DK151999B - Fremgangsmaade og kobling til kompensation af ulineariteter i overfoeringsled i et radiokaedeoverfoeringsanlaeg - Google Patents
Fremgangsmaade og kobling til kompensation af ulineariteter i overfoeringsled i et radiokaedeoverfoeringsanlaeg Download PDFInfo
- Publication number
- DK151999B DK151999B DK130882A DK130882A DK151999B DK 151999 B DK151999 B DK 151999B DK 130882 A DK130882 A DK 130882A DK 130882 A DK130882 A DK 130882A DK 151999 B DK151999 B DK 151999B
- Authority
- DK
- Denmark
- Prior art keywords
- output
- signal
- coupler
- link
- mixing stage
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/015—Reducing echo effects
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Prostheses (AREA)
- Nitrogen Condensed Heterocyclic Rings (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
Opfindelsen angår en fremgangsmåde henholdsvis en kobling til kompensation af ulineariteter i overføringsled i et radiokædeoverføringsanlæg som angivet i indledningen til kravene 1 henholdsvis 4.
Overføringen af amplitudemodulerede signaler over radiokædestrækninger nødvendiggør en høj linearitet af mikrobølgesendeforstærkeren. Denne linearitet kan ikke opnås i selve forstærkeren.
Dette kan afhjælpes på to måder, dels ved forforvrængningsmetoden (predistortion), dels ved den ældre for-modforvrængningsmetode (feed forward).
Den sidstnævnte lineariseringsmetode bliver for det meste ikke anvendt som følge af det store opbud til bredbåndede modforvrængerkoblinger.
Koblinger efter forforvrængerprincippet anvendes enten i mellemfrekvensplanet eller i radiofrekvensplanet, hvorhos sidstnævnte har en mindre relativ båndbredde men for det meste også et stort transmissionstab på ca.
7-10 dB, som skal udlignes med en yderligere mikrobølgeforstærker, f.eks. en FET-forstærker.
Fra tysk offentliggørelsesskrift nr. 29 23 046 kendes ligeledes et blandingskredsløb med forforvrængning i radiofrekvensplanet, hvor forvrængningsblandingstrinnet får tilført lokaloscillatorsignalet over en niveau- og faseregulator, og hvor de umiddelbare blandingstrinudgangssignaler fra forvrængningsblandingstrinnet og det lineære blandingstrin sammenfattes ved hjælp af et additionsled. Det er imidlertid en ulempe ved dette kredsløb, at fasen af oscillatorsignalet til forvrængningsblandingstrinnet alt efter fasebeliggenheden af den generende ulinearitet skal drejes så meget, at forvrængningsblandingstrinnets udgangssignal kommer ind i modfaseområdet i forhold til linearblandingstrinnets højfrekvensudgangssignal, hvorved der kan optræde store transmissionsdæmpninger hhv. blandingstab.
Den foreliggende opfindelse tager derfor sigte på at angive en fremgangsmåde henholdsvis en kobling til udførelse af fremgangsmåden til kompensation af uline-ariteterne af overføringsled i et radiokædeoverføringsanlæg af den i det foranstående omhandlede art, hvor transmissionstabene holdes meget lave, hvor desuden indstillingen af forvrængningen er enkel, og hvor der opnås en god totalmodforvrængning ved et ringe opbud.
Opgaven løses med de i kravene 1 og 4 angivne midler.
Opfindelsen byder på de fordele, som ligger i en god og ukompliceret kompensering af ulineariteten af et radiokædeoverføringsled, navnlig af et vandrebølgerør under udnyttelse af den lille relative båndbredde i radiofrekvensplanet og med ringe transmissionsdæmpning. Det er endvidere en stor fordel, at koblingen ifølge opfindelsen kan udføres i integreret teknik, hvorved der kan spares både plads og teknisk opbud. Fordelagtig er endvidere den gode afkobling mellem nyttesignalet og de ulineære signaler, som praktisk taget er uafhængig af indstillingen af disses amplitude og fase.
Opfindelsen bygger på den erkendelse, at ulineariteten navnlig ved vandrebølgerør - sendeforstærkere i det væsentlige indeholder intermodulationssignaler af tredje orden. Med opfindelsen er det muligt at frembringe de samme blandingsprodukter ved hjælp af forvrængningsblandingstrinnet, at separere dem fra nyttesignal-andelen i et radiofrekvenssignal og at indstille dem således i amplitude og fase og påny tilføre dem radio-frekvensnyttesignalet, at sendeforstærkerens radiofrekvensudgangssignal ikke længere indeholder generende blandingsprodukter.
Opfindelsen er i det følgende forklaret nærmere under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et udførelseseksempel på en kompensationskobling ifølge opfindelsen, og figurerne 2a-2d spektrale fremstillinger af signalamplituderne på fire forskellige steder i koblingen i fig. 1.
Blokdiagrammet i fig. 1 viser et lineært blandingstrin LM og et forvrængningsblandingstrin VM, som begge over mellemfrekvensindgangen ZFE påvirkes med mellemfrekvenssignalet over en ikke nærmere karakteriseret kobler, og som begge over en kobler K4 forsynes med lokaloscillatoren LO1s signal, hvorhos forvrængningsblandingstrinnet over 6-dB-udgangen på kobleren K4 underforsynes og således udviser en kraftig ulinearitet. Ved hjælp af et mellemkoblet dæmpningsled D4 kan forvrængningsblandingstrinnets ulinearitet varieres yderligere.
Til bestemmelse af mikrobølgeforstærkerens ulinearitetsfunktion anvendes totone-intermodulationsmåleme-toden. Herved bliver to toner fl og f2 med en afstand på Af inden for mellemfrekvensbåndet tilført blandingskredsløbet over mellemfrekvensindgangen ZFE.
På udgangen a af det lineære blandingstrin LM opstår da det i fig. 2a viste spektrum med de to til radiokædebåndet omsatte toner fl, f2 samt de generende blandingsprodukter af tredje orden 2f2-fl henholdsvis 2fl-f2. På udgangen b af forvrængningsblandingstrinnet VM opstår det i fig. 2b viste spektrum, i hvilket der kan ses en reduktion af nyttesig-nalniveauet men også en tydelig hævning af blandingsprodukterne af tredje orden samt en lille andel af femte orden. De uønskede andele af femte orden kan i vidt omfang undertrykkes ved passende indstilling af forvrængningsblandingstrinnets arbejdspunkt (indstillelig mod- stand i mikrobølgeblandingsdiodens jævnstrømskreds) og ved hjælp af dæmpningsleddene Dl, D4 i mellemfrekvens-henholdsvis lokaloscillatorstrømvejen. Til separering af blandingsprodukterne af tredje orden findes der en yderligere kobler Kl, i hvilken forvrængningsblandingstrinnets udgangssignal og en over en yderligere kobler K2 udkoblet lille andel af linearblandingstrinnets udgangssignal sammenfattes i modfase, hvorved nyttesignalerne kan slettes ved korrekt valg af koblingsdæmpningerne. Til bedre balancering kan der indføjes et yderligere dæmpningsled D2 mellem forvrængningsblandingstrinnets udgang og kobleren Kl. På kobleren Kl's udgang c opstår signalet med det i fig.
2c viste spektrum, i hvilket man tydeligt ser forøgelsen af blandingsprodukterne af tredje orden i forhold til de kraftigt undertrykkede nyttesignaltoner. Dette udgangssignal bliver derpå ved hjælp af et efterfølgende dæmpningsled D3 og et faseled P indstillet i amplitude og fase og over en 6-dB-indgang på en yderligere kobler K3 adderet til det kobleren K2 passerende udgangssignal fra linearblandingstrinnet. På kobleren K3's udgang d ligger sumsignalet med det i fig. 2d viste spektrum, i hvilket man tydeligt ser de i forhold til det fulde nyttesignalniveau hævede modulationsprodukter af tredje orden.
Det beskrevne kredsløb har et meget lavt radio-frekvens-transmissionstab på 2 x 1,5 dB.
Med et 6 GHz-radiokædeapparat med 10 Watt-vandre-feltrørforstærker (f.eks. med et rør YH 1202), som har en båndbredde på ca. 40 MHz, kunne der opnås en reduktion af de generende blandingsproduktandele af tredje orden med mere end 20 dB, således at et signal/støj-forhold på over 70 dB uden videre er muligt.
Claims (9)
1. Fremgangsmåde til kompensation af ulineariteter i overføringsled efter størrelse og fase i et radiokædeoverføringsanlæg ved hjælp af et faseforskydningsled (P), ved hjælp af et dæmpningsled (D), ved hjælp af et i det lineære (lineært blandingstrin LM) og i det forvrængende område (forvrængningsblandingstrin VM) arbejdende blandingskredsløb, hvor det med nyttesignalet påvirkede mellemfrekvenssignal (ZF) ved hjælp af lokaloscillatorsignalet (LO) omsættes til radiofrekvensområdet (RF) og ved hjælp af et additionsled (K3),ved hjælp af hvilket de to blandingstrinsudgangssignaler kombineres, hvorhos forvrængningsblandingstrinnets (VM) arbejdspunkt indstilles således, at dets udgangssignal (b) foruden nyttesignalandelen i det væsentlige kun indeholder intermodulationsprodukter af tredje orden, kendetegnet ved, at der findes et netværk, ved hjælp af hvilket nyttesignalandelen i forvrængningsblandingstrinnets (VM) udgangssignal i vidt omfang undertrykkes (Kl, c),at netværket indeholder et dæmpningsled (D3) til indstilling af amplituden af kun de tilbageværende intermodulationsprodukter af tredje orden, at der i netværket endvidere findes et faseforskydningsled (P) til indstilling af fasebeliggenheden af alene intermodulationsprodukterne af tredje orden eller alene af udgangssignalet (a) fra det lineære blandingstrin (LM), og at disse således indstillede signaler sammenfattes ved hjælp af additionsleddet (K3).
2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at additionsleddet er en kobler (K3).
3. Fremgangsmåde ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at til undertrykkelse af nyttesignal-andelen bliver en del af det lineære blandingstrins (LM) udgangssignal (a) udkoblet (K2) og i modfase adderet (Kl) til forvrængningsblandingstrinnets (VM) udgangssignal (b) .
4. Kobling til udøvelse af fremgangsmåden ifølge et eller flere af kravene 1-3, kendetegnet ved, at netværket indeholder to trearmede koblere (Kl, K2), hvis indgange hver især er forbundet med en blandingstrinudgang, at den med forvrængerblandings-trinnets (VM) udgang forbundne første kobler (Kl) har en anden indgang og en udgang, hvilken indgang er forbundet med den første udgang på den anden kobler (K2), og hvilken udgang over et dæmpningsled (D3) og et faseforskydningsled (P) er forbundet med den første indgang på en tredje trearmet kobler (K3), at den anden kobler (K2) har en anden udgang, som er forbundet med den anden indgang på den tredje kobler (K3), over hvis udgang (RFA) det forforvrængede radiofrekvenssignal (d) kan aftages.
5. Kobling ifølge krav 4, kendetegnet ved, at der foran mellemfrekvensindgangen og efter radiofrekvensudgangen på forvrængningsblandingstrinnet (VM) er indkoblet et dæmpningsled (Dl, D2).
6. Kobling ifølge krav 4 eller 5, kendetegnet ved, at den anden kobler (K2) over sin anden udgang og den tredje kobler (K3) over sin anden indgang har en ringe gennemgangsdæmpning (1,5 dB).
7. Kobling ifølge et eller flere af kravene 4-6, kendetegnet ved, at der til indføring af lokaloscillatorsignalet i blandingstrinnet anvendes en yderligere trearmet kobler (K4), som over den med linearblandingstrinnet (LM) forbundne udgang har en ringe gennemgangsdæmpning (1,5 dB) og over den med forvrængningsblandingstrinnet (VM) forbundne udgang har en - mindre ringe gennemgangsdæmpning (6 dB).
8. Kobling ifølge et eller flere af kravene 4-7, kendetegnet ved, at den første kobler (Kl) erstattes af en trearmet cirkulator, og at der mellem forvrængningsblandingstrinnets (VM) radiofrekvensudgang og cirkulatoren er indføjet en isolator.
9. Kobling ifølge et eller flere af kravene 4-8, kendetegnet ved, at der til undertrykkelse af et radiofrekvenssidebånd efter (dobbeltsidebånds-) blandingstrinnene indkobles radiofrekvens-kanalfiltre eller at der anvendes blandingstrin med spejlundertrykkelse.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813113005 DE3113005A1 (de) | 1981-04-01 | 1981-04-01 | Verfahren und schaltungsanordnung zur kompensation der nichtlinearitaeten von uebertragungsgliedern in einem richtfunkuebertragungssystem |
DE3113005 | 1981-04-01 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DK130882A DK130882A (da) | 1982-10-02 |
DK151999B true DK151999B (da) | 1988-01-18 |
DK151999C DK151999C (da) | 1988-07-04 |
Family
ID=6128973
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DK130882A DK151999C (da) | 1981-04-01 | 1982-03-23 | Fremgangsmaade og kobling til kompensation af ulineariteter i overfoeringsled i et radiokaedeoverfoeringsanlaeg |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4414686A (da) |
EP (1) | EP0061582B1 (da) |
AT (1) | ATE13119T1 (da) |
BR (1) | BR8201837A (da) |
DE (2) | DE3113005A1 (da) |
DK (1) | DK151999C (da) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4580105A (en) * | 1985-01-25 | 1986-04-01 | At&T Bell Laboratories | Automatic reduction of intermodulation products in high power linear amplifiers |
DE3613536A1 (de) * | 1986-04-22 | 1987-10-29 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur regelung eines einseitenband-aufwaertsmischers sowie anordnung hierzu |
JP2563338B2 (ja) * | 1987-06-02 | 1996-12-11 | 松下電器産業株式会社 | 低雑音コンバ−タ |
US4893300A (en) * | 1988-08-01 | 1990-01-09 | American Telephone And Telegraph Company | Technique for reducing distortion characteristics in fiber-optic links |
US5140198A (en) * | 1989-08-30 | 1992-08-18 | Seiko Corporation | Image canceling mixer circuit on an integrated circuit chip |
US4987378A (en) * | 1989-11-28 | 1991-01-22 | General Electric Company | Feedforward predistortion linearizer |
US5237419A (en) * | 1991-03-06 | 1993-08-17 | Electronic Missiles & Communications, Inc. (Emcee) | Television signal repeater with improved aural separation |
US6731693B1 (en) * | 2000-02-29 | 2004-05-04 | Skyworks Solutions, Inc. | System of and method for compensating a baseband signal to reduce third order modulation distortion |
JP2005295348A (ja) * | 2004-04-02 | 2005-10-20 | Sharp Corp | 受信機 |
US9252477B1 (en) | 2012-11-09 | 2016-02-02 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Multimode directional coupler |
US10249929B1 (en) | 2016-01-29 | 2019-04-02 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of National Aeronautics And Space Administration | Multimode directional coupler |
DE102022203678A1 (de) | 2022-04-12 | 2023-10-12 | Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Verfahren zum Betreiben einer Radarvorrichtung und Radarvorrichtung |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2964622A (en) * | 1957-10-21 | 1960-12-13 | Sylvania Electric Prod | Image suppressed superheterodyne receiver |
GB959316A (en) * | 1961-03-14 | 1964-05-27 | Standard Telephones Cables Ltd | Improvements in or relating to signal transmission apparatus |
DE214167C (da) * | 1970-09-23 | Communications Satellite Corp | ||
US3825843A (en) * | 1973-06-08 | 1974-07-23 | Bell Telephone Labor Inc | Selective distortion compensation circuit |
DE2743352C3 (de) * | 1977-09-27 | 1982-02-11 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Mischeranordnung zur Kompensation oder Nichtlinearität eines Übertragungsgliedes in einem Richtfunkübertragungssystem |
DE2915947A1 (de) * | 1979-04-20 | 1980-11-06 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur verminderung der amplitudenabhaengigen verzerrungen in ueberlagerungsempfaengern |
DE2923046C2 (de) * | 1979-06-07 | 1983-06-09 | AEG-Telefunken Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Mischeranordnung zur Kompensation der Nichtlinearitäten von Übertragungsgliedern in einem Richtfunkübertragungssystem |
-
1981
- 1981-04-01 DE DE19813113005 patent/DE3113005A1/de not_active Withdrawn
-
1982
- 1982-02-24 AT AT82101377T patent/ATE13119T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-02-24 DE DE8282101377T patent/DE3263346D1/de not_active Expired
- 1982-02-24 EP EP82101377A patent/EP0061582B1/de not_active Expired
- 1982-03-23 DK DK130882A patent/DK151999C/da active
- 1982-03-31 US US06/363,949 patent/US4414686A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-03-31 BR BR8201837A patent/BR8201837A/pt not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4414686A (en) | 1983-11-08 |
DK151999C (da) | 1988-07-04 |
BR8201837A (pt) | 1983-03-01 |
DE3113005A1 (de) | 1982-10-21 |
ATE13119T1 (de) | 1985-05-15 |
DK130882A (da) | 1982-10-02 |
EP0061582B1 (de) | 1985-05-02 |
EP0061582A3 (en) | 1983-01-05 |
EP0061582A2 (de) | 1982-10-06 |
DE3263346D1 (en) | 1985-06-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5381108A (en) | Automatic calibration of the quadrature balance within a cartesian amplifier | |
US5157346A (en) | Rf wideband high power amplifier | |
US5528196A (en) | Linear RF amplifier having reduced intermodulation distortion | |
EP1620940B1 (en) | Quadrature modulator and calibration method | |
US4122399A (en) | Distortion generator | |
US3755754A (en) | Predistortion compensation for a microwave amplifier | |
CA2021617C (en) | Feedforward predistortion linearizer | |
US4878030A (en) | Linearizer for microwave amplifier | |
US6054895A (en) | Apparatus and method for pre-distortion correction of a power amplifier stage | |
US6407635B2 (en) | Carrier-blanking mechanism for sweeping detector used to measure and correct RF power amplifier distortion | |
US5015965A (en) | Predistortion equalizer with resistive combiners and dividers | |
Faulkner | Amplifier linearization using RF feedback and feedforward techniques | |
DK151999B (da) | Fremgangsmaade og kobling til kompensation af ulineariteter i overfoeringsled i et radiokaedeoverfoeringsanlaeg | |
NZ247198A (en) | Feed forward power amplifier network: injection of frequency swept pilot tone | |
CA2439018A1 (en) | Cartesian loop systems with digital processing | |
GB2323228A (en) | Mixer circuit to reduce local oscillator leakage signal | |
US4772855A (en) | Linearizer for microwave power amplifiers | |
JPH0865248A (ja) | アナログ光信号伝送用適応等化器 | |
Henderson | Mixers: Part 1 Characteristics and Performance | |
EP0522525A1 (en) | Process for compensation of AM/PM distortion of a transmitter by modulation of the local oscillator phase, and associated compensation circuit | |
Voyce et al. | Power amplifier linearization using IF feedback | |
Shi et al. | A novel GHz bandwidth RF predistortion linearizer for Ka band power amplifier | |
GB2377837A (en) | Mixer linearisation using frequency retranslation | |
US11502650B2 (en) | Power amplifier and method of linearizing a power amplifier | |
Nesimoglu et al. | Mixer linearisation for software defined radio applications |