DE69937297T2

DE69937297T2 - Digitaler Stereo-Demultiplexer

Info

Publication number: DE69937297T2
Application number: DE69937297T
Authority: DE
Inventors: Jens Wildhagen
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 1999-10-20
Filing date: 1999-10-20
Publication date: 2008-07-03
Anticipated expiration: 2019-10-21
Also published as: EP1094613A1; EP1094613B1; ATE375630T1; DE69937297D1; US7092460B1

Description

Digitaler Stereo-Demultiplexer
Die vorliegende Erfindung betrifft das Demultiplexieren eines frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals.
Bei dem FM-Rundfunk ist ein Stereo-Multiplexsignal frequenzmoduliert. Das Stereo-Multiplexsignal besteht aus einem Stereo-Summensignal und einem Stereo-Differenzsignal. Das Stereo-Differenzsignal ist mit einem unterdrückten Träger amplituden-moduliert. Um eine kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals in dem Empfänger zuzulassen, wird ein Pilotträger mit der Hälfte der AM-Trägerfrequenz dem Stereo-Multiplexsignal hinzugefügt.
Das Stereo-Summensignal und das Stereo-Differenzsignal sind auch definiert durch ms(t) = al(t) + ar(t) md(t) = al(t) – ar(t)wobei a_l(t) das Signal des linken Audiokanals ist und a_r(t) das Signal des rechten Audiokanals ist.
Das Stereo-Multiplexsignal ist definiert durch mstnmux(t) = ms(t) + sin(2ωpilt)·md(t) + Apil·sin(ωpilt)wobei ω_pil die Trägerfrequenz ist und A_pil die Amplitude des Trägers ist.
Das Stereo-Multiplexsignal ist frequenzmoduliert:
mit

ω_c:: Trägerfrequenz
Δω:: Frequenzabweichung

Auf der Empfängerseite wird das frequenzmodulierte Stereo-Multiplexsignal frequenz-demoduliert und stereodemultiplexiert, um das linke und rechte Audiosignal zu berechnen.
Für das Stereo-Demultiplexieren muss der Stereo-Demultiplexer die 2-te Harmonische des Pilotträgers wiedergewinnen. Deswegen wird der Pilotträger von dem frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignal m(t) durch einen Bandpassfilter getrennt, und eine PLL rastet auf dem getrennten Pilotträger ein und erzeugt die 2-te Harmonische des Pilotträgers. Die 2-te Harmonische, die in Phase auf den Pilotträger eingerastet ist, wird für die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals benötigt.
3 zeigt die Grundfunktionalität eines Stereo-Demultiplexers nach dem Stand der Technik. Das empfangene frequenzmodulierte Stereo-Multiplexsignal S_FM(t) wird in einen Frequenz-Demodulator 17 eingegeben. Der Frequenz-Demodulator 17 gibt das frequenz-demodulierte Stereo-Multiplexsignal m(t) aus, das dem Stereo-Multiplexsignal m_stmux(t) entspricht, wie es auf der Senderseite erzeugt ist. Auf der Grundlage dieses Stereo-Multiplexsignals m(t) erzeugt eine PLL-Schaltung 19 mit vorangehendem Bandpassfilter 18 die 2-te Harmonische des Pilotträgers, d. h. ein Signal 2·sin(2ω_pilt), welches für die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Multiplexsignals m(t) benötigt wird, um das Stereo-Differenzsignal m_d(t) zu gewinnen.
Die kohärente Amplituden-Demodulation wird vermöge eines Demodulators 1 durchgeführt, der das Stereo-Multiplexsignal m(t) an seinen ersten Eingang und die 2-te Harmonische des Pilotträgers an seinem zweiten Eingang aufnimmt. Das Ausgangssignal des Demodulators 1 wird in ein Filter 20 eingegeben, das das Stereo-Differenzsignal m_d(t) ausgibt.
Das Stereo-Summensignal m_s(t) wird durch eine Tiefpassfilterung des Stereo-Multiplexsignals m(t) mit einem Tiefpassfilter 21 erzeugt, der das Ausgangssignal des Frequenz-Demodulators 17 aufnimmt.
Das linke Audiosignal wird durch ein Addieren des Stereo-Summensignals m_s(t) und des Stereo-Differenzsignals m_d(t) mit einem Addierer 3 berechnet. Das rechte Audiosignal r(t) wird durch eine Subtraktion des Stereo-Differenzsignals m_d(t) von dem Stereo-Summensignal m_s(t) mit einem Subtrahierer 6 berechnet.
Deswegen wird das Stereo-Summensignal m_s(t) durch eine Tiefpassfilterung des Stereo-Multiplexsignals m(t) erzeugt, und das Stereo-Differenzsignal m_d(t) wird durch eine kohärente Amplituden-Demodulation des amplituden-modulierten Stereo-Differenzsignals erzeugt. Die linken und rechten Audiosignale l(t) und r(t) werden durch eine Addition und eine Subtraktion des Stereo-Summensignals und des Stereo-Differenzsignals berechnet: r(t) – ms(t) – md(t) = (al(t) – ar(t)) – (al(t) – ar(t)) = 2ar(t) l(t) – ms(t) + md(t) = (al(t) + ar(t)) + (al(t) – ar(t)) = 2al(t)
Bei einem digitalen Frequenz-Demodulator muss die Frequenz-Demodulation bei einer hohen Abtastrate durchgeführt werden, weil die Bandbreite des Frequenzmodulierenden Signals ungefähr Bfm = 2(ΔF + 2fnf)beträgt, wobei ΔF die Frequenzabweichung ist und f_nf die Modulationsfrequenz ist.
Aus dieser Gleichung folgt, dass die Bandbreite des Frequenzmodulationssignals viel größer als die Bandbreite des Modulationssignals ist. Deswegen kann das frequenzdemodulierte Signal in der Abtastrate dezimiert werden.
Überdies ist die Bandbreite des Stereo-Multiplexsignals größer als die Bandbreite des Audiosignals. Dies kann auf einfache Weise aus der obigen Gleichung ersehen werden, die das Stereo-Multiplexsignal m_stmux(t) definiert. Deswegen kann die Abtastrate in dem Stereo-Demultiplexer verringert werden.
Der digitale Stereo-Demultiplexer, der in 4 gezeigt ist, unterscheidet sich von jenem in 3 gezeigten dahingehend, dass das Filter 20 und das Tiefpassfilter 21 durch ein erstes Abtastraten-Dezimationsfilter 22, das ein digitales Filter für die Erzeugung des Stereo-Differenzsignals m_d(t) umfasst, und ein zweites Abtastraten-Dezimationsfilter 23 ersetzt sind, das ein digitales Bandpassfilter für die Erzeugung des Stereo-Summensignals m_s(t) umfasst. Beide Abtastraten-Dezimationsfilter weisen einen Dezimationsfaktor von D auf.
Diese Lösung weist den Nachteil auf, dass die DPLL 19, die ähnlich wie die PLL 19 arbeitet, die in 3 gezeigt ist, bei einer hohen Abtastrate laufen muss. Dies erfordert eine hohe Rechenleistung und deswegen einen hohen Energieverbrauch des DSP, der den Stereo-Demultiplexer verwirklicht.
Die DPLL kann auch bei einer verringerten Abtastrate arbeiten. Ein einfaches Verfahren besteht darin, die Abtastrate des Bandpassfilter-Ausgangssignals zu verringern und das DPLL-Ausgangssignal zu interpolieren.
5 zeigt einen derartigen digitalen Stereo-Demultiplexer, der eine digitale PLL-Schaltung 25 umfasst, die bei einer verringerten Abtastrate arbeitet. Bei diesem Stereo-Demultiplexer ist die Erzeugung des Stereo-Differenzsignals m_d(t) und des Stereo-Summensignals m_s(t) identisch wie bei dem Stereo-Demultiplexer, der in 4 gezeigt ist, es unterscheidet sich nur die Erzeugung der 2-ten Harmonischen des Pilotträgers.
Das Bandpassfilter 18, das in den 3 und 4 gezeigt ist, ist durch ein drittes Abtastraten-Dezimationsfilter 24 ersetzt, das ein digitales Bandpassfilter umfasst. Das dritte Abtastraten-Dezimationsfilter 24 weist einen Abtastraten-Dezimationsfaktor E auf. Die DPLL 25 arbeitet mit der verringerten Abtastrate und empfängt deswegen das Ausgangssignal des dritten Abtastraten-Dezimationsfilters 24.
Die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals m_d(t) muss bei einer Abtastrate durchgeführt werden, die höher als die Abtastrate des Audiosignals ist, da die Bandbreite des Stereo-Multiplexsignals m(t) höher als die Bandbreite des Audiosignals ist. Deswegen muss der Träger für die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals m_s(t) mit einer höheren Abtastrate erzeugt werden.
5 zeigt, dass das Ausgangssignal der digitalen PLL-Schaltung 25 in einer Interpolationseinheit 26 mit einem Interpolationsfaktor von E interpoliert wird, so dass die 2-te Harmonische des Trägers mit einer Abtastrate erzeugt wird, die gleich der Abtastrate des Stereo-Multiplexsignals m(t) ist. Danach wird, um die kohärente Amplituden-Demodulation durchzuführen, die notwendig ist, um das Stereo-Differenzsignal m_d(t) zu erzeugen, der so erzeugte Träger mit einer Trägerfrequenz von 2ω_pil, der in der Phase auf den Pilotträger eingerastet ist, mit dem Stereo-Multiplexsignal m(t) durch den Demodulator 1 multipliziert.
In dieser Ausführungsform läuft die DPLL 25 bei einer verringerten Abtastrate und gibt deswegen eine niedrigere Anzahl von Abtastwerten pro Abtastwerte des Stereo-Multiplexsignals aus als die DPLL 19, die in 4 gezeigt ist. Somit ist die erforderliche Rechenleistung niedrig. Andererseits erfordern das Dezimationsbandpassfilter innerhalb des dritten Abtastraten-Dezimationsfilters 24 und das Interpolationsfilter innerhalb der Interpolationseinheit 26 eine hohe Rechenleistung.
Deswegen weisen sämtliche beschriebenen Stereo-Demultiplexer den besonderen Nachteil auf, dass eine ziemlich hohe Rechenleistung benötigt wird.
Deswegen besteht die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe darin, einen Stereo-Demultiplexer bereitzustellen, der weniger Rechenleistung benötigt.
Weitere Informationen, die den Stand der Technik betreffen, können in der EP 0 936 744 aufgefunden werden, die einen Stereo-Demultiplexer offenbart, der zum Empfangen eines frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals konfiguriert und ausgelegt ist, das zumindest ein Stereo-Differenzsignal, ein Stereo-Summensignal und einen Pilotträger umfasst, umfassend ein Dezimationsfilter, das konfiguriert und ausgelegt ist zum Extrahieren, aus dem Stereo-Multiplexsignal, eines Signals, das in der Abtastrate um einen Dezimationsfaktor von D bezüglich des empfangenen frequenzdemodulierten Stereo-Multiplexsignals dezimiert ist, und eine PLL-Schaltung, die konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des extrahierten Signals als ein Eingangssignal und zum Wiedergewinnen, aus dem Eingangssignal, des Pilotträgers oder zumindest einer Harmonischen davon, um eine Amplituden-Demodulation durchzuführen.
Der Stereo-Demultiplexer gemäß der vorliegenden Erfindung ist in dem unabhängigen Anspruch 1 definiert. Bevorzugte Ausführungsformen davon sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das zweite Abtastraten-Dezimationsfilter, d. h. das Abtastraten-Dezimationsfilter in dem Summenpfad für die Abtastraten-Dezimation verwendet, um die 2-te Harmonische oder jedwede andere Harmonische des Pilotträgers zu erzeugen. Dieses Abtastraten-Dezimationsfilter ist sowieso verfügbar, und deswegen kann die Abtastraten-Dezimation des Pilotträgers ohne ein zusätzliches Filter durchgeführt werden.
Die Abtastrate des DPLL-Ausgangssignals muss auf eine höhere Abtastrate hochkonvertiert werden. Deswegen muss die Abtastrate des DPLL-Ausgangssignals um den gleichen Faktor D wie die Abtastraten-Dezimation des Stereo-Summensignals interpoliert werden.
Vorzugsweise wird die Abtastraten-Interpolation des DPLL-Ausgangssignals in der DPLL ohne irgendein Interpolationsfilter durchgeführt. In diesem Fall wird die Interpolation auf der Grundlage eines berechneten und von D-1 vorhergesagten Abtastwerten für die jeweilige Harmonische des Pilotträgers erreicht. Jeder der vorhergesagten Werte wird vorzugsweise auf der Grundlage einer Phasenkorrektur des einen berechneten Wertes berechnet, der in Übereinstimmung mit der notwendigen Anzahl von vorhergesagten Werten bestimmt wird.
Die vorliegende Erfindung und ihre Ausführungsformen werden aus einer detaillierten Beschreibung einer beispielhaften Ausführungsform davon besser verstanden werden, die in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen beschrieben ist. In den Zeichnungen zeigen:
1 einen Stereo-Demultiplexer gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 Teile einer digitalen PLL-Schaltung, die in 1 gezeigt ist;
3 eine Ausführungsform eines Stereo-Demultiplexers nach dem Stand der Technik;
4 eine weitere Ausführungsform eines Stereo-Demultiplexers nach dem Stand der Technik; und
5 eine weitere Ausführungsform eines Stereo-Demultiplexers nach dem Stand der Technik.
1 zeigt einen Stereo-Demultiplexer gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche die Abtastraten-Dezimation erläutert. Wie obenstehend erwähnt, kann eine derartige Abtastraten-Dezimation gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden, weil das frequenzmodulierte Stereo-Multiplexsignal m(t) eine viel höhere Bandbreite als das frequenz-demodulierte und stereodemultiplexierte Audiosignal aufweist.
Wie es in 1 gezeigt ist, wird gemäß der vorliegenden Erfindung das Stereo-Summensignal m_s(t) aus dem Stereo-Multiplexsignal m(t) durch eine Abtastraten-Dezimation mit einem Dezimationsfaktor von D durch ein erstes Abtastraten-Dezimationsfilter 5 erzeugt, das ein Tiefpassfilter einschließt.
Das so erzeugte Stereo-Summensignal m_s(t) wird danach einem Addierer 3 und einem Subtrahierer 6 zugeführt, wie in Verbindung mit den Stereo-Demultiplexern beschrieben, die in den 3 bis 5 gezeigt sind.
Gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet eine digitale PLL-Schaltung 4 auch mit einer dezimierten Abtastrate, aber die Dezimationsfilterung des Summenpfads, d. h. des Pfads, um das Stereo-Summensignal m_s(t) zu erzeugen, wird für die Abtastraten-Dezimation des Stereo-Summensignals m_s(t) und des Pilotträgers verwendet, d. h. das Ausgangssignal des ersten Abtastraten-Dezimationsfilters 5 wird nicht nur in den Addierer 3 und den Subtrahierer 6 eingegeben, sondern auch in die DPLL-Schaltung 4.
In der gezeigten Ausführungsform erzeugt die DPLL-Schaltung 4 einen Träger für die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals m_d(t).
Wie auch obenstehend erwähnt, muss die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals m_d(t) bei einer Abtastrate durchgeführt werden, die höher als die Abtastrate des Audiosignals ist, da die Bandbreite des Stereo-Multiplexsignals m(t) höher als die Bandbreite des Audiosignals ist. Deswegen muss der Träger für die kohärente Amplituden-Demodulation des Stereo-Differenzsignals m_d(t) mit einer höheren Abtastrate erzeugt werden. 1 zeigt, dass der Träger mit einer Abtastrate erzeugt wird, die D mal höher als die Abtastrate des Stereo-Summensignals m_s(t) ist, da die zweite Harmonische des Pilotträgers, der durch die DPLL-Schaltung 4 erzeugt wird, durch einen Interpolationsfaktor von D innerhalb der DPLL-Schaltung 4 interpoliert wird.
Um die kohärente Amplituden-Demodulation durchzuführen, die notwendig ist, um das Stereo-Differenzsignal m_d(t) zu erzeugen, wird der so erzeugte Träger mit einer Trägerfrequenz von 2ω_pil, der in der Phase auf dem Pilotträger eingerastet ist, mit dem Stereo-Multiplexsignal m(t) durch einen Demodulator 1 multipliziert, welcher direkt den Demodulatoren 1 entspricht, die in Verbindung mit den 3 bis 5 beschrieben sind.
Das Stereo-Differenzsignal m_d(t) wird in gleicher Weise wie in Verbindung mit den 3 bis 5 beschrieben erzeugt. Deswegen ist das Ausgangssignal des Demodulators 1 in der Abtastrate durch ein zweites Abtastraten-Dezimationsfilter 2 dezimiert, das ein Tiefpassfilter einschließt. Das so erzeugte Stereo-Differenzsignal m_d(t) wird einem Addierer und einem Subtrahierer zugeführt, wie in Verbindung mit den Stereo-Demultiplexern beschrieben, die obenstehend in Verbindung mit den 3 bis 5 beschrieben sind.
Ferner können, falls notwendig, Verzögerungselemente, die die Gruppenverzögerung der ersten und zweiten Abtastraten-Dezimationsfilter ausgleichen, in den Summenpfad und den Differenzpfad im Stereo-Demultiplexer eingefügt werden, um zu erreichen, dass bestimmte Signale die gleiche Zeitbeziehung aufweisen.
Zusätzlich zur Verwendung der Dezimationsfilterung des Summenpfads für die Abtastraten-Dezimation des Pilotträgers kann eine weitere Abtastraten-Dezimation durchgeführt werden, z. B. um einen Dezimationsfaktor von E. In diesem Fall muss der Interpolationsfaktor auf einen Wert D·E erhöht werden, d. h. so, dass der wiedergewonnene Pilotträger eine Abtastrate gleich jener des frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals m(t) aufweist.
2 zeigt Teile der digitalen PLL-Schaltung 4 detaillierter. Grundsätzlich umfasst die digitale PLL-Schaltung 4 eine PLL, die ein Phasensignal ausgibt, einen Multiplizierer 13, der dieses Phasensignal mit einem konstanten Faktor multipliziert, der bestimmt, welche Harmonische des Pilotträgers zu erzeugen ist, und eine oder mehrere Sinusberechnungseinheiten, die Abtastwerte des rekonstruierten Pilotträgers auf der Grundlage des multiplizierten Phasensignals ausgeben. Die Anzahl der Sinusberechnungseinheiten bestimmt den Interpolationsfaktor.
Die PLL selbst umfasst einen ersten Multiplizierer 7, der Abtastwerte des Stereo-Summensignals m_s(t = 1, 2, ...) = x(k) als Multiplikand an einem ersten Eingang aufnimmt, ein Filter 8, das das Ausgangssignal des ersten Multiplizierers 7 aufnimmt, einen zweiten Multiplizierer 9, der das Ausgangssignal des Filters 8 mit der Verstärkung der Phasenregelschleife, d. h. mit einem Signal PLL_loop_gain multipliziert, einen ersten Addierer 11, der das Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers 9 an einem ersten Eingang als einen ersten Summanden, eine Konstante, die das Produkt der Pilotträgerfrequenz ω_pil und der Abtastperiode T darstellt, an einem zweiten Ausgang als einen zweiten Summanden und ein verzögertes Phasensignal, das das Ausgangssignal des ersten Addierers 11 ist, an einem dritten Eingang als einen dritten Summanden aufnimmt, ein Verzögerungselement 12, das den Phasensignalausgang des ersten Addierers 11 aufnimmt und das verzögerte Phasensignal des ersten Addierers 11 dem dritten Eingang des ersten Addierers 11 zuführt, und eine Cosinusberechnungseinheit 10, die das Phasensignal des ersten Addierers 11 aufnimmt und ihr Ausgangssignal als Multiplikator einem zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 7 zuführt.
Um die zweite Harmonische des Pilotträgers zu erzeugen, wird das Phasensignal mit dem konstanten Faktor von 2 durch den dritten Multiplizierer 13 multipliziert. Das Ausgangssignal des dritten Multiplizierers 13 wird in eine erste Sinusberechnungseinheit 14 eingegeben, die das Phasensignal in einen entsprechenden berechneten Abtastwert der zweiten Harmonischen des Pilotträgers überträgt.
Um eine Interpolation mit einem Interpolationsfaktor von D durchzuführen, besteht die Notwendigkeit, dass D – 1 Ausgangsabtastwerte auf der Grundlage des Phasensignals zusätzlich erzeugt werden, das auf der Grundlage eines Eingangsabtastwertes x(k) berechnet ist. Deswegen wird einer der D – 1 Phasenschiebewerte, die den Bereich des nächsten erwarteten Phasensignals gleichmäßig aufteilen, d. h. des Phasensignals für den Eingangsabtastwert x(k + 1), jeweils dem Phasensignal durch einen jeweiligen der D – 1 Addierer 16₁ bis 16_D-1 hinzugefügt, bevor diese erzeugten D – 1 Phasensignale jeweils in die D – 1 Sinusberechnungseinheiten 15₁ bis 15_D-1 eingegeben werden. Diese D – 1 Sinusberechnungseinheiten geben jeweils einen der D – 1 interpolierten Abtastwerte der zweiten Harmonischen des Pilotträgers aus.
Die Ausgangssignale der ersten bis D-ten Sinusberechungseinheiten werden sequenziell als Abtastwerte der zweiten Harmonischen des Pilotträgers ausgegeben, d. h. als ein Signal y(t = 1, 2, ...) = y(k/D), y(k/D + 1), ..., y(k/D + (D – 1)).
Die Cosinusberechnungseinheit 10 und die Sinusberechnungseinheiten 14, 15₁ bis 15_D-1 sind in vorteilhafter Weise als Nachschlagtabellen verwirklicht. Natürlich können sämtliche Sinusberechnungseinheiten 14, 15₁ bis 15_D-1 als nur eine Sinusberechnungseinheit verwirklicht werden, da die jeweiligen Ausgangswerte nicht gleichzeitig benötigt werden.

Claims

Stereo-Demultiplexer, der konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen eines Frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals (m(t)), das zumindest ein Stereo-Differenzsignal (m_d(t)), ein Stereo-Summensignal (m_s(t)) und einen Pilotträger umfasst, umfassend: ein Dezimationsfilter (5), das konfiguriert und ausgelegt ist zum Extrahieren, aus dem Stereo-Multiplexsignal, eines Signals, das in einer Abtastrate um einen Dezimationsfaktor von D bezüglich des empfangenen Frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals dezimiert ist; und eine PLL-Schaltung (4), die konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des extrahierten Signals als ein Eingangssignal und zum Rückgewinnen, aus dem Eingangssignal, des Pilotträgers oder zumindest einer Harmonischen davon, um eine Amplitudendemodulation durchzuführen, dadurch gekennzeichnet, dass das extrahierte Signal nur das Stereo-Summensignal und den Pilotträger umfasst, und die PLL-Schaltung konfiguriert und ausgelegt ist zum Interpolieren, durch ein sequenzielles Ausgeben eines berechneten Pilotträgerwerts (y(k/D)) und D – 1 oder (E·D) – 1 interpolierter Pilotträgerwerte (y(k/D + 1), ..., y(k/D + D – 1)) des rückgewonnenen Pilotträgers, um so ein Pilotträgersignal auszugeben, das eine Abtastrate gleich jener des Frequenz-demodulierten Stereo-Multiplexsignals aufweist.
Stereo-Demultiplexer nach Anspruch 1, weiter umfassend: eine Abtastraten-Dezimationseinrichtung, die konfiguriert und ausgelegt ist zum weiteren Abtastraten-Dezimieren des extrahierten Signals um einen Dezimationsfaktor von E, bevor die PLL-Schaltung dieses als das Eingangssignal empfängt.
Stereo-Demultiplexer nach Anspruch 1, wobei die PLL-Schaltung konfiguriert und ausgelegt ist zum Durchführen der Interpolation auf der Grundlage einer Vorhersage, die bei dem berechneten Pilotträgerwert startet.
Stereo-Demultiplexer nach einem der voranstehenden Ansprüche, weiter umfassend: eine PLL (7, 8, 9, 10, 11, 12) innerhalb der PLL-Schaltung (4), die konfiguriert und ausgelegt ist zum Ausgeben eines Phasensignals, und eine erste Sinusberechnungseinheit (14), die konfiguriert und ausgelegt ist zum Ausgeben des einen berechneten Pilotträgerwerts (y(k/D)) auf der Grundlage des Phasensignals.
Stereo-Demultiplexer nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch zweite bis D-te oder (E·D)-te Sinusberechnungseinheiten (15₁ , ..., 15_D-1 ), wovon jede konfiguriert und ausgelegt ist zum Ausgeben eines der D – 1 oder (E·D) – 1 interpolierten Pilotträgerwerte (y(k/D + 1), ..., y(k/D + (D – 1)) auf der Grundlage des Phasensignals und eines jeweiligen addierten Phasenschiebewerts.
Stereo-Demultiplexer nach Anspruch 4 oder 5, weiter umfassend: einen dritten Multiplizierer (13), der konfiguriert und ausgelegt ist zum Multiplizieren des Phasensignals mit einem Faktor 2, bevor dieses in die erste Sinusberechnungseinheit (14) und/oder eine jeweilige zweite bis D-te oder (E·D)-te Sinusberechnungseinheit (15₁ , ..., 15_D-1 ) über jeweilige zweite bis D-te oder (E·D)-te Addierer (16₁ , ..., 16_D-1 ) zum Addieren des jeweiligen Phasenschiebewerts eingegeben wird, so dass die zweite Harmonische des Pilotträgersignals erzeugt wird.
Stereo-Demultiplexer nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei die PLL (7, 8, 9, 10, 11, 12) umfasst: einen ersten Multiplizierer (7), der konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen von Abtastwerten des Stereo-Summensignals (x(k)) als Multiplikand an einem ersten Eingang, ein Filter (8), das konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers (7), einen zweiten Multiplizierer (9), der konfiguriert und ausgelegt ist zum Multiplizieren des Ausgangssignals des zweiten Filters (8) mit einer PLL-Verstärkung (PLL-Schleifenverstärkung), einen ersten Addierer (11), der konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des Ausgangssignals des zweiten Multiplizierers (9) an einem ersten Eingang als ein erster Summand, einer Konstante, die das Produkt der Pilotträgerfrequenz (ω_pil) und der Abtastperiode (T) darstellt, an einem zweiten Eingang als ein zweiter Summand, und eines verzögerten Phasensignals, das das Ausgangssignal des ersten Addierers (11) ist, an einem dritten Eingang als ein dritter Summand, ein Verzögerungselement (12), das konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des Phasensignals des ersten Addierers (11) und zum Zuführen des verzögerten Phasensignals zu dem dritten Eingang des ersten Addierers (11), und eine Kosinus-Berechnungseinheit (10), die konfiguriert und ausgelegt ist zum Empfangen des Phasensignals des ersten Addierers (11) und zum Zuführen seines Ausgangssignals als ein Multiplikator zu einem zweiten Eingang des ersten Multiplizierers (7).