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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Übertragung von Signalen in
diskreten Paketen, wobei sie insbesondere das Senden von Audiosignalen
betrifft, obwohl sie auch auf andere Signalarten, z. B. Videosignale, anwendbar
ist. Insbesondere betrifft sie die Übertragung digital codierter
Audiosignale, in denen Informationen über aufeinanderfolgende Rahmen
der Audiosignale in aufeinanderfolgenden diskreten Paketen eines übertragenen
Signals gesendet werden, die dann durch einen Empfänger verwendet
werden, um eine Kopie des Originalsignals zu erzeugen (für die Zwecke
der Erörterung
wird angenommen, dass es eine Eins-zu-eins-Übereinstimmung zwischen den
Audiorahmen und den Übertragungspaketen
gibt, obwohl dies eigentlich nicht wesentlich ist). Die Erfindung
versucht, die Probleme anzusprechen, die sich ergeben, wenn die übertragenen
Informationen verloren oder verfälscht
werden, sodass eines (oder mehrere) der Pakete für den Empfänger nicht verfügbar ist
(sind). Verluste dieser Art können
in vielen Typen des Übertragungssystems auftreten,
zurückzuführen z.
B. auf das Rauschen oder (in einem Funksystem) den Schwund. In einigen
Systemtypen – z.
B. verbindungslosen Diensten, wie z. B. dem Internet – können verschiedene
Pakete über
verschiedene Wege übertragen
werden und deshalb verschiedenen Verzögerungen unterworfen sein,
die so groß sein
können,
um dazu zu führen,
dass Pakete in einer Reihenfolge ankommen, die von der Reihenfolge
verschieden ist, in der sie gesendet worden sind. Üblicherweise
wird dies berücksichtigt,
indem der Empfänger mit
einem Puffer versehen wird, der eine Verzögerung einführt: der Empfänger speichert
die empfangenen Pakete in dem Puffer, wobei, falls die Pakete beim
Sender nummeriert worden sind, der Empfänger dann die Pakete in der
Originalreihenfolge aus dem Puffer lesen kann. Für viele Anwendungen muss diese
Verzögerung angemessen
kurz gehalten werden, falls die gesamte Übertragungsverzögerung nicht übermäßig ist,
wobei die Möglichkeit
verbleibt, dass ein Paket eine Verzögerung erleiden kann, die die
Pufferverzögerungsperiode übersteigt.
In einem derartigen Fall wird das Paket effektiv verloren, da der
Empfänger
keinen Gebrauch von ihm machen kann. Es ist außerdem vorgeschlagen worden
(siehe z. B. J. Bolot und A. Garcia, "Control Mechanisms for Packet Audio
in the Internet",
Proceedings of IEEE INFOCOM '96,
Conference on Computer Communications, März 1996, S. 232–9, und
V. Hardman, M. Sasse, M. Handley und A. Watson, "Reliable Audio for use over the Internet", Proceedings of
INET '95, Juni 1995,
S. 27–30),
im Signal Redundanz zu schaffen, wo jedes Paket nicht nur die Daten überträgt, die
zu einem Rahmen im Audiosignal gehören, sondern außerdem in
Daten in Bezug auf den vorhergehenden Rahmen des Audiosignals, die
unter Verwendung eines Codierungsalgorithmus mit einer niedrigeren
Bitrate codiert sind, sodass, falls ein einzelner Rahmen verloren
wird, diese redundanten Daten vom folgenden Rahmen decodiert und
verwendet werden können,
um die Lücke
zu füllen,
die andernfalls im decodierten Audiosignal auftreten würde. Dieser
Prozess kann jedoch komplex sein und Schwierigkeiten verursachen,
die auf den diskontinuierlichen Decodierer-Betrieb zurückzuführen sind, was
zu einer Verzerrung führt.
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In
EP-A-553538 ist eine Teilbandcodierung mit dynamischer Bitzuweisung
gezeigt, wobei es die Vorteile der Verwendung von Teilbändern erklärt, um Bandbreite
zu sparen, und erklärt,
wie ein derartiger Codierer anzuordnen ist.
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WO
95 06368 beschreibt ein Informationsübertragungssystem, das dem
Schwund unterworfen ist. Es schafft einen Sender, der einen ersten
und einen zweiten verzögerten
Informationsstrom auf zwei verschiedenen Hilfsträgern sendet. Der Empfänger kann
eine Störung des
ersten Stroms unter Verwendung des verzögerten zweiten Informationsstroms
auf dem anderen Hilfsträger
beheben.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Senden
von Signalen geschaffen, die umfasst: (a) einen Codierer, der so
betreibbar sind, dass er einen ersten Ausgang, der erste Daten bereitstellt,
aus denen ein Decodierer ein rekonstruiertes Signal erzeugen kann,
und einen zweiten Ausgang, der zweite Verbesserungsdaten bereitstellt,
erzeugt, wodurch ein Decodierer, der sowohl die ersten als auch
die zweiten Daten empfängt,
ein rekonstruiertes Signal mit höherer
Qualität
erzeugen kann; und (b) Mittel, die so betreibbar sind, dass sie
Datenpakete für
die Übertragung
zusammensetzen, wobei jedes Paket enthält: primäre Daten, die die ersten Daten
in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt des Signals und die zweiten Daten
in Bezug auf denselben Abschnitt des Signals enthalten; und sekundäre Daten,
die die ersten Daten in Bezug auf einen anderen zeitlichen Abschnitt
des Signals enthalten, jedoch die zweiten Daten in Bezug auf jenen
Abschnitt nicht enthalten.
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Der
andere zeitliche Abschnitt kann ein Abschnitt sein, der zeitlich
hinter jenem liegt, der durch die primären Daten repräsentiert
wird, z. B. der Abschnitt, der dem durch die primären Daten
repräsentierten
Abschnitt direkt folgt, oder er kann ein Abschnitt sein, der zeitlich
vor jenem liegt, der durch die primären Daten repräsentiert
wird. Vorzugsweise sind die Zusammensetzungsmittel so beschaffen,
dass sie in jedes Paket einen Reihenfolgencode einbauen, der die
zeitliche Reihenfolge der in den Paketen enthaltenen primären Daten angibt.
In einer bevorzugten Anordnung ist der Codierer so betreibbar, dass
er mehrere Ausgänge
erzeugt, die Verbesserungsdaten schaffen, wobei aufeinanderfolgende
Mengen von Verbesserungsdaten aufeinan derfolgende Verbesserungen
für die
Qualität
des rekonstruierten Signals repräsentieren,
wobei die primären
Daten alle solchen Ausgänge
enthalten und die sekundären
Daten die ersten Daten in Bezug auf eine gleiche Mehrzahl anderer
zeitlicher Abschnitte des Signals und eine zunehmend kleinere Anzahl
von Mengen zweiter Daten in Bezug auf jene Abschnitte enthalten.
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Die
Signale können
Audiosignale sein, wobei der Codierer ein Audiosignalcodierer, z.
B. ein Teilbandcodierer, ist, in dem die ersten Daten Daten in Bezug
auf Codiererteilbänder
mit niedrigerer Frequenz enthalten und die zweiten Verbesserungsdaten
Daten in Bezug auf Teilbänder
mit höherer
Frequenz enthalten.
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Ob
der Teilbandcodierer verwendet wird oder nicht, die ersten Daten
können
binäre
Darstellungen digitaler Werte enthalten und die zweiten Daten können zusätzliche
Bits, die eine feinere Auflösung
der digitalen Werte repräsentieren,
enthalten.
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Ein
besonders bevorzugter Teilbandcodierer, der für die Verwendung in der Sendevorrichtung
geeignet ist (obwohl er außerdem
andere Verwendungen besitzt), umfasst:
- (a)
Filtermittel, die ein abgetastetes Audiosignal empfangen und das
Signal in mehrere Teilbandsignale unterteilen, wovon jedes einem
entsprechenden Frequenzteilband entspricht;
- (b) einen Quantisierer zum Quantisieren der Teilbandsignale;
- (c) Bitzuweisungsmittel, die die Anzahl von Quantisierungspegeln,
die von dem Quantisierer verwendet werden sollen, in Abhängigkeit
von den Signalcharakteristiken adaptiv bestimmen;
wobei
der Quantisierer einen ersten Ausgang, um die ersten Daten bereitzustellen,
die quantisierte Werte für ein
oder mehrere der Unterbänder
enthalten, und einen zweiten Ausgang, um die zweiten Daten bereitzustellen,
die für
wenigstens eines der Teilbänder,
in Bezug auf das quantisierte Werte an dem ersten Ausgang bereitgestellt
werden, zusätzliche
verbessernde Bits, die eine weniger grobe Quantisierung der Werte
für das oder
die Teilbänder
repräsentieren,
aufweist und wobei die Bitzuweisungsmittel so betreibbar sind, dass
sie eine erste Zuweisungsoperation ausführen, in der den Teilbändern eine
erste vorgegebene Bit-Quote für
den ersten Ausgang zugeordnet wird, gefolgt von einer zweiten Zuweisungsoperation,
in der den Teilbändern
eine zweite vorgegebene Bit-Quote für die zusätzlichen Bits am zweiten Ausgang
zugewiesen wird.
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Auf
Wunsch kann der zweite Ausgang außerdem quantisierte Werte für wenigstens
ein Teilband bereitstellen, in Bezug auf das quantisierte Werte
nicht am ersten Ausgang bereitgestellt werden. In einer bevorzugten
Anordnung besitzt der Quantisierer wenigstens einen weiteren Ausgang
und stellen der zweite und der wenigstens eine weitere Ausgang in
jedem Fall Werte für
Teilbänder,
die nicht in irgendeinem Ausgang mit niedrigerer Ordnung repräsentiert
werden, und/oder weitere Bits für
Teilbänder,
die in einem Ausgang mit niedrigerer Ordnung repräsentiert
werden, bereit, wobei die Bitzuweisungsmittel so betreibbar sind,
dass sie Zuweisungsoperationen in einer Anzahl ausführen, die
gleich der Anzahl der Ausgänge
ist, wovon jede dazu dient, den Teilbändern für diesen Ausgang eine entsprechende
Bit-Quote zuzuweisen.
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In
einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Empfangen
von Signalen geschaffen, die umfasst:
- (a) Mittel
zum Empfangen von Datenpaketen, wobei jedes Paket enthält:
primäre Daten,
die erste Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt des Signals
und zweite Verbesserungsdaten in Bezug auf denselben Abschnitt des
Signals enthalten; und
sekundäre Daten, die die ersten Daten
in Bezug auf einen anderen zeitlichen Abschnitt des Signals enthalten,
- (b) einen Puffer zum Speichern der empfangenen Pakete;
- (c) einen Decodierer, der allein aus den ersten Daten ein rekonstruiertes
Signal erzeugen kann und aus den ersten und den zweiten Daten zusammen
ein rekonstruiertes Signal mit höherer
Qualität
erzeugen kann,
- (d) Steuermittel, die so betreibbar sind, dass sie aus dem Puffer
die primären
Daten in Bezug auf aufeinanderfolgende zeitliche Abschnitte des
Signals lesen und diese zum Decodierer weiterleiten; und in dem
Fall, in dem die primären
Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt von Sprache in dem
Puffer fehlen, stattdessen die sekundären Daten in Bezug auf diesen
zeitlichen Abschnitt lesen und sie zum Decodierer weiterleiten.
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Vorzugsweise
sind die Steuermittel so betreibbar, dass sie in dem Fall, in dem
die sekundären
Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt von Sprache in dem
Puffer fehlen, die zweiten Verbesserungsdaten in Bezug auf einen
anderen zeitlichen Abschnitt des Sprachsignals lesen und sie zum
Decodierer weiterleiten.
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Falls
jedes Paket einen Reihenfolgencode enthält, um die zeitliche Reihenfolge
der in ihm enthaltenen primären
Daten anzugeben, können
die Steuermittel so beschaffen sein, dass sie die zeitliche Reihenfolge
der Pakete unabhängig
von der tatsächlichen
Empfangsreihenfolge der Pakete durch Bezugnahme auf den Reihenfolgencode
bestimmen.
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In
einem weiteren Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Codieren
von zu sendenden Signalen, wobei das Verfahren umfasst:
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- (a) Codieren eines Signals, um einen ersten
Ausgang, der erste Daten bereitstellt, aus denen ein Decodierer
ein rekonstruiertes Signal erzeugen kann, und einen zweiten Ausgang,
der zweite Daten bereitstellt, zu erzeugen;
- (b) Zusammensetzen von zu sendenden Datenpaketen; und
- (b) Senden der zusammengesetzten Pakete;
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dadurch
gekennzeichnet, dass der zweite Ausgang Verbesserungsdaten enthält, wodurch
ein Decodierer, der sowohl die ersten als auch die zweiten Daten
empfängt,
ein rekonstruiertes Signal mit höherer
Qualität
erzeugen kann; und dass jedes Paket enthält:
primäre Daten,
die die ersten Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt des
Signals und die zweiten Daten in Bezug auf denselben Abschnitt des
Signals enthalten; und
sekundäre Daten, die die ersten Daten
in Bezug auf einen anderen zeitlichen Abschnitt des Signals enthalten, jedoch
die zweiten Daten in Bezug auf diesen Abschnitt nicht enthalten.
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Die
Erfindung schafft außerdem
ein Verfahren zum Senden von Signalen, die unter Verwendung dieses
Verfahrens codiert worden sind.
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In
einem weiteren Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Verarbeiten
von Signalen, wobei das Verfahren umfasst:
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- (a) Empfangen von Datenpaketen, wobei jedes
Paket enthält:
primäre
Daten, die erste Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt des
Signals und zweite Verbesserungsdaten in Bezug auf denselben Abschnitt des
Signals enthalten; und sekundäre
Daten, die die ersten Daten in Bezug auf einen anderen zeitlichen Abschnitt
des Signals enthalten;
- (b) Speichern der empfangenen Pakete in einem Puffer;
- (c) Lesen der primären
Daten in Bezug auf aufeinanderfolgende zeitliche Abschnitte des
Signals aus dem Puffer und Weiterleiten der primären Daten zu einem Decodierer,
wobei der Decodierer aus den ersten und zweiten Daten zusammen ein
rekonstruiertes Signal mit höherer
Qualität
erzeugen kann;
- (d) falls die primären
Daten in Bezug auf einen zeitlichen Abschnitt von Sprache in dem
Puffer fehlen, stattdessen Lesen der sekundären Daten in Bezug auf diesen
zeitlichen Abschnitt und Weiterleiten dieser sekundären Daten
zum Decodierer; und
- (e) Decodieren der primären
Daten, die im Schritt (c) ausgelesen worden sind, um allein aus
den ersten Daten ein rekonstruiertes Signal zu erzeugen; oder
- (f) Decodieren der sekundären
Daten, die im Schritt (d) ausgelesen worden sind, um ein rekonstruiertes Signal
zu erzeugen.
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Einige
Ausführungsformen
der Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
beschrieben, worin:
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1 ein
Blockschaltplan eines Teilband-Sprachcodierers ist, der in einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung verwendet wird;
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2 ein
Blockschaltplan eines Teilband-Sprachdecodierers für die Verwendung
mit dem Codierer nach 1 ist;
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3 ein
Blockschaltplan eines Senders gemäß der ersten Ausführungsform
der Erfindung ist;
-
4 ein
Blockschaltplan eines Empfängers
für die
Verwendung mit dem Sender nach 3 ist;
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5 ein
Blockschaltplan eines Teilband-Sprachcodierers ist, der in einer
zweiten Ausführungsform der
Erfindung verwendet wird;
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6 ein
Blockschaltplan eines Teilband-Sprachdecodierers für die Verwendung
mit dem Codierer nach 5 ist; und
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7 ein
Blockschaltplan eines Senders gemäß der zweiten Ausführungsform
der Erfindung ist.
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1 zeigt
einen einfachen Teilband-Sprachcodierer, der in einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Am Eingang 1 wird
ein Eingangsaudiosignal in der Form einer Folge digitaler Abtastwerte
empfangen. Dies könnte
typischerweise bei einer Abtastrate von 16 kHz mit 16 Bits pro Abtastwert
erfolgen. Es wird durch eine Filterbank 2 in zweiunddreißig Teilbänder, jedes
mit einer Bandbreite von 250 Hz, unterteilt. Folglich überdeckt
das niedrigste Teilband den Bereich 0–250 Hz, während das höchste den Bereich 7,75–8 kHz überdeckt.
Jedes Teilband wird dann auf eine Abtastrate von 500 Hz mit 3 unterabgetastet.
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Das
Grundprinzip der Teilbandcodierung ist, dass die relative Wichtigkeit
der verschiedenen Teilbänder
für die
Gesamtqualität
des decodierten Audiosignals verschieden ist und dass deshalb eine
Komprimierung erreicht werden kann, indem jedem Teilband nur soviel
Bits pro Abtastwert zugewiesen werden, wie seine Wichtigkeit für die Wahrnehmung
rechtfertigt. In diesem Codierer ist die Zuweisung der Bits zu den
Teilbändern fest,
sodass z. B. im niedrigsten Teilband immer 8 Bits pro Abtastwert
zugewiesen werden, während
vielleicht im 15. Teilband immer vier Bits pro Abtastwert zugewiesen
werden. Diese feste Zuweisung wird auf der Grundlage der bekannten
Charakteristiken der Sprachsignale getroffen. Die Bitzuweisung ist
in der Zeichnung als Kasten 4 veranschaulicht, wobei sie
jedoch in der Tat lediglich aus dem Verwerfen der geeigneten Anzahl
der niedrigerwertigen Bits von den Abtastwerten besteht. Wie bis
jetzt beschrieben worden ist, ist diese Anordnung ganz und gar herkömmlich.
Es wird angegeben, dass dieser Codierer infolge der sprachspezifisch
festen Bitzuweisung oben als ein Sprachcodierer eingeführt worden
ist: wie später
eingesehen wird, können
hochentwickeltere Strategien für
die adaptive Bitzuweisung verwendet werden, um sowohl eine verbesserte
Komprimierung der Sprache zu erhalten als auch eine Anpassung an
andere Typen des Audiosignals vorzunehmen. Außerdem ist die Einfachheit
dieses Codierers so, dass er inhärent
keine Rahmenstruktur erfordert; es wird jedoch ein ankommender Sprachrahmen
aus 1152 Abtastwerten angenommen, der bei einer 16-kHz-Abtastrate eine
Dauer von 72 ms impliziert.
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Die
von der Bitzuweisung 4 ausgegebenen Abtastwerte werden
in zwei Ströme
gruppiert, der erste besteht aus den Abtastwerten von den unteren
sechzehn Teilbändern
B0, ..., B15, während
der zweite aus den oberen sechzehn B16, ..., B31 besteht. Offensichtlich
hängt die
tatsächliche
Anzahl der Bits pro Rahmen in jedem Strom von der tatsächlichen
Anzahl der zugewiesenen Bits ab.
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2 zeigt
einen entsprechenden Decodierer (mit einer herkömmlichen Konstruktion), in
dem die Teilbänder
B0, ..., B31 mit 5 zurück
zu 16 kHz überabgetastet
und in eine Filterbank 6 eingespeist werden, deren Ausgänge in einem
Addierer 7 addiert werden.
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Wenn
beide Ströme
in den Decodierer eingespeist werden, dann kann ein Sprachsignal
mit einer Bandbreite von 0–8
kHz wiederhergestellt werden. Es ist klar, dass der zweite Strom
nur Informationen über den
Teil des Signals enthält,
der im Frequenzbereich von 4 bis 8 kHz liegt. Falls der zweite Strom
verworfen wird, kann deshalb der erste Strom allein trotzdem decodiert
werden, um ein nützliches
Sprachsignal zu erzeugen, wenn auch auf 0–4 kHz bandbegrenzt. Folglich
kann der Codierer als geschichtet betrachtet werden, weil er ein
Eingangsaudiosignal empfängt
und einen ersten Ausgang, der eine codierte Version des Signals
liefert, und einen zweiten Ausgang, der Verbesserungsinformationen überträgt, die
zusammen mit dem ersten Ausgang decodiert werden können, um
ein decodiertes Signal mit höherer
Qualität
zu erzeugen, besitzt. In dieser Beschreibung wird der erste Strom
allein als die erste Schicht bezeichnet, wobei die zwei Ströme zusammen als
die zweite Schicht bezeichnet werden.
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3 zeigt
eine Vorrichtung für
das Senden von Sprachsignalen. Ein Eingang 10 empfängt analoge Sprachsignale,
die mit einer Abtastrate von 16 kHz durch einen Analog-Digital-Umsetzer 11 unter
der Steuerung der 16-kHz-Taktimpulse φS von
einem Taktgenerator 12 in eine digitale Form umgesetzt
und in einen Teilbandcodierer 13, der bereits unter Bezugnahme
auf 1 beschrieben worden ist, eingespeist werden.
Der Teilbandcodierer 13 besitzt zwei Ausgänge, die
den ersten Strom der codierten Bits (den "Strom 1") bzw. den zweiten Strom (den "Strom 2") übertragen.
Diese werden durch die Verzögerungen 14, 15 um
eine Rahmenperiode (72 ms) verzögert
und alle 72 ms unter der Steuerung eines 13,89-Hz-Rahmentaktes φF von einer "÷1152"-Schaltung 17 für das Zusammensetzen
eines zu sendenden Pakets in ein PISO-Schieberegister (Schieberegister
mit parallelem Eingang und seriellem Ausgang) 16 geladen.
Gleichzeitig werden die Bits des Stroms 1 für den folgenden Rahmen vom
Codierer 13 abgeführt,
ohne durch die Verzögerung 15 hindurchzugehen,
und außerdem
in das Register 16 geladen. Dies bedeutet, dass jedem übertragenen
Paket (selbstverständlich
mit Ausnahme des ersten) ein Paket vorangeht, das außerdem ein
Duplikat der Informationen des Stroms 1 enthält. Auf Wunsch könnte durch
eine geeignete Umordnung der Verzögerungen dieses Duplikat im folgenden
Paket oder in der Tat in einem zeitlich davor oder dahinter liegenden
Paket, das vom fraglichen Paket einen Abstand von zwei oder mehr
Paketen aufweist, übertragen
werden. Ein Rahmenzähler 18 zählt durch φF getaktet zyklisch von 0 bis 255, um eine
Rahmennummer fn zu erzeugen, die außerdem in das Schieberegister
geladen wird. Die Inhalte des Schieberegisters werden unter einem
Leitungstakt φL mit irgendeiner gewünschten Rate zu einem Ausgang 19 seriell
herausgetaktet. Offensichtlich muss die Taktrate hoch genug sein,
damit das ganze im Register gespeicherte Paket in 72 ms oder weniger
herausgetaktet wird (es gibt selbstverständlich keine obere Grenze).
In der Praxis muss das übertragene
Paket einen Rahmencode enthalten, wobei es sein kann, dass es Adressierungsinformationen
enthalten muss, wobei diese jedoch herkömmlich sind. Die ersten und
zweiten Ströme
des Rahmens n werden im Folgenden als S1(n) bzw. S2(n) bezeichnet.
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4 zeigt
einen Empfänger,
um die Übertragung
vom Sender nach 3 zu empfangen, wobei ein empfangenes
Paket (nach der Wiedergewinnung des Leitungstaktes und der Rahmeninformationen
durch nicht gezeigte Mittel) in ein SIPO-Schieberegister (Schieberegister
mit seriellem Eingang und parallelem Ausgang) 30 eingegeben
wird. Für
die Anpassung an die Variationen der Übertragungsverzögerung werden
die empfangenen Ströme
in einem zyklischen Puffer 31 gespei chert, der eine "Ausgleichs"-Verzögerung besitzt. Eine
Schreibsteuereinheit 32 empfängt die Inhalte des Registers 30 und
dient dazu, das Paket in den Puffer 31 zu schreiben. Die
Pakete werden in dem Puffer in der Reihenfolge angeordnet, die durch
die laufende Nummer bestimmt ist. Wenn ein erwartetes Paket nicht
empfangen wird, dann wird eine Lücke
gelassen, sodass es in der richtigen Reihenfolge eingefügt werden
kann, sollte es später,
aber innerhalb der Ausgleichsperiode ankommen.
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Das
Auslesen der Daten aus dem Puffer wird mit Hilfe eines Rahmenzählers 33 ausgeführt, der
zum Rahmenzähler 18 im
Sender ähnlich
ist und der alle 72 ms durch einen lokalen Takt 34 inkrementiert
wird. Er eilt den ankommenden Rahmen aufgrund dessen, dass er beim
Beginn einer Empfangsperiode mit der empfangenen Rahmennummer fn
minus 6 (oder dem anderen Ausgleichswert) geladen wird, um die Ausgleichsperiode
(typischerweise von 1 bis 10 Rahmen, z. B. 6, abhängig von
den Verbindungscharakteristiken und dem Ausmaß, in dem die Verzögerung tolerierbar
ist) nach. Wenn, zurückzuführen auf
die Drift zwischen dem 72-ms-Takt und dem Sendertakt φF, ein Pufferüberlauf oder -unterlauf auftritt,
dann wird das System zurückgesetzt,
indem der Zähler
neu geladen wird. Normalerweise greift die Lesesteuereinheit 35 auf
den Zähler 33 zu,
um den aktuellen Zählerwert
fnr zu erhalten, wobei sie die S1(n)- und S2(n)-Daten von dem Paket,
das diese Rahmennummer besitzt, aus dem Puffer ausliest und sie
zu einem Sprachdecodierer 36 weiterleitet, wie bereits
unter Bezugnahme auf 2 beschrieben worden ist. Wenn
keine Pakete verloren werden und kein Paket bezüglich der vorher übertragenen
Pakete um mehr als 6 × 72
= 432 ms verzögert
ist, dann sichert dies eine kontinuierliche Lieferung der Daten
an den Decodierer 363.
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Wenn
ein derartiger Verlust oder eine derartige übermäßige Verzögerung auftritt, dann ist das
gewünschte
Paket, das eine Rahmennummer fn besitzt, die gleich den Zählerinhalten
fnr ist, im Puffer nicht vorhanden. In diesem Fall liest die Lesesteuereinheit 34 die
S1(n)-Daten vom Paket mit der Rahmennummer (fnr - 1), d. h., die
Duplikatinformationen des Stroms 1 für den Rahmen fnr, die im unmittelbar
vorhergehenden Paket übertragen
worden sind, aus dem Puffer und leitet diese zum Decodierer weiter.
In dieser Weise fährt
der Decodierer fort, normal zu arbeiten, mit Ausnahme, dass er keine
Daten des Stroms 2 für
diesen Rahmen empfängt,
sodass es eine vorübergehende
Verringerung der Bandbreite während
einer Rahmenperiode gibt. Die Lesesteuereinheit 35 signalisiert
diese Tatsache über
die Verbindung 37 dem Decodierer 36, wobei der
Decodierer die oberen sechzehn Teilbänder sperrt.
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In
einer modifizierten Version kann diese Verringerung durch die Wiederholung
der Daten des vorhergehenden Rahmens für den Strom 2 vermindert werden – d. h.,
die Lesesteuereinheit liest S1(n) und S2(n – 1) vom Paket (fnr – 1) aus.
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Es
wird angegeben, dass es nicht wesentlich ist, dass der Codierer 13 ein
Teilbandcodierer ist oder dass sein zweiter Strom Informationen über Komponenten
mit höheren
Frequenzen repräsentiert
als dies der erste Strom tut. Im Prinzip könnte jeder andere geschichtete
Codierer verwendet werden, z. B. ein PCM-Codierer (Pulscodemodulations-Codierer),
in dem der erste Strom aus grob quantisierten Abtastwerten besteht, während der
zweite Strom aus zusätzlichen
niedrigerwertigen Bits derselben Abtastwerte besteht, die selbstverständlich dazu
dienen würden,
das Niveau des Quantisierungsrau schens zu verringern, das durch
einen Decodierer erzeugt werden würde, der nur den ersten Strom
empfängt.
Es wird jedoch außerdem
angegeben, dass die Möglichkeit
der Ersetzung von einem vorhergehenden Rahmen für einen fehlenden oberen Strom
nur vorhanden ist, falls die Daten des vorhergehenden Rahmens eine
ausreichende Korrelation mit den verlorenen Daten des zweiten Stroms
besitzen; dies ist bei dem oben beschriebenen Teilbandsystem, aber
nicht im PCM-Beispiel der Fall.
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Es
sollte außerdem
bemerkt werden, dass, obwohl in 3 der Duplikatstrom 1 für einen
speziellen Rahmen in dem Paket übertragen
wird, das dem Paket vorangeht, das die vollständigen Informationen für diesen
Rahmen überträgt, dies
nicht wesentlich ist, er könnte
z. B. in dem folgenden übertragen
werden; d. h., das Paket n könnte
S1(n), S2(n) und S1(n – 1) übertragen.
Dies bedeutet, dass für
eine ähnliche
Leistung die Ausgleichsverzögerung
des Empfängers
eins größer als
vorher sein sollte. Dies vergrößert die
Signalverzögerung
am Empfänger
um 72 ms, aber andererseits ist die Signalverzögerung am Sender 72 ms kleiner.
Außerdem
muss der Duplikatstrom 1 für einen speziellen Rahmen nicht
notwendigerweise in einem Paket übertragen werden,
das mit dem Paket aufeinanderfolgend angeordnet ist, das die vollständigen Informationen
für diesen Rahmen überträgt. Der
Verzögerungsversatz
kann gewählt
werden, damit er den Charakteristiken eines speziellen Übertragungskanals
oder Netzes entspricht; in einem Funksystem, das für Büschelfehler
anfällig
ist, könnte
z. B. eine Verzögerung
von zwei oder mehr Rahmen geeignet sein.
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5 zeigt
einen hochentwickelteren Teilbandcodierer als den, der in 1 gezeigt
ist. Dieser basiert auf dem im Standard der Experten gruppe für Bewegtbilder
(MPEG-Standard) ISO 13813-3 definierten Codierer und ist diesem ähnlich.
Es werden nur diejenigen Aspekte des Codierers ausführlich beschrieben,
die sich vom Standard unterscheiden. Der MPEG-Standard zieht den
Betrieb einer Anzahl verschiedener Eingangsaudio-Abtastraten in
Betracht; die folgende Beschreibung nimmt eine Abtastrate von 16
kbit/s an, sie kann auf Wunsch selbstverständlich auf andere Abtastraten
skaliert werden. Ein mehrphasiges Analysefilter 40 empfängt die
Rahmen aus 1152 Eingangsabtastwerten und erzeugt einen Analyserahmen
aus 32 Teilbändern
aus jeweils 36 Abtastwerten. Diese Abtastwerte werden durch einen
Quantisierer 41 unter Verwendung variabler Skalierungsfaktoren,
die durch die Skalierungsfaktorberechnung 42 gesteuert
werden, quantisiert. Die Skalierungsfaktoren werden berechnet, wie
im MPEG-Standard beschrieben ist, wobei sie in derselben Weise codiert
werden könnten,
obwohl hier für
die Einfachheit bevorzugt ist, die Skalierungsfaktoren mit konstanten
12 Bits pro Teilband (für
jeden Rahmen) zu codieren, anstatt die durch den Standard in Betracht
gezogene Darstellung mit Skalierungsfaktoren mit variabler Länge zu verwenden.
(Wenn eine feste Länge
verwendet wird, dann ist die Verbindung von Kasten 42 zum
Kasten 45 in 5 überflüssig).
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Die
Abtastwerte werden entsprechend den für jeden Rahmen von einer Prozedur
für die
adaptive Bitzuweisung bestimmten Bitzuweisungen quantisiert, um
das Phänomen
der gleichzeitigen Maskierung zu verwenden, um die hörbaren Effekte
der Abtastwert-Quantisierung zu minimieren. Die gleichzeitige Maskierung tritt
auf, wenn eine Signalkomponente mit niedrigem Pegel durch eine gleichzeitig
auftretende stärkere
Komponente bei irgendeiner Frequenz in der Nähe unhörbar gemacht wird. Eine Einheit 43 wendet
eine schnelle Fou rier-Transformation (FFT) auf das Signal an und
liefert das Ergebnis zu einer Maskierungseinheit 44, wo die
Maskierungseigenschaften für
jeden Audiorahmen unter Verwendung eines psychoakustische Modells
geschätzt
(wie im MPEG-Standard beschrieben ist) und durch eine Maskierungsfunktion
mask(k) für
das k'-te Teilband
(k = 0, ..., 31) repräsentiert
werden. Diese Maskierungsfunktion gibt einen Schätzwert des Signalpegels für das Teilband
k an, unter dem die Signale unhörbar
werden oder über
dem das Rauschen hörbar
wird. Sie wird verwendet, um ein Signal-Maskierungs-Verhältnis smr
für jedes
der 32 Teilbänder
zu bestimmen: smr(k) = sig(k) – mask(k),
wobei sig(k) die Signalenergie im Teilband k ist. Alle diese Größen sind
in dB ausgedrückt.
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Die
tatsächliche
Bitzuweisung wird durch eine Bitzuweisungseinheit 45 ausgeführt, die
die smr(k)-Werte von der Maskierungseinheit 44 empfängt. Diese
führt die
Zuweisung mittels eines iterativen Prozesses aus, bei dem die verfügbare Bitkapazität in Schritten
zugewiesen wird, wobei weitere Kapazität irgendeinem Teilband zugewiesen
wird, das auf der Grundlage der bisher ausgeführten Zuweisung der Bitkapazität das niedrigste
Maskierungs-Rausch-Verhältnis
mnr besitzt. Anstatt die Zuweisung als eine Anzahl der zugewiesen
Bits auszudrücken,
verwendet der Standard – und
die Vorrichtung nach 5 – einen ganzzahligen Bitzuweisungscode,
der durch eine entsprechende Bitzuweisungstabelle übersetzt
wird; wobei das Zuweisen weiterer Kapazität einfach das Inkrementieren
des Codes nach sich zieht.
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Der
Rauschabstand smr(k) (der für
die Berechnung der Bitzuweisung benötigt wird) kann mit angemessener
Genauigkeit geschätzt
werden, indem einfach die Anzahl der zugewiesen Bits mit 6 dB multipliziert wird
oder eine geeignete Nachschlagtabelle verwendet wird. Alternativ
kann der Rauschabstand berechnet werden, indem sowohl das tatsächliche
Signal im Teilband k als auch die Anzahl der Bits, die zugewiesen
sind, um es zu repräsentieren,
berücksichtigt
werden.
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Im
Standard muss die Bitzuweisung nur einmal pro Rahmen ausgeführt werden.
Im Codierer nach 5 übertragen die höheren Ströme jedoch
zusätzlich
dazu, dass sie weitere Teilbänder
beitragen, die im unteren Strom nicht vorhanden sind, außerdem weitere
Bits für
die bereits repräsentierten
Teilbänder.
Folglich muss die Bitzuweisungsprozedur (für dieses Beispiel von vier
Strömen)
viermal in der nun zu beschreibenden Weise ausgeführt werden,
sodass (z. B.) das erste Teilband in 20 Pegel für den Strom 1 quantisiert werden könnte, sodass
der Strom 1 4,3 Bits für
dieses Teilband überträgt, aber
für die
nächste
Schicht in 80 Pegel quantisiert werden könnte, sodass der Strom 2 zwei
weitere Bits für
dieses Teilband überträgt. Es wird
außerdem
angegeben, dass das Ergebnis dieser Prozedur eine Menge von Codes
ist, von denen jeder in Übereinstimmung
mit einer Nachschlagtabelle (deren Inhalte in der Tabelle 1 im Folgenden
gezeigt sind), die in der Bitzuweisungseinheit 45 enthalten
ist, die Abtastwertquantisierung für jeden Teilstrom definiert.
Es folgt, dass die durch jeden Strom übertragene tatsächliche
Anzahl der Bits die Differenz zwischen der für diesen Strom gezeigten Anzahl
der Bits und der für
den Strom darunter gezeigten Anzahl der Bits ist.
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-
Die
folgenden Variablen müssen
definiert sein:
- K
- die Anzahl der Teilbänder (32 in
diesem Beispiel);
- BitTotj
- die Anzahl der für die Schicht
j (d. h. den Strom j und alle niedrigeren Ströme zusammengenommen) verfügbaren Bits
(die Werte für
dieses Beispiel sind in der Tabelle 2 gegeben);
- BitsAvailable
- die Anzahl der gegenwärtig für die Zuweisung
zum aktuellen Strom verfügbaren
Bits;
- SFLen
- die Länge (in
Bits) der Skalierungsfaktoren (12 in diesem Beispiel);
- AllocBNumj(k)
- die Länge (in
Bits) des im Strom j für
das Teilband k verwendeten Bitzuweisungscodes;
- AllocMaxj(k)
- (= – 1) der
maximal erlaubte Wert des Zuweisungscodes für den Strom j im Teilband k;
- AllocLimj
- die maximale Anzahl
der in der Schicht j, Teilband k, verwendeten Teilbänder;
- AllocCode(k)
- der aktuelle Wert
des Zuweisungscodes für
das Teilband k einer Schicht;
- AllocCodej(k)
- das Zuweisungscodeergebnis
für die
Schicht j, Teilband k;
- Qlevelj(k)
- die Anzahl der für den Strom
j, Teilband k, zu verwendenden Quantisierungspegel;
- Bitsj(k)
- die Anzahl der Bits,
die erforderlich sind, um die Qlevelj(k)-Pegel
zu codieren.
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-
Die
Prozedur ist wie folgt: Berechne smr(k) für alle k (k = 0, ..., K – 1) in
der im Standard spezifizierten Weise.
- 1. Setze
AllocCode(k) und snr(k) für
alle k auf null.
- 2. Initialisiere mnr(k) = snr(k) – smr(k) für alle k.
- 3. Setze j = 1.
- 4. Wenn j = 1 gilt, dann setze andernfalls setze (d. h. die verfügbare Kapazität ist durch
für die Übertragung
der Bitszuweisungscodes selbst erforderlichen Zusatzaufwand verringert).
- 5. Initialisiere FullFlag(k) für alle k, sodass, wenn AllocCode(k) < AlIocMaxj(k) gilt, dann FullFlag(k) = 0 gilt und
sonst FullFlag(k) = 1 gilt. Das Setzen von FullFlag(k) = 0 erlaubt,
dass für
den aktuellen Strom j Bits für das
Teilband k zugewiesen werden, während
FullFlag(k) = 1 eine derartige Zuweisung verhindert.
- 6. Wenn FullFlag(k) = 1 für
alle k gilt, dann gehe zum Schritt 19.
- 7. Identifiziere den Wert km von k, der dem kleinsten Wert von
mnr entspricht (d. h., sodass mnr(km) ≤ mnr(k) für k ≠ km gilt). (Es wird angegeben,
dass die Werte von k, für
die FullFlag(k) = 1 gilt, ignoriert werden).
- 8. Schlage die Anzahl der Bits B, die dem vorgeschlagenen Inkrement
des Zuweisungscodes (AllocCode(km)) entspricht, in der Tabelle 1
nach.
- 9. Setze BitsRemaining = BitsAvailable – B * 36.
- 10. Wenn AllocCode(km) = 0 gilt, dann setze BitsRemaining =
BitsRemaining – SFLen
(das erste Mal, wenn eine Zuweisung für ein Teilband ausgeführt wird,
muss die Tatsache berücksichtigt
werden, dass ein Quantisierer-Skalierungsfaktor übertragen werden muss).
- 11. Wenn BitsRemaining < 0
gilt, dann setze FullFlag(km) = 1 und gehe zum Schritt 7, sonst
fahre fort (wenn unzureichend Bits verfügbar sind, um die Zuweisung
für das
Teilband km zu inkrementieren, dann wird FullFlag(km) gesetzt, um
eine weitere Zuweisung zu diesem Teilband zu verhindern).
- 12. Inkrementiere AllocCode(km) um 1.
- 13. Setze BitsAvailable = BitsRemaining.
- 14. Bestimme den neuen snr(km) (durch Messung oder Schätzung).
- 15. Berechne mnr(km) für
die neue Zuweisung durch mnr(km) = snr(km) – smr(km).
- 16. Wenn AllocCode(km) = AllocMaxj(km)
gilt, dann setze FullFlag(km) auf 1, um eine weitere Zuweisung zu
verhindern.
- 17. Gehe zum Schritt 7.
- 18. Setze AllocCodej(k) = AllocCode(k)
für alle
k (dies ist die Menge der Bitzuweisungen für den Strom j).
- 19. Inkrementiere j für
den nächsten
Strom und wiederhole vom Schritt 5, bis alle Ströme behandelt worden sind. Es
wird insbesondere angegeben, dass AllocCode(k) nicht zurückgesetzt
wird.
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Die
Teilband-Abtastwerte werden durch den Quantisierer 41 quantisiert,
der die erforderliche Anzahl von Bits in jeden Strom ausgibt. Folglich
erzeugt er für
den Strom 1 Bits1(k) für das k-te Teilband, während er für die höheren Ströme Bitsj(k) – Bitsj-1(k) Bits/Abtastwert erzeugt. Diese Bits
werden durch eine Einheit 46 zusammen mit den Skalierungsfaktoren
und den Bitzuweisungscodes codiert und multiplexiert. Wo, wie hier
für den
Strom 1, nichtganzzahlige Zahlen der Bits/Abtastwert verwendet werden,
gibt der Quantisierer natürlich eine
ganzzahlige Anzahl der Bits/Rahmen aus. Für einen Zuweisungscode von
1 (5 Pegel) gibt er qcod5 (3 Bits) aus,
die eine Zahl im Bereich von 0 bis 4 repräsentieren; für den Zuweisungscode
2 (10 Pegel) gibt er qcod5 plus ein zusätzliches
Bit qbit10 aus, während er für den Zuweisungscode 3 (20
Pegel) diese plus ein weiteres Bit qbit20 ausgibt
usw. Die 36 Werte qcod5(n) (n = 0, ...,
35) für
einen Rahmen werden in Gruppen aus 3 kombiniert, um 12 Werte zu
liefern: grp5(i) = gcod5(3 * i) + 5 * gcod5(3
* i + 1) + 25 * gcod5(3 * i + 2),wobei
(i = 0, ..., 11) gilt und der Operator * die Multiplikation angibt.
Diese Werte besitzen einen Bereich von 0 bis 124 und werden unter
Verwendung von 7 Bits codiert.
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Der
4schichtige Abtastwert-Quantisierungsprozess beginnt unter Verwendung
des Bitzuweisungscodes der Schicht 4, um die Auflösung des
Quantisierers zu definieren. Der resultierende quantisierte Abtastwertcode
wird dann entsprechend der Folge der vier Bitzuweisungscodes codiert.
Zuerst werden die Zuweisungscodes der Schicht 4 und der Schicht
3 verglichen. Wenn die Zuweisung der Schicht 30 ist, dann werden die
quantisierten Abtastwerte ganz für
den Strom der Schicht 4 unter Verwendung des oben beschriebenen Schemas
mit 5 gruppierten Pegeln plus n-Bit-Verbesserung codiert. Wenn die
Zuweisung der Schicht 3 nicht 0 ist, dann wird die Differenz der
Zuweisungscodes verwendet, um die Anzahl der Verbesserungsbits zu
bestimmen, die für
den Strom der Schicht 4 zu codieren sind. Dieser Prozess wird dann
für die
Schichten 3 und 2 wiederholt, um die entsprechenden codierten Ströme zu erzeugen.
Für die
Schicht 1 muss eine von null verschiedene Zuweisung mit einer gruppierten
5-Pegel-Codierung
beginnen.
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Dieser
Prozess erzeugt eine Menge von vier separaten Quantisierungsströmen. Diese
können
in einem Codierer aufgebaut werden, um die vier erforderlichen codierten
Abtastwertfolgen zu erzeugen, wobei jede codierte Abtastwertfolge
decodiert wird, um eine spezifi sche Schicht der Teilband-Abtastwerte
zu liefern.
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Der
Multiplexer 46 konstruiert aus der Bitzuweisung, dem Skalierungsfaktor
und den quantisierten Abtastwertparametern vier Ausgangsströme. Die
resultierenden Teilstrom-Zuweisungen sind in der Tabelle 3 gezeigt,
wobei die Zahlen für
die Skalierungsfaktoren auf der Annahme basieren, dass allen verfügbaren Teilbändern Bits
zugewiesen werden. Wenn die Quantisierung der Abtastwerte der Teilbänder nicht
alle zugewiesenen Bits verwenden kann, dann führt der Multiplexer das Packen
mit Null-Bit-Werten aus.
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Die
Einheit 46 codiert eine neue Menge der Bitzuweisungscodes
für jede
Schicht. Der Strom 1 enthält alle
Bitzuweisungscodes der Schicht 1 für die Teilbänder 0 bis 4, während der
Strom 2 die Bitzuweisungscodes der Schicht 2 für die Teilbänder 0 bis 9 enthält. Beim Decodieren
der Schicht 2 aus den Strömen
1 und 2 wird von den Bitzuweisungscodes der Schicht 1 kein Gebrauch
gemacht, die als ein 10-Bits/Rahmen-Zusatzaufwand betrachtet werden
können
(siehe 9). Ähnlich sind die Bitzuweisungen
für die
Schichten 1, 2 und 3, die sich insgesamt auf 84 Bits/Rahmen belaufen,
ein Zusatzaufwand für
die Decodierung der Schicht 4. Die differentielle Zwischenstrom-Codierung
der Bitzuweisungen könnte
verwendet werden, um den Zusatzaufwand für die Schichten 2, 3 und 4
zu verringern, wobei sie deshalb erlauben könnte, dass zusätzliche
1 oder 2 Bits/Rahmen für
die Codierung der Abtastwerte des Teilbandes der Schicht 4 angewendet
werden.
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Ein
Decodierer für
die Verwendung mit dem Codierer nach 5 ist in 6 gezeigt.
Ein Register 50 empfängt
(nach der Übertragung
oder der Aufzeichnung) den Strom 1 vom Codierer nach 5.
Es besitzt außerdem
Eingänge,
um die Ströme
2, 3, 4, falls diese verfügbar
sind, zusammen mit einem Schichtcode, der angibt, wieviel Ströme in der
Tat empfangen werden, zu empfangen. Der Schichtcode wählt über einen
Schalter 51 die geeignete Menge der Bitzuweisungscodes
aus, wobei dies einen Abtastwert-Entquantisierer 52 steuert,
damit er für
jedes Teilband in Übereinstimmung
mit der Anzahl der Quantisierungspegel arbeitet, die durch den entsprechenden
Bitzuweisungscode der ausgewählten
Menge angegeben wird.
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Die
durch den Entquantisierer 52 ausgegebenen Abtastwerte gehen
dann durch ein Synthesefilter 53 hindurch, das in einer
herkömmlichen
Weise arbeitet.
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7 zeigt
einen Sender, der in vielerlei Hinsicht zu dem nach 3 ähnlich ist,
der aber den Codierer nach 5 verwendet,
der bei 60 gezeigt ist, wobei er die digitalen Audioeingangssignale
empfängt.
Die vier vom Codierer ausgegebenen Ausgangsströme S1, S2, S3, S4 besitzen
576, 576, 1152 bzw. 2304 Bits pro Rahmen. Sie werden in drei 72-ms-Stufen
durch die Verzögerungen 61, 62, 63 verzögert. Alle
vier Ströme
vom Ausgang der Verzögerung 63 werden
in einem Multiplexer 64 kombiniert, um ein 4608-Bit/Rahmen-Signal Enc4(n)
der Schicht 4 zu erzeugen, das in ein Schieberegister 65 zu
laden ist, das zum Schieberegister 16 nach 3 analog
ist. Die Ströme
S1 bis S3 vom Ausgang der Verzögerung 62 werden
in einem Multiplexer 66 kombiniert, um ein 2304-Bit-Signal
Enc3(n + 1) der Schicht 3 zu erzeugen, das in ein Schieberegister 65 zu laden
ist; es wird der Index n + 1 angegeben, weil es eine Verzögerung weniger
gibt und deshalb die Daten zum folgenden Rahmen gehören. Ähnlich werden
die Ströme
S1, S2 von der Verzögerung 61 bei 66 kombiniert,
um Enc2(n + 2) aus 1152 Bits zu liefern, wobei der Strom S1 unverzögert Enc1(n
+ 3) aus 576 Bits liefert. All diese werden zusammen mit einer Acht-Bit-Rahmennummer
fn, wie oben beschrieben worden ist, im Register 65 zusammengesetzt
(was sich insgesamt auf 4608 + 2304 + 1152 + 576 + 8 = 8648 Bits
plus irgendwelche gewünschten Überwachungsinformationen
beläuft)
und mit einer Leitungsrate herausgetaktet, wie früher beschrieben
worden ist. Für
die künftige
Bezugnahme sind die Felder des im Schieberegister zusammengesetzten
Pakets als F0 bis F4 bezeichnet. Obwohl diese Anordnungen als in
dedizierter diskreter Hardware konstruiert gezeigt sind, könnten sie
selbstverständlich
durch eine oder mehrere geeignete programmierte digitale Signalverarbeitungsvorrichtungen
implementiert sein.
-
Der
entsprechende Empfänger
besitzt dieselbe Struktur wie die, die in
4 gezeigt
ist, wobei er in derselben Weise arbeitet, wie früher beschrieben
worden ist, mit Ausnahme, dass die Inhalte des Registers
30 nun
denjenigen des Registers
50 nach
7 entsprechen
und dass die Operation der Lesesteuereinheit
34 komplexer
ist. Normalerweise liest die Lesesteuereinheit
34 die Enc4(n)-Daten
von dem Paket, das die Rahmennummer fnr trägt, aus dem Puffer
31.
Falls der Rahmen fnr in dem Puffer fehlt, liest die Lesesteuereinheit
34 die
Enc3(n)-Daten vom Paket mit der Rahmennummer (fnr – 1) aus
dem Puffer. Wenn jedoch dieses Paket außerdem fehlt, dann liest sie
die Enc2(n)-Daten vom Paket mit der Rahmennummer (fnr – 2) aus
dem Puffer, während
in dem Fall von drei für
aufeinanderfolgende Audiorahmen fehlenden Paketen sie dann die Enc1(n)-Daten
vom Paket mit der Rahmennummer (fnr – 3) ausliest. Wie zuvor führt dies
zu einer Verringerung der Bandbreite des aus dem Decodierer
35 ausgegebenen
Signals, die durch die Ersetzung eines Stroms von einem vorhergehenden
Audio vermindert werden kann, d. h.:
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Es
wird angegeben, dass jeder der höheren
Ströme
S2, S3, S4 im Vergleich zum nächstniedrigen Strom
(a) Informationen über
weitere Teilbänder
und (b) zusätzliche
Bits, um den Quantisierungsfehler in den Teilbändern, für die die Daten bereits im
niedrigeren Strom vorhanden sind, zu verringern, enthält. Die
Ersetzungen mit Daten über
zeitlich davorliegende Rahmen (die in der obigen Tabelle mit "*" markiert sind) sind nur für (a) geeignet,
die zusätzlichen
Bits (b) sind nicht nutzbar, da ihre Werte wenig Korrelation mit
den fehlenden Werten besitzen.
-
Der
Decodierer, wie er in 6 gezeigt ist, führt derartige
Ersetzungen aus, wobei dies funktioniert, wobei lediglich eine kleine
zusätzliche
Menge von Rauschen eingeführt
wird. Um dies zu vermeiden, kann die Beschaffenheit verwendet werden,
dass die Lesesteuereinheit 35, wenn sie einen oder mehrere
der oberen Ströme
durch die Informationen des vorhergehenden Audiorahmens ersetzt,
diese Tatsache dem Decodierer signalisiert. Die Auswahleinrichtung 51 muss
dann so modifiziert sein, dass sie für Teilbänder, die nur durch ersetzte
Ströme übertragen
werden, die Bitzuweisungsinformationen vom Strom 4 nimmt, sie aber
für Teilbänder, in
denen Informationen in einem nicht ersetzten Strom enthalten sind,
die Bitzuweisungsinformationen vom höchsten nicht ersetzten Strom
nimmt.
(d. h. die verfügbare Kapazität ist durch für die Übertragung der Bitszuweisungscodes selbst erforderlichen Zusatzaufwand verringert).
