EP0521742A1 - Electronic delay measuring device - Google Patents

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Publication number
EP0521742A1
EP0521742A1 EP19920401498 EP92401498A EP0521742A1 EP 0521742 A1 EP0521742 A1 EP 0521742A1 EP 19920401498 EP19920401498 EP 19920401498 EP 92401498 A EP92401498 A EP 92401498A EP 0521742 A1 EP0521742 A1 EP 0521742A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
resonator
input
circuit
resonator filters
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP19920401498
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Yves Besson
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thomson CSF SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson CSF SA filed Critical Thomson CSF SA
Publication of EP0521742A1 publication Critical patent/EP0521742A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
    • G04F10/00—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means
    • G04F10/06—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means by measuring phase

Definitions

  • the present invention relates to the measurement of small delays or arrival time differences between a signal edge and a reference instant preferentially defined by another signal edge.
  • the measurement of such delays is generally carried out by processing information entered by direct sampling on the edge of the incident signal or on the edges of the incident signals. It presents serious difficulties when it is desired to detect time differences of the order of a few nanoseconds or even a nanosecond and when the front or fronts of the incident signals are brief and liable to local deformation causing errors.
  • the object of the present invention is to enable the measurement of very short delay on one or more signal edges by overcoming a certain number of faults linked to the direct temporal exploitation of the signal edges.
  • Each resonator filter with cosine response has advantageously an oscillating circuit excited by an amplifier stage input with low output impedance behaving as a voltage source.
  • Each resonator filter with a sinusoidal response advantageously consists of a parallel oscillating circuit excited by means of an input amplifier stage with high output impedance acting as a current source.
  • FIG. 1 represents a circuit for measuring the delay of a reference instant relative to a rising signal edge.
  • This circuit comprises at the input a processing path for the rising edge of the signal formed by a limiting amplifier 10 followed by a circuit for suppressing the falling edges with diode series 11 and parallel capacitance 12, and two resonator filters 13, 14 arranged in parallel.
  • the outputs of these filters lead to a computer 15 by means of two sampling switches 16, 17 controlled by a sampling control circuit 18 triggered, by means of a possible delay circuit 19, by a input signal such as a calibrated pulse identifying the reference instant.
  • the limiting amplifier 10 makes it possible to overcome amplitude deviations which may affect the rising edge of the signal.
  • the circuit for suppressing falling edges with diode series 11 and parallel capacitance 12 which attacks the inputs of the resonator filters 13 and 14 prevents a falling signal edge from disturbing the resonator filters 13, 14.
  • the resonator filters 13, 14 are tuned to the same frequency Fr, the period T of which is at least equal to the maximum duration of the delay to be measured.
  • one 13 In response to a rising signal edge, one 13 generates a response V1 of cosine shape and the other 14 a response V2 of sinusoidal shape.
  • These responses V1 and V2 which are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency triggered in quadrature can be considered as the real and imaginary components of a complex vector of modulus substantially constant if the overvoltage coefficient is sufficiently high whose phase evolves linearly over time since the moment of excitation.
  • sampling switches 16, 17 are closed for a short period of time at the reference instant in order to deliver to the computer 15 the sampled values V1r and V2r from which it deduces, by implementing the preceding formulas, the value of the delay ⁇ T of the reference instant on the rising signal edge.
  • the delay circuit 19 which is possibly arranged in front of the sampling control circuit on the path of the input signal identifying the reference time is used in the case where the reference time can be ahead of the rising edge of the signal.
  • the input signal is delayed by a sufficient value ⁇ Tr so that it is always late with respect to the rising signal edge and this value ⁇ Tr is subtracted from the calculated value ⁇ T.
  • a reset device discharging the energy from the resonator filters and the elongation capacitor 12 to authorize a new measurement. This avoids having to wait for the natural discharge of the energies of the resonator filters and of the extension capacitor.
  • FIG. 2 illustrates a possible embodiment of the resonator filter 13 generating a signal of cosine shape in response to a rising signal edge.
  • This comprises an input amplifier stage 20 with high input impedance and low output impedance behaving as a voltage source, followed by an oscillating circuit and by an output amplifier stage 21 with high impedance Entrance.
  • the oscillating circuit is produced on the one hand using an inductor 22 connected between the input of the output amplifier stage 21 and ground, and on the other hand using a resistor 23 in series with a capacitor 24 arranged in order between the output terminal of the input amplifier stage 20 and the input terminal of the output amplifier stage 21.
  • inductance 22 For an oscillation period of 100 ns, one can for example choose for inductance 22 a value of 25 ⁇ H, for resistor 23 a value of 15 ⁇ and for capacitor 24 a value of 10 pf. This gives an overvoltage coefficient of 100 and a resonance frequency equal to 10 MHz.
  • FIG. 3 illustrates a possible embodiment of the resonator filter 14 generating a signal of sinusoidal shape in response to a rising signal edge.
  • This comprises an input amplifier stage 30 with high input and output impedance behaving as a current source, followed by an oscillating circuit and an output amplifier 31 with high input impedance.
  • the oscillating circuit is produced using an inductor 32, a resistor 33 and a capacitor 34 connected in parallel between the ground and the input terminal of the output amplifier 31 which is itself connected to the output terminal of the input amplifier stage 30.
  • the inductance 32 For an oscillation period of 100 ns previously chosen, one can for example give the inductance 32 a value of 25 ⁇ H, the resistor 33 a value of 1.5 105 ⁇ and the capacitor 34 a value of 10 pf. This gives an overvoltage coefficient of 100 and a resonance frequency equal to 10 MHz.
  • the two resonator filters 13, 14 are dual from one another in a voltage / current duality.
  • FIG. 4 illustrates the form of the responses of the resonator filters 13, 14 at an excitation step.
  • the curve “a” represents the shape of the excitation step assumed to be applied simultaneously to the inputs of the resonator filters 13, 14 ,.
  • the curve “b” represents the cosine shape of the response of the resonator filter 13 tuned to the frequency 1 / T.
  • the curve “c” represents the sinusoidal shape of the response of the resonator filter 14 tuned to the frequency 1 / T.
  • these responses are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency triggered in quadrature which can be considered as the real and imaginary components of a complex vector of substantially constant modulus whose phase evolves linearly over time since the moment of excitation at speed 2 ⁇ ′ / T. Thanks to its linear evolution over time, this phase can be used for the measurement of the delay separating the excitation instant of the resonator filters from the sampling instant of their responses.
  • FIG. 5 represents a circuit for measuring the delay existing between two rising edges of signals S1, S2.
  • This circuit comprises at the input two parallel processing channels of the rising edges of the signals S1 and S2 of identical composition which each comprise an input limiting amplifier 40, 50 followed by a circuit for suppressing the falling edges with diode series 41, 51 and parallel capacity 42, 52, and two resonator filters 43, 44; 53, 54 arranged in parallel.
  • the outputs of the four resonator filters 43, 44, 53, 54 of the two input channels lead to a computer 60 by means of sampling switches 45, 46, 55, 56 controlled by a sampling control circuit 61 itself triggered by a circuit for detecting the passage of the fronts 62 having two inputs connected at the output of the limiting amplifiers 40, 50.
  • the limiting amplifier 40, 50 makes it possible to overcome amplitude differences which can affect a rising edge of the signal.
  • the circuit for suppressing falling edges with series diode 41, 51 and parallel capacitance 42, 52 prevents disturbance of the resonator filters 43, 44, 53, 54 by a falling signal edge.
  • All the resonator filters 43, 44, 53, 54 of the two input channels are tuned to the same frequency, the period T ′ of which is at least equal to the maximum duration of the delay to be measured between the two edges and preferably equal at this maximum duration increased by the operating delay of the edge passage detection circuit 62.
  • the resonator filters 43 and 53 are identical and generate, in response to a rising signal edge, an output signal V′1, V′3 cosine shape.
  • the resonator filters 44 and 54 are identical and generate, in response to a rising signal edge, an output signal V′2, V′4 of sinusoidal shape.
  • the responses V′1 and V′2 of the resonator filters 43, 44 of the input channel receiving the signal S1 are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency, triggered in quadrature, which can be considered as the real and imaginary components of a first complex vector of substantially constant module whose phase ⁇ ′1 evolves linearly over time since the moment of excitation by the rising edge of the signal S1.
  • the measurement instant is determined by the edge passage detection circuit 62 which does not need to be very precise since the phase difference between the two complex vectors whose components are delivered by the resonator filters remains practically constant on the response time of the resonator filters.
  • This circuit can be constituted for example by two flip-flops triggered by the signal fronts and followed by a logic arrangement of the door type of type "and".
  • the devices which have just been described are applicable to various fields where the wave fronts can be of various origins: electromagnetic, acoustic, light, ...
  • An example of application is unambiguous goniometry by time of arrival of pulses from radar or sonar transmitters using omnidirectional antennas spaced apart by a suitable distance according to a known arrangement.
  • Other applications relate to angular tracking by deviation measurement, telemetry and short distance altimetry.

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Abstract

The present invention relates to the measurement of small delays between a signal edge and a reference instant preferably defined by another signal edge. It consists in using a signal edge to bring about, by virtue of resonator filters (13, 14), the appearance of two sinusoidal signals of like frequency in quadrature constituting the components of a complex vector with substantially constant modulus and whose phase changes linearly with time and in deducing, from the value of this phase at the reference instant, the value of the delay separating the reference instant from the signal edge. It applies more particularly to the measurement of short delays of a few nanoseconds. …<IMAGE>…

Description

La présente invention concerne la mesure de faibles retards ou d'écarts de temps d'arrivée entre un front de signal et un instant de référence préférentiellement défini par un autre front de signal.The present invention relates to the measurement of small delays or arrival time differences between a signal edge and a reference instant preferentially defined by another signal edge.

La mesure de tels retards s'effectue en général par traitement d'informations saisies par échantillonnage direct sur le front du signal incident ou sur les fronts des signaux incidents. Elle présente des difficultés sérieuses lorsque l'on veut déceler des écarts de temps de l'ordre de quelques nanosecondes voire de la nanoseconde et que le ou les fronts des signaux incidents sont brefs et susceptibles de déformations locales causes d'erreurs.The measurement of such delays is generally carried out by processing information entered by direct sampling on the edge of the incident signal or on the edges of the incident signals. It presents serious difficulties when it is desired to detect time differences of the order of a few nanoseconds or even a nanosecond and when the front or fronts of the incident signals are brief and liable to local deformation causing errors.

La présente invention a pour but de permettre la mesure de retard très court sur un ou des fronts de signaux en s'affranchissant d'un certain nombre de défauts liés à l'exploitation temporelle directe des fronts de signaux.The object of the present invention is to enable the measurement of very short delay on one or more signal edges by overcoming a certain number of faults linked to the direct temporal exploitation of the signal edges.

Pour ce faire, on propose de ramener une mesure de temps à une mesure de déphasage en utilisant un front de signal pour élaborer deux composantes en quadrature d'un vecteur tournant sur lequel l'écoulement du temps se traduit par une variation linéaire de phase.To do this, it is proposed to reduce a measurement of time to a measurement of phase shift by using a signal front to develop two components in quadrature of a rotating vector on which the passage of time results in a linear phase variation.

L'invention a pour objet un dispositif électronique de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front de signal présentant entre eux un retard maximal qui comporte :

  • une voie d'entrée recevant le front de signal et comportant, en parallèle, un premier filtre résonateur qui est accordé sur une période T au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal V1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la même période T que le premier filtre résonateur et qui engendre un signal V2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ;
  • un circuit d'échantillonnage déclenché à l'instant de référence qui échantillonne simultanément les signaux de sortie des deux filtres résonateurs et délivre des valeurs V1r et V2r et
  • un circuit de calcul qui reçoit les échantillons V1r et V2r provenant du circuit d'échantillonnage, calcule le déphasage ⌀ du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons de signaux V1r et V2r délivrés par les filtres résonateurs par mise en oeuvre de la formule : ⌀ = Arctg V2r V1r
    Figure imgb0001
     puis détermine le retard ΔT de l'instant de référence par rapport à celui d'apparition du front de signal par mise en oeuvre de la formule : Δ T = T x ⌀ 2¶
    Figure imgb0002
The subject of the invention is an electronic device for measuring the delay of a reference instant with respect to a signal edge having between them a maximum delay which comprises:
  • an input channel receiving the signal edge and comprising, in parallel, a first resonator filter which is tuned over a period T at least equal to the maximum delay and which generates a signal V1 of cosine shape in response to an excitation by a edge signal, and a second resonator filter which is tuned to the same period T as the first resonator filter and which generates a signal V2 of sinusoidal shape in response to an excitation by a signal edge;
  • a sampling circuit triggered at the reference instant which simultaneously samples the output signals of the two resonator filters and delivers values V1r and V2r and
  • a calculating circuit which receives the samples V1r and V2r coming from the sampling circuit, calculates the phase shift ⌀ of the vector signal having as components the samples of signals V1r and V2r delivered by the resonator filters by implementing the formula: ⌀ = Arctg V2r V1r
    Figure imgb0001
     then determines the delay ΔT of the reference instant with respect to that of the appearance of the signal edge by implementing the formula: Δ T = T x ⌀ 2¶
    Figure imgb0002

L'instant de référence peut être défini par l'apparition d'un autre front de signal. Dans ce cas, l'invention a également pour objet un dispositif de mesure de retard entre deux fronts de signaux présentant entre eux un retard maximal qui comporte :

  • une première voie d'entrée recevant un premier front de signal et comportant, en parallèle, un premier filtre résonateur qui est accordé sur une période T′ au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal V′1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la même période T′ que le premier et qui engendre un signal V′2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ;
  • une deuxième voie d'entrée recevant le deuxième front de signal et comportant, en parallèle, comme la première, un premier filtre résonateur qui est accordé sur la même période T′ que les filtres résonateurs de la première voie et qui engendrent un signal V′3 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur qui est accordé sur la même période T′ que le premier et qui engendre un signal V′4 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ;
  • un circuit de détection de passage des fronts de signaux à deux entrées connectées en parallèle sur celles des deux voies d'entrée qui se déclenche après le passage des deux fronts ;
  • un circuit d'échantillonnage qui est déclenché par le circuit de détection après le passage des deux fronts et qui échantillonne simultanément les signaux de sortie des filtres résonateurs et délivre des valeurs V′1e, V′2e, V′3e, V′4e et
  • un circuit de calcul qui reçoit les échantillons V′1e, V′2e, V′3e, V′4e délivrés par le circuit d'échantillonnage, calcule le déphasage ⌀′1e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V′1e et V′2e des signaux des filtres résonateurs de la première voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule : ⌀′1e = Arctg V′2e V′1e
    Figure imgb0003
     le déphasage ⌀′2e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V′3e et V′4e des signaux des filtres résonateurs de la deuxième voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule : ⌀′2e = Arctg V′4e V′3e
    Figure imgb0004
     l'écart de phase ⌀′2e - ⌀′1e et le retard Δ T du deuxième front de signal par rapport au premier front de signal par mise en oeuvre de la formule : Δ T = T′ x ⌀′2e - ⌀′1e 2¶
    Figure imgb0005
The reference instant can be defined by the appearance of another signal edge. In this case, the subject of the invention is also a device for measuring the delay between two signal edges having between them a maximum delay which comprises:
  • a first input channel receiving a first signal edge and comprising, in parallel, a first resonator filter which is tuned over a period T ′ at least equal to the maximum delay and which generates a signal V′1 of cosine shape in response to an excitation by a signal front, and a second resonator filter which is tuned over the same period T ′ as the first and which generates a signal V′2 of sinusoidal shape in response to an excitation by a signal front;
  • a second input channel receiving the second signal edge and comprising, in parallel, like the first, a first resonator filter which is tuned over the same period T ′ as the resonator filters of the first channel and which generate a signal V′3 of cosine shape in response to an excitation by a signal edge, and a second resonator filter which is tuned over the same period T ′ as the first and which generates a signal V′4 of sinusoidal shape in response to an excitation by a signal front;
  • a circuit for detecting the passage of signal edges with two inputs connected in parallel with those of the two input channels which is triggered after the passage of the two edges;
  • a sampling circuit which is triggered by the detection circuit after the passage of the two edges and which simultaneously samples the output signals of the resonator filters and delivers values V′1e, V′2e, V′3e, V′4e and
  • a calculation circuit which receives the samples V′1e, V′2e, V′3e, V′4e delivered by the sampling circuit, calculates the phase shift ⌀′1e of the vector signal having as components the samples V′1e and V ′ 2e of the signals of the resonator filters of the first input channel by implementation of the formula: ⌀′1e = Arctg V′2e 5th
    Figure imgb0003
     the phase shift ⌀′2e of the vector signal having for components the samples V′3e and V′4e of the signals of the resonator filters of the second input channel by implementation of the formula: ⌀′2e = Arctg 4th 5th
    Figure imgb0004
     the phase difference ⌀′2e - ⌀′1e and the delay Δ T of the second signal edge with respect to the first signal edge by using the formula: Δ T = T ′ x ⌀′2e - ⌀′1e 2¶
    Figure imgb0005

Chaque filtre résonateur à réponse de forme cosinusoïdale est avantageusement constitué d'un circuit oscillant excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée à faible impédance de sortie se comportant en source de tension.Each resonator filter with cosine response has advantageously an oscillating circuit excited by an amplifier stage input with low output impedance behaving as a voltage source.

Chaque filtre résonateur à réponse de forme sinusoïdale est avantageusement constitué d'un circuit oscillant parallèle excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée à forte impédance de sortie se comportant en source de courant.Each resonator filter with a sinusoidal response advantageously consists of a parallel oscillating circuit excited by means of an input amplifier stage with high output impedance acting as a current source.

D'autre caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description de deux modes de réalisation donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite ci-après en regard du dessin dans lequel :

  • une figure 1, représente un schéma d'un circuit de mesure de retard selon l'invention ;
  • une figure 2 détaille une réalisation possible d'un filtre résonateur à réponse cosinusoïdale ;
  • une figure 3 détaille une réalisation possible d'un filtre résonateur à réponse sinusoïdale ;
  • une figure 4 représente un diagramme de courbes illustrant les fonctionnements des filtres résonateurs des figures 2 et 3 et
  • une figure 5 représente un schéma d'un autre circuit de mesure de retard selon l'invention.
Other characteristics and advantages of the invention will emerge from the description of two embodiments given by way of example. This description will be made below with reference to the drawing in which:
  • FIG. 1 represents a diagram of a delay measurement circuit according to the invention;
  • Figure 2 details a possible embodiment of a resonator filter with cosine response;
  • FIG. 3 details a possible embodiment of a resonator filter with sinusoidal response;
  • FIG. 4 represents a diagram of curves illustrating the operations of the resonator filters of FIGS. 2 and 3 and
  • FIG. 5 represents a diagram of another delay measurement circuit according to the invention.

La figure 1 représente un circuit de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front montant de signal. Ce circuit comporte en entrée une voie de traitement du front montant de signal formée d'un amplificateur limiteur 10 suivi d'un circuit de suppression des fronts descendants à diode série 11 et capacité parallèle 12, et de deux filtres résonateurs 13, 14 disposés en parallèle. Les sorties de ces filtres mènent à un calculateur 15 par l'intermédiaire de deux interrupteurs d'échantillonnage 16, 17 commandés par un circuit de commande d'échantillonnage 18 déclenché, par l'intermédiaire d'un éventuel circuit à retard 19, par un signal de saisie tel qu'une impulsion calibrée repérant l'instant de référence.FIG. 1 represents a circuit for measuring the delay of a reference instant relative to a rising signal edge. This circuit comprises at the input a processing path for the rising edge of the signal formed by a limiting amplifier 10 followed by a circuit for suppressing the falling edges with diode series 11 and parallel capacitance 12, and two resonator filters 13, 14 arranged in parallel. The outputs of these filters lead to a computer 15 by means of two sampling switches 16, 17 controlled by a sampling control circuit 18 triggered, by means of a possible delay circuit 19, by a input signal such as a calibrated pulse identifying the reference instant.

L'amplificateur limiteur 10 permet de s'affranchir des écarts d'amplitude pouvant affecter le front montant de signal.The limiting amplifier 10 makes it possible to overcome amplitude deviations which may affect the rising edge of the signal.

Le circuit de suppression des fronts descendants à diode série 11 et capacité parallèle 12 qui attaque les entrées des filtres résonateurs 13 et 14 évite qu'un front descendant de signal ne perturbe les filtres résonateurs 13, 14.The circuit for suppressing falling edges with diode series 11 and parallel capacitance 12 which attacks the inputs of the resonator filters 13 and 14 prevents a falling signal edge from disturbing the resonator filters 13, 14.

Les filtres résonateurs 13, 14 sont accordés sur une même fréquence Fr dont la période T est au moins égale à la durée maximale du retard à mesurer. En réponse à un front montant de signal, l'un 13 engendre une réponse V1 de forme cosinusoïdale et l'autre 14 une réponse V2 de forme sinusoïdale. Ces réponses V1 et V2 qui sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence déclenchés en quadrature peuvent être considérées comme les composantes réelle et imaginaire d'un vecteur complexe de module sensiblement constant si le coefficient de surtension est suffisamment élevé dont La phase évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation. En échantillonnant ces réponses V1 et V2 à l'instant de référence, on obtient des valeurs V1r et V2r dont on peut déduire une valeur de phase ⌀ par la formule : ⌀ = Arctg V2r V1r

Figure imgb0006

qui correspond au délai écoulé depuis l'excitation des filtres résonateurs 13, 14 c'est à dire au retard Δ T de l'instant de référence par rapport au front montant de signal par la formule: Δ T = ⌀ T 2¶
Figure imgb0007
 The resonator filters 13, 14 are tuned to the same frequency Fr, the period T of which is at least equal to the maximum duration of the delay to be measured. In response to a rising signal edge, one 13 generates a response V1 of cosine shape and the other 14 a response V2 of sinusoidal shape. These responses V1 and V2 which are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency triggered in quadrature can be considered as the real and imaginary components of a complex vector of modulus substantially constant if the overvoltage coefficient is sufficiently high whose phase evolves linearly over time since the moment of excitation. By sampling these responses V1 and V2 at the reference time, we obtain values V1r and V2r from which we can deduce a phase value ⌀ by the formula: ⌀ = Arctg V2r V1r
Figure imgb0006
which corresponds to the time elapsed since the excitation of the resonator filters 13, 14 that is to say the delay Δ T of the reference instant relative to the rising signal edge by the formula: Δ T = ⌀ T 2¶
Figure imgb0007

Les interrupteurs d'échantillonnage 16, 17 sont fermés sur une courte durée à l'instant de référence afin de délivrer au calculateur 15 les valeurs échantillonnées V1r et V2r à partir desquelles il déduit, par mise en oeuvre des formules précédentes, la valeur du retard ΔT de l'instant de référence sur le front montant de signal.The sampling switches 16, 17 are closed for a short period of time at the reference instant in order to deliver to the computer 15 the sampled values V1r and V2r from which it deduces, by implementing the preceding formulas, the value of the delay ΔT of the reference instant on the rising signal edge.

Le circuit à retard 19 qui est éventuellement disposé devant le circuit de commande d'échantillonnage sur le trajet du signal de saisie repérant l'instant de référence est utilisé dans le cas où l'instant de référence peut être en avance sur le front montant du signal. Dans ce cas, on retarde le signal de saisie d'une valeur suffisante ΔTr pour qu'il soit toujours en retard par rapport au front montant de signal et on retranche cette valeur ΔTr de la valeur calculée ΔT.The delay circuit 19 which is possibly arranged in front of the sampling control circuit on the path of the input signal identifying the reference time is used in the case where the reference time can be ahead of the rising edge of the signal. In this case, the input signal is delayed by a sufficient value ΔTr so that it is always late with respect to the rising signal edge and this value ΔTr is subtracted from the calculated value ΔT.

Après saisie des échantillons, il est avantageux d'utilisé un dispositif de remise à zéro déchargeant l'énergie des filtres résonateurs et du condensateur d'allongement 12 pour autoriser une nouvelle mesure. Cela évite d'avoir à attendre la décharge naturelle des énergies des filtres résonateurs et du condensateur d'allongement.After entering the samples, it is advantageous to use a reset device discharging the energy from the resonator filters and the elongation capacitor 12 to authorize a new measurement. This avoids having to wait for the natural discharge of the energies of the resonator filters and of the extension capacitor.

La figure 2 illustre un mode de réalisation possible du filtre résonateur 13 engendrant un signal de forme cosinusoïdale en réponse à un front montant de signal. Celui-ci comporte un étage amplificateur d'entrée 20 à forte impédance d'entrée et à faible impédance de sortie se comportant en source de tension, suivi d'un circuit oscillant et d'un étage amplificateur de sortie 21 à grande impédance d'entrée. Le circuit oscillant est réalisé d'une part à l'aide d'une inductance 22 connectée entre l'entrée de l'étage amplificateur de sortie 21 et la masse, et d'autre part à l'aide d'une résistance 23 en série avec un condensateur 24 disposés dans l'ordre entre la borne de sortie de l'étage amplificateur d'entrée 20 et la borne d'entrée de l'étage amplificateur de sortie 21.FIG. 2 illustrates a possible embodiment of the resonator filter 13 generating a signal of cosine shape in response to a rising signal edge. This comprises an input amplifier stage 20 with high input impedance and low output impedance behaving as a voltage source, followed by an oscillating circuit and by an output amplifier stage 21 with high impedance Entrance. The oscillating circuit is produced on the one hand using an inductor 22 connected between the input of the output amplifier stage 21 and ground, and on the other hand using a resistor 23 in series with a capacitor 24 arranged in order between the output terminal of the input amplifier stage 20 and the input terminal of the output amplifier stage 21.

En supposant le circuit oscillant accordé sur la pulsation w₁, on peut montrer que la réponse e₁(t) de ce filtre résonateur à un échelon U(t) de tension crête Vc est de la forme : e₁(t) = U(t) [Vc e -αt cos w₁t]

Figure imgb0008

avec e-α t voisin de 1 pour un coefficient de surtension élevé égal ou supérieur à 100.Assuming the oscillating circuit tuned to the pulsation w₁, we can show that the response e₁ (t) of this resonator filter to a step U (t) of peak voltage Vc is of the form: e₁ (t) = U (t) [Vc e -αt cos w₁t]
Figure imgb0008
with e -α t close to 1 for a high overvoltage coefficient equal to or greater than 100.

Pour une période de l'oscillation de 100 ns, on peut par exemple choisir pour l'inductance 22 une valeur de 25 µH, pour la résistance 23 une valeur de 15 Ω et pour le condensateur 24 une valeur de 10 pf. On obtient alors un coefficient de surtension de 100 et une fréquence de résonance égale à 10 MHz.For an oscillation period of 100 ns, one can for example choose for inductance 22 a value of 25 µH, for resistor 23 a value of 15 Ω and for capacitor 24 a value of 10 pf. This gives an overvoltage coefficient of 100 and a resonance frequency equal to 10 MHz.

La figure 3 illustre un mode de réalisation possible du filtre résonateur 14 engendrant un signal de forme sinusoïdale en réponse à un front montant de signal. Celui-ci comprend un étage amplificateur d'entrée 30 à forte impédance d'entrée et de sortie se comportant en source de courant, suivi d'un circuit oscillant et d'un amplificateur de sortie 31 à grande impédance d'entrée. Le circuit oscillant est réalisé à l'aide d'une inductance 32, d'une résistance 33 et d'un condensateur 34 connectés en parallèle entre la masse et la borne d'entrée de l'amplificateur de sortie 31 qui est elle-même connectée à la borne de sortie de l'étage amplificateur d'entrée 30.FIG. 3 illustrates a possible embodiment of the resonator filter 14 generating a signal of sinusoidal shape in response to a rising signal edge. This comprises an input amplifier stage 30 with high input and output impedance behaving as a current source, followed by an oscillating circuit and an output amplifier 31 with high input impedance. The oscillating circuit is produced using an inductor 32, a resistor 33 and a capacitor 34 connected in parallel between the ground and the input terminal of the output amplifier 31 which is itself connected to the output terminal of the input amplifier stage 30.

En supposant le circuit oscillant accordé sur la pulsation w1, on peut montrer que la réponse e2(t) de ce filtre résonateur à un échelon U(t) de tension crête Vc est de la forme : e2(t) = U(t) [Vc e -αt sin w1t]

Figure imgb0009

avec e-αt voisin de 1 pour un coefficient de surtension élevé égal ou supérieur à 100.Assuming the oscillating circuit tuned to the pulsation w1, we can show that the response e2 (t) of this resonator filter at a step U (t) of peak voltage Vc is of the form: e2 (t) = U (t) [Vc e -αt sin w1t]
Figure imgb0009
with e -αt close to 1 for a high overvoltage coefficient equal to or greater than 100.

Pour une période d'oscillation de 100 ns précédemment choisie, on peut par exemple donner à l'inductance 32 une valeur de 25 µH, à la résistance 33 une valeur de 1,5 10⁵ Ω et au condensateur 34 une valeur de 10 pf. On obtient alors un coefficient de surtension de 100 et une fréquence de résonance égale à 10 MHz.For an oscillation period of 100 ns previously chosen, one can for example give the inductance 32 a value of 25 µH, the resistor 33 a value of 1.5 10⁵ Ω and the capacitor 34 a value of 10 pf. This gives an overvoltage coefficient of 100 and a resonance frequency equal to 10 MHz.

On remarque que, dans ces exemples de réalisation, les deux filtres résonateurs 13, 14 sont duals l'un de l'autre dans une dualité tension/courant.Note that, in these exemplary embodiments, the two resonator filters 13, 14 are dual from one another in a voltage / current duality.

La figure 4 illustre la forme des réponses des filtres résonateurs 13, 14 à un échelon d'excitation. La courbe "a" représente la forme de l'échelon d'excitation supposé être appliqué simultanément aux entrées des filtres résonateurs 13, 14,. La courbe "b" représente la forme cosinusoïdale de la réponse du filtre résonateur 13 accordé à la fréquence 1/T . La courbe "c" représente la forme sinusoïdale de la réponse du filtre résonateur 14 accordé à la fréquence 1/T . On constate que ces réponses sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence déclenchés en quadrature qui peuvent être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un vecteur complexe de module sensiblement constant dont la phase évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation à la vitesse 2¶′/T . Grâce à son évolution linéaire au cours du temps, cette phase peut être utilisée pour la mesure du délai séparant l'instant d'excitation des filtres résonateurs de l'instant d'échantillonnage de leurs réponses.FIG. 4 illustrates the form of the responses of the resonator filters 13, 14 at an excitation step. The curve "a" represents the shape of the excitation step assumed to be applied simultaneously to the inputs of the resonator filters 13, 14 ,. The curve "b" represents the cosine shape of the response of the resonator filter 13 tuned to the frequency 1 / T. The curve "c" represents the sinusoidal shape of the response of the resonator filter 14 tuned to the frequency 1 / T. We note that these responses are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency triggered in quadrature which can be considered as the real and imaginary components of a complex vector of substantially constant modulus whose phase evolves linearly over time since the moment of excitation at speed 2¶ ′ / T. Thanks to its linear evolution over time, this phase can be used for the measurement of the delay separating the excitation instant of the resonator filters from the sampling instant of their responses.

La figure 5 représente un circuit de mesure du retard existant entre deux fronts montants de signaux S1, S2. Ce circuit comporte en entrée deux voies de traitement en parallèle des fronts montants des signaux S1 et S2 de composition identique qui comportent chacune un amplificateur limiteur d'entrée 40, 50 suivi d'un circuit de suppression des fronts descendants à diode série 41, 51 et capacité parallèle 42, 52, et de deux filtres résonateurs 43, 44 ; 53, 54 disposés en parallèle. Les sorties des quatre filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 des deux voies d'entrée mènent à un calculateur 60 par l'intermédiaire d'interrupteurs d'échantillonnage 45, 46, 55, 56 commandés par un circuit de commande d'échantillonnage 61 lui-même déclenché par un circuit de détection du passage des fronts 62 ayant deux entrées connectées en sortie des amplificateurs limiteurs 40, 50.FIG. 5 represents a circuit for measuring the delay existing between two rising edges of signals S1, S2. This circuit comprises at the input two parallel processing channels of the rising edges of the signals S1 and S2 of identical composition which each comprise an input limiting amplifier 40, 50 followed by a circuit for suppressing the falling edges with diode series 41, 51 and parallel capacity 42, 52, and two resonator filters 43, 44; 53, 54 arranged in parallel. The outputs of the four resonator filters 43, 44, 53, 54 of the two input channels lead to a computer 60 by means of sampling switches 45, 46, 55, 56 controlled by a sampling control circuit 61 itself triggered by a circuit for detecting the passage of the fronts 62 having two inputs connected at the output of the limiting amplifiers 40, 50.

Dans chacune des voies d'entrée, l'amplificateur limiteur 40, 50 permet de s'affranchir des écarts d'amplitude pouvant affecter un front montant de signal. Le circuit de suppression des fronts descendants à diode série 41, 51 et capacité parallèle 42, 52 évite une perturbation des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 par un front descendant de signal.In each of the input channels, the limiting amplifier 40, 50 makes it possible to overcome amplitude differences which can affect a rising edge of the signal. The circuit for suppressing falling edges with series diode 41, 51 and parallel capacitance 42, 52 prevents disturbance of the resonator filters 43, 44, 53, 54 by a falling signal edge.

L'ensemble des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 des deux voies d'entrée sont accordés sur une même fréquence dont la période T′ est au moins égale à la durée maximale du retard à mesurer entre les deux fronts et de préférence égale à cette durée maximale augmentée du délai de fonctionnement du circuit de détection de passage des fronts 62. Les filtres résonateurs 43 et 53 sont identiques et engendrent, en réponse à un front montant de signal, un signal de sortie V′1, V′3 de forme cosinusoïdale. Les filtres résonateurs 44 et 54 sont identiques et engendrent, en réponse à un front montant de signal, un signal de sortie V′2, V′4 de forme sinusoïdale.All the resonator filters 43, 44, 53, 54 of the two input channels are tuned to the same frequency, the period T ′ of which is at least equal to the maximum duration of the delay to be measured between the two edges and preferably equal at this maximum duration increased by the operating delay of the edge passage detection circuit 62. The resonator filters 43 and 53 are identical and generate, in response to a rising signal edge, an output signal V′1, V′3 cosine shape. The resonator filters 44 and 54 are identical and generate, in response to a rising signal edge, an output signal V′2, V′4 of sinusoidal shape.

Les réponses V′1 et V′2 des filtres résonateurs 43, 44 de la voie d'entrée recevant le signal S1 sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence, déclenchés en quadrature, pouvant être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un premier vecteur complexe de module sensiblement constant dont la phase ⌀′1 évolue linéairement au cours du temps depuis l'instant d'excitation par le front montant du signal S1.The responses V′1 and V′2 of the resonator filters 43, 44 of the input channel receiving the signal S1 are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency, triggered in quadrature, which can be considered as the real and imaginary components of a first complex vector of substantially constant module whose phase ⌀′1 evolves linearly over time since the moment of excitation by the rising edge of the signal S1.

Il en est de même pour les réponses V′3 et V′4 des filtres résonateurs 53, 54 de la voie d'entrée recevant le signal S2 qui sont deux signaux sinusoïdaux de même amplitude et de même fréquence, déclenchés en quadrature, pouvant être considérés comme les composantes réelle et imaginaire d'un deuxième vecteur complexe à module sensiblement constant dont la phase ⌀′2 évolue linéairement au cours du temps, à la même vitesse que celle du premier vecteur mais depuis un instant d'excitation correspondant à l'apparition du front montant du signal S2.It is the same for the responses V′3 and V′4 of the resonator filters 53, 54 of the input channel receiving the signal S2 which are two sinusoidal signals of the same amplitude and the same frequency, triggered in quadrature, which can be considered as the real and imaginary components of a second complex vector with substantially constant module whose phase ⌀′2 evolves linearly over time, at the same speed as that of the first vector but from an excitation instant corresponding to the appearance of the rising edge of signal S2.

La différence de phase ⌀′2-⌀′1 entre ces deux vecteurs complexes est constante sur la durée des réponses des filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 et proportionnelle au retard Δ T du front montant du signal S2 par rapport à celui du signal S1 : ΔT = T′ x ⌀′2-⌀′1 2¶

Figure imgb0010
The phase difference ⌀′2-⌀′1 between these two complex vectors is constant over the duration of the responses of the resonator filters 43, 44, 53, 54 and proportional to the delay Δ T of the rising edge of the signal S2 compared to that of the signal S1: ΔT = T ′ x ⌀′2-⌀′1 2¶
Figure imgb0010

Elle peut être mesurée à tout instant dès que les quatre filtres résonateurs 43, 44, 53, 54 ont été excités. La mesure se fait par échantillonnage des signaux de sortie des filtres résonateurs au moyen des interrupteurs d'échantillonnage 45, 46, 55, 56 qui délivrent des échantillons V′1e, V′2e, V′3e et V′4e au calculateur 60.It can be measured at any time as soon as the four resonator filters 43, 44, 53, 54 have been excited. The measurement is made by sampling the output signals of the resonator filters by means of the sampling switches 45, 46, 55, 56 which deliver samples V′1e, V′2e, V′3e and V′4e to the computer 60.

L'instant de mesure est déterminé par le circuit de détection de passage des fronts 62 qui n'a pas besoin d'être très précis puisque la différence de phase entre les deux vecteurs complexes dont les composantes sont délivrées par les filtres résonateurs reste pratiquement constante sur la durée de réponse des filtres résonateurs. Ce circuit peut être constitué par exemple par deux bascules astables déclenchées par les fronts de signaux et suivies par un montage logique du genre porte de type "et".The measurement instant is determined by the edge passage detection circuit 62 which does not need to be very precise since the phase difference between the two complex vectors whose components are delivered by the resonator filters remains practically constant on the response time of the resonator filters. This circuit can be constituted for example by two flip-flops triggered by the signal fronts and followed by a logic arrangement of the door type of type "and".

Après saisie des informations une remise à zéro rend le circuit disponible pour une autre mesure.After entering the information, a reset makes the circuit available for another measurement.

Le calculateur 60 qui reçoit les échantillons V′1e, V′2e, V′3e, V′4e des réponses des filtres résonateurs calcule le déphasage ⌀′1e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V′1e, V′2e des signaux des filtres résonateurs 43, 44 de la première voie d'entrée recevant le premier front montant de signal S1 par mise en oeuvre de la formule : ⌀′1e = Arctg V′2e V′1e

Figure imgb0011
The computer 60 which receives the samples V′1e, V′2e, V′3e, V′4e of the responses of the resonator filters calculates the phase shift ⌀′1e of the vector signal having as components the samples V′1e, V′2e of the signals resonator filters 43, 44 of the first input channel receiving the first rising edge of signal S1 by implementing the formula: ⌀′1e = Arctg V′2e 5th
Figure imgb0011

Il calcul également le déphasage ⌀′2e du signal vectoriel ayant pour composantes les échantillons V′3e, V′4e des signaux des filtres résonateurs 53, 54 de la deuxième voie d'entrée recevant le deuxième front montant de signal S2 par mise en oeuvre de la formule : ⌀′2e = Arctg V′4e V′3e

Figure imgb0012

puis l'écart de phase ⌀′2e-⌀′1e et le retard Δ T du deuxième front de signal S2 par rapport au premier front de signal S1 par mise en oeuvre de la formule : ΔT = T′ ⌀′2e-⌀′1e 2¶
Figure imgb0013
 It also calculates the phase shift ⌀′2e of the vector signal having as components the samples V′3e, V′4e of the signals of the resonator filters 53, 54 of the second input channel receiving the second rising edge of signal S2 by implementation of the formula: ⌀′2e = Arctg 4th 5th
Figure imgb0012
then the phase difference ⌀′2e-⌀′1e and the delay Δ T of the second signal edge S2 with respect to the first signal edge S1 by implementing the formula: ΔT = T ′ ⌀′2e-⌀′1e 2¶
Figure imgb0013

Pour éviter toute incertitude, on s'arrange, par un choix adéquat de la période de résonance T′ des filtres résonateurs que l'on prend supérieur à la durée maximale du retard à mesurer entre les deux fronts augmentée du délai de fonctionnement du circuit de détection de passage des fronts, pour que les valeurs de déphasage échantillonnées ⌀′2e et ⌀′1e restent inférieures à 2¶.To avoid any uncertainty, we arrange, by an adequate choice of the resonance period T ′ of the resonator filters that we take greater than the maximum duration of the delay to be measured between the two edges increased by the operating time of the circuit of edge crossing detection, so that the sampled phase shift values ⌀′2e and ⌀′1e remain below 2¶.

Pour accroître la dynamique de mesure des retards on peut envisager d'utiliser en parallèle plusieurs couples de filtres résonateurs cosinusoïdaux et sinosoïdaux accordés sur des périodes échelonnées. Ceci peut être utile dans un dispositif d'écartométrie ou de goniométrie où on veut concilier les grands dépointages et les mesures précises autour du zéro.To increase the delay measurement dynamics, it is possible to envisage using in parallel several pairs of cosine and sinosoidal resonator filters tuned over staggered periods. This can be useful in a deviation or goniometry device where we want to reconcile large deviations and precise measurements around zero.

La mesure du temps de retard entre deux fronts d'ondes à l'aide des filtres résonateurs permet d'appréhender des temps de retard très faibles. En effet, si on adopte pour les filtres résonateurs une période de résonance de 100 ns, un retard de 1 ns se traduit par un écart angulaire à mesurer de l'ordre de 3° 36′ qui est mesurable sans trop de difficulté sur les signaux de sortie à 10 MHz des filtres résonateurs.Measuring the delay time between two wave fronts using resonator filters makes it possible to understand very short delay times. Indeed, if a resonance period of 100 ns is adopted for the resonator filters, a delay of 1 ns results in an angular difference to be measured of the order of 3 ° 36 ′ which is measurable without too much difficulty on the signals 10 MHz output from the resonator filters.

Les dispositifs qui viennent d'être décrits sont applicables à des domaines variés où les fronts d'ondes peuvent être d'origines diverses : électromagnétique, acoustique, lumineuse, ... Un exemple d'application est la goniométrie non ambiguë par temps d'arrivée d'impulsions issues d'émetteurs radar ou sonar à l'aide de base d'antennes omnidirectionnelles espacées d'une distance convenable selon une disposition connue. D'autres applications concernent la poursuite angulaire par écartométrie, la télémétrie et l'altimétrie faible distance.The devices which have just been described are applicable to various fields where the wave fronts can be of various origins: electromagnetic, acoustic, light, ... An example of application is unambiguous goniometry by time of arrival of pulses from radar or sonar transmitters using omnidirectional antennas spaced apart by a suitable distance according to a known arrangement. Other applications relate to angular tracking by deviation measurement, telemetry and short distance altimetry.

Claims (10)

Dispositif électronique de mesure du retard d'un instant de référence par rapport à un front de signal présentant entre eux un retard maximal caractérisé en ce qu'il comporte : - une voie d'entrée recevant le front de signal et comportant en parallèle un premier filtre résonateur (13) qui est accordé sur une période T au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal V1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur (14) qui est accordé sur la même période T que le premier filtre résonateur (13) et qui engendre un signal V2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ; - un circuit d'échantillonnage (16, 17, 18) déclenché à l'instant de référence, qui délivre des échantillons simultanés V1r, V2r des signaux de sortie V1 et V2 des filtres résonateurs (13, 14) et - un circuit de calcul (15) qui reçoit les échantillons V1r et V2r délivrés par le circuit d'échantillonnage (16, 17, 18), calcule le déphasage ⌀ du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons V1r et V2r par mise en oeuvre de la formule : ⌀ = Arctg V2r V1r
Figure imgb0014
 et détermine le retard ΔT de l'instant de référence par rapport au front de signal par mise en oeuvre de la formule : ΔT = ⌀ x T 2¶
Figure imgb0015
 Electronic device for measuring the delay of a reference instant with respect to a signal edge having between them a maximum delay characterized in that it comprises: an input channel receiving the signal edge and comprising in parallel a first resonator filter (13) which is tuned over a period T at least equal to the maximum delay and which generates a signal V1 of cosine shape in response to an excitation by a signal front, and a second resonator filter (14) which is tuned over the same period T as the first resonator filter (13) and which generates a signal V2 of sinusoidal shape in response to excitation by a signal front; a sampling circuit (16, 17, 18) triggered at the reference instant, which delivers simultaneous samples V1r, V2r of the output signals V1 and V2 from the resonator filters (13, 14) and - a calculation circuit (15) which receives the samples V1r and V2r delivered by the sampling circuit (16, 17, 18), calculates the phase shift ⌀ of the vector signal having for real and imaginary components the samples V1r and V2r by setting using the formula: ⌀ = Arctg V2r V1r
Figure imgb0014
 and determines the delay ΔT of the reference instant with respect to the signal edge by implementing the formula: ΔT = ⌀ x T 2¶
Figure imgb0015
 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier filtre résonateur (13) comporte un circuit oscillant (22, 23, 24) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée (20) à faible impédance de sortie se comportant en source de tension.Device according to claim 1, characterized in that the first resonator filter (13) comprises an oscillating circuit (22, 23, 24) excited by means of an input amplifier stage (20) with low output impedance comprising in voltage source. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième filtre résonateur (14) comporte un circuit oscillant parallèle (32, 33, 34) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée (30) à forte impédance de sortie se comportant en source de courant.Device according to claim 1, characterized in that the second resonator filter (14) comprises a parallel oscillating circuit (32, 33, 34) excited by means of an input amplifier stage (30) with high output impedance behaving as a current source. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de la voie d'entrée un amplificateur limiteur (10).Device according to claim 1, characterized in that it comprises, at the head of the input channel a limiting amplifier (10). Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, dans la voie d'entrée, en tête des filtres résonateurs (13, 14), un circuit de suppression des fronts descendants de signal à diode série (11) et capacité parallèle (12).Device according to claim 1, characterized in that it comprises, in the input channel, at the head of the resonator filters (13, 14), a circuit for suppressing the falling edges of signal with serial diode (11) and parallel capacitance (12). Dispositif électronique de mesure de retard entre deux fronts de signaux présentant entre eux un retard maximal caractérisé en ce qu'il comporte : - une première voie d'entrée recevant un premier front de signal S1 et comportant en parallèle, un premier filtre résonateur (43) qui est accordé sur une période T′ au moins égale au retard maximal et qui engendre un signal V′1 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal, et un deuxième filtre résonateur (44) qui est accordé sur la même période T′ que le premier et qui engendre un signal V′2 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ; - une deuxième voie d'entrée recevant un deuxième front de signal S2 et comportant en parallèle, un premier filtre résonateur (53) qui est accordé sur la même période T′ que les filtres résonateurs (43, 44) de la première voie d'entrée et qui engendre un signal V′3 de forme cosinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal et un deuxième filtre résonateur (54) qui est accordé sur la même période T′ que les filtres résonateurs (43, 44) de la première voie d'entrée et qui engendre un signal V′4 de forme sinusoïdale en réponse à une excitation par un front de signal ; - un circuit de détection (62) de passage des fronts de signaux, à deux entrées connectées en parallèle sur les entrées des deux voies d'entrée ; - un circuit d'échantillonnage (45, 46, 55, 56, 62) déclenché par le circuit de détection (62), qui délivre des échantillons simultanés V′1e, V′2e, V′3e, V′4e des signaux de sortie V′1, V′2, V′3, V′4 des filtres résonateurs (43, 44, 53, 54) des deux voies d'entrée et - un circuit de calcul (60) qui reçoit les échantillons V′1e, V′2e, V′3e, V′4e délivrés par le circuit d'échantillonnage (45, 46, 55, 56, 62), calcule le déphasage ⌀′1e du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons V′1e et V′2e des signaux V′1 et V′2 délivrés par les filtres résonateurs (43, 44) de la première voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule : ⌀′1e = Arctg V′2e V′1e
Figure imgb0016
 le déphasage ⌀′2e du signal vectoriel ayant pour composantes réelle et imaginaire les échantillons V′3e et V′4e des signaux V′3 et V′4 délivrés par les filtres résonateurs (53, 54) de la deuxième voie d'entrée par mise en oeuvre de la formule ⌀′2e = Arctg V′4e V′3e
Figure imgb0017
 l'écart de phase ⌀′2e-⌀′1e et le retard ΔT du deuxième front de signal par rapport au premier front de signal par mise en oeuvre de la formule ΔT = (⌀′2e-⌀′1e) T′ 2¶
Figure imgb0018
 Electronic delay measurement device between two signal edges having a maximum delay between them, characterized in that it comprises: - A first input channel receiving a first signal edge S1 and comprising in parallel, a first resonator filter (43) which is tuned over a period T ′ at least equal to the maximum delay and which generates a signal V′1 of form cosine in response to an excitation by a signal front, and a second resonator filter (44) which is tuned over the same period T ′ as the first and which generates a signal V′2 of sinusoidal form in response to an excitation by a signal front; - A second input channel receiving a second signal edge S2 and comprising in parallel, a first resonator filter (53) which is tuned over the same period T ′ as the resonator filters (43, 44) of the first channel input and which generates a signal V′3 of cosine shape in response to an excitation by a signal front and a second resonator filter (54) which is tuned over the same period T ′ as the resonator filters (43, 44) of the first input channel and which generates a signal V′4 of sinusoidal shape in response to an excitation by a signal edge; - a detection circuit (62) for passing signal fronts, with two inputs connected in parallel to the inputs of the two input channels; - a sampling circuit (45, 46, 55, 56, 62) triggered by the detection circuit (62), which delivers simultaneous samples V′1e, V′2e, V′3e, V′4e of the signals of output V′1, V′2, V′3, V′4 of the resonator filters (43, 44, 53, 54) of the two input channels and - a calculation circuit (60) which receives the samples V′1e, V′2e, V′3e, V′4e delivered by the sampling circuit (45, 46, 55, 56, 62), calculates the phase shift ⌀ ′ 1e of the vector signal having for real and imaginary components the samples V′1e and V′2e of the signals V′1 and V′2 delivered by the resonator filters (43, 44) of the first input channel by implementation of the formula: ⌀′1e = Arctg V′2e 5th
Figure imgb0016
 the phase shift ⌀′2e of the vector signal having for real and imaginary components the samples V′3e and V′4e of the signals V′3 and V′4 delivered by the resonator filters (53, 54) of the second input channel by implementation of the formula ⌀′2e = Arctg 4th 5th
Figure imgb0017
 the phase difference ⌀′2e-⌀′1e and the delay ΔT of the second signal edge with respect to the first signal edge by using the formula ΔT = (⌀′2e-⌀′1e) T ′ 2¶
Figure imgb0018
 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les premiers filtres résonateurs (43, 53) des deux voies d'entrée comportent chacun un circuit oscillant (22, 23, 24) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée (20) à faible impédance de sortie se comportant en source de tension.Device according to claim 6, characterized in that the first resonator filters (43, 53) of the two input channels each comprise an oscillating circuit (22, 23, 24) excited via an input amplifier stage (20) with low output impedance behaving as a voltage source. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les deuxièmes filtres résonateurs (44, 54) des deux voies d'entrée comportent chacun un circuit oscillant parallèle (32, 33, 34) excité par l'intermédiaire d'un étage amplificateur d'entrée (30) à forte impédance de sortie se comportant en source de courant.Device according to claim 6, characterized in that the second resonator filters (44, 54) of the two input channels each comprise a parallel oscillating circuit (32, 33, 34) excited by means of an amplifier stage input (30) with high output impedance behaving as a current source. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de chacune des deux voies d'entrée un amplificateur limiteur (40, 50).Device according to claim 6, characterized in that it comprises, at the head of each of the two input channels a limiting amplifier (40, 50). Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte, dans chacune des deux voies d'entrée, en tête des filtres résonateurs (43, 44, 53, 54) un circuit de suppression des fronts descendants à diode série (41, 51) et capacité parallèle (42, 52).Device according to claim 6, characterized in that it comprises, in each of the two input channels, at the head of the resonator filters (43, 44, 53, 54) a circuit for suppressing the falling edges with a serial diode (41, 51) and parallel capacity (42, 52).
EP19920401498 1991-06-18 1992-06-02 Electronic delay measuring device Withdrawn EP0521742A1 (en)

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FR9107423A FR2678071B1 (en) 1991-06-18 1991-06-18 ELECTRONIC DELAY MEASUREMENT DEVICE.
FR9107423 1991-06-18

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