mit Bezugspotential verbunden. In dieser Ausführungsform ist die Kathode einer Z-Diode 39 mit der Sekundärwicklung 52 und ihre Anode mit zwei Widerständen 49, 50 verbunden , von denen der eine, zur Potentialabsenkung dienende Widerstand 49 mit dem Widerstand 46 und der Kathode der Diode 31 und der andere als Vorwiderstand zur Stabilisierung der Z-Diode 39 angeordnete Widerstand 50 mit Bezugspotential verbun¬ den ist.According to FIG. 2, the circuit can also be constructed in such a way that the accumulator is fed only by the secondary current flowing through the secondary winding and not, as in FIG. 1, is also flowed through by the primary current flowing through the primary winding. As can be seen from FIG. 2, the resistor 21 is then connected directly to the reference potential. In this embodiment, the cathode of a Zener diode 39 is connected to the secondary winding 52 and its anode is connected to two resistors 49, 50, one of which serves to lower the potential 49 with the resistor 46 and the cathode of the diode 31 and the other as Series resistor for stabilizing the Z-diode 39 arranged resistor 50 is connected to the reference potential.
Nachstehend soll die Funktionsweise des elektronischen Schaltnetzteils, die in Fig. 1 und 2 die gleiche ist, anhand von Fig. 1 und den in den Fig. 3a, 3b und 3c gezeigten Kurven näher erläutert werden.The operation of the electronic switching power supply, which is the same in FIGS. 1 and 2, will be explained in more detail below with reference to FIG. 1 and the curves shown in FIGS. 3a, 3b and 3c.
Nach der Gleichrichtung der am Eingang der Gleichrichter-Brückenschaltung 4 anliegen¬ den Gleich- oder Wechselspannung Ue wird der als Schalttransistor arbeitende Transistor 1 über den Widerstand 25 mit einem geringen Basisstrom angesteuert, infolgedessen der Transistor 1 in den leitenden Zustand gesteuert wird. Über den Widerstand 26 und den Kondensator 1 2 entsteht über die Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 ein Mitkopplungseffekt, durch den der Transistor 1 zusätzlich angesteuert und schlagartig in den vollständig leitenden Zustand geschaltet wird.After rectification of the direct or alternating voltage U e present at the input of the rectifier bridge circuit 4, the transistor operating as a switching transistor becomes 1 is driven via the resistor 25 with a low base current, as a result of which the transistor 1 is driven into the conductive state. Via the resistor 26 and the capacitor 1 2, a positive feedback effect is created via the secondary winding 52 of the transformer 5, by means of which the transistor 1 is additionally activated and suddenly switched to the fully conductive state.
Der Kollektorstrom steigt linear an und erzeugt am Widerstand 21 einen dem jeweiligen Kollektorstrom proportionalen Spannungsabfall. Die am Emitter des Transistors 1 gegen Bezugspotential anliegende Spannung entspricht dann in Fig. 1 dem Spannungsabfall am Widerstand 21 plus der Akkumulatorspannung Ua, die hier die Ausgangsspannung darstellt. Beim Erreichen einer bestimmten Spitzenspannung wird über die Z-Diode 30 der Transistor 2 angesteuert, gelangt dadurch in den leitenden Zustand und verbindet die Basis des Transistors 1 mit Masse- bzw. Bezugspotential und entzieht damit dem Transistor 1 den Basisstrom, woraufhin der Transistor 1 sperrt.The collector current increases linearly and generates a voltage drop proportional to the respective collector current at the resistor 21. The voltage present at the emitter of the transistor 1 against the reference potential then corresponds in FIG. 1 to the voltage drop across the resistor 21 plus the battery voltage U a , which here represents the output voltage. When a certain peak voltage is reached, the transistor 2 is activated via the Zener diode 30, thereby becoming conductive and connecting the base of the transistor 1 to ground or reference potential and thus removing the base current from the transistor 1, whereupon the transistor 1 blocks .
Mit Beginn der Sperrphase des Transistors 1 wechselt die Polarität der in der Sekundär¬ wicklung 52 des Übertragers 5 induzierten Spannung. Die im Übertrager 5 gespeicherte Energie wird damit nach dem Prinzip des Sperrwandlers über die Diode 31 an den Akkumulator abgegeben.At the beginning of the blocking phase of the transistor 1, the polarity of the voltage induced in the secondary winding 52 of the transformer 5 changes. The energy stored in the transformer 5 is thus delivered to the accumulator via the diode 31 according to the principle of the flyback converter.
Beim Entladen der im Übertrager 5 gespeicherten Energie während der Sperrphase des Transistors 1 ist im wesentlichen nur der Gleichstromwiderstand der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 wirksam, so daß dieser Widerstand als Innenwiderstand des Übertragers für Meßzwecke herangezogen werden kann. Der durch die Sekundärwick¬ lung 52 des Übertragers 5 fließende Strom erzeugt am Innenwiderstand der Sekundär¬ wicklung 52, d. h. zwischen den Punkten A und B einen dem Sekundärwicklungsstrom proportionalen Spannungsabfall.When discharging the energy stored in the transformer 5 during the blocking phase of the transistor 1, essentially only the direct current resistance of the secondary winding 52 of the transformer 5 is effective, so that this resistance can be used as the internal resistance of the transformer for measuring purposes. The current flowing through the secondary winding 52 of the transformer 5 generates at the internal resistance of the secondary winding 52, i. H. a voltage drop proportional to the secondary winding current between points A and B.
Dieser stromproportionale Spannungsabfall wird an die Eingänge des Operationsver¬ stärkers 40 gelegt, wobei der positive Eingang des Operationsverstärkers 40 über den Widerstand 44 an den Punkt A angeschlossen ist, während der negative Eingang des Operationsverstärkers 40 über den Widerstand 46 an eine negative Referenzspannung angeschlossen ist. Die negative Referenzspannung wird in dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 an dem aus den Widerständen 47 und 48 gebildeten Spannungsteiler abgegriffen, an dem die im wesentlichen als konstant anzusehenden Akkumulator¬ spannung anliegt.This current-proportional voltage drop is applied to the inputs of the operational amplifier 40, the positive input of the operational amplifier 40 being connected to the point A via the resistor 44, while the negative input of the operational amplifier 40 is connected to a negative reference voltage via the resistor 46. In the exemplary embodiment according to FIG. 1, the negative reference voltage is applied to the voltage divider formed from resistors 47 and 48 tapped at which the accumulator voltage, which is to be regarded as essentially constant, is present.
Beträgt der Innenwiderstand der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 ca. 60 m und die am Spannungsteiler Punkt C anliegende Referenzspannung ca. 50 mV, so entspricht dies einem Sekundärwicklungs-Ausgangsstrom vonIf the internal resistance of the secondary winding 52 of the transformer 5 is approximately 60 m and the reference voltage at the voltage divider point C is approximately 50 mV, this corresponds to a secondary winding output current of
50 mV = 830 mA50 mV = 830 mA
60 mΩ60 mΩ
Der Operationsverstärker 40 ist als Integrator geschaltet und erfaßt somit den Mittel¬ wert des Ausgangsstromes der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5.The operational amplifier 40 is connected as an integrator and thus detects the mean value of the output current of the secondary winding 52 of the transformer 5.
Ist der Ausgangsstrom der Sekundärwicklung 52 des Übertragers 5 kleiner oder gleich dem durch die Referenzspannung am negativen Eingang des Operationsverstärkers 40 entsprechenden Wert, so bleibt der Transistor 3 gesperrt und die den maximalen Spit¬ zenstrom begrenzende Anordnung hat keinen Einfluß auf die Spitzenstromabschaltung des Schalttransistors.If the output current of the secondary winding 52 of the transformer 5 is less than or equal to the value corresponding to the reference voltage at the negative input of the operational amplifier 40, the transistor 3 remains blocked and the arrangement which limits the maximum peak current has no influence on the peak current cutoff of the switching transistor.
Bei einem Anstieg des Ausgangsstromes der Sekundärwicklung 52 des Übertragers mit einer gegenüber der Spannung am Punkt A positiveren Spannung am Punkt B wird der Eingang des Operationsverstärkers über die Widerstände 46, 47 angesteuert. Der Ausgang des Operationsverstärkers 40 wird negativer und steuert über die steuerbare Z-Diode die Basis des Schalttransistors 1 an, die ebenfalls negativer wird, so daß die Spannung am Emitterwiderstand 21 nicht mehr so hoch ansteigen kann, wodurch der Spitzenstrom des Schalttransistors 1 reduziert wird.If the output current of the secondary winding 52 of the transformer rises with a voltage at point B that is more positive than the voltage at point A, the input of the operational amplifier is controlled via resistors 46, 47. The output of the operational amplifier 40 becomes more negative and controls the base of the switching transistor 1 via the controllable Z-diode, which also becomes more negative, so that the voltage across the emitter resistor 21 can no longer rise as high, as a result of which the peak current of the switching transistor 1 is reduced.
Die dem Transistor 3 der steuerbaren Z-Diode vorgeschaltete Z-Diode 36 ist nur dann erforderlich, wenn die Betriebsspannung des Operationsverstärkers 40 kleiner ist als die maximale Spannung an der Basis des Schalttransistors 1 in der Einschaltphase.The Z diode 36 connected upstream of the transistor 3 of the controllable Z diode is only required if the operating voltage of the operational amplifier 40 is less than the maximum voltage at the base of the switching transistor 1 in the switch-on phase.
Der von der Sekundärwicklung 52 abgegebene maximale Spitzenstrom wird daher mit einer Anordnung begrenzt, bei der die Basis des Schalttransistors 1 durch eine ab einer bestimmten Spannung leitend werden den Referenzspannungsquelle gegenüber dem Bezugspotential konstant gehalten wird.The maximum peak current emitted by the secondary winding 52 is therefore limited by an arrangement in which the base of the switching transistor 1 is increased by one certain voltage conductive, the reference voltage source is kept constant with respect to the reference potential.
In den Figuren 3a bis 3c ist der durch den Transistor 1 fließende Strom sowie die am Ausgang des Operationsverstärkers 40 anstehende Regelspannung bei unterschiedlichen Eingangsspannungen des Sperrwandlers dargestellt. Dabei zeigt Figur 3a die Verhält¬ nisse bei einer Eingangsspannung von 100 V, Figur 3b bei einer Eingangsspannung von 180 V und Figur 3c die Verhältnisse bei einer Eingangsspannung von 260 V.FIGS. 3a to 3c show the current flowing through the transistor 1 and the control voltage present at the output of the operational amplifier 40 at different input voltages of the flyback converter. 3a shows the conditions at an input voltage of 100 V, FIG. 3b at an input voltage of 180 V and FIG. 3c the conditions at an input voltage of 260 V.
Der grafischen Darstellung kann entnommen werden, wie die Regelspannung am Aus¬ gang des Operationsverstärkers 40 bei steigender Eingangsspannung abnimmt und entsprechend der Spitzenwert T des Transistorstromes i durch Verkürzung seiner Leitpha¬ se reduziert wird. Bei einer Netzspannung von UN = 100 Volt beträgt der Spitzenwert des Stroms ca. 300 mA bei einer Regelspannung von UR = 2,8 V (Figur 3a), bei einer Netzspannung UN = 180 V beträgt der Spitzenwert des Stroms ca. 250 mA bei einer Regelspannung von UR = 1 ,8 V (Figur 3b) und bei einer Netzspannung UN = 260 V ist der Spitzenwert des Stroms ca. 210 mA bei einer Regelspannung von UR = 1 V (Figur 3c). The graphic representation shows how the control voltage at the output of the operational amplifier 40 decreases as the input voltage rises and, accordingly, the peak value T of the transistor current i is reduced by shortening its leading phase. With a mains voltage of U N = 100 volts, the peak value of the current is approximately 300 mA with a control voltage of U R = 2.8 V (FIG. 3a), with a mains voltage U N = 180 V, the peak value of the current is approximately 250 mA at a control voltage of U R = 1.8 V (FIG. 3b) and at a mains voltage U N = 260 V, the peak value of the current is approx. 210 mA at a control voltage of U R = 1 V (FIG. 3c).

Claims

Patentansprüche: Claims:
1 . Schaltnetzteil mit einem primär getakteten Sperrwandler zur geregelten Speisung eines elektrischen Verbrauchers (6; 61 , 62) aus einer Eingangsspannungsquelle wahlweise unterschiedlicher Spannungsart und -höhe, bei dem parallel zur Ein¬ gangsspannungsquelle die Reihenschaltung der Primärwicklung (51 ) eines Über¬ tragers (5), der Hauptstromstrecke eines ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) und eines ersten Widerstandes (21 ) geschaltet ist und die Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) in Reihe zu einer Diode (31 ) und dem Verbraucher (6; 61 , 62) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der erste steuerbare Halbleiterschalter (1 ) an eine den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom begrenzende Anordnung angeschlossen ist, die den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung (52) hervorgerufenen Spannungsabfall am Innenwider¬ stand der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) erfaßt.1 . Switched-mode power supply with a primary clocked flyback converter for the controlled supply of an electrical consumer (6; 61, 62) from an input voltage source of optionally different voltage types and levels, in which the primary winding (51) of a transformer (5) is connected in series with the input voltage source. , the main current path of a first controllable semiconductor switch (1) and a first resistor (21) is connected and the secondary winding (52) of the transformer (5) is connected in series with a diode (31) and the consumer (6; 61, 62) , characterized in that the first controllable semiconductor switch (1) is connected to an arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch (1) as a function of the output current and which has the voltage drop across the internal resistor caused by the output current through the secondary winding (52) the secondary winding (52) of the transformer (5) is detected.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) begrenzende Anordnung diesen in Abhängigkeit vom mittleren Ausgangsstrom begrenzt und den durch den Ausgangsstrom durch die Sekundärwicklung (52) hervorgerufenen Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) mit einer Referenzspannung vergleicht, die dem maximalen Ausgangsstrom entspricht.2. Switched-mode power supply according to Claim 1, characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch (1) limits this as a function of the mean output current and the voltage drop across the internal resistance of the secondary winding (52) caused by the output current through the secondary winding (52) ) of the transformer (5) with a reference voltage that corresponds to the maximum output current.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die den den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) begrenzende Anordnung einen als Integrator arbeitenden Operationsverstärker (40) aufweist, an dessen Eingänge die am Innenwiderstand der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) abfallende Spannung angelegt ist und dessen Ausgang (D) mit dem Steueranschluß (E) des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) verbun¬ den ist. 3. Switched-mode power supply according to Claim 1 or 2, characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch (1) has an operational amplifier (40) operating as an integrator, at the inputs of which the internal resistance of the secondary winding (52) of the transformer (5) falling voltage is applied and its output (D) is connected to the control connection (E) of the first controllable semiconductor switch (1).
4. Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Enden (A, B) der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) mit den Eingängen des Operationsverstärkers (40) verbunden sind, daß der negative Ein¬ gang des Operationsverstärkers (40) an einer negativen Referenzspannung liegt, daß der positive Eingang des Operationsverstärkers (40) an dem mit dem elek¬ trischen Verbraucher (6; 61 , 62) verbundenen Ende (A) der Sekundärwicklung (52) liegt und daß der Ausgang (D) des Operationsverstärkers (40) an den Eingang eines zwischen dem Steueranschluß (E) des ersten steuerbaren Halbleiters (1 ) und Be¬ zugspotential angeordneten steuerbaren Schwellwertschalters (3, 34) angeschlos¬ sen ist.4. Switched-mode power supply according to Claim 3, characterized in that the two ends (A, B) of the secondary winding (52) of the transformer (5) are connected to the inputs of the operational amplifier (40), that the negative input of the operational amplifier (40 ) is due to a negative reference voltage that the positive input of the operational amplifier (40) is connected to the end (A) of the secondary winding (52) connected to the electrical consumer (6; 61, 62) and that the output (D) of the Operational amplifier (40) is connected to the input of a controllable threshold switch (3, 34) arranged between the control connection (E) of the first controllable semiconductor (1) and reference potential.
5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Eingang des Operationsverstärkers (40) an einen parallel zur Diode (31 ) angeordneten Spannungsteiler (47, 48) angeschlossen ist, dessen Teilerpunkt (C) über den einen Spannungsteilerwiderstand (47) mit der Kathode (B) der Diode (31 ) verbunden ist.5. Switched-mode power supply according to Claim 4, characterized in that the negative input of the operational amplifier (40) is connected to a voltage divider (47, 48) arranged in parallel with the diode (31), the dividing point (C) of which has a voltage divider resistor (47) the cathode (B) of the diode (31) is connected.
6. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Eingang des Operationsverstärkers (40) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (46, 48) mit Bezugspotential verbunden ist, wobei die Verbin¬ dung (C) beider Widerstände (46, 48) über eine Z-Diode (39) mit dem einen Wick¬ lungsende (A) der Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) verbunden ist.6. Switched-mode power supply according to Claim 4, characterized in that the negative input of the operational amplifier (40) is connected to the reference potential via the series connection of two resistors (46, 48), the connection (C) of both resistors (46, 48) via a Zener diode (39) is connected to the one winding end (A) of the secondary winding (52) of the transformer (5).
7. Schaltnetzteil nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der positive Eingang des Operationsverstärkers (40) über einen ersten Wider¬ stand (44) mit dem einen Ende (A) der Sekundärwicklungen (52) des Übertragers (5) und der negative Eingang des Operationsverstärkers (40) über einen zweiten Widerstand (46) mit dem Teilerpunkt (C) verbunden ist. 7. Switching power supply according to claim 5 or 6, characterized in that the positive input of the operational amplifier (40) via a first resistance (44) with one end (A) of the secondary windings (52) of the transformer (5) and the negative Input of the operational amplifier (40) is connected to the dividing point (C) via a second resistor (46).
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schwellwertschalter (3, 34) aus einem Transistor (3) und einem Widerstand (34) besteht, wobei die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors (3) zwischen der Basis (E) des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) und Bezugs¬ potential liegt und wobei die den Eingang des steuerbaren Schwellwertschalters bildende Basis des Transistors (3) über den Widerstand (34) mit dem Emitter (E) des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) verbunden ist.8. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that the controllable threshold switch (3, 34) consists of a transistor (3) and a resistor (34), the emitter-collector path of the transistor (3) between the base (E ) of the first controllable semiconductor switch (1) and reference potential and the base of the transistor (3) forming the input of the controllable threshold switch is connected via the resistor (34) to the emitter (E) of the first controllable semiconductor switch (1).
9. Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (D) des als Integrator arbeitenden Operationsverstärkers (40) über einen Widerstand (45) und über einen nach Bezugspotential geschalteten Kondensa¬ tor (43) mit dem Eingang des steuerbaren Schwellwertschalters (3, 34) verbunden ist.9. Switched-mode power supply according to at least one of the preceding claims, characterized in that the output (D) of the operational amplifier (40) working as an integrator via a resistor (45) and via a capacitor connected to reference potential (43) with the input of the controllable Threshold switch (3, 34) is connected.
10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Eingang des steuerbaren Schwellwertschalters (3, 34) eine zweite Z-Diode (36) angeordnet ist.10. Switched-mode power supply according to claim 9, characterized in that a second Z-diode (36) is arranged in front of the input of the controllable threshold switch (3, 34).
1 1 . Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters ( 1 ) begrenzende Anordnung zusätzlich einen zweiten steuerbaren Halbleiter (2) auf¬ weist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Steueranschluß des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) und Bezugspotential liegt und dessen Basis sowohl über eine dritte Z-Diode (30) mit dem Emitter des ersten steuerbaren Halb¬ leiterschalters (1 ) als auch über einen Widerstand (24) mit Bezugspotential verbun¬ den ist.1 1. Switched-mode power supply according to at least one of the preceding claims, characterized in that the arrangement which limits the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch (1) additionally has a second controllable semiconductor (2) whose collector-emitter path between the control connection of the first controllable semiconductor switch (1) and reference potential and its base is connected via a third Z diode (30) to the emitter of the first controllable semiconductor switch (1) and via a resistor (24) with reference potential.
12. Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die den maximalen Spitzenstrom des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) begrenzende Anordnung zusätzlich aus einer zwischen dem Steueranschluß (E) des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) und Bezugspotential angeordneten vierten Z-Diode (37) besteht.12. Switching power supply according to at least one of the preceding claims 1 to 10, characterized in that the maximum peak current of the first controllable semiconductor switch (1) limiting arrangement additionally consists of a fourth Z-diode (37) arranged between the control connection (E) of the first controllable semiconductor switch (1) and reference potential.
13. Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine sekundärseitige Rückkopplung auf die Steuerelektrode (E) des ersten steuerbaren Halbleiterschalters (1 ) aus der Serienschaltung eines Widerstandes (26) mit einem Kondensator (12) besteht, die sekundärseitig an das mit der Kathode der Diode (31 ) verbundene Ende (B) der Sekundärwicklung (52) angeschlossen ist.13. Switching power supply according to at least one of the preceding claims, characterized in that a secondary-side feedback to the control electrode (E) of the first controllable semiconductor switch (1) consists of the series connection of a resistor (26) with a capacitor (12) on the secondary side to the with the cathode of the diode (31) connected end (B) of the secondary winding (52) is connected.
14. Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher (6) aus einem Akkumulator (61 ) und einem dazu parallel- schaltbaren Gleichstrommotor (62) besteht.14. Switched-mode power supply according to at least one of the preceding claims, characterized in that the consumer (6) consists of an accumulator (61) and a DC motor (62) which can be connected in parallel therewith.
1 5. Schaltnetzteil nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher (6; 61 , 62) sowohl von dem durch die Sekundärwicklung (52) des Übertragers (5) fließenden Strom als auch von dem durch die Primärwicklung (51 ) des Übertragers (5) fließenden Strom gespeist wird (Fig. 1 ). 1 5. Switched-mode power supply according to at least one of the preceding claims, characterized in that the consumer (6; 61, 62) both from the current flowing through the secondary winding (52) of the transformer (5) and from that through the primary winding (51) of the transformer (5) flowing current is fed (Fig. 1).
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