EP0445027A1

EP0445027A1 - Method for synchronizing of transmitters in a radio broadcast network

Info

Publication number: EP0445027A1
Application number: EP91400528A
Authority: EP
Inventors: Patrice Bourcet; Alain Komly; Michel Seguin
Original assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Current assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Priority date: 1990-03-02
Filing date: 1991-02-27
Publication date: 1991-09-04
Anticipated expiration: 2011-02-27
Also published as: DE69102906T2; EP0445027B1; ES2056592T3; US5216717A; DE69102906D1; FR2659181A1; FR2659181B1

Abstract

The invention relates to a method for synchronising of transmitters (30) in a broadcasting network, in particular a radio broadcasting network, comprising a production site (10) for a programme, linked by transmission links (10) to the said plurality of transmitters remote from the production site, the production site transmitting to each transmitter a baseband source signal corresponding to the programme and each transmitter broadcasting a final signal, resulting from a plurality of steps of processing of the source signal, by frequency modulation of the same sinusoidal carrier. <??>The problem which the invention aims to resolve is that of the mutual jamming of neighbouring transmitters, in particular in transmission overlap zones (35). The method according to the invention is characterised in that: - the source signal is converted into digital form by sampling at a predetermined sampling frequency so as to transmit a digitised source signal to the said transmitters, in that the said steps of processing of the digitised source signal are synchronised with the said sampling frequency and in that in one of the steps of processing of the source signal, a predetermined delay is applied in the broadcasting of the final signal. <IMAGE>

Description

Le domaine de l'invention est celui des procédés de synchronisation des émetteurs d'un réseau de diffusion, notamment de radiodiffusion, en modulation de fréquence. La synchronisation de deux émetteurs permet notamment de garantir l'identité des signaux délivrés par chaque émetteur à un niveau et à un retard constants prêts.The field of the invention is that of methods for synchronizing the transmitters of a broadcasting network, in particular broadcasting, in frequency modulation. The synchronization of two transmitters makes it possible in particular to guarantee the identity of the signals delivered by each transmitter at a constant level and at a ready delay.

Plus particulièrement, l'invention concerne un procédé de synchronisation d'une pluralité d'émetteurs dans un réseau de diffusion comprenant un site de production d'un programme relié par des liaisons de transmission auxdits émetteurs éloignés du site de production, le site de production transmettant à chaque émetteur un signal source bande de base correspondant au programme et chaque émetteur diffusant un signal final en modulation de fréquence issu d'une pluralité d'étapes de traitement du signal source.More particularly, the invention relates to a method for synchronizing a plurality of transmitters in a broadcasting network comprising a production site of a program linked by transmission links to said transmitters remote from the production site, the production site transmitting to each transmitter a baseband source signal corresponding to the program and each transmitter broadcasting a final signal in frequency modulation originating from a plurality of processing steps of the source signal.

Dans un réseau d'émetteurs en modulation de fréquence de la même porteuse sinusoïdale, affecté à la diffusion d'un même programme radiophonique par exemple, on rencontre des problèmes de brouillage mutuel des différents émetteurs, notamment dans les zones de recouvrement d'émission présentant des niveaux de champ peu différents qui constituent des zones critiques du fait que la réception finale du programme par les auditeurs est de très mauvaise qualité. Ce problème est essentiellement dû au fait que les émetteurs, suivant leur éloignement par rapport au site de production, ne recoivent pas le même signal source à un instant donné compte tenu de la nature analogique du signal transmis et du temps de propagation nécessaire à sa transmission du site de production vers chaque site émetteur, et par conséquent n'émettent pas le même signal final à un instant donné. Ce problème est en outre amplifié du fait que les zones critiques suivant leur éloignement par rapport à des émetteurs adjacents, ne reçoivent pas les mêmes signaux aux mêmes instants compte tenu du temps de propagation nécessaire pour la diffusion du signal à émettre depuis un émetteur jusqu'à la zone critique. Une solution à ce problème consiste à utiliser au niveau de chaque émetteur des fréquences différentes d'émission pour assurer la couverture des zones critiques. Cependant, cette solution implique une forte consommation de fréquences et l'obligation, pour un auditeur en déplacement, de réaccorder périodiquement son récepteur sur la fréquence de l'émetteur le mieux reçu pour suivre le même programme.In a network of transmitters in frequency modulation of the same sinusoidal carrier, assigned to the broadcasting of the same radio program for example, one encounters problems of mutual interference of the various transmitters, in particular in the areas of overlap of emission having little different field levels which constitute critical areas because the final reception of the program by the listeners is of very poor quality. This problem is mainly due to the fact that the transmitters, depending on their distance from the production site, do not receive the same source signal at a given time, given the analog nature of the transmitted signal and the propagation time required for its transmission. from the production site to each transmitting site, and therefore do not emit the same final signal at a given time. This problem is further amplified by the fact that the critical zones according to their distance from adjacent transmitters, do not receive the same signals at the same times taking into account the propagation time necessary for the diffusion of the signal to be transmitted from a transmitter to the critical zone. One solution to this problem consists in using at each transmitter different transmission frequencies to ensure coverage of critical areas. However, this solution implies a high frequency consumption and the obligation, for a listener on the move, to periodically re-tune his receiver to the frequency of the best received transmitter to follow the same program.

On connaît aussi un réseau de radiodiffusion expérimental développé par la "RAI" en Italie comportant un réseau d'émetteurs synchrones. Le site de production est relié à chaque émetteur par une fibre optique monomode pour transmettre un signal modulé à la fréquence finale d'émission, le signal modulé étant issu d'un codeur modulateur unique disposé au niveau du site de production. Les émetteurs recevant le même signal modulé, l'amplifient pour sa diffusion. De cette façon, les signaux délivrés par les émetteurs sont synchrones, chacun d'eux recevant en entrée, le même signal avec un retard de transmission qui compense sensiblement le retard de diffusion à condition que le sens privilégié de diffusion soit identique au sens de la transmission. Cependant, cette solution présente de nombreux inconvénients :

elle est incompatible avec la structure des réseaux de radiodiffusion actuelle,
elle exige le recours à une fibre optique monomode, ce qui constitue une infrastructure lourde et coûteuse à mettre en place,
elle n'utilise qu'une part négligeable de la capacité de transmission du support de transmission.
elle impose un sens de diffusion identique au sens de transmission.

There is also known an experimental broadcasting network developed by the "RAI" in Italy comprising a network of synchronous transmitters. The production site is linked to each transmitter by a single-mode optical fiber to transmit a modulated signal at the final transmission frequency, the modulated signal coming from a single modulator coder arranged at the production site. Transmitters receiving the same modulated signal amplify it for broadcast. In this way, the signals delivered by the transmitters are synchronous, each of them receiving as input the same signal with a transmission delay which substantially compensates for the diffusion delay provided that the preferred direction of diffusion is identical to the direction of the transmission. However, this solution has many drawbacks:

it is incompatible with the structure of the current broadcasting networks,
it requires the use of a single mode optical fiber, which constitutes a heavy and costly infrastructure to set up,
it uses only a negligible part of the transmission capacity of the transmission medium.
it imposes a direction of diffusion identical to the direction of transmission.

L'objectif de l'invention est de palier aux différents inconvénients de l'état de la technique et notamment de réaliser un réseau d'émetteurs en modulation de fréquence synchrones qui respecte la structure habituelle d'un réseau de diffusion, qui permet un réglage simple et précis de la mise en phase des signaux synchrones aux points critiques des zones desservies, qui utilise des équipements compatibles avec les matériels actuels autorisant indifféremment l'équipement et le fonctionnement du réseau de diffusion en mode synchrone ou non synchrone, et dans lequel les émetteurs diffusent simultanément un signal final sur la même fréquence porteuse.The objective of the invention is to overcome the various drawbacks of the state of the art and in particular to produce a network of transmitters in synchronous frequency modulation which respects the usual structure of a broadcasting network, which allows adjustment simple and precise phasing of synchronous signals at critical points in the areas served, which uses equipment compatible with current equipment indifferently authorizing the equipment and operation of the broadcasting network in synchronous or non-synchronous mode, and in which the transmitters simultaneously broadcast a final signal on the same carrier frequency.

L'invention concerne à cet effet un procédé de synchronisation d'une pluralité d'émetteurs dans un réseau de diffusion, notamment un réseau de diffusion radiophonique, tel que décrit ci-dessus caractérisé en ce que :

on convertit le signal source sous forme numérique par échantillonnage à une fréquence d'échantillonnage prédéterminée pour transmettre un signal source numérisé auxdits émetteurs,
lesdites étapes de traitement du signal source numérisé sont synchronisées sur ladite fréquence d'échantillonnage et
dans une des étapes de traitement du signal source numérisé, on applique un retard prédéterminé dans la diffusion du signal final.

To this end, the invention relates to a method for synchronizing a plurality of transmitters in a broadcasting network, in particular a radio broadcasting network, as described above, characterized in that:

the source signal is converted into digital form by sampling at a predetermined sampling frequency to transmit a digitized source signal to said transmitters,
said steps for processing the digitized source signal are synchronized with said sampling frequency and
in one of the processing steps of the digitized source signal, a predetermined delay is applied in the broadcasting of the final signal.

Grâce au fait que le signal est transmis sous forme numérique, on garantit l'identité des signaux reçus par les émetteurs à un retard de transmission près. Grâce au fait que l'on applique un retard prédéterminé dans la diffusion du signal final au niveau de chaque émetteur, on peut mettre en phase les signaux émis au niveau des zones critiques.Thanks to the fact that the signal is transmitted in digital form, the identity of the signals received by the transmitters is guaranteed to within a transmission delay. Thanks to the fact that a predetermined delay is applied in the diffusion of the final signal at the level of each transmitter, it is possible to phase the signals transmitted at the level of the critical zones.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront plus clairement à la lecture de la description qui va suivre et des dessins annexés dans lesquels :

la figure 1 représente de façon schématique un réseau de radiodiffusion comprenant un site de production et une pluralité d'émetteurs,
la figure 2 représente de façon schématique, sous forme de blocs fonctionnels, les éléments constitutifs du site de production,
la figure 3 représente de façon schématique, sous forme de blocs fonctionnels, les éléments constitutifs d'une liaison de transmission numérique entre le site de production et un émetteur,
la figure 4 représente de façon schématique, sous forme de blocs fonctionnels, les éléments constitutifs d'un émetteur comportant un codeur modulateur selon l'invention,
la figure 5 représente de façon schématique, sous forme de blocs fonctionnels, les détails de la partie numérique du codeur modulateur représenté en figure 4,
la figure 6 représente de façon schématique, sous forme de blocs fonctionnels, les détails de la partie analogique du codeur modulateur représenté en figure 4,
la figure 7 est un chronogramme schématique du rythme des calculs effectués dans les différentes étapes de traitement numérique effectuées dans la partie numérique du codeur-modulateur selon l'invention,
la figure 8 représente un diagramme des temps de propagation d'un signal depuis le site de production jusqu'aux zones critiques.

Other characteristics and advantages of the invention will appear more clearly on reading the description which follows and the appended drawings in which:

FIG. 1 schematically represents a broadcasting network comprising a production site and a plurality of transmitters,
FIG. 2 schematically represents, in the form of functional blocks, the constituent elements of the production site,
FIG. 3 schematically represents, in the form of functional blocks, the elements constituting a digital transmission link between the production site and a transmitter,
FIG. 4 schematically represents, in the form of functional blocks, the constituent elements of a transmitter comprising a modulator coder according to the invention,
FIG. 5 schematically represents, in the form of functional blocks, the details of the digital part of the modulator coder represented in FIG. 4,
FIG. 6 schematically represents, in the form of functional blocks, the details of the analog part of the modulator coder represented in FIG. 4,
FIG. 7 is a schematic chronogram of the rhythm of the calculations carried out in the different digital processing steps carried out in the digital part of the coder-modulator according to the invention,
FIG. 8 represents a diagram of the propagation times of a signal from the production site to the critical zones.

Comme visible en figure 1, la structure d'un réseau de diffusion traditionnel, par exemple un réseau de radiodiffusion, comprend essentiellement un site de production 10 relié par un réseau de transmission 20 à une pluralité d'émetteurs 30 éloignés du site de production, dont quatre émetteurs ont été représentés sur cette figure. Le réseau de transmission 20 établit les liaisons nécessaires à la distribution d'un signal source bande de base à émettre correspondant à un programme, depuis le site de production 10 de ce signal vers chaque site d'émission 30 d'un signal final destiné à des auditeurs. Chaque émetteur 30 couvre une zone d'émission respective non représentée définie par le diagramme de directivité de son antenne associée. Les zones d'émission se recouvrent partiellement en des zones critiques 35 où les champs présentent des niveaux moyens très peu différents.As can be seen in FIG. 1, the structure of a traditional broadcasting network, for example a broadcasting network, essentially comprises a production site 10 linked by a transmission network 20 to a plurality of transmitters 30 remote from the production site, of which four transmitters have been shown in this figure. The transmission network 20 establishes the links necessary for the distribution of a baseband source signal to be transmitted corresponding to a program, from the production site 10 of this signal to each transmission site 30 of a final signal intended for listeners. Each transmitter 30 covers a respective transmission zone, not shown, defined by the directivity diagram of its associated antenna. The emission zones partially overlap in critical zones 35 where the fields have very little different average levels.

En se référant maintenant à la figure 2, le site de production 10 comporte principalement un convertisseur analogique numérique 15 pour numériser le signal source bande de base disponible par exemple sous forme analogique sur un support d'enregistrement 11 et correspondant au programme à émettre. La numérisation du signal source bande de base se fait par échantillonnage à une fréquence d'échantillonnage Fe déterminée, par exemple à une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz. Comme cela apparaît sur la figure 2, le signal source bande de base est un signal stéréophonique constitué d'une voix gauche et d'une voix droite, la conversion analogique numérique 15 délivrant deux séries de valeurs binaires, respectivement voix gauche et voix droite, chaque série comportant Fe valeurs de 16 éléments binaires par seconde. Les séries numériques obtenues en sortie de la conversion analogique numérique 15 sont mises en trames en alternant la voix gauche et la voix droite par exemple conformément à la norme "UER/AES". L'étape de mise en trame 17 réalisée après l'étape de conversion analogique numérique 15 du signal bande de base permet de constituer un signal série numérique à émettre SNE conforme à la norme "UER/AES". On prévoit pour le cas d'un signal source stéréophonique d'inclure dans le signal SNE un signal de synchronisation sous-porteuse SSP. Par ailleurs, le signal SNE inclut aussi des signaux ou données de service 12 propres au réseau de transmission, ceci étant rendu possible grâce au format de la trame. Le signal SSP constitue un top de synchronisation à la cadence de 1 kHz, transmis au moyen de l'élément binaire "utilisateur" prévu dans le format de la norme "UER/ AES". Ce signal SSP est engendré par un générateur de signal de synchronisation sous-porteuse 16. Comme visible sur la figure 2, le convertisseur analogique-numérique 15, le dispositif de mise en trame 17 et le générateur de signal de synchronisation 16 sont rythmés à la même fréquence et en synchronisme par une horloge 18 engendrant un signal de fréquence Fe, appelé ci-après fréquence d'échantillonnage Fe.Referring now to FIG. 2, the production site 10 mainly comprises an analog-to-digital converter 15 for digitizing the baseband source signal available for example in analog form on a recording medium 11 and corresponding to the program to be transmitted. The baseband source signal is digitized by sampling at a determined sampling frequency Fe, for example at a sampling frequency of 32 kHz. As shown in FIG. 2, the baseband source signal is a stereophonic signal consisting of a left voice and a right voice, the analog-to-digital conversion 15 delivering two series of binary values, respectively left and right voice, each series comprising Fe values of 16 binary elements per second. The digital series obtained at the output of the analog-to-digital conversion 15 are framed by alternating the left voice and the right voice by example in accordance with the "EBU / AES" standard. The framing step 17 carried out after the analog to digital conversion step 15 of the baseband signal makes it possible to constitute a digital serial signal to be transmitted SNE conforming to the "EBU / AES" standard. In the case of a stereophonic source signal, provision is made to include in the signal SNE a synchronization signal sub-carrier SSP. Furthermore, the signal SNE also includes signals or service data 12 specific to the transmission network, this being made possible by the format of the frame. The SSP signal constitutes a synchronization signal at the rate of 1 kHz, transmitted by means of the "user" binary element provided in the format of the "EBU / AES" standard. This SSP signal is generated by a subcarrier synchronization signal generator 16. As can be seen in FIG. 2, the analog-digital converter 15, the framing device 17 and the synchronization signal generator 16 are paced at the same frequency and in synchronism by a clock 18 generating a signal of frequency Fe, hereinafter called sampling frequency Fe.

Le réseau de radiodiffusion se construit à l'aide de liaisons de transmission numérique 20 comme représenté en figure 3. Ces liaisons de transmission numérique ont pour but d'acheminer le signal SNE depuis le site de production 10 vers chacun des émetteurs 30 et de garantir la réception d'un même signal numérique. A cet effet, on peut utiliser tout type de support de transmission numérique connu, à savoir une fibre optique, un câble électrique, le faisceau Hertzien ou la liaison satellite. Dans le cas de l'utilisation du faisceau Hertzien, il suffit d'utiliser une mise en trame, dans le contexte d'une transmission connue de l'homme de l'art, du signal série numérique SNE en tête du réseau de transmission pour attaquer directement un tel faisceau via un émetteur 22 et une antenne 23. Le signal diffusé est reçu du côté réception de la liaison de transmission numérique par une antenne 24 couplée à un récepteur 25. Dans le cas où le site de production 10 est relié à chaque site d'émission 30 via une liaison de transmission numérique 20, on obtient un réseau en étoile tel que représenté en figure 1. Dans le cas où le signal à émettre est transmis par bonds successifs du site de production 10 vers le premier site d'émission puis de ce site vers le deuxième site d'émission, et ainsi de suite, on obtient un réseau en ligne. Dans le cas d'une transmission en ligne, on prévoit un régénérateur 27 relié à un réémetteur 28 associé une antenne 29 de manière à pouvoir effectuer autant de bonds successifs que nécessaires sans dégradation du signal à émettre. En pratique, un réseau de radiodiffusion peut présenter un mélange des deux configurations citées précédemment, mais, dans tous les cas de figure, le réseau de radiodiffusion selon l'invention ne comporte qu'un seul site de production 10 ou est numérisé une seule fois le signal source bande de base.The broadcasting network is constructed using digital transmission links 20 as shown in FIG. 3. The purpose of these digital transmission links is to route the signal SNE from the production site 10 to each of the transmitters 30 and to guarantee reception of the same digital signal. For this purpose, any type of known digital transmission medium can be used, namely an optical fiber, an electric cable, the radio link or the satellite link. In the case of using the Hertzian beam, it suffices to use a framing, in the context of a transmission known to those skilled in the art, of the digital serial signal SNE at the head of the transmission network for directly attack a such beam via a transmitter 22 and an antenna 23. The broadcast signal is received on the reception side of the digital transmission link by an antenna 24 coupled to a receiver 25. In the case where the production site 10 is connected to each site d transmission 30 via a digital transmission link 20, a star network is obtained as shown in FIG. 1. In the case where the signal to be transmitted is transmitted by successive hops from the production site 10 to the first transmission site then from this site to the second emission site, and so on, we obtain an online network. In the case of an online transmission, a regenerator 27 is connected to a re-emitter 28 associated with an antenna 29 so as to be able to make as many successive hops as necessary without degrading the signal to be transmitted. In practice, a broadcasting network can present a mixture of the two configurations mentioned above, but, in all cases, the broadcasting network according to the invention has only one production site 10 or is digitized only once. the baseband source signal.

Les appareils utilisés pour établir la liaison de transmission numérique 20 sont répartis entre le site de production 10 et les sites émetteurs 30. Comme visible en figure 3, un émetteur 30 peut recevoir l'appareillage 27, 28, 29 nécessaire pour la réémission du signal SNE dans le cas d'une transmission en ligne.The devices used to establish the digital transmission link 20 are distributed between the production site 10 and the transmitter sites 30. As can be seen in FIG. 3, a transmitter 30 can receive the equipment 27, 28, 29 necessary for the re-transmission of the signal SNE in the case of an online transmission.

En se reportant maintenant à la figure 4, outre les appareils destinés aux opérations citées ci-dessus, chaque émetteur 30 comprend selon l'invention un codeur modulateur synchronisable 40, recevant en entrée le signal SNE. Le codeur modulateur synchronisable 40 délivre à la suite d'une pluralité d'étapes de traitement du signal SNE, un signal analogique final en modulation de fréquence, à une fréquence finale d'émission identique pour chaque émetteur et située par exemple entre 88 et 108 MHz. Le signal analogique final est amplifié enfin par un amplificateur de puissance 50 délivrant la puissance nécessaire à une antenne d'émission 60 conformément aux spécifications du site d'émission considéré. On comprendra que la synchronisation ne s'applique que dans le cas ou plusieurs émetteurs fonctionnement simultanément sur une même fréquence d'émission.Referring now to FIG. 4, in addition to the apparatuses intended for the operations cited above, each transmitter 30 comprises according to the invention a synchronizable modulator coder 40, receiving as input the signal SNE. The synchronizable modulator coder 40 delivers, following a plurality of steps for processing the signal SNE, a signal final analog in frequency modulation, at a final emission frequency identical for each transmitter and situated for example between 88 and 108 MHz. The final analog signal is finally amplified by a power amplifier 50 delivering the power necessary for a transmitting antenna 60 in accordance with the specifications of the transmission site considered. It will be understood that synchronization only applies in the case where several transmitters operate simultaneously on the same transmission frequency.

Après transmission par le site de production 10 du signal source bande de base numérisé SNE, chaque émetteur 30 reçoit nominalement le même signal SNE. La différence de temps de transmission d'un site émetteur à l'autre est susceptible d'affecter la réception du signal SNE par chaque émetteur d'un retard différent. Cependant, à un retard près, les signaux SNE reçus par les émetteurs 30 sont identiques du fait de la transmission numérique. Par ailleurs, dans le cas d'un signal source bande de base stéréophonique, la phase du signal de synchronisation sous-porteuse SSP introduit dans le signal SNE, est identique d'un site d'émission à l'autre lors de la réception du signal SNE.After transmission by the production site 10 of the digitized baseband source signal SNE, each transmitter 30 receives nominally the same signal SNE. The difference in transmission time from one transmitting site to another is likely to affect the reception of the signal SNE by each transmitter with a different delay. However, apart from a delay, the SNE signals received by the transmitters 30 are identical due to the digital transmission. Furthermore, in the case of a stereophonic baseband source signal, the phase of the SSP subcarrier synchronization signal introduced into the SNE signal is identical from one transmission site to the other upon reception of the signal. SNE signal.

Nous nous intéresserons par la suite uniquement à un signal source bande de base stéréophonique.We will focus on a stereo baseband source signal only.

Le signal SNE reçu par l'émetteur 30 est transmis au codeur modulateur synchronisable 40. La synchronisation du codeur-modulateur 40 consiste à pouvoir programmer un "retard d'émission" du signal final, ce "retard d'émission" compensant le "retard de réception" du signal SNE au niveau de chaque site émetteur 30 et le "retard de réception" du signal émis au niveau de la zone critique. Le codeur modulateur 40 comprend une partie numérique 40A où sont réalisées des étapes de traitement numérique sur le signal SNE pour fournir un signal d'asservissement et un signal modulation de fréquence analogique d'une porteuse de fréquence intermédiaire Fi par exemple de 10,7 MHz, et une partie analogique 40B recevant ledit signal modulation de fréquence analogique et ledit signal d'asservissement où sont réalisées des étapes de traitement analogique sur ledit signal analogique pour fournir le signal analogique final à diffuser en modulation de fréquence sur la porteuse finale accordée sur la fréquence finale.The signal SNE received by the transmitter 30 is transmitted to the synchronizable modulator coder 40. The synchronization of the coder-modulator 40 consists in being able to program a "transmission delay" of the final signal, this "transmission delay" compensating for the "delay of reception "of the signal SNE at each transmitting site 30 and the" delay of reception "of the signal transmitted at the level of the critical zone. The modulator coder 40 includes a digital part 40A where digital processing steps are carried out on the signal SNE for supplying a servo signal and an analog frequency modulation signal from an intermediate frequency carrier Fi for example 10.7 MHz, and an analog part 40B receiving said analog frequency modulation signal and said servo signal where analog processing steps on said analog signal to provide the final analog signal to be broadcast in frequency modulation on the final carrier tuned to the final frequency.

La figure 5 représente de façon schématique les différentes étapes de traitement numérique tandis que la figure 6 représente de façon schématique les différentes étapes de traitement analogique.Figure 5 shows schematically the different stages of digital processing while Figure 6 shows schematically the different stages of analog processing.

En se reportant à la figure 5, le signal numérique SNE sous forme d'une transmission série d'éléments binaires est reçu par un récepteur de trame 400 conforme à la norme "UER/ AES". Le récepteur de trame 400 sépare chaque voix droite et gauche, dans le signal SNE, pour délivrer en parallèle deux séries de valeurs numériques VDN, VGN correspondant respectivement à la voix droite et à la voix gauche, chaque valeur étant codée sur 16 bits. Le récepteur de trame 400 délivre aussi le signal de synchronisation sous-porteuse SSP. Un signal de cadencement représentatif de la fréquence d'échantillonnage Fe est récupéré à la réception du signal SNE par le récepteur de trame, par comptage et détection des éléments binaires reçus. Le signal SSP constitue comme cela a déjà été mentionné ci-dessus à un top de synchronisation à la cadence de 1 kHz.Referring to FIG. 5, the digital signal SNE in the form of a serial transmission of binary elements is received by a frame receiver 400 conforming to the "EBU / AES" standard. The frame receiver 400 separates each right and left voice, in the signal SNE, to deliver in parallel two series of digital values VDN, VGN corresponding respectively to the right voice and to the left voice, each value being coded on 16 bits. The frame receiver 400 also delivers the sub-carrier synchronization signal SSP. A timing signal representative of the sampling frequency Fe is recovered on reception of the signal SNE by the frame receiver, by counting and detecting the binary elements received. The SSP signal constitutes, as already mentioned above, a synchronization signal at the rate of 1 kHz.

Le récepteur de trame 400 étant prévu pour fonctionner à une fréquence Fe dont la valeur nominale est fixée à 32 kHz par exemple, on utilise une boucle à verrouillage de phase commandée par le signal de cadencement pour fournir au récepteur de trame un signal de cadencement représentant la fréquence d'échantillonnage Fe lissée présentant une stabilité à court terme plus grande que la fréquence récupérée Fe et pour synchroniser l'ensemble des traitements sur cette fréquence lissée Fe. La boucle à verrouillage de phase est constituée d'un comparateur de phase 431 recevant à une première entrée le signal de cadencement, un filtre de boucle 432 relié en entrée à la sortie du comparateur de phase et destiné à assurer la stabilité de la boucle, un oscillateur compensé en température 433 oscillant à une fréquence de référence de 40,96 MHz et relié en entrée à la sortie du filtre de boucle et un diviseur de la fréquence de référence 440 relié en entrée à la sortie de l'oscillateur compensé en température. Le diviseur 440 est relié au récepteur de trame 400 ainsi qu'à une seconde entrée du comparateur de phase 431, la fréquence lissée Fe délivrée par le diviseur 440 correspondant à la division par 1280 de la fréquence de référence fournie par l'oscillateur commandé. La fréquence lissée Fe a donc une valeur nominale de 32 kHz correspondant à la valeur nominale de la fréquence d'échantillonnage Fe du signal bande de base.The frame receiver 400 being designed to operate at a frequency Fe whose nominal value is fixed at 32 kHz for example, a phase locked loop controlled by the timing signal is used to provide the frame receiver with a timing signal representing the smoothed sampling frequency Fe exhibiting a short-term stability greater than the recovered frequency Fe and for synchronizing all the processing operations on this smoothed frequency Fe. The phase-locked loop consists of a comparator phase 431 receiving at a first input the timing signal, a loop filter 432 connected at input to the output of the phase comparator and intended to ensure the stability of the loop, a temperature compensated oscillator 433 oscillating at a reference frequency of 40.96 MHz and connected at the input to the output of the loop filter and a divider of the reference frequency 440 connected at the input to the output of the temperature compensated oscillator. The divider 440 is connected to the frame receiver 400 as well as to a second input of the phase comparator 431, the smoothed frequency Fe delivered by the divider 440 corresponding to the division by 1280 of the reference frequency provided by the controlled oscillator. The smoothed frequency Fe therefore has a nominal value of 32 kHz corresponding to the nominal value of the sampling frequency Fe of the baseband signal.

Les séries numériques VGN, VDN issues du récepteur de trame 400 doivent être représentés selon l'invention sous la forme d'un multiplex numérique stéréo autorisant la conversion tension/fréquence. Par ailleurs, les séries numériques VGN, VDN issus du récepteur de trame 400 représentent des signaux numérisés à la fréquence Fe de 32 kHz. Echantillonnés dans le temps, ces signaux sont du type périodique en fréquence et occupent par conséquent tout le spectre des fréquences sous forme de répliques autour des multiples de la fréquence d'échantillonnage Fe (64 kHz, 96 kHz, 128 kHz, etc...). Pour libérer de la place dans le spectre des fréquences, afin de constituer le multiplex numérique stéréo, on réalise sur les séries numériques VGN, VDN, une série d'étapes de suréchantillonnage 401, 403. Chaque étape de suréchantillonnage permet de rejeter les répliques indésirables hors de la partie utile du spectre des fréquences réservées à la constitution du multiplex.The digital series VGN, VDN originating from the frame receiver 400 must be represented according to the invention in the form of a stereo digital multiplex authorizing the voltage / frequency conversion. Furthermore, the digital series VGN, VDN originating from the frame receiver 400 represent signals digitized at the frequency Fe of 32 kHz. Sampled in time, these signals are of the periodic frequency type and therefore occupy the entire frequency spectrum in the form of replicas around the multiples of the sampling frequency Fe (64 kHz, 96 kHz, 128 kHz, etc.). ). To free up space in the frequency spectrum, in order to constitute the stereo digital multiplex, a series of oversampling steps 401, 403 are performed on the VGN, VDN digital series. Each oversampling step makes it possible to reject unwanted replicas outside the useful part of the spectrum reserved for the constitution of the multiplex .

Le suréchantillonnage des séries numériques VGN, VDN consiste à reconstruire les échantillons manquants entre les échantillons connus pour chacune des voix droite et gauche. Pour réaliser le suréchantillonnage, on utilise un filtre passe bas transversal (FIR) dont la fréquence de coupure est la limite de spectre de fréquence utile. Cette opération se fait sans gain en précision puisque la description originale du signal bande de base est suffisante pour qu'un convertisseur numérique/analogique puisse reconstruire parfaitement ce signal. On notera toutefois que pour une puissance de calcul constante, il est nécessaire de faire un compromis entre la qualité du suréchantillonnage effectué, c'est à dire le nombre de coefficients du filtre transversal utilisé, et le facteur de suréchantillonnage. Une solution consiste à considérer que le filtre transversal de suréchantillonnage travaille à la fréquence qu'il doit restituer en sortie. Dans ce cas, les échantillons manquants à l'entrée du filtre sont supposés nuls. Ainsi, chaque échantillon en sortie du filtre est calculé par convolution des échantillons d'entrée non nuls avec 1/n des coefficients du filtre transversal, n étant le facteur multiplicatif de suréchantillonnage. Les coefficients des filtres transversaux utilisés ont été calculés à l'aide d'un ordinateur suivant l'algorithme de REMETZ publié dans "la Collection Technique et Scientifique de Télécommunications - Traitement numérique du signal" de Mr. BELLANGER - 3ème édition MASSON.The oversampling of the VGN, VDN digital series consists in reconstructing the missing samples between the known samples for each of the right and left voices. To perform the oversampling, a transverse low pass filter (FIR) is used, the cut-off frequency of which is the limit of the useful frequency spectrum. This operation is done without gain in precision since the original description of the baseband signal is sufficient for a digital / analog converter to be able to reconstruct this signal perfectly. It will however be noted that for a constant computing power, it is necessary to make a compromise between the quality of the oversampling performed, that is to say the number of coefficients of the transversal filter used, and the oversampling factor. One solution consists in considering that the transverse oversampling filter works at the frequency which it must restore at the output. In this case, the missing samples at the filter input are assumed to be null. Thus, each sample at the output of the filter is calculated by convolution of the non-zero input samples with 1 / n of the coefficients of the transversal filter, n being the multiplicative factor of oversampling. The coefficients of the transversal filters used were calculated using a computer according to the REMETZ algorithm published in "The Technical and Scientific Collection of Telecommunications - Digital signal processing" by Mr. BELLANGER - 3rd edition MASSON.

Une première étape de suréchantillonnage 401 est déclenchée dès la réception d'un signal d'interruption IRQA correspondant au signal de cadencement des échantillons du signal source SNE, délivré par le récepteur de trame 400. L'étape de suréchantillonnage 401 permet de calculer à partir des deux séries numériques initiales VGN, VDN, deux nouvelles séries numériques représentant toujours les voix droite et gauche mais possédant P₁ Fe échantillons par seconde. Ce premier traitement est effectué par un circuit à microprocesseur spécialisé en traitement du signal du type XSP 56001 de chez Motorola et programmé pour effectuer un suréchantillonnage par 2. On applique aussi une préaccentuation 402 normalisée de 50 microsecondes sur les séries numériques issus de la première étape de suréchantillonnage 401. Ces deux étapes 401, 402 de traitement sont réalisées par un programme réalisant les fonctions suivantes qui sont connues de l'homme de l'art :

suréchantillonnage par deux du flot stéréo arrivant à la cadence de 32 kHz par filtrage transversal à 176 coefficients.
désaccentuation "J 17" et préaccentuation 50 microsecondes par filtrage récursif du premier ordre à 64 kHz et

A first oversampling step 401 is triggered upon receipt of an IRQA interrupt signal corresponding to the timing signal of the samples of the source signal SNE, delivered by the frame receiver 400. The oversampling step 401 makes it possible to calculate from of the two initial digital series VGN, VDN, two new digital series still representing the right and left voices but having P₁ Fe samples per second. This first processing is carried out by a microprocessor circuit specialized in signal processing of the XSP 56001 type from Motorola and programmed to perform an oversampling by 2. We also apply a normalized 402 pre-emphasis of 50 microseconds on the digital series resulting from the first step oversampling 401. These two processing

steps

401, 402 are carried out by a program performing the following functions which are known to those skilled in the art:

oversampling by two of the stereo stream arriving at the rate of 32 kHz by transverse filtering with 176 coefficients.
de-emphasis "J 17" and pre-emphasis 50 microseconds by first-order recursive filtering at 64 kHz and

Après l'étape 402, on réalise une seconde étape de suréchantillonnage 403 par un facteur P₂ sur chacune des deux séries numériques comme représenté sur la figure 5. Ce traitement 403 est effectué par un second circuit à microprocesseur spécialisé en traitement du signal identique au précédent et programmé pour effectuer un suréchantillonnage par un facteur P₂ égal cette fois à 4.After step 402, a second oversampling step 403 is carried out by a factor P₂ on each of the two digital series as shown in FIG. 5. This processing 403 is carried out by a second microprocessor circuit specialized in signal processing identical to the previous one and programmed to perform an oversampling by a factor P₂ equal this time to 4.

A la fin de la seconde étape de suréchantillonnage 403 on obtient deux séries numériques VGN′, VDN′ correspondant aux voix gauche et droite respectives et possédant chacune P₁ P₂ Fe valeurs par seconde. On constitue à la suite de la seconde étape de suréchantillonnage un multiplex numérique stéréo 404 consistant à effectuer l'opération : $(VGN′ + VDN′)/2 + {(VGN′ - VDN′)(/2} x P + Q$

où P représente une fréquence porteuse à 38 kHz et Q une fréquence pilote à 19 kHz. Cette opération est effectuée sur chaque échantillon des séries VGN′, VDN′ à la cadence de P₁ x P₂ x Fe, soit 256 kHz.At the end of the second oversampling step 403, two digital series VGN ′, VDN ′ corresponding to the left voices and respective line and each having P₁ P₂ Fe values per second. Following the second oversampling step, a stereo digital multiplex 404 consists of performing the operation:

(VGN ′ + VDN ′) / 2 + {(VGN ′ - VDN ′) (/ 2} x P + Q

where P represents a carrier frequency at 38 kHz and Q a pilot frequency at 19 kHz. This operation is performed on each sample of the VGN ′, VDN ′ series at the rate of P₁ x P₂ x Fe, ie 256 kHz.

La synchronisation entre ces différentes étapes de traitement est réalisée par le fait que dans chaque étape on effectue le calcul correspondant en un temps inférieur au temps alloué pour faire ce calcul, de manière à ce qu'au niveau de la dernière étape on puisse disposer en permanence du bon nombre d'échantillons à délivrer par unité de temps.Synchronization between these different processing steps is carried out by the fact that in each step the corresponding calculation is carried out in a time less than the time allocated for doing this calculation, so that at the level of the last step we can have in permanence of the right number of samples to be delivered per unit of time.

Parallèlement à la synchronisation du flot de données numériques dans les différentes étapes mentionnées ci-dessus et afin d'assurer une parfaite identité de déviation due aux fréquences pilote et sous porteuse, il est nécessaire de synchroniser les signaux sous-porteuse P (38 kHz) et pilote Q (19 kHz). Ces signaux sous-porteuse et pilote P, Q n'étant pas transmis dans le signal SNE, une solution consiste à les synthétiser au niveau de l'émetteur 30. La création des signaux sous-porteuse et pilote P, Q est obtenue par synthèse numérique directe. La synthèse numérique directe des signaux P, Q consiste à utiliser une mémoire du type mémoire PROM, contenant par exemple 256 valeurs résultant d'un échantillonnage à pas constant d'une sinusoïde. Par lecture d'une adresse sur 19 ou d'une adresse sur 38 de la mémoire PROM, on synthétise une fréquence de 19 kHz ou de 38 kHz comme cela est connu de l'homme de l'art. Le signal SSP dont la récurrence de 1 kHz permet de contrôler périodiquement, à chaque passage complet de la PROM, pour les deux incréments de lecture, que la synthèse numérique commence à la même adresse de la mémoire PROM et au même instant pour chaque émetteur. Par exemple, toutes les milliseconde, sur réception de signal SSP, on impose l'adresse zéro de la mémoire PROM comme référence de synthèse.In parallel with the synchronization of the digital data stream in the various stages mentioned above and in order to ensure a perfect deflection identity due to the pilot and subcarrier frequencies, it is necessary to synchronize the subcarrier signals P (38 kHz) and pilot Q (19 kHz). These subcarrier and pilot signals P, Q not being transmitted in the signal SNE, one solution consists in synthesizing them at the level of the transmitter 30. The creation of the subcarrier and pilot signals P, Q is obtained by synthesis direct digital. Direct digital synthesis of the signals P, Q consists in using a memory of the PROM memory type, containing for example 256 values resulting from a sampling at constant step of a sinusoid. By reading one address out of 19 or one address out of 38 from the PROM memory, a frequency of 19 kHz or 38 kHz is synthesized as is known to those skilled in the art. The SSP signal whose recurrence of 1 kHz makes it possible to periodically control, at each complete passage of the PROM, for the two reading increments, that the digital synthesis begins at the same address in the PROM memory and at the same instant for each transmitter. For example, every millisecond, on reception of signal SSP, the zero address of the PROM memory is imposed as a summary reference.

Le second circuit à microprocesseur est programmé pour synthétiser les signaux sous-porteuse P et pilote Q grâce à sa mémoire PROM interne.The second microprocessor circuit is programmed to synthesize the subcarrier P and pilot Q signals thanks to its internal PROM memory.

De cette manière, le multiplex numérique obtenu à la sortie de l'étape de multiplexage 404 est identique d'un site émetteur 30 à l'autre.In this way, the digital multiplex obtained at the output of the multiplexing step 404 is identical from one transmitting site 30 to another.

L'insertion d'un programme ou de signaux supplémentaires dans le multiplex peut être effectué de la même manière par synthèse 412 d'une sous-porteuse additionnelle. Cependant, l'addition d'une sous-porteuse supplémentaire devra être prévue dans l'ensemble du traitement numérique sychrone du fait de la spécificité de chaque programme chargé dans les différents circuits à microprocesseur. Les étapes 403, 404 sont effectuées par un programme réalisant les fonctions suivantes qui sont connues de l'homme de l'art :

suréchantillonnage par quatre du flot stéréo multiplexé par filtrage transversal 44 coefficients,
création de sous-porteuses nécessaires à la fabrication des multiplex 19 kHz, 38 kHz par synthèse numérique directe, et
contrôle de la phase obtenue des sous-porteuses par synchronisation de la synthèse numérique sur le signal pilote externe SSP et constitution du multiplex dit "bande de base".

The insertion of a program or of additional signals into the multiplex can be carried out in the same way by synthesis 412 of an additional subcarrier. However, the addition of an additional subcarrier will have to be provided for in the whole of the synchronous digital processing because of the specificity of each program loaded in the various microprocessor circuits.

Steps

403, 404 are carried out by a program performing the following functions which are known to those skilled in the art:

oversampling by four of the stereo stream multiplexed by transverse filtering 44 coefficients,
creation of subcarriers necessary for the manufacture of 19 kHz, 38 kHz multiplexes by direct digital synthesis, and
control of the phase obtained from the subcarriers by synchronization of the digital synthesis on the external pilot signal SSP and constitution of the so-called "baseband" multiplex.

On effectue sur le multiplex numérique un suréchantillonnage numérique 405 pour obtenir le multiplex sous la forme d'une série d'échantillons augmentée comportant Fh échantillons/ seconde, Fh = Q x P₁ x P₂ x Fe. L'étape de suréchantillonnage 405 est effectuée par un troisième circuit à microprocesseur spécialisé en traitement du signal identique au premier circuit à microprocesseur et programmé pour effectuer un suréchantillonnage par un facteur Q = 8 sur le multiplex numérique. Ce dernier suréchantillonnage permet d'éliminer les répliques spectrales autour des fréquences multiples de P₁ x P₂ x Fe. L'ensemble des opérations mentionnées ci-dessus correspond à un suréchantillonnage global de 64 fois la fréquence d'échantillonnage Fe, soit une fréquence finale Fh de 2,048 MHz. Cette étape de suréchantillonnage 405 est effectuée par un programme réalisant les fonctions suivantes :

suréchantillonnage par quatre du flot stéréo entrant par filtrage transversal 20 coefficients,
création d'un échantillon intermédiaire entre chaque valeur issue du suréchantillonnage précédent par interpolation linéaire.

A digital oversampling 405 is performed on the digital multiplex to obtain the multiplex in the form of an increased series of samples comprising Fh samples / second, Fh = Q x P₁ x P₂ x Fe. The oversampling step 405 is carried out by a third microprocessor circuit specialized in signal processing identical to the first microprocessor circuit and programmed to perform oversampling by a factor Q = 8 on the digital multiplex. This latter oversampling eliminates the spectral replicas around the multiple frequencies of P₁ x P₂ x Fe. The set of operations mentioned above corresponds to an overall oversampling of 64 times the sampling frequency Fe, ie a final frequency Fh of 2.048 MHz. This oversampling step 405 is carried out by a program performing the following functions:

oversampling by four of the incoming stereo stream by transverse filtering 20 coefficients,
creation of an intermediate sample between each value from the previous oversampling by linear interpolation.

Le muliplex obtenu en sortie de ces étapes de traitement se présente sous la forme d'une série de mots de seize bits délivrés à la cadence Fh.The muliplex obtained at the output of these processing steps is in the form of a series of sixteen-bit words delivered at the rate Fh.

La figure 7 représente sous forme d'un chronogramme les rythmes de calculs dans les différentes étapes de traitements. Comme représenté sur cette figure, le signal horloge échantillon ou signal d'interruption donne 32000 tops de synchronisation toutes les secondes, ce signal correspondant à la fréquence d'échantillonnage Fe. A chaque top de synchronisation, deux échantillons voix droite, voix gauche, représentés par la référence n(g+d) sont pris en charge dans l'étape 401 de suréchantillonnage par deux. A la sortie de cette étape 401, deux échantillons voix droite, et deux échantillons voix gauche sont fabriqués correspondant aux références ng1, ng2, nd1, nd2. Les échantillons ng1 et nd1 sont exploités ensuite dans la seconde étape de suréchantillonnage 403 et dans l'étape de constitution du multiplex 404 pour fournir les échantillons du multiplex représenté par la référence ng1 + nd1 d'indice 1, 2, 3, 4 correspondant aux quatre périodes de la transmission série du suréchantillonnage par quatre. Chaque échantillon ng1 + nd1 d'indice i de 1 à 4 est exploité dans l'étape du suréchantillonnage par huit 405 pour délivrer huit échantillons correspondants représentés par les blocs 8, 16, 24, 32. Les échantillons représentés par les blocs 40, 48, 56, 64 sont calculés de la même façon par suréchantillonnage par trente deux à partir des échantillons ng2 et nd2.FIG. 7 represents in the form of a chronogram the rhythms of calculations in the different processing stages. As shown in this figure, the sample clock signal or interrupt signal gives 32,000 synchronization tops every second, this signal corresponding to the sampling frequency Fe. At each synchronization top, two samples right voice, left voice, represented by the reference n (g + d) are taken care of in step 401 of oversampling by two. At the end of this step 401, two samples right voice, and two left voice samples are produced corresponding to the references ng1, ng2, nd1, nd2. The samples ng1 and nd1 are then used in the second oversampling step 403 and in the step of constituting the multiplex 404 to provide the samples of the multiplex represented by the reference ng1 + nd1 of index 1, 2, 3, 4 corresponding to the four periods of serial transmission of oversampling by four. Each sample ng1 + nd1 of index i from 1 to 4 is used in the step of oversampling by eight 405 to deliver eight corresponding samples represented by blocks 8, 16, 24, 32. The samples represented by blocks 40, 48 , 56, 64 are calculated in the same way by oversampling by thirty two from samples ng2 and nd2.

Pour mettre en phase les signaux finaux émis par les émetteurs au niveau des zones critiques 35 où le rapport de protection entre des émetteurs voisins est proche de 0 dB, on prévoit de retarder d'une valeur de temps prédéterminée la diffusion du signal final pour chaque émetteur 30 comme décrit ci-après. En se reportant à la figure 8, on a représenté un diagramme des temps de propagation d'un signal source depuis le site de production jusqu'aux zones critiques. On considère dans l'exemple que le site de production est placé au niveau de l'émetteur 30₂ et le réseau de diffusion est constitué des trois émetteurs 30₁, 30₂, 30₃ de la figure 1. Cette configuration est donnée à titre d'exemple non limitatif.To phase the final signals transmitted by the transmitters at the level of the critical zones 35 where the protection ratio between neighboring transmitters is close to 0 dB, provision is made to delay by a predetermined time value the diffusion of the final signal for each transmitter 30 as described below. Referring to Figure 8, there is shown a diagram of the propagation times of a source signal from the production site to critical areas. It is considered in the example that the production site is placed at the level of the transmitter 30₂ and the broadcasting network consists of the three transmitters 30₁, 30₂, 30₃ of FIG. 1. This configuration is given by way of example not limiting.

Sur la figure 8 :In figure 8:

t₀ représente la référence de temps au moment de la production du signal source.t₀ represents the time reference at the time of the production of the source signal.

t₁ représente l'instant d'arrivée par rapport à l'instant t₀ des signaux au niveau de la zone 35₂.t₁ represents the time of arrival with respect to the time t₀ of the signals at the level of the area 35₂.

t₂ représente l'instant d'arrivée par rapport à l'instant t₀ des signaux au niveau de la zone 35₁.t₂ represents the time of arrival with respect to the time t₀ of the signals at the level of the area 35₁.

T_t1 représente le temps de propagation nécessaire pour la transmission du signal source depuis le site de production 10 (site émetteur 30₂) jusqu'au site émetteur 30₁.T _t1 represents the propagation time necessary for the transmission of the source signal from the production site 10 (transmitter site 30₂) to the transmitter site 30₁.

T_t3 représente le temps de propagation nécessaire pour la transmission du signal source depuis le site de production 10 jusqu'au site émetteur 30₃.T _t3 represents the propagation time necessary for the transmission of the source signal from the production site 10 to the emitting site 30₃.

On considère que le temps de propagation nécessaire pour la transmission du signal source depuis le site de production 10 vers le site émetteur 30₂ est négligeable par construction du réseau. Ces temps de propagation sont calculés à partir de la détermination des positions géographiques relatives des sites d'émission par rapport au site de production et en fonction de la vitesse de transmission du signal dans le support de transmission 20. Dans le cas d'un support de transmission tel que le faisceau Hertzien, le temps de transmission est sensiblement de 10/3 de microsecondes/kilomètre.It is considered that the propagation time necessary for the transmission of the source signal from the production site 10 to the transmitting site 30₂ is negligible by construction of the network. These propagation times are calculated from the determination of the relative geographic positions of the emission sites with respect to the production site and as a function of the speed of transmission of the signal in the transmission medium 20. In the case of a medium transmission time such as the Hertzian beam, the transmission time is approximately 10/3 microseconds / kilometer.

Toujours sur la figure 8 :Still on figure 8:

T_d1 représente le temps de propagation nécessaire pour la diffusion du signal final en modulation de fréquence depuis le site émetteur 30₁ jusqu'à la zone critique 35₁.T _d1 represents the propagation time necessary for the diffusion of the final signal in frequency modulation from the transmitting site 30₁ to the critical zone 35₁.

T′_d2 représente le temps de propagation nécessaire pour la diffusion du signal final modulation de fréquence depuis le site émetteur 30₂ jusqu'à la zone critique 35₁.T ′ _d2 represents the propagation time necessary for the diffusion of the final frequency modulation signal from the transmitting site 30₂ to the critical zone 35₁.

T_d2 représente le temps de propagation nécessaire pour la diffusion du signal final modulation de fréquence depuis le site émetteur 30₂ jusqu'à la zone critique 35₂.T _d2 represents the propagation time necessary for the diffusion of the final frequency modulation signal from the transmitting site 30₂ to the critical zone 35₂.

T_d3 représente le temps de propagation nécessaire pour la diffusion du signal modulation de fréquence depuis le site émetteur 30₃ jusqu'à la zone critique 35_2. T _d3 represents the propagation time necessary for the diffusion of the modulation signal frequency from the transmitting site 30₃ to the critical zone 35 _2.

Ces temps de propagation sont calculés expérimentalement à partir d'une recherche du lieu géographique correspondant à la zone critique où le brouillage mutuel de deux émetteurs est maximum quand le réseau n'est pas configuré en mode synchronisé. On peut aussi localiser chaque zone critique en fonction de la puissance de l'émetteur considéré, de la topographie du terrain et des diagrammes des antennes émétrices.These propagation times are calculated experimentally from a search for the geographic location corresponding to the critical zone where the mutual interference of two transmitters is maximum when the network is not configured in synchronized mode. We can also locate each critical zone according to the power of the transmitter considered, the topography of the terrain and the diagrams of the transmitting antennas.

De façon préférentielle, on applique des retards spécifiques pour la diffusion du signal modulation de fréquence au niveau de chaque émetteur relié au site de production 10. L'application de ces retards spécifiques est réalisée de la façon suivante. On applique à un premier émetteur par exemple l'émetteur 30₃, un retard de diffusion correspondant à un retard de garde R3 de manière que, tel que représenté en figure 8 en correspondance avec l'émetteur 30₃, le temps de propagation du signal source depuis le site de production 10 via l'émetteur 30₃ jusqu'à la zone critique 35₂ est égal à T_t3 + R3 + T_d3.Preferably, specific delays are applied for the broadcasting of the frequency modulation signal at each transmitter connected to the production site 10. The application of these specific delays is carried out as follows. A diffusion delay corresponding to a guard delay R3 is applied to a first transmitter, for example the transmitter 30₃, so that, as shown in FIG. 8 in correspondence with the transmitter 30₃, the propagation time of the source signal from the production site 10 via the transmitter 30₃ to the critical zone 35₂ is equal to T _t3 + R3 + T _d3 .

Selon l'invention, sensiblement au centre de la zone critique 35₂, les signaux émis par les émetteurs 30₂ et 30₃ doivent être en phase. La mise en phase de ces deux signaux s'obtient en introduisant un retard de diffusion R2 au niveau de l'émetteur 30₂ de manière que le temps de propagation du signal source depuis le site de production 10 via l'émetteur 30₂ jusqu'à la zone critique 35₂, c'est à dire R2 + T_d2 soit égal au temps de propagation du signal source depuis le site de production 10 via l'émetteur 30₃ jusqu'à la zone critique 35₂, c'est à dire T_t3 + R3 + T_d3 = t₁ comme représenté en correspondance avec l'émetteur 30₂ sur la figure 8.According to the invention, substantially in the center of the critical zone 35₂, the signals transmitted by the transmitters 30₂ and 30₃ must be in phase. The phasing of these two signals is obtained by introducing a diffusion delay R2 at the transmitter 30₂ so that the propagation time of the source signal from the production site 10 via the transmitter 30₂ to the critical zone 35₂, ie R2 + T _d2 is equal to the propagation time of the source signal from the production site 10 via the transmitter 30₃ to the critical zone 35₂, ie T _t3 + R3 + T _d3 = t₁ as shown in correspondence with the transmitter 30₂ in FIG. 8.

De même, les signaux émis par les émetteurs 30₁, 30₂ sont en phase sensiblement au centre de la zone critique 35₁. Si R1 est le retard à appliquer à la diffusion du signal au niveau de l'émetteur 30₁ on a la relation : ${R2 + T′}_{d2} {= T}_{t1} {+ R1 + T}_{d1} = t₂$

Similarly, the signals emitted by the

transmitters

30₁, 30₂ are in phase substantially at the center of the critical zone 35 zone. If R1 is the delay to be applied to the diffusion of the signal at the level of the transmitter 30₁ we have the relation:

{R2 + T ′}_{d2} {= T}_{t1} {+ R1 + T}_{d1} = t₂

De cette manière on détermine facilement les retards à appliquer à la diffusion du signal modulé en fréquence au niveau de chaque émetteur pour garantir la mise en phase des signaux émis sensiblement au centre des zones critiques considérées.In this way it is easy to determine the delays to be applied to the broadcasting of the frequency modulated signal at each transmitter in order to guarantee the phasing of the signals transmitted substantially in the center of the critical zones considered.

Un synchroniseur 420 recevant la série de mots binaires constituant le multiplex, les mémorise temporairement et les restitue dans leur ordre d'arrivée, à la fréquence Fh. La mémorisation temporaire de mots binaires dans le synchroniseur 420 revient à retarder au niveau d'un site émetteur 30 l'émission du signal final qui sera constitué à partir de cette série de mots binaires. Le synchroniseur 420 peut par exemple consister en une mémoire à double accès en lecture et écriture, le décalage temporel entre l'écriture d'une donnée en mémoire et sa lecture correspondant à un retard dont la précision est de 1/Fh. En fonction de la taille de la mémoire à double accès, il est facile de programmer un retard 430 pouvant aller jusqu'à une milliseconde par exemple si la taille de la mémoire à double accès utilisée permet la mémorisation de 2048 mots de 16 éléments binaires.A synchronizer 420 receiving the series of binary words constituting the multiplex, stores them temporarily and restores them in their order of arrival, at the frequency Fh. The temporary storage of binary words in the synchronizer 420 amounts to delaying at the level of an emitting site 30 the transmission of the final signal which will be constituted from this series of binary words. The synchronizer 420 may for example consist of a memory with dual access in read and write, the time difference between the writing of a data item in memory and its reading corresponding to a delay whose precision is 1 / Fh. Depending on the size of the dual-access memory, it is easy to program a delay 430 which can go up to a millisecond, for example if the size of the dual-access memory used allows the memorization of 2048 words of 16 binary elements.

Comme visible sur la figure 5, le synchroniseur 420 est commandé en sortie à la fréquence Fh engendré par la boucle à verrouillage de phase 431, 432, 433, 440. Cette fréquence correspond à la fréquence globale d'arrivée des mots binaires issus du suréchantillonnage 405.As visible in FIG. 5, the synchronizer 420 is controlled as an output at the frequency Fh generated by the phase locked loop 431, 432, 433, 440. This frequency corresponds to the overall frequency of arrival of the binary words from the oversampling. 405.

Le multiplex numérique retardé dans l'étape 420 est transmis à la fréquence Fh a un modulateur numérique 421. Le modulateur numérique 421 est un synthétiseur utilisant une mémoire du type mémoire morte contenant N (65536) valeurs numériques correspondant aux échantillons d'une période complète d'une sinusoïde, chaque valeur étant codée sur 16 éléments binaires.The digital multiplex delayed in step 420 is transmitted at frequency Fh to a digital modulator 421. The digital modulator 421 is a synthesizer using a memory of the read only memory type containing N (65536) digital values corresponding to the samples of a complete period of a sinusoid, each value being coded on 16 binary elements.

La fréquence porteuse Fp engendrée par le synthétiseur de fréquences est directement dépendante de l'incrément d'adresse N0 avec lequel la mémoire est lue. Selon l'invention, chaque valeur de la série de valeurs constituant le multiplex à la sortie du synchroniseur 420 est ajouté modulo N à l'incrément N₀ pour constituer un nouvel incrément. La valeur du nouvel incrément est ajoutée ensuite modulo N à l'adresse courante de la mémoire. De cette manière, on détermine la suite des adresses de la mémoire pour lire les valeurs numériques. Un facteur d'échelle de la conversion tension-fréquence est obtenu en reliant par exemple treize éléments binaires de poids fort de chaque mot binaire de la série de mots binaires constituant le multiplex aux treize éléments binaires de poids faible du mot d'adresse de lecture de la mémoire contenant les échantillons de la sinusoïde.The carrier frequency Fp generated by the frequency synthesizer is directly dependent on the address increment N0 with which the memory is read. According to the invention, each value of the series of values constituting the multiplex at the output of the synchronizer 420 is added modulo N to the increment N₀ to constitute a new increment. The value of the new increment is then added modulo N to the current memory address. In this way, the sequence of addresses in the memory for determining the numerical values is determined. A scaling factor of the voltage-frequency conversion is obtained by connecting, for example, thirteen most significant binary elements of each binary word of the series of binary words constituting the multiplex to the thirteen least significant binary elements of the read address word. memory containing the sinusoid samples.

L'incrément de fréquence du synthétiseur étant déterminé par le rapport Fh/N, soit 31,25 Hz, il en résulte une déviation maximale de la fréquence porteuse Fp, avant écrétage de 256 kHz (31,25 x 2¹³), soit encore 128 kHz de déviation de part et d'autre de cette fréquence porteuse. On obtient ainsi une marge de 4,6 dB environ par rapport à la déviation maximale normalisée de ± 75 kHz.The frequency increment of the synthesizer being determined by the ratio Fh / N, that is 31.25 Hz, this results in a maximum deviation of the carrier frequency Fp, before clipping of 256 kHz (31.25 x 2¹³), that is to say 128 kHz deviation on either side of this carrier frequency. This gives a margin of about 4.6 dB compared to the maximum normalized deviation of ± 75 kHz.

Grâce au fait que l'on réalise une modulation numérique du signal source numérisé, on garantit la même modulation de fréquence et la même fréquence porteuse au niveau de chaque site émetteur.Thanks to the fact that a digital modulation of the digitized source signal is carried out, the same frequency modulation and the same carrier frequency at each transmitting site.

Le signal numérique représentant la fréquence porteuse Fp modulée en sortie du modulateur numérique 421 est ensuite multiplié avec une fréquence Ft pour obtenir une transposition en fréquence de la modulation.The digital signal representing the carrier frequency Fp modulated at the output of the digital modulator 421 is then multiplied with a frequency Ft to obtain a frequency transposition of the modulation.

Si on tient compte du gain de modulation apporté par la modulation de fréquence, la précision de quantification sur seize éléments binaires de chaque mot binaire issu du modulateur numérique 421 n'est plus utile et en conséquence la multiplication avec la fréquence Ft est limitée aux douze éléments binaires de poids fort de chacun de ces mots. A titre d'exemple, les valeurs choisies pour les fréquences Fp et Ft sont respectivement de 460 kHz et 10,24 MHz.If the modulation gain provided by the frequency modulation is taken into account, the quantization precision on sixteen binary elements of each binary word coming from the digital modulator 421 is no longer useful and consequently the multiplication with the frequency Ft is limited to the twelve most significant binary elements of each of these words. By way of example, the values chosen for the frequencies Fp and Ft are respectively 460 kHz and 10.24 MHz.

En sortie de la transposition numérique 422, les mots de douze éléments binaires résultant de la multiplication sont délivrés à la fréquence Ft et convertis à une fréquence double par un convertisseur numérique analogique 423 adapté pour convertir des mots de douze éléments binaires.At the output of the digital transposition 422, the words of twelve binary elements resulting from the multiplication are delivered at the frequency Ft and converted to a double frequency by a digital analog converter 423 adapted to convert words of twelve binary elements.

On choisit par exemple une fréquence de conversion exactement égale au double de la fréquence à convertir pour permettre un échange mutuel par repliement autour de la fréquence Ft des fréquences {Ft + Fp} et {Ft - Fp} qui résultent de la multiplication. Chacune des fréquences {Ft + Fp} et {Ft - Fp} étant respectivement supérieure et inférieure d'une même valeur par rapport à la fréquence Ft, qui est la demi-fréquence d'échantillonnage pour le convertisseur numérique analogique 423, elles prennent respectivement chacune la position de l'autre, ce qui permet d'obtenir une conversion numérique analogique correcte, malgré une fréquence d'échantillonnage 2Ft inférieure au double de la fréquence Ft + Fp, c'est à dire la fréquence intermédiaire fi de 10,7 MHz.We choose for example a conversion frequency exactly equal to twice the frequency to convert to allow a mutual exchange by folding around the frequency Ft of the frequencies {Ft + Fp} and {Ft - Fp} which result from the multiplication. Each of the frequencies {Ft + Fp} and {Ft - Fp} being respectively higher and lower by the same value with respect to the frequency Ft, which is the sampling half-frequency for the digital analog converter 423, they respectively take each the position of the other, which makes it possible to obtain a correct digital-to-analog conversion, despite a sampling frequency of 2Ft less than twice the frequency Ft + Fp, ie the intermediate frequency fi of 10.7 MHz.

Comme visible sur la figure 5, les fréquences Fh, Ft et 2Ft sont obtenues en sortie du diviseur 440 de la boucle à verrouillage de phase synchronisée sur la fréquence Fe. Ainsi, toutes ces fréquences sont synchrones entre elles et avec Fe.As visible in FIG. 5, the frequencies Fh, Ft and 2Ft are obtained at the output of the divider 440 of the phase locked loop synchronized on the frequency Fe. Thus, all these frequencies are synchronous with one another and with Fe.

On obtient par ailleurs un signal d'asservissement selon le même principe par division au niveau de boucle de verrouillage de phase sur Fe, ce signal d'asservissement étant destiné à synchroniser la transposition analogique à la fréquence finale du signal à émettre.A control signal is also obtained according to the same principle by division at the level of the phase lock loop on Fe, this control signal being intended to synchronize the analog transposition to the final frequency of the signal to be transmitted.

Les fréquences 2Ft, Ft, Fh, fréquence du signal d'asservissement et fréquence Fe lissée sont obtenues en divisant la fréquence de référence respectivement par 2, 4, 20, 1024 et 1280 ; d'où
2Ft = 20480 kHz,
Ft = 10240 kHz,
Fh = 2048 kHz,
Fréquence du signal d'asservissment = 40 kHz,
Fe = 32 kHz.The frequencies 2Ft, Ft, Fh, frequency of the control signal and smoothed frequency Fe are obtained by dividing the reference frequency by 2, 4, 20, 1024 and 1280 respectively; from where
2Ft = 20480 kHz,
Ft = 10240 kHz,
Fh = 2048 kHz,
Frequency of the control signal = 40 kHz,
Fe = 32 kHz.

En se reportant maintenant à la figure 6, le signal analogique à la fréquence intermédiaire et le signal d'asservissement sont transmis à la partie analogique 40B du codeur modulateur synchronisable selon l'invention. Le signal analogique issu de la conversion numérique analogique est filtré 450 par un filtre passe bande centré sur la fréquence de 10,7 MHz de manière à éliminer toutes les fréquences images inutiles. Après programmation de la fréquence finale 453 de l'émetteur, on effectue la transposition 451 à la fréquence porteuse finale f de manière analogique classique. De façon à conserver le synchronisme par rapport à la fréquence lissée Fe, on met en oeuvre une boucle à verrouillage de phase 455, 456, 457, 458, asservissant un oscillateur commandé 457 qui est utilisé comme référence pour obtenir une fréquence locale de conversion 454. La boucle est verrouillée sur le signal d'asservissement issu du diviseur 440, ce signal d'asservissement étant lui-même verrouillé en phase sur le signal de fréquence d'échantillonnage Fe.Referring now to FIG. 6, the analog signal at the intermediate frequency and the servo signal are transmitted to the analog part 40B of the synchronizable modulator coder according to the invention. The analog signal from digital to analog conversion is filtered 450 by a bandpass filter centered on the frequency of 10.7 MHz so as to eliminate all unnecessary image frequencies. After programming the final frequency 453 of the transmitter, the transposition 451 is carried out at the final carrier frequency f in a conventional analog manner. In order to maintain synchronism with respect to the smoothed frequency Fe, a phase locked loop 455, 456, 457, 458 is implemented, slaving a controlled oscillator 457 which is used as a reference to obtain a local frequency of conversion 454. The loop is locked on the servo signal from the divider 440, this servo signal being itself locked in phase on the signal sampling frequency Fe.

Le signal issu de la transposition à la fréquence finale est enfin filtré par un filtre passe bande centré sur la fréquence finale d'émission qui se situe entre 88 et 108 MHz.The signal resulting from the transposition to the final frequency is finally filtered by a bandpass filter centered on the final transmission frequency which is between 88 and 108 MHz.

Le procédé ci-dessus décrit peut s'appliquer sans changement d'infrastructure aux réseaux existants. En effet, il suffit d'utiliser une transmission numérique assurant une distribution synchrone du signal bande de base, un codeur numérique et un modulateur numérique synchrones réalisant les fonctions décrites ci-dessus. En utilisant un tel procédé de synchronisation, on apporte à un réseau non synchrone les qualités suivantes :

absence de dérive des caractéristiques initiales sans réglage à effectuer en maintenance,
linéarité de la conversion tension/fréquence et respect de la déviation maximale de fréquence.

The process described above can be applied without changing the infrastructure on existing networks. Indeed, it suffices to use a digital transmission ensuring a synchronous distribution of the baseband signal, a digital encoder and a synchronous digital modulator performing the functions described above. By using such a synchronization method, the following qualities are brought to a non-synchronous network:

absence of drift of the initial characteristics without adjustment to be made in maintenance,
linearity of the voltage / frequency conversion and compliance with the maximum frequency deviation.

Bien en tendu, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation ci-dessus décrit et on pourra prévoir d'autres variantes sans pour cela sortir du cadre de l'invention.While stretched, the invention is not limited to the embodiment described above and we can provide other variants without departing from the scope of the invention.

Claims

1 - In a broadcasting network, in particular a broadcasting network, comprising a production site (10) of a program linked by transmission links (20, 25) to a plurality of transmitters (30) distant from said broadcasting site production, the production site transmitting to each transmitter a baseband source signal corresponding to the program and each transmitter broadcasting a final signal in frequency modulation of the same sinusoidal carrier, said final signal coming from a plurality of processing steps of the source signal, a process of synchronization of transmitters characterized in that: the source signal is converted into digital form by sampling at a predetermined sampling frequency in order to transmit a digitized source signal to said transmitters,

said steps for processing the digitized source signal are synchronized with said sampling frequency and

- In one of the source signal processing steps, a predetermined delay is applied in the broadcasting of the final signal.

2 - Method according to claim 1, characterized in that said steps of processing the digitized source signal comprise a synchronization step (420) consisting in temporarily storing the digitized source signal to delay the implementation of a predetermined time value by a next signal processing step and a digital modulation step (421) of the digitized source signal to provide a synthesized frequency modulation signal.

3 - Method according to claims 1 or 2, characterized in that a phase locked loop is used, controlled by the sampling frequency recovered in the digitized source signal transmitted to provide a smoothed frequency on which said steps of synchronization are synchronized. digitized source signal processing.

4 - Method according to claim 1, wherein the baseband source signal is a stereophonic signal, characterized in that said steps of processing the digitized source signal comprise steps of coding (401, 402, 403, 404) of the two voices of the digitized source signal to provide a digital multiplex represented in a form allowing voltage / frequency conversion.

5 - Method according to claim 4, characterized in that the digital multiplex is obtained by combining the two voices of the digitized source signal with subcarrier and pilot signals generated by direct digital synthesis (410, 411).

6 - Method according to claim 5, characterized in that the direct digital synthesis of the subcarrier and pilot signals is synchronized on a subcarrier synchronization signal transmitted with the source signal digitized baseband.

7 - Method according to claim 2, characterized in that said signal processing steps further comprise: a step of digital to analog conversion (423) of the synthesized frequency modulation signal to obtain the same frequency modulation in analog form, and

- a step of analog transposition (451) of the previous analog signal to obtain an identical frequency modulation for all the transmitters at a final emission frequency.

8 - Method according to claim 7, characterized in that said analog transposition step (451) is synchronized with a servo signal generated by said phase locked loop.