EP0023263B1

EP0023263B1 - Transistor converter circuit

Info

Publication number: EP0023263B1
Application number: EP80103465A
Authority: EP
Inventors: Peter Kreutzer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1979-07-10
Filing date: 1980-06-20
Publication date: 1983-01-12
Also published as: DE2927837C2; ATE2246T1; DE2927837A1; EP0023263A1

Abstract

1. Transistor inverted converter circuit comprising a transformer (11; 111) having a primary winding (11a; 111a) which can be connected to a d.c. voltage source (1; 101) in series with the emitter-collector path of a transistor (4, 5; 105), a secondary winding (11b; 111b) to which a load (15; 115) can be connected, and a control winding (6, 162) which ist connected by one terminal to the base of the transistor (4, 5; 105) and which is connected by another terminal to the emitter of the transistor (4, 5; 105) by way of a diode means (base-emitter path of 5 or 4; diode 142), and which is provided between the two terminals with a tapping (6d; c) which is connected to a terminal of a biasing capacitor (9, 109), the other terminal of which is connected by way of a resistor (10; 110) to the emitter of the transistor (4, 5; 105), further comprising a commutating capacitor (12; 112) which is part of an oscillator circuit determining the frequency of the converter circuit, and a charging circuit having a diode (7, 8; 107) for charging the biasing capacitor (9, 109) to a d.c. control voltage which is of a polarity for conduction by the transistor (4, 5; 105), characterised in that the primary winding of the transformer (11, 111) is connected to the d.c. voltage input by way of a choke (2; 102), that the charging circuit is a closed circuit which is formed by the diode (7, 8; 107) serving as rectifier means, the biasing capacitor (9, 109) and at least a part (6a-6d, 6b-d; a-c) of the control winding (6; 162), and that the resistor (10; 111) which is connected to the biasing capacitor (9; 109) is only part of the control circuit (Figure 1; Figure 3).

Description

Die Erfindung betrifft eine Transistorwechselrichterschaltung die beispielsweise dazu gedacht ist, Leuchtstofflampen aus einem Gleichstromnetz mit Wechselstrom zu versorgen. Die Erfindung betrifft insbesondere eine solche Schaltung, bei der einerseits die Ausgangsspannung in guter Annäherung sinusförmig ist, andererseits aber die Transistoren nur geringe Schaltverluste aufweisen.The invention relates to a transistor inverter circuit which is intended, for example, to supply fluorescent lamps with alternating current from a direct current network. The invention relates in particular to such a circuit in which on the one hand the output voltage is sinusoidal in good approximation but on the other hand the transistors have only low switching losses.

Die bisher zumeist verwendete Schaltung für statische Wechselrichter, die aus einer Niedervolt-Gleichspannungsquelle gespeist werden, ist die sogenannte Gegentaktschaltung von Transistoren in Verbindung mit einem Transformator. Für höhere Speisespannungen, zum Beispiel oberhalb 150 Volt, wird vielfach die Brücken- oder die Halbbrückenschaltung verwendet, da sie den Einsatz von Transistoren niedrigerer Durchbruchspannung erlauben. Die Aussteuerung der Transistoren erfolgt üblicherweise mit Hilfe einer Rückkopplungs- oder Steuerwicklung des erwähnten Transformators, welche normalerweise eine Wechselspannung von etwa 2 bis 4 Volt liefert. Mit Hilfe eines Widerstands im Basiskreis (Steuerkreis) wird dabei die Grösse des Basisstroms der Transistoren entsprechend dem Laststrom eingestellt.The circuit used most often for static inverters, which are fed from a low-voltage DC voltage source, is the so-called push-pull circuit of transistors in connection with a transformer. The bridge or half-bridge circuit is often used for higher supply voltages, for example above 150 volts, since they allow the use of transistors with a lower breakdown voltage. The transistors are usually driven with the aid of a feedback or control winding of the transformer mentioned, which normally supplies an alternating voltage of approximately 2 to 4 volts. With the help of a resistor in the base circuit (control circuit), the size of the base current of the transistors is set according to the load current.

Die Verluste in den Transistoren setzen sich aus den Verlusten im Durchschaltbetrieb (Kollektor-Emitter-Restspannung x Kollektorstrom) und den Umschaltverlusten zusammen. Demgegenüber sind die Steuerverluste vernachlässigbar. Besonders kritisch werden die Umschaltverluste, wenn die Spannungsform der erzeugten Wechselspannung nicht rechteckig ist und/oder die Betriebsfrequenz hoch liegt, insbesondere höher als 500 Hz liegt. Da die Verluste und somit die Erwärmung der Transistoren proportional dem Kollektorstrom ist, beeinflusst natürlich auch die Leistung, welche über den Wechselrichter geführt wird, in starkem Masse diese Verluste.The losses in the transistors are made up of the losses in the switching operation (collector-emitter residual voltage x collector current) and the switching losses. In contrast, the tax losses are negligible. The switching losses become particularly critical if the voltage form of the alternating voltage generated is not rectangular and / or the operating frequency is high, in particular higher than 500 Hz. Since the losses and thus the heating of the transistors are proportional to the collector current, the power that is conducted via the inverter naturally also influences these losses to a large extent.

Die ideale Spannungsform zur Aussteuerung von als Schalter betriebenen Transistoren ist die Rechteckform, die die schnellste und mit den geringsten Verlusten behaftete Umschaltung gewährleistet. Wenn jedoch die Aussteuerung der Transistoren mit Hilfe einer Rückkopplungswicklung erfolgt, dann steht eine rechteckförmige Steuerspannung nur zur Verfügung, wenn auch die Ausgangsspannung des Wechselrichters rechteckförmig ist. Für diese Ausgangsspannung ist jedoch in vielen Fällen eine Sinusform erwünscht. Beim Betrieb mit einer nicht rechteckförmigen Steuerspannung können die Umschaltverluste, insbesondere mit zunehmender Frequenz, unzulässig hoch werden, wodurch neben einem schlechten elektrischen Wirkungsgrad eine starke Erwärmung der Transistoren eintritt, was zu schwierigen Kühlproblemen der Bauteile führt und gleichzeitig die Betriebssicherheit gefährdet. In der Praxis hilft man sich vielfach durch eine Oberbemessung der Bauteile, was entsprechend teuer ist und zu grossen Geräten führt.The ideal voltage form for modulating transistors operated as switches is the rectangular form, which guarantees the fastest switching with the least loss. If, however, the transistors are driven with the aid of a feedback winding, a rectangular control voltage is only available if the output voltage of the inverter is also rectangular. However, a sinusoidal shape is desired for this output voltage in many cases. When operating with a non-rectangular control voltage, the switching losses, in particular with increasing frequency, can become inadmissibly high, which, in addition to poor electrical efficiency, leads to excessive heating of the transistors, which leads to difficult cooling problems of the components and at the same time endangers operational safety. In practice, one often helps one another by over-dimensioning the components, which is correspondingly expensive and leads to large devices.

Aus der US-A-4127 797 ist eine Lösung dieser Probleme bekannt, die in der Verwendung eines zusätzlichen Transformators besteht, der eine Steuerung des Transistors abhängig vom Ausgangsstrom statt von der Ausgangsspannung zulässt. Der für diese Lösung erforderliche Mehraufwand an Bauteilen ist jedoch erheblich.From US-A-4127 797 a solution to these problems is known which consists in the use of an additional transformer which allows the transistor to be controlled depending on the output current instead of the output voltage. However, the additional components required for this solution is considerable.

Die DE-OS 23 11 833 offenbart eine als Wechselrichter gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ausgebildete Konstantstromquelle, die für elektrostatische Anwendungen bei einer Ausgangsspannung von 4 bis 6,8 kV einen konstanten Ausgangsstrom in der Grössenordnung von 100 bis 400 fiA liefern soll. Es handelt sich um eine Gegentaktwechselrichterschaltung mit einem Lasttransformator, dessen Primärwicklung eine Mittelanzapfung aufweist, die direkt mit dem einen Pol der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Je einer der Endanschlüsse der Primärwicklung ist mit dem Kollektor eines von zwei Transistoren verbunden, deren Emitter zusammengeschlossen und über einen Emitterwiderstand mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle verbunden sind. Die beiden Endanschlüsse einer Steuerwicklung sind mit den Basen der beiden Transistoren verbunden. Eine Mittelanzapfung dieser Steuerwicklung ist mit einem Anschluss eines Vorspannungs-Kondensators verbunden, dessen anderer Anschluss mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitterwiderstand und der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Der Aufladekreis für den Vorspannungs-Kondensator enthält eine an die Gleichspannungsquelle angeschlossene Z-Diodenschaltung mit nachfolgendem Spannungsteiler. Aufgrund der gegenkoppelnden Wirkung des Emitterwiderstands ergibt sich der nahezu konstante Ausgangsstrom als Funktion der diesem Emitterwiderstand von der an dem Vorspannungs-Kondensator anliegenden Spannung und der Steuerwechselspannung eingeprägten Spannung. Diese regelnde Funktion setzt voraus, dass die Basis-Emitterspannung beider Transistoren stets unterhalb der Sättigungsspannung bleibt. Das heisst die beiden Transistoren der Gegentaktschaltung werden in ihren normalen Arbeitsbereich ausgesteuert. Dies ist in Anbetracht der auftretenden geringen Ströme ohne weiteres möglich. Bei höheren Strömen müssen jedoch die Transistoren eines Transistorwechselrichters als Schalter betrieben werden, die möglichst schnell zwischen ihrem Sperrzustand und ihrem Sättigungszustand hin- und hergeschaltet werden. Die Klemmenspannung des Vorspannungs-Kondensators als Steuergleichspannung dient bei der Entgegenhaltung nicht dazu, einen Schaltvorgang der Transistoren zu beschleunigen, sondern dazu, deren Arbeitspunkt und damit die Höhe des Ausgangsstroms vorzugeben. Die Tatsache, dass beim Stand der Technik die Steuergleichspannung aus der Gleichspannungsquelle gewonnen wird, bedingt Verluste, insbesondere an den Widerständen.DE-OS 23 11 833 discloses a constant current source which is designed as an inverter and is intended to deliver a constant output current of the order of 100 to 400 fiA for electrostatic applications with an output voltage of 4 to 6.8 kV. It is a push-pull inverter circuit with a load transformer, the primary winding of which has a center tap which is connected directly to one pole of the DC voltage source. One of the end connections of the primary winding is connected to the collector of one of two transistors, the emitters of which are connected together and connected to the other pole of the DC voltage source via an emitter resistor. The two end connections of a control winding are connected to the bases of the two transistors. A center tap of this control winding is connected to one terminal of a bias capacitor, the other terminal of which is connected to the connection point between the emitter resistor and the DC voltage source. The charging circuit for the bias capacitor contains a Z-diode circuit connected to the DC voltage source with a subsequent voltage divider. Due to the negative feedback effect of the emitter resistor, the almost constant output current results as a function of the voltage applied to this emitter resistor from the voltage applied to the bias capacitor and the control AC voltage. This regulating function assumes that the base-emitter voltage of both transistors always remains below the saturation voltage. That means the two transistors of the push-pull circuit are driven into their normal working range. In view of the low currents that occur, this is readily possible. At higher currents, however, the transistors of a transistor inverter must be operated as switches, which are switched back and forth as quickly as possible between their blocking state and their saturation state. The terminal voltage of the bias capacitor as the control DC voltage is not used to accelerate a switching process of the transistors, but rather to specify their operating point and thus the level of the output current. The fact that in the prior art the DC control voltage is obtained from the DC voltage source loss, especially on the resistors.

Aus der DE-OS 22 45 073 ist ein Wechselrichter bekannt, bei dem die Basissteuerung der Transistoren von Schwankungen der Speisegleichspannung unabhängig sein soll. Zu diesem Zweck enthält jeder Transistor zwei parallele Steuerkreise, von denen jeweils einer die Reihenschaltung einer Steuerwicklung mit einem Kondensator aufweist. Der Kondensator ist über eine Diode an eine im Gleichstromkreis liegende Drossel angeschlossen, die mit ihrem Spannungsabfall als Ladestromquelle dient. Hierdurch soll durch den bei steigender Batteriespannung kleiner werdenden Spannungsabfall an der Drossel eine entsprechend geringe Aussteuerung der Transistoren erreicht werden. Eine solche Regelung setzt voraus, dass die Transistoren nicht im Sättigungsbetrieb arbeiten, sondern einen Arbeitspunkt im normalen Betriebsbereich der Kennlinie besitzen. Wegen der hierbei auftretenden Verluste in den Transistoren ist eine solche Schaltung nur für kleine Leistungen einsetzbar.From DE-OS 22 45 073 an inverter is known in which the basic control of the transistors is to be independent of fluctuations in the DC supply voltage. For this purpose, each transistor contains two parallel control circuits, one of which has the series connection of a control winding with a capacitor. The capacitor is connected via a diode to a choke in the DC circuit, which serves as a charging current source with its voltage drop. This is intended to achieve a correspondingly low modulation of the transistors as the voltage drop across the choke decreases as the battery voltage increases. Such regulation presupposes that the transistors do not work in saturation mode, but have an operating point in the normal operating range of the characteristic curve. Because of the losses in the transistors that occur, such a circuit can only be used for low powers.

Aus der DE-AS 20 18 152 ist ein Wechselrichter bekannt, bei dem die im Gegentaktbetrieb arbeitenden Transistoren, denen jeweils eine gesonderte Steuerwicklung zugeordnet ist, einen diese Steuerwicklung in Reihe mit einem Kondensator aufweisenden Steuerkreis besitzen. Der Kondensator wird hierbei auf eine für den zugehörigen Transistor in Sperrichtung gepolte Spannung aufgeladen. Dem Kondensator parallel geschaltet ist die Reihenschaltung aus einem Widerstand und einer Diode, so dass sich der Kondensator nur auf eine im wesentlichen der Durchlassspannung der Diode entsprechende Spannung aufladen kann. Hierdurch kann eine Verringerung der Schaltverluste der Transistoren nicht erzielt werden.From DE-AS 20 18 152 an inverter is known in which the transistors operating in push-pull operation, each of which is assigned a separate control winding, have a control circuit having this control winding in series with a capacitor. The capacitor is charged to a reverse polarity for the associated transistor. The series circuit comprising a resistor and a diode is connected in parallel with the capacitor, so that the capacitor can only charge to a voltage which essentially corresponds to the forward voltage of the diode. As a result, the switching losses of the transistors cannot be reduced.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Transistorwechselrichterschaltung zu schaffen, die auch für höhere Leistungen geeignet ist und bei möglichst sinusförmiger Ausgangsspannung geringe Verluste aufweist.The object of the invention is to provide a transistor inverter circuit which is also suitable for higher powers and which has low losses with an output voltage which is as sinusoidal as possible.

Ausgehend von einer Transistorwechselrichterschaltung gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wird diese Aufgabe erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale gelöst.Starting from a transistor inverter circuit according to the preamble of claim 1, this object is achieved according to the invention by the characterizing features.

Die erfindungsgemäss vorgesehene Drossel bildet mit dem Stromwendekondensator einen Resonanzkreis, der bewirkt, dass die Spannung am Eingang des Wechselrichters periodisch auf Null geht, dass es sich bei dieser Spannung also um eine pulsierende Gleichspannung handelt. In demselben Moment, zu dem diese pulsierende Gleichspannung Null ist, ist auch die Steuerwechselspannung Null, so dass die Transistoren im spannungsfreien Zustand schnell und verlustarm geschaltet werden, wobei kurzzeitig beide Transistoren von der Steuergleichspannung durchgesteuert werden können. Da die Spannung an der Primärwicklung Null ist, ist das gleichzeitige Durchsteuern beider Transistoren in diesem Moment völlig unkritisch.The choke provided according to the invention forms a resonance circuit with the current-reversing capacitor, which causes the voltage at the input of the inverter to periodically drop to zero, so that this voltage is therefore a pulsating DC voltage. At the same moment that this pulsating DC voltage is zero, the control AC voltage is also zero, so that the transistors in the voltage-free state are switched quickly and with little loss, and both transistors can be controlled by the control DC voltage for a short time. Since the voltage on the primary winding is zero, the simultaneous turning on of both transistors at this moment is completely uncritical.

Die Erfindung wird durch zwei Ausführungsbeispiele anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Transistorwechselrichterschaltung gemäss der Erfindung in Form einer Gegentaktschaltung,
Fig. 2 Signalverläufe in der Schaltung Von Fig. 1, nämlich
Fig. 2a den Basisstrom eines der Transistoren,
Fig. 2b die Summe der Basisströme beider Transistoren,
Fig. 2c den Kollektorstrom eines der Transistoren und
Fig. 2d die Spannung an der Primärwicklung des Transformators,
Fig. 3 eine Transistorwechselrichterschaltung gemäss der Erfindung in Form einer Halbbrückenschaltung.
Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemässe Transistorwechselrichterschaltung in Form einer Gegentaktschaltung. Ein Transformator 11 umfasst eine Primärwicklung 11 und eine Sekundärwicklung 11 b. Die Primärwicklung 11 besitzt eine Mittelanzapfung 11c, die über eine Drossel 2 an den positiven Pol einer Gleichspannungsquelle 1 angeschlossen ist. Parallel zur Primärwicklung 11a des Transformators 11 ist ein Kondensator 12 geschaltet. Ein Ende der Primärwicklung 11 ist mit dem Kollektor eines Transistors 4, das andere Ende der Primärwicklung 11 mit dem Kollektor eines Transistors 5 verbunden. Die Emitter beider Transistoren sind zusammengeschlosen und mit dem negativen Pol der Gleichspannungsquelle 1 verbunden. Parallel zur Gleichspannungsquelle 1 liegt ein Kondensator 13 als Teil einer Siebschaltung. Eine Steuerwicklung 6 des Transformators 11 besitzt zwei Enden 6a bzw. 6b sowie drei Anzapfungen 6c, 6d bzw. 6e. Die Anzapfung 6d ist mit einem Anschluss eines Kondensators 9 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 9 ist über einen Widerstand 10 mit dem Verbindungspunkt der beiden Emitter der Transistoren 4 und 5 verbunden. Die Basis des Transistors 4 ist mit der Anzapfung 6c, die Basis des Transistors 5 mit der Anzapfung 6e der Steuerwicklung 6 verbunden. Ein Anschwingwiderstand 3 verbindet die Basis des Transistors 4 mit dessen Kollektor. Zwei Dioden 7 und 8 sind mit ihrer Anode an den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 9 und dem Widerstand 10 angeschlossen. Die Kathode der Diode 7 ist mit dem einen Ende, die Kathode der Diode 8 mit dem anderen Ende der Steuerwicklung 6 verbunden. An die Sekundärwicklung 11b des Transformators 11 ist eine Last 15 angeschlossen, bei der es sich um eine Leuchtstofflampe handeln kann.

The invention is illustrated by two exemplary embodiments with reference to the accompanying drawings. Show it:

1 is a transistor inverter circuit according to the invention in the form of a push-pull circuit,
Fig. 2 waveforms in the circuit of Fig. 1, namely
2a the base current of one of the transistors,
2b the sum of the base currents of both transistors,
Fig. 2c the collector current of one of the transistors and
2d the voltage on the primary winding of the transformer,
Fig. 3 shows a transistor inverter circuit according to the invention in the form of a half-bridge circuit.
1 shows a transistor inverter circuit according to the invention in the form of a push-pull circuit. A transformer 11 comprises a primary winding 11 and a secondary winding 11 b. The primary winding 11 has a center tap 11c, which is connected via a choke 2 to the positive pole of a DC voltage source 1. A capacitor 12 is connected in parallel with the primary winding 11a of the transformer 11. One end of the primary winding 11 is connected to the collector of a transistor 4, the other end of the primary winding 11 to the collector of a transistor 5. The emitters of both transistors are connected together and connected to the negative pole of the DC voltage source 1. A capacitor 13 as part of a filter circuit is connected in parallel to the DC voltage source 1. A control winding 6 of the transformer 11 has two ends 6a and 6b and three taps 6c, 6d and 6e. The tap 6d is connected to a connection of a capacitor 9. The other connection of the capacitor 9 is connected via a resistor 10 to the connection point of the two emitters of the transistors 4 and 5. The base of the transistor 4 is connected to the tap 6c, the base of the transistor 5 to the tap 6e of the control winding 6. A start-up resistor 3 connects the base of transistor 4 to its collector. Two diodes 7 and 8 are connected with their anode to the connection point between the capacitor 9 and the resistor 10. The cathode of the diode 7 is connected to one end, the cathode of the diode 8 to the other end of the control winding 6. A load 15, which can be a fluorescent lamp, is connected to the secondary winding 11b of the transformer 11.

Wird die Gleichspannungsquelle 1 mit Hilfe eines nicht dargestellten Schalters eingeschaltet, dann fliesst zunächst ein Strom von wenigen mA über den Anschwingwiderstand 3 zur Basis des Transistors 4 und über die Steuerwicklung 6 zur Basis des Transistors 5. Infolge der hierdurch bedingten unterschiedlichen Ansteuerung und der zwangsläufig nicht identischen Transistoreigenschaften beginnt der Wechselrichter zu schwingen. Hierbei werden abwechselnd die beiden Hälften der Primärwicklung 11 des Transformators 11 über die Drossel 2 und jeweils einen der Transistoren 4 bzw. 5 mit der Gleichspannungsquelle 1 verbunden. Die Frequenz dieser Schwingungen wird von einem die Drossel 2, den Kondensator 12 und die Primärwicklung 11a des Transformators 11 enthaltenden Resonanzkreis bestimmt. Sowohl in der Sekundärwicklung 11 b als auch in der Steuerwicklung 6 werden sinusförmige Spannungen induziert. Die den Transistor 4 steuernde Spannung der Wicklung 6c-6d der Steuerwicklung 6 und die den Transistor 5 steuernde Spannung der Wicklung 6e-6d der Steuerwicklung 6 sind gegenphasig. Der Kondensator 9 wird über die beiden Dioden 7, 8 auf eine im wesentlichen konstante Spannung aufgeladen, die an dem dem Widerstand 10 zugewandten Ende des Kondensators negativ und am anderen Ende positiv ist. Diese Gleichspannung am Kondensator 9 überlagert sich den von der Steuerwicklung gelieferten Steuerspannungen für die Transistoren 4 bzw. 5. Während des Nulldurchgangs der Steuerwechselspannung können beide Transistoren 4 und 5 vorübergehend gleichzeitig leitend sein. Da zu dieser Zeit aber auch die Spannung an der Primärwicklung 11 Null ist, kann kein Strom durch die Reihenschaltung beider Transistoren fliessen. Wird nach einem solchen Spannungsnulldurchgang beispielsweise das Potential an der Anzapfung 6c positiv gegenüber dem an der Anzapfung 6d, und das Potential an der Anzapfung 6e negativ gegenüber dem der Anzapfung 6d, dann wird der Transistor 4 innerhalb sehr kurzer Zeit in den Sättigungszustand gesteuert, während der Transistor 5 gesperrt wird. Hierfür reichen bereits sehr geringe Potentialunterschiede an den Anzapfungen 6c bzw. 6e aus. Erhöht sich nämlich das Potential an der Anzapfung 6c, dann erhöht sich damit auch das Potential am Verbindungspunkt beider Emitter der Transistoren 4 und 5. In Verbindung mit der Abnahme des Potentials an der Anzapfung 6e führt dies dazu, dass die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 5 in Sperrichtung vorgespannt wird. Nach dem nächsten Nulldurchgang der Steuerwechselspannung kehren sich die Verhältnisse um, das heisst der Steuergleichstrom aus dem Kondensator 9 kommutiert von der Basis-Emitter- Strecke des Transistors 4 auf die des Transistors 5. Die Ladespannung des Kondensators 9 und die Grösse des Widerstands 10 können so gewählt werden, dass bereits der Gleichstrom aus dem Kondensator 9 ausreicht, die Transistoren in die Sättigung zu steuern. Der diesen Gleichstrom überlagerte Steuerwechselstrom bewirkt dann in erster Linie nur noch die Kommutierung des Stroms zwischen den beiden Steuerkreisen. Auf diese Weise wird sichergestellt, dass trotz einer sinusförmigen Steuerspannung ein Basisstrom für die Transistoren 4 und 5 auftritt, der zumindest in den wesentlichen Bereichen sehr steile Flanken besitzt und kurze Schaltzeiten der Transistoren gewährleistet.If the DC voltage source 1 is switched on with the aid of a switch (not shown), then a current of a few mA initially flows through the starting resistor 3 to the base of the transistor 4 and via the control winding 6 to the base of the transistor 5. As a result of the different actuation caused by this and not necessarily The inverter begins to oscillate with identical transistor properties. Here, the two halves alternate ten of the primary winding 11 of the transformer 11 via the inductor 2 and one of the transistors 4 and 5 connected to the DC voltage source 1. The frequency of these vibrations is determined by a resonance circuit containing the choke 2, the capacitor 12 and the primary winding 11a of the transformer 11. Sinusoidal voltages are induced both in the secondary winding 11b and in the control winding 6. The voltage controlling the transistor 4 of the winding 6c-6d of the control winding 6 and the voltage controlling the transistor 5 of the winding 6e-6d of the control winding 6 are in opposite phase. The capacitor 9 is charged via the two diodes 7, 8 to an essentially constant voltage which is negative at the end of the capacitor facing the resistor 10 and positive at the other end. This DC voltage at the capacitor 9 is superimposed on the control voltages for the transistors 4 and 5 supplied by the control winding. During the zero crossing of the control AC voltage, both transistors 4 and 5 can be temporarily conductive at the same time. However, since the voltage at the primary winding 11 is also zero at this time, no current can flow through the series connection of both transistors. If, for example, after such a voltage zero crossing, the potential at the tap 6c is positive compared to that at the tap 6d, and the potential at the tap 6e becomes negative compared to that of the tap 6d, the transistor 4 is controlled into the saturation state within a very short time, during which Transistor 5 is blocked. For this, very small potential differences at the taps 6c and 6e are sufficient. If the potential at the tap 6c increases, then the potential at the connection point of both emitters of the transistors 4 and 5 also increases. In connection with the decrease in the potential at the tap 6e, this leads to the base-emitter path of the Transistor 5 is biased in the reverse direction. After the next zero crossing of the control AC voltage, the situation is reversed, that is to say the control DC current from the capacitor 9 commutates from the base-emitter path of the transistor 4 to that of the transistor 5. The charging voltage of the capacitor 9 and the size of the resistor 10 can thus can be selected so that the direct current from the capacitor 9 is sufficient to control the transistors into saturation. The control alternating current superimposed on this direct current then primarily only causes the commutation of the current between the two control circuits. In this way it is ensured that, despite a sinusoidal control voltage, a base current for the transistors 4 and 5 occurs which has very steep edges at least in the essential areas and ensures short switching times of the transistors.

Die beschriebene Schaltung bezieht sich auf die Verwendung von npn-Transistoren. Bei einer Anordnung mit pnp-Transistoren muss die Steuergleichspannung umgekehrte Polarität aufweisen.The circuit described relates to the use of npn transistors. In the case of an arrangement with pnp transistors, the DC control voltage must have reverse polarity.

Einen besonders grossen Gewinn bringt die erfindungsgemässe Schaltung bei einem Wechselrichter, bei dem der Transformator als Streufeldtransformator ausgebildet ist und die Frequenz etwa 20 kHz beträgt, wobei als Last 15 eine Leuchtstofflampe angeschlossen ist. Dabei dient der Stromwendekondensator 12 der Blindstromkompensation und zugleich als Schwingkondensator in Verbindung mit der Drossel 2, wodurch ein Inversstrom von den Transistoren ferngehalten werden kann. Die Transistoren arbeiten bei diesem Betrieb im Schaltmoment mit der steilen Stromflanke eines Rechteckstromes und damit praktisch verlustfrei, wodurch ein hoher elektrischer Wirkungsgrad erzielt wird, was zum Beispiel bei Fahrzeugbeleuchtungen und in Notstromeinrichtungen in Verbindung mit aus einer Batterie gespeisten Leuchtstofflampen von grosser Bedeutung ist.The circuit according to the invention brings a particularly large gain to an inverter in which the transformer is designed as a stray field transformer and the frequency is approximately 20 kHz, a fluorescent lamp being connected as the load 15. The reversing current capacitor 12 serves for reactive current compensation and at the same time as an oscillating capacitor in connection with the choke 2, as a result of which an inverse current can be kept away from the transistors. In this operation, the transistors operate at the switching moment with the steep current edge of a square-wave current and are therefore practically loss-free, which achieves high electrical efficiency, which is of great importance, for example, in vehicle lighting and in emergency power systems in connection with fluorescent lamps powered by a battery.

Fig. 2a stellt den Verlauf des Basisstroms eines der beiden Transistoren über der Zeit dar. Man erkennt, dass einem im wesentlichen rechteckförmigen Grundstrom eine sinusförmige Stromkuppe aufgesetzt ist. Fig. 2b stellt den am Widerstand 10 gemessenen Verlauf der Summe der Basisströme beider Transistoren dar. Aus dieser Darstellung ist besonders gut zu erkennen, dass der Gleichstrom aus dem Kondensator 9 ohne Unterbrechung im Bereich des Nulldurchgangs der Wechselspannung von einem Transistor auf den anderen kommutiert. Aus Fig. 2b ist ausserdem das Verhältnis des Steuergleichstroms zum Steuerwechselstrom deutlich erkennbar. Man beachte, dass die Massstäbe der Ordinate in den Fig. 2a und 2b, auf der der Strom aufgetragen ist, unterschiedlich sind. Fig. 2c zeigt den zugehörigen Kollektorstrom Ic, dessen Verlauf die erwünschten steilen Schaltflanken erkennen lässt. Die Spannung Uc am Kondensator 12 ist in Fig. 2d dargestellt. Sie besitzt in guter Annäherung den erwünschten sinusförmigen Verlauf. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäss Fig. 1 betrug die Spannung der Gleichspannungsquelle 1 110 Volt. Der Kondensator 13 betrug 1 EF, der Kondensator 12 8200 pf. Der Wert des Widerstands 10 war 68 Ohm, der des Kondensators 9 1 _!lF. Der Wert des Anschwingwiderstands 3 war 27 kOhm. Die Drossel 2 war eine Ferritdrossel mit 350 Windungen. Zwischen den Enden der Steuerwicklung 6 ergab sich eine Spannung von etwa 8 Volt. An die Sekundärwicklung 11b konnte eine Leuchtstofflampe mit 40 Watt oder zwei Lampen mit je 20 Watt angeschlossen werden. Als Transistoren wurde der Typ MJE 13005 der Firma Motorola Inc. verwendet.2a shows the course of the base current of one of the two transistors over time. It can be seen that a sinusoidal current crest is placed on an essentially rectangular base current. 2b shows the course of the sum of the base currents of both transistors measured at the resistor 10. It can be seen particularly well from this illustration that the direct current from the capacitor 9 commutates from one transistor to the other without interruption in the region of the zero crossing of the alternating voltage. The ratio of the control direct current to the control alternating current can also be clearly seen from FIG. Note that the scales of the ordinate in FIGS. 2a and 2b on which the current is plotted are different. 2c shows the associated collector current Ic, the course of which shows the desired steep switching edges. The voltage Uc across the capacitor 12 is shown in Fig. 2d. In good approximation, it has the desired sinusoidal shape. In a practical embodiment of the invention shown in FIG. 1, the voltage of the DC voltage source 1 was 110 volts. The capacitor 13 was 1 EF, the capacitor 12 8200 pf. The value of resistor 10 was 68 ohms, that of capacitor 9 1 _! lF. The value of the starting resistance 3 was 27 kOhm. Choke 2 was a ferrite choke with 350 turns. A voltage of approximately 8 volts resulted between the ends of the control winding 6. A fluorescent lamp with 40 watts or two lamps with 20 watts each could be connected to the secondary winding 11b. The type MJE 13005 from Motorola Inc. was used as transistors.

Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemässe Transistorwechselrichterschaltung in Form einer Halbbrükkenschaltung. Die Primärwicklung eines Transformators 111 ist in Reihe mit einer Drossel 102, einem Kondensator 112 und einem Transistor 105 an die Gleichspannungsquelle 101 angeschlossen. Parallel zur Gleichspannungsquelle 101 liegt ein Siebkondensator 113. Der Emitter eines Transistors 104 ist mit dem Kollektor des Transistors 105 verbunden. Der Kollektor des Transistors 104 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 112 und der Drossel 102 verbunden. Der Transformator 111 besitzt zwei Steuerwicklungen 161 und 162. Jede der Steuerwicklungen enthält drei Wicklungsteile und Anschlüsse a bis d. Der Anschluss d der Steuerwicklung 162 ist mit der Anode einer Diode 142 verbunden, deren Kathode an den Minuspol der Gleichspannungsquelle 101 angeschlossen ist. Der Anschluss c der Steuerwicklung 162 ist mit einem Ende eines Kondensators 109 verbunden, dessen anderes Ende über einen Widerstand 110 mit der Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 105 und dem Minuspol der Gleichspannungsquelle 101 verbunden ist. Die Basis des Transistors 105 ist mit dem Anschluss b der Steuerwicklung 162 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 110 und dem Kondensator 109 ist mit der Anode einer Diode 107 verbunden, deren Kathode an den Anschluss a der Steuerwicklung 162 angeschlossen ist. In gleicher Weise ist der Anschluss d der Steuerwicklung 161 über eine Diode 141 mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 104 und dem Kollektor des Transistors 105 verbunden. Der Anschluss c ist mit dem einen Ende eines Kondensators 109' verbunden, dessen anderes Ende über einen Widerstand 110' an den Emitter des Transistors 104 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 104 ist mit dem Anschluss b der Steuerwicklung 161 verbunden. Eine Diode 107' verbindet den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 109' und dem Widerstand 110' mit dem Anschluss a der Steuerwicklung 161.3 shows a transistor inverter circuit according to the invention in the form of a half-bridge circuit. The primary winding of a transformer 111 is connected in series with a choke 102, a capacitor 112 and a transistor 105 to the DC voltage source 101. A filter capacitor 113 is located parallel to the DC voltage source 101. The emitter of a tran transistor 104 is connected to the collector of transistor 105. The collector of transistor 104 is connected to the connection point between capacitor 112 and choke 102. The transformer 111 has two control windings 161 and 162. Each of the control windings contains three winding parts and connections a to d. The terminal d of the control winding 162 is connected to the anode of a diode 142, the cathode of which is connected to the negative pole of the DC voltage source 101. The terminal c of the control winding 162 is connected to one end of a capacitor 109, the other end of which is connected via a resistor 110 to the connection between the emitter of the transistor 105 and the negative pole of the DC voltage source 101. The base of transistor 105 is connected to terminal b of control winding 162. The connection point between the resistor 110 and the capacitor 109 is connected to the anode of a diode 107, the cathode of which is connected to the terminal a of the control winding 162. In the same way, the connection d of the control winding 161 is connected via a diode 141 to the connection point between the emitter of the transistor 104 and the collector of the transistor 105. Terminal c is connected to one end of a capacitor 109 ', the other end of which is connected to the emitter of transistor 104 via a resistor 110'. The base of transistor 104 is connected to terminal b of control winding 161. A diode 107 'connects the connection point between the capacitor 109' and the resistor 110 'to the terminal a of the control winding 161.

Die grundsätzliche, an sich bekannte Wirkungsweise einer solchen Halbbrückenschaltung besteht darin, dass während des einen Halbzyklus die Primärwicklung 111a durch den Transistor 105 über die Drossel 102 und den Kondensator 112 an die Gleichspannungsquelle 101 angeschlossen wird, wobei sich der Kondensator 112 auflädt. Während dieses Halbzyklus ist der Transistor 104 gesperrt. Während des nachfolgenden Halbzyklus wird der Transistor 105 gesperrt, während der Transistor 104 den Kondensator 112 über die Primärwicklung 111a des Transformators 111 kurzschliesst, wobei sich der Kondensator wieder entladen kann. Da bei dieser Schaltungsart die Emitter der beiden Transistoren 104 und 105 nicht verbunden sind, wird für jeden Transistor ein gesonderter Kondensator 109 bzw. 109' mit zugehörigem gesonderten Aufladekreis benötigt. Die Wirkungsweise bezüglich der Ansteuerung ist bei der Ausführungsform nach Fig. 3 für die beiden Transistoren im Prinzip genauso wie für die Transistoren der Fig. 1. Der Unterschied besteht darin, dass der vom Kondensator 109 bzw. 109' gelieferte Gleichstrom hier nicht von einem Transistor auf den anderen, sondern vom Transistor 105 auf die Diode 142 bzw. vom Transistor 104 auf die Diode 141 kommutiert. Durch die Widerstände 110 bzw. 110' werden die Basisströme für die Transistoren 105 bzw. 104 eingestellt. Auch bei dieser Ausführungsform wird die zur Aufladung der Kondensatoren 109 bzw. 109' erforderliche Spannung über Dioden 107 bzw. 107' aus der Steuerwicklung gewonnen. Die Polarität der Dioden 107 bzw. 107' muss im Fall der dargestellten npn-Transistoren so gewählt sein, dass der Kondensator 109 bzw. 109' an seinem der Steuerwicklung zugewandten Ende positiv und am anderen Ende negativ aufgeladen wird. Bei Verwendung von pnp-Transistoren ist die Polarität umgekehrt.The basic mode of operation of such a half-bridge circuit, which is known per se, is that during one half cycle the primary winding 111a is connected to the DC voltage source 101 through the transistor 105 via the inductor 102 and the capacitor 112, the capacitor 112 being charged. Transistor 104 is off during this half cycle. During the subsequent half cycle, transistor 105 is blocked, while transistor 104 short-circuits capacitor 112 via primary winding 111a of transformer 111, the capacitor being able to discharge again. Since the emitters of the two transistors 104 and 105 are not connected in this type of circuit, a separate capacitor 109 and 109 'with an associated separate charging circuit is required for each transistor. The mode of operation with respect to the control in the embodiment according to FIG. 3 is in principle the same for the two transistors as for the transistors of FIG. 1. The difference is that the direct current supplied by the capacitor 109 or 109 'is not from a transistor here on the other, but commutated from transistor 105 to diode 142 or from transistor 104 to diode 141. The base currents for the transistors 105 and 104 are set by the resistors 110 and 110 ', respectively. In this embodiment too, the voltage required to charge the capacitors 109 and 109 'is obtained from the control winding via diodes 107 and 107'. In the case of the npn transistors shown, the polarity of the diodes 107 and 107 'must be selected such that the capacitor 109 or 109' is charged positively at its end facing the control winding and negatively at the other end. When using pnp transistors, the polarity is reversed.

Der Kondensator 109 wird während der Halbwelle der Ausgangswechselspannung des Transformators 111 aufgeladen, während derer das Potential am Ende d der Steuerwicklung 162 positiv gegenüber dem Potential am Ende a ist. Während dieser Halbwelle fliesst ausserdem ein Strom in dem den Kondensator 109, die Diode 142 und den Widerstand 110 sowie den Wicklungsteil zwischen den Anschlüssen c und d enthaltenden Stromkreis. Kehrt sich die Polarität der Spannung um, dann werden die Dioden 107 und 142 gesperrt, während die Spannung am Kondensator 109 in Verbindung mit der Steuerspannung der Steuerwicklung 162 den Transistor 105 durchsteuert. Die Wirkungsweise des Steuerkreises für den Transistor 104 ist entsprechend. Es sei noch einmal betont, dass die Dioden 142 bzw. 141 erforderlich sind, um den Kondensatorgleichstrom während der Sperrzeit der jeweiligen Transistoren 105 bzw. 104 zu übernehmen. Ohne die Dioden 142 bzw. 141 könnten die Transistoren 105 bzw. 104 nicht gesperrt werden.The capacitor 109 is charged during the half-wave of the output AC voltage of the transformer 111, during which the potential at the end d of the control winding 162 is positive compared to the potential at the end a. During this half-wave, a current also flows in the circuit containing the capacitor 109, the diode 142 and the resistor 110 as well as the winding part between the connections c and d. If the polarity of the voltage reverses, then the diodes 107 and 142 are blocked, while the voltage on the capacitor 109 in conjunction with the control voltage of the control winding 162 turns on the transistor 105. The operation of the control circuit for transistor 104 is corresponding. It should be emphasized again that the diodes 142 and 141 are required to take over the direct current capacitor during the blocking time of the respective transistors 105 and 104, respectively. Without the diodes 142 and 141, the transistors 105 and 104 could not be blocked.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand von zwei Ausführungsbeispielen erläutert. Sie ist jedoch nicht auf diese speziellen Ausführungsbeispiele beschränkt. Beispielsweise kann die Drossel 2 der Schaltung von Fig. 1 statt in der Verbindung zwischen der Mittelanzapfung 11c des Transformators 11 und dem Pluspol der Gleichspannungsquelle 1 auch zwischen dem Minuspol der Gleichspannungsquelle 1 und dem Verbindungspunkt zwischen den Emittern der Transistoren 4, 5 und dem Widerstand 10 angeordnet sein. Entsprechend kann auch bei der Ausführungsform nach Fig. 3 die Drossel 102 an anderer Stelle des Stromkreises liegen.The invention was explained above using two exemplary embodiments. However, it is not restricted to these special exemplary embodiments. For example, instead of in the connection between the center tap 11c of the transformer 11 and the positive pole of the DC voltage source 1, the inductor 2 of the circuit of FIG. 1 can also be connected between the negative pole of the DC voltage source 1 and the connection point between the emitters of the transistors 4, 5 and the resistor 10 be arranged. Correspondingly, in the embodiment according to FIG. 3, the inductor 102 can also be located elsewhere in the circuit.

Claims

1. Transistor inverted converter circuit comprising a transformer (11; 111) having a primary winding (11a; 111a) which can be connected to a d.c. voltage source (1; 101) in series with the emitter- collector path of a transistor (4, 5; 105), a secondary winding (11b; 111b) to which a load (15; 115) can be connected, and a control winding (6, 162) which ist connected by one terminal to the base of the transistor (4, 5; 105) and which is connected by another terminal to the emitter of the transistor (4, 5; 105) by way of a diode means (base-emitter path of 5 or 4; diode 142), and which is provided between the two terminals with a tapping (6d; c) which is connected to a terminal of a biasing capacitor (9, 109), the other terminal of which is connected by way of a resistor (10; 110) to the emitter of the transistor (4, 5; 105), further comprising a commutating capacitor (12; 112) which is part of an oscillator circuit determining the frequency of the converter circuit, and a charging circuit having a diode (7, 8; 107) for charging the biasing capacitor (9, 109) to a d.c. control voltage which is of a polarity for conduction by the transistor (4, 5; 105), characterised in that the primary winding of the transformer (11, 111) is connected to the d.c. voltage input by way of a choke (2; 102), that the charging circuit is a closed circuit which is formed by the diode (7, 8; 107) serving as rectifier means, the biasing capacitor (9,109) and at least a part (6a-6d, 6b-d; a-c) of the control winding (6; 162), and that the resistor (10; 111) which is connected to the biasing capacitor (9; 109) is only part of the control circuit (Figure 1; Figure 3).

2. A converter circuit according to claim 1 characterised in that it is a push-pull circuit in which the primary winding (11a) of the transformer (11) has a central tapping (11c) connected to a pole of the d.c. voltage source (1) and the two ends of the primary winding can be alternately connected to the other pole of the d.c. voltage source (1) by way of a first and a second transistor (4, 5), and that the diode means which connects the other terminal of the control winding (6) to the emitter of the transistor (4, 5) is the base-emitter path of the second transistor (5, 4) (Figure 1).

3. A converter circuit according to claim 2 characterised in that two charging circuits are associated with the biasing capacitor (9), each of which circuits includes the biasing capacitor (9), a respective diode (7, 8) and a respective part (6a-6d, 6b-6d) of the control winding (6) (Figure 1).

4. A converter circuit according to claim 1 characterised in that it is a half bridge circuit in which the primary winding (111a) of the transformer (111) can be alternately connected to the d.c. voltage source (101) by way of a first transistor (105), the choke (102) and the commutating capacitor (112), or can be bridged by a second transistor (104) and the commutating capacitor (112), wherein associated with the second transistor (104) is a separate control circuit having a separate control winding (161), a separate biasing capacitor (109') as a d.c. control voltage source and a separate charging circuit (a-c, 107') for same (Figure 3).

5. A converter circuit according to one of the preceding claims characterised in that the terminal (6c, 6e; b) of the control winding (6; 162,161) which is connected to the base of the first and the second transistors (4, 5; 105,104) respectively is a tapping on the control winding and that the diode (7, 8; 107,107') is connected to the end (6a, 6b; a) of the control winding which is closest to said tapping ( Figure 1; Figure 3).