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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verfahren und Vorrichtungen,
um den Betrieb eines faseroptischen Kreisels mit geschlossenem Regelkreis
zu unterstützen.
Insbesondere betrifft diese Erfindung Verfahren und Vorrichtungen,
um bei der Initialisierung des Regelkreises genaue Rateninformationen
zu erhalten.
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TECHNISCHER
HINTERGRUND
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Das
Sagnac-Interferometer ist ein Instrument, um die Rotation durch
die Messung der nichtreziproken Phasendifferenz zu bestimmen, die
zwischen einem Paar sich entgegengesetzt ausbreitender Lichtstrahlen
erzeugt wird. Dieses Instrument umfasst im Allgemeinen eine Lichtquelle,
wie z. B. einen Laser, einen optischen Wellenleiter, der aus mehreren
Spiegeln oder mehreren Windungen der optischen Faser besteht, einen
Strahlteiler/Kombinierer und einen Signalprozessor.
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In
einem Interferometer breiten sich die aus dem Strahlteiler kommenden
Wellen längs
eines einzelnen optischen Weges entgegengesetzt aus. Der optische
Wellenleiter ist "reziprok", d. h., jede Verzerrung
des optischen Weges beeinflusst die sich entgegengesetzt ausbreitenden
Strahlen ähnlich,
obwohl sie nicht notwendigerweise eine derartige Störung zum
gleichen Zeitpunkt oder in der gleichen Richtung erfahren. Die zeitlich
veränderlichen
Störungen
können
beobachtet werden, wenn das Zeitintervall mit der Ausbreitungszeit
des Lichtes um den optischen Wellenleiter vergleichbar ist, wohingegen
die "nichtreziproken" Störungen die
sich entgegengesetzt ausbreitenden Strahlen verschieden und entsprechend der
Ausbreitungsrichtung beeinflussen. Derartige nichtreziproke Störungen werden
durch physikalische Effekte hervorgerufen, die die Symmetrie des optischen
Mediums stören,
in dem sich die zwei Wellen ausbreiten. Zwei der nichtreziproken
Effekte sind ziemlich gut bekannt. Der Faraday-Effekt oder kollineare
magnetooptische Effekt tritt auf, wenn ein Magnetfeld eine bevorzugte
Spin-Orientierung der Elektronen in einem optischen Material erzeugt,
während der
Sagnac-Effekt oder relativistische Trägheitseffekt auftritt, wenn
die Rotation des Interferometers in Bezug auf ein Inertialsystem
die Symmetrie der Ausbreitungszeit bricht. Der letztere Effekt wird
als das Operationsprinzip sowohl der Ringkreisel als auch der faseroptischen
Kreisel verwendet.
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Es
ist bekannt, dass der durch die sich entgegengesetzt ausbreitenden
Strahlen eines Kreisels gebildete Interferenzstreifen oder das durch
die sich entgegengesetzt ausbreitenden Strahlen eines Kreisels gebildete
Interferenzmuster aus zwei Elementen besteht, einer Gleichstromkomponente
und einer Komponente, die mit der Quelle der Phasendifferenz zwischen
den Strahlen in Beziehung steht (z. B. eine Kosinusfunktion). Diese
Phasendifferenz schafft ein Maß der
nichtreziproken Störung,
die z. B. auf die Rotation zurückzuführen ist.
Als eine Folge der Form des Interferenzstreifenmusters ist, wenn
kleine Phasendifferenzen zu messen sind (z. B. niedrige Rotationsraten),
die Intensität
des kombinierten Strahls gegen die Phasendifferenz relativ unempfindlich,
da eine derartige Differenz nahe beim Maximum des Phasen-Interferenzstreifenmusters
auftritt. Ferner gibt die reine Intensität des zusammengesetzten Strahls
nicht den Richtungssinn oder die Richtung der Rotation an.
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Die
oben beschriebenen Eigenschaften, die sich aus der Form des Interferenzstreifenmusters
ergeben, werden gewöhnlich
durch die Überlagerung einer
künstlich
beeinflussten Phasendifferenz auf die sich entgegengesetzt ausbreitenden
Strahlen angesprochen. Die Beeinflussung der Phasenverschiebung,
die außerdem
als "nichtreziproke
Nullverschiebung" bekannt
ist, verbessert die Empfindlichkeit der Intensitätsmessung für Phasendifferenzen. Ein maximaler
Grad der Empfindlichkeit wird erreicht, indem der Arbeitspunkt des
Kreisels zu ±π/2 (oder
ungeradzahligen Vielfachen davon) verschoben wird. Außerdem werden
durch das Abwechseln der Beeinflussung zwischen +π/2 und –π/2 zwei verschiedene
Arbeitspunkte beobachtet. Dies ermöglicht dem System, die Wirkungen
der Phasendifferenzen von denjenigen der Gleichstrom-Intensitätsänderungen
zu trennen.
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Außer der
Phasenmodulation verwendet die Verarbeitung einer Interferometerausgabe
häufig
den "Phasen-Nullabgleich", der eine zusätzliche
Phasenverschiebung durch einen Gegenkopplungsmechanismus einführt, um
die Phasenverschiebung zu kompensieren, die durch den nichtreziproken
Effekt (Sagnac-Effekt) verursacht wird. Häufig erzeugt die Gegenkopplung
eine Phasenflanke, deren Neigung proportional zur zu messenden Rate
der Rotation ist. In der tatsächlichen
Praxis wird eine Flanke, deren Höhe zwischen
0 und 2π Radiant
variiert, verwendet, da die Nullabgleich-Phasenverschiebung, zurückzuführen auf
Spannungsbeschränkungen,
nicht unbegrenzt vergrößert werden
kann.
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Verschiedene
Lösungen
der Probleme, die der Konstruktion des geschlossenen Regelkreises oder
der Rückkopplungssysteme
zum Messen der Rotationsrate mittels eines faseroptischen Kreisels zugeordnet
sind, sind in einer Anzahl von Patenten der Vereinigten Staaten
offenbart. Die laufende Nr. 4.705.399 an Graindorge u. a. offenbart
eine digital gestützte
Anordnung, die eine "Treppenstufen"-Signalform verwendet,
in der die Höhe
jeder Stufe gleich der gemessenen Phasendifferenz ist, während die Breite
oder die Periode jeder Stufe die Gruppenverzögerungszeit der optischen Spule
ist. Im Durchschnitt ist die Neigung der Flanke äquivalent zur gemessenen nichtreziproken
Phasendifferenz pro Zeiteinheit. Die Phasenmodulation kann durch
die durch einen digitalen Signalprozessor angebotene Synchronisation
direkt zur digitalen Flanke hinzugefügt werden, um ein kombiniertes
Signal zu erzeugen, das einen Phasenmodulator steuert. Das US-Patent 5.337.143
an John G. Mark und Daniel A. Tazartes mit dem Titel "Loop Controller For
Multiplexed Triaxial Gyro" offenbart
eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung ("ASIC"), die als ein Regelkreis-Controller
für einen
dreiachsigen Kreisel arbeitet. Der Controller nimmt die digitalen
Ausgaben der drei modulierten Kreisel an, misst die jedem zugeordnete
Rotation, verarbeitet die Ausgaben digital und stellt analoge Signale
zum Ansteuern der Kreiselphasenmodulatoren bereit. Die Mikroprozessorsteuerung
fügt einen
Grad der Flexibilität,
die die Verwendung verschiedener Typen der Modulation (z. B. zufällig, pseudozufällig, orthogonal,
deterministisch) erlaubt, und eine verbesserte Rechenleistung, um
die Systemparameter zu aktualisieren, hinzu. US-Patent 5.684.589
an John G. Mark und Daniel A. Tazartes mit dem Titel "Loop Controller For
Fiber Optic Gyroscope With Distributed Data Processing" offenbart eine Regelkreis-Controller-Architektur,
die selbstständige
Einheiten enthält,
um die notwendigen Datenverarbeitungsfunktionen zu verteilen, was
erlaubt, dass Operationen parallel vorkommen, um zusätzliche
nützliche
Kreiselfunktionen innerhalb jeder Regelkreis-Übergangszeit zu ermöglichen.
Die Kreiselarchitektur beseitigt jede Notwendigkeit, dass der Kreiselprozessor
durchsatzintensive Prüf-
und Verzweigungsoperationen ausführt.
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Die
anhängige
US-Patentanmeldung 08/893.961 von John G. Mark und Daniel Tazartes mit
dem Titel "Rate
Control Loop For Fiber Optic Gyroscope" lehrt einen Kreisel mit geschlossenem
Regelkreis, der konfiguriert ist, um den Einfluss des sogenannten
aperiodischen Restfehlers, der als ein signifikanter Beitrag zum
Beeinflussungsfehler erkannt wird, z. B. in Betriebsumgebungen mit
hohem g, zu verringern. Dies wird erreicht, indem die Ratensteuereinrichtung
innerhalb des Rückkopplungsweges verwendet
wird, der mehrere hintereinandergeschaltete Rückkopplungsintegratoren enthält. Eine
derartige Anordnung führt
zur Annahme einer Beziehung höherer
Ordnung des restlichen Kreiselfehlers zur abgetasteten Kreiselrate.
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Jede
der oben beschriebenen Anordnungen ist Einschaltfehlern unterworfen,
die schwierig zu erfassen sind. Ein interferometrischer faseroptischer Kreisel
arbeitet auf einer Modulo-2π-Basis,
in der eine Phasenverschiebung von ϕ + 2πn zu einer
ersten Ordnung von einer Phasenverschiebung von ϕ nicht
unterscheidbar ist, wobei n eine ganze Zahl ist. Dies folgt selbstverständlich aus
der Kosinusbeziehung, die die interferometrische Beziehung zwischen der
Intensität
I und der Phasenverschiebung ϕ beschreibt. Eine derartige
Beziehung wird aus einer Umsetzung in eine elektrische Ausgabe an
einem Photodetektor erhalten. Für
Kreisel mit großen
Sagnac-Skalierungsfaktoren (das Verhältnis von Δϕ, der Phasenversatz
die
Kreiselrate), die über
einen bedeutenden Bereich der Winkelraten arbeiten, kann eine derartige
inhärente
Mehrdeutigkeit schwierig sein, insbesondere beim Einschalten des
Systems. Ein 1000-m-Kreisel mit einem Sagnac-Skalierungsfaktor von
3,5 μ rad/Grad/h
zeigt eine Phasenverschiebung von ±π bei Winkelraten von ±250 Grad/Sekunde.
Die Ratenverfolgung des Kreiselsystems mit geschlossenem Regelkreis
muss deshalb bis zu Werten größer als ±π arbeiten,
falls ein Betrieb über ±250 Grad/Sekunde
erwartet wird, ein Szenario, das im Fall von praktisch allen heutigen
Hochleistungs-Flugzeugen vorhanden ist.
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In
den oben beschriebenen Kreiselanordnungen mit geschlossenem Regelkreis
des Standes der Technik wird angenommen, dass das System mit geschlossenem
Regelkreis in allen Fällen
innerhalb der nullten Mode oder des nullten Interferenzstreifens
hochfährt,
die bzw. der durch den Bereich –π < ϕ < π definiert
ist. Wie die Rate während
des Betriebs eines Luftfahrzeugs zunimmt, werden die Änderungen
in der Phase registriert und innerhalb eines Rückkopplungsintegrators akkumuliert,
sodass die Werte ganz außerhalb
des nullten Interferenzstreifens innerhalb des Rückkopplungsintegrators des Regelkreises
verfolgt werden können.
Jede Anordnung des Standes der Technik enthält eine Vorrichtung, sodass
der rückgekoppelte
Wert richtig innerhalb des nullten Interferenzstreifens verbleibt,
sodass die Fehler und die Spannungen zum Ansteuern des Phasenmodulators
(der Phasenmodulatoren) minimiert sind. Im US-Patent 5.684.589 wird
z. B. das binäre
Wort, das den Phasenflankenintegrator repräsentiert, so skaliert, dass
es nur den Bereich von –π bis π aufnimmt.
Die zu diesem Integrator addierten oder von diesem Integrator subtrahierten
Werte können Überläufe verursachen,
die genau Überschläge in dem
Betrag von ±2π repräsentieren,
und folglich den Modulo-2π-Betrieb
erhalten. Eine Linksverschiebungsoperation zwischen dem primären Rückkopplungsintegrator
und dem Phasenflankenintegrator sichert außerdem, dass der Bereich des
Rückkopplungsintegrators
im Wesentlichen größer als ±π ist.
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Im
Allgemeinen arbeitet die Annahme der Rate innerhalb des nullten
Interferenzstreifens bei der Initialisierung gut. Verschiedene Quellen
können jedoch
eine falsche Erfassung der Interferenzstreifen beim Hochfahren erzeugen.
Dies kann z. B. beim Vorhandensein großer Signale bei der Initialisierung auftreten,
die zu einer Akkumulation im Rückkopplungsintegrator
außerhalb
des nullten Interferenzstreifens führen können. Da der Kreisel gegen überschreitende
Zahlen von ±2π oder Vielfache
davon unempfindlich ist, kann der verfolgende Regelkreis danach
vollständig
stabil sein, ungeachtet der Bereitstellung eines großen Ratenschätzwertes
(und folglich Fehlers), zurückzuführen auf
die anfängliche
falsche Phasenakkumulation innerhalb des Rückkopplungsintegrators.
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Der
Stand der Technik hat das Problem des durch die Akkumulation verursachten
Fehlers angesprochen, indem der die Phase verfolgende Rückkopplungsintegrator
einige Zeit nach der Initialisierung gelöscht wird, wobei dann der Regelkreis
erneut erfasst wird, sobald die Signale eingeschwungen sind. Dieser
Zugang besitzt die unerwünschte
Folge, das erneute Erfassen des Regelkreises zu erfordern, das wertvolle
Zeit verbrauchen kann. Der Regelkreis der schwebenden US-Patentanmeldung
08/893.961, die, wie oben erwähnt
worden ist, eine Kreiselanordnung für einen Betrieb höherer Ordnung
offenbart, führt
leider zu noch schwierigeren anfänglichen
Regelkreis-Erfassungsprozeduren,
da das einfache Zurücksetzen
des die Phase verfolgenden Akkumulators auf null einen Übergangsvorgang
erzeugt, der verursachen kann, dass der Regelkreis zu einem großen Wert
angesteuert wird, bevor erneut erfasst wird. Dies eröffnet wieder
die Möglichkeit
des Arbeitens im falschen Interferenzstreifen.
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OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung richtet sich an die vorausgehenden und andere
Mängel
des Standes der Technik, indem sie in einem ersten Aspekt eine faseroptische
Rotationsmessvorrichtung mit geschlossenem Regelkreis schafft. Eine
derartige Vorrichtung enthält
einen faseroptischen Kreisel zum Generieren einer interferometrischen
Phasenverschiebemessung. Es sind sowohl ein Rückkopplungsintegrator als auch
ein Demodulator zum Umwandeln der Ausgabe des Kreisels in einen
entsprechenden Wert, in einem vorbestimmten Format, zur Anwendung
auf den Rückkopplungsintegrator
vorgesehen.
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Der
Rückkopplungsintegrator
enthält
eine Recheneinheit zum Empfangen des Werts an einem ersten Eingabeanschluss.
Eine Rückkopplungsleitung
verbindet die Ausgabe der Einheit mit einem zweiten Eingabeanschluss
der Einheit. In der Rückkopplungsleitung
sind Mittel zum Arbeiten mit dem Wert und Bereitstellen einer Ausgabe
vorgesehen. Diese Mittel enthalten Mittel zum Rückstellen des Wertes auf einen
entsprechenden Wert in dem vorbestimmten Format, der innerhalb des
nullten Interferenzstreifens der Ausgabe des Kreisels liegt.
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In
einem zweiten Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Initialisieren
eines Rückkopplungsintegrators,
der eine arithmetisch-logische Einheit mit Rückkopplung in ein System mit
geschlossenem Regelkreis des Typs umfasst, das einen faseroptischen
Kreisel zum Generieren einer interferometrischen Phasenverschiebemessung
und einen Demodulator zum Umwandeln der Ausgabe des Kreisels in
einen entsprechenden Wert, in einem vorbestimmten Format, zur Anwendung
auf den Rückkopplungsintegrator
einschließt.
Dieses Verfahren enthält
den Schritt des Empfangens des Wertes von der arithmetisch-logischen
Einheit. Der Wert wird danach auf einen entsprechenden Wert in dem
vorbestimmten Format, der innerhalb des nullten Interferenzstreifens
der Ausgabe des Kreisels liegt, rückgestellt.
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Die
vorangehenden und andere Merkmale und Vorteile dieser Erfindung
werden aus der folgenden ausführlichen
Beschreibung offensichtlich. Diese geschriebene Beschreibung wird
durch einen Satz von Figuren der Zeichnung begleitet. Die Bezugszeichen
der Figuren der Zeichnung entsprechen denjenigen der geschriebenen
Beschreibung und zeigen auf die Merkmale der Erfindung, wobei gleiche
Bezugszeichen überall
auf gleiche Merkmale Bezug nehmen.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein verallgemeinerter Blockschaltplan eines faseroptischen Kreiselsystems
mit geschlossenem Regelkreis, das einen Rückkopplungsintegrator mit dem
Rückstellen
des nullten Interferenzstreifens gemäß der Erfindung enthält;
-
2 ist
ein schematischer Blockschaltplan eines Rückkopplungsintegrators gemäß der Erfindung
für die
Verwendung in einem System mit geschlossenem Regelkreis, das die
Zweierkomplement-Logik verwendet;
-
3 ist
ein schematischer Blockschaltplan eines Rückkopplungsintegrators gemäß einer
alternativen Ausführungsform
der Erfindung für
die Verwendung in einem System mit geschlossenem Regelkreis, das
die Zweierkomplement-Logik
verwendet;
-
4 veranschaulicht
ein Beispiel der Darstellung des Zweierkomplements;
-
5 ist
eine schematische Schaltungsansicht der Schaltmatrix der Ausführungsform
nach 3;
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6 ist
ein schematischer Blockschaltplan eines Rückkopplungsintegrators für die Verwendung in
einem System, das die Festkomma- oder Fließkomma-Arithmetik verwendet; und
-
7 ist
ein schematischer Blockschaltplan einer alternativen Ausführungsform
eines Rückkopplungsintegrators
für die
Verwendung in einem System, das die Fließkommaarithmetik verwendet.
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DIE BESTE
ART ZUM AUSFÜHREN
DER ERFINDUNG
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1 ist
ein verallgemeinerter Blockschaltplan eines faseroptischen Kreiselsystems
mit geschlossenem Regelkreis, das einen Rückkopplungsintegrator mit nulltem
Rückstellen
gemäß der Erfindung
enthält.
Es ist zu sehen, dass die Erfindung im Allgemeinen auf Kreiselsysteme
mit geschlossenem Regelkreis anwendbar ist (von denen einige im
Abschnitt des Hintergrunds dieser Anmeldung beschrieben worden sind),
die verschiedene digitale Systeme verwenden, einschließlich des
Zweierkomplements, der Festkomma- und
Fließkommaarithmetik,
die aber nicht auf diese eingeschränkt sind.
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Eine
(nicht gezeigte) kohärente
Lichtquelle legt einen Ausgangstrahl an einen Kreisel 10 an,
der eine Spule der optischen Faser und eine (nicht gezeigte) zugeordnete
Kopplungseinrichtung enthält, um
den Ausgangstrahl in ein Paar von Strahlen zu teilen, die sich innerhalb
der Spule entgegengesetzt ausbreiten. Der interferometrische Ausgangstrahl aus
dem Kreisel 10 wird durch einen optischen Empfänger 12 empfangen,
der einen Photodetektor, einen Vorverstärker und Filterkomponenten-Elemente enthalten
kann, um die optische Energie in ein entsprechendes analoges elektrisches
Signal umzusetzen. Der Ausgang des optischen Empfängers 12 steuert
einen Demodulator 14 an, der einen Analog-Digital-Umsetzer
enthält,
um ein digitales Signal zu erzeugen, das für die demodulierte Ausgabe
des Kreisels 10 repräsentativ
ist. Eine derartige Ausgabe des Demodulators 14 umfasst
ein Wort, das aus einer Folge digitaler Datenbits in einem vorbestimmten Format
besteht, das den erfassten Wert des Phasenfehlers Δϕ beschreibt.
Ein derartiges Wort wird an einen Rückkopplungsintegrator 16 angelegt,
der das Rückstellen
des nullten Interferenzstreifens gemäß der Erfindung enthält. Ein
derartiges Rückstellen steuert
den Wert des Integrators an oder setzt den Wert des Integrators
um, damit er innerhalb des Bereichs –π < ϕ < π des
nullten Interferenzstreifens liegt. Es ist zu sehen, dass die Erfindung
dafür sorgt, dass
der Rückstellwert
von ϕ so ausgewählt
wird, dass er an einem Punkt im Kontinuum der ϕ-Werte liegt,
der die gleiche Beziehung zur interferometrischen Intensitätsausgabe
I wie der anfängliche
Eingangswert von ϕ trägt.
Im Gegensatz zu den Verfahren des Standes der Technik zum Initialisieren
des Steuer-Regelkreises des Kreisels umfasst ein derartiges Rückstellen
des Anfangswertes von ϕ die verschwenderischen und oft
fehlerhaften Techniken des erneuten Erfassens des Regelkreises nicht.
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Der
vom Rückkopplungsintegrator
16 ausgegebene
Rückstellwert
von ϕ wird mit dem Kreisel-Skalierungsfaktor multipliziert
und bei
18 als die Rate
ausgelesen.
Die digitale Verstärkung
2
x wird bei
20 an den Ausgang des
Rückkopplungsintegrators
16 angelegt,
während
die Modulation (deterministisch, zufällig oder pseudozufällig) bei
22 angelegt wird.
Der modulierte Wert wird an einen Phasenflankenintegrator
24 angelegt,
der die Treppenstufen-Signalform für die Verwendung für einen
Treiber
26 bildet. Die Spannungsausgabe des Treibers
26 wird
an die Elektroden eines Phasenmodulators
28 angelegt, um
eine Phasenverschiebung zwischen den Strahlen des Lichtes, die sich
innerhalb des Kreisels
10 entgegengesetzt ausbreiten, zu erzeugen.
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2 ist
ein schematischer Blockschaltplan eines Rückkopplungsintegrators
16 gemäß der Erfindung.
Der Integrator
16 enthält
eine arithmetisch-logische Einheit
30, die einen Eingangsanschluss
zum Empfangen des aus dem Demodulator
14 ausgegebenen Wortes
und einen Rückkopplungsanschluss zum
Empfangen einer zweiten Eingabe besitzt. Die Rückkopplungsanordnung der arithmetisch-logischen
Einheit
30 ermöglicht
ihre Operation als ein Integrator, der die während jeder Umschaltzeit τ des Regelkreises
erfassten Inkremente von ϕ summiert. Derartige Inkremente
von ϕ entsprechen den Zunahmen von
da
die zum Ansteuern des Phasenmodulators
28 verwendete Treppenstufen-Signalform
kontinuierlich versucht, die Ausgabe des Kreisels
10 auf null
zu setzen. In
2 ist zu sehen, dass sich innerhalb
des Rückkopplungs-Regelkreises
der arithmetisch-logischen Einheit
16 ein Prozessor
32 befindet. Innerhalb
des Prozessors
32 befinden sich der Reihe nach ein erster
arithmetischer Verschieber
34, um ein M-Bit-Wort zu empfangen
und es um den Betrag x + M – N
nach links zu verschieben, wobei x der digitale Verschiebungszählwert ist,
der zu einer Verstärkung 2
x führt,
wie früher
erwähnt
worden ist, während
N eine ganze Zahl nicht größer als
M ist. Ein zweiter arithmetischer Verschieber
36 (nach
rechts) befindet sich nach dem ersten arithmetischen Verschieber
34, wobei
er beschaffen ist, das Wort, das er empfängt, um den Betrag x + M – N nach
rechts zu verschieben. Ein Halteregister
38 empfängt die
Ausgabe des zweiten arithmetischen Verschiebers
36 und
legt sie an die digitale Verstärkung
20 an,
wie in
1 gezeigt ist, wobei gleichzeitig ein derartiger
Wert in Vorbereitung auf den Empfang des nächsten Phaseninkrements Δϕ zur
arithmetisch-logischen Einheit
30 rückgekoppelt wird. Beide Verschieber
34 und
36 werden durch
eine Signaleingabe bei
39 freigegeben. Sobald die anfängliche
Akkumulation innerhalb des Regelkreises auf den nullten Interferenzstreifen
rückgesetzt
worden ist, geht die Signaleingabe bei
39 tief, um die
Akkumulation der M-Bit-Werte
außerhalb
des nullten Interferenzstreifens für die Verwendung für die digitale
Verstärkung
20 zu
ermöglichen,
da derartige Werte nach der Initialisierung die Ratenmessungen zuverlässig widerspiegeln.
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Eine
alternative Ausführungsform
der Erfindung ist in 3 schematisch gezeigt. Abermals
enthält
der Rückkopplungsintegrator 16 eine
arithmetisch-logische
Einheit 30, um die Ausgabe des Demodulators 14 an
einem Eingangsanschluss zu empfangen, und einen Rückkopplungsanschluss,
um die Ausgabe eines Rückkopplungs-Regelkreises
zu empfangen. Unähnlich
der Ausführungsform
nach 2 enthält
die Ausführungsform
nach 3 ein erstes M-Bit-Register 40, um ein
M-Bit-Wort in der Zweierkomplement-Logik von der arithmetisch-logischen
Einheit 30 zu empfangen, und eine Schaltmatrix 42,
um die Inhalte des ersten Registers 40 zu empfangen und
sie in ein zweites M-Bit-Wort für
die Verwendung für
ein zweites Register 44 zu transformieren. Die Inhalte
des zweiten Registers 44 werden dann sowohl an die digitale
Verstärkung 20,
wie in 1 gezeigt ist, als auch an den Rückkopplungsanschluss
der arithmetisch-logischen Einheit 30 für die Verarbeitung des nächsten Phaseninkrements Δϕ angelegt.
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Jede
der Ausführungsformen
nach den 2 und 3 basiert
auf einem Kreisel mit geschlossenem Regelkreis, der in der Zweierkomplement-Logik
betreibbar ist. Ein Verständnis
der Art einer derartigen Logik ist für das Verstehen des Rückstellmechanismus
und der Operationen derartiger Ausführungsformen wesentlich. In
der Zweierkomplement-Logik kann ein Wert in ein M-Bit-Wort wie folgt codiert
werden: das höchstwertige
Bit wird dem positiven oder negativen Richtungssinn zugeordnet,
wobei alle anderen Bits dem entgegengesetzten Richtungssinn zugeordnet
werden; folglich ist das Vorzeichen des resultierenden Wertes durch
den Wert (0 oder 1) des höchstwertigen
Bits bestimmt; die verbleibenden Bits, beginnend mit dem nächsthöchstwertigen
Bit und weitergehend bis zum niedrigstwertigen Bit, entsprechen
einer Folge von Werten, die um aufeinanderfolgende Potenzen von
2 abnehmen. 4 veranschaulicht ein Beispiel
der oben beschriebenen Struktur für eine 11-Bit-Folge in Übereinstimmung
mit dem Zweierkomplement-Format. Wie zu sehen ist, entspricht das
höchstwertige
Bit "–8", während die
nachfolgenden Bits den positiven Werten entsprechen, die der Reihe
nach um Potenzen von 2 abnehmen. Unter Bezugnahme auf die Struktur für ein 11-Bit-Wort,
die in 4 veranschaulicht ist, repräsentiert die Folge "1 0 0 0 1 1 0 0 0
0 0" die Zweierkomplement-Codierung
des Werts –7
1/4 (d. h. 1·(–8) + 0·4 + 0·2 + 0·1 + 1·1/2 +
1·1/4
+ 0·1/8
+ 0·1/16 +
0·1/32
+ 0·1/64
+ 0·1/128).
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Es
ist eine Eigenschaft der Zweierkomplement-Logik, dass die Werte
rechts des höchstwertigen
Bits (MSB) asymptotisch gegen den Wert des höchstwertigen Bits mit einer
Umkehrung des Vorzeichens summiert werden. Diese Logik und diese Schreibweise
sind äußerst gut
geeignet, um die Phasendifferenz ϕ darzustellen, weil sie
eine nützliche Logik
schaffen, um die Werte von ϕ zu identifizieren, die in
einem begrenzten Kontinuum vorhanden sind. (Zum Beispiel –8π ≤ ϕ < 8π, wie in 4 gezeigt
ist.)
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Die
Ausführungsformen
nach 2 und 3, von denen jede beschaffen
ist, um innerhalb eines Systems zu arbeiten, das die Zweierkomplement-Logik
verwendet, führen äquivalente
Operationen an dem vom Demodulator 14 ausgegebenen Wert
aus. In jeder Ausführungsform
ist das Kreiselsystem mit geschlossenem Regelkreis so beschaffen,
dass der in den Phasenflankenintegrator 24 eingegebene
maximale Wert ein N-Bit-Wort umfasst. Demzufolge ist in diesem System
2N zu 2π äquivalent.
In 1 ist die Ausgabe des Rückkopplungsintegrators 16 so,
dass 2N–x zu
einer Phasendifferenz von 2π äquivalent
ist, da die Ausgabe des Rückkopplungsintegrators
vor der Verwendung für
den Phasenflankenintegrator 24 (mit der bei 22 angelegten Modulation)
eine digitale Verstärkung
von 2x erfährt.
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Es
wird vorausgesetzt, dass das System mit geschlossenem Regelkreis
nach 1 eine M-Bit-Zweierkomplement-Logik verwendet,
wobei zuerst auf die Ausführungsform
nach 2 Bezug genommen wird, wobei bei der Initialisierung
des Regelkreises ein "hoher" oder "Ein"-Impuls 46 die
arithmetischen Verschieber 34 und 36 des Prozessors 32 freigibt.
Innerhalb des ersten Verschiebers 34 wird der anfangs von
der arithmetisch-logischen Einheit 30 ausgegebene M-Bit-Wert
nach links verschoben, sodass das Bit, das dem Wert 2π entspricht,
das höchstwertige
Bit (MSB) wird, wobei alle Bits höher als dieses Bit verworfen
werden. Das heißt,
die M – (N – x) Bits
der anfänglichen
Ausgabe der arithmetisch-logischen Einheit 16 werden verworfen,
da die Bits auf der rechten Seite (d. h. die "niedrigerwertigen Bits") des (N – x)-ten
Bits diesem Bit nach links "folgen". Das resultierende
Wort wird dann im freigegebenen zweiten arithmetischen Verschieber 36 um den
völlig
gleichen Betrag (M – N
+ x) nach rechts verschoben. Es ist eine wohlbekannte Eigenschaft eines
arithmetischen Verschiebers, dass beim Verschieben nach rechts das
MSB des Wortes vor dem Verschieben in so viele Bits kopiert wird,
wie das Wort verschoben wird. Folglich besitzt nach dem Verschieben
durch den zweiten arithmetischen Verschieber 36 das M-Bit-Wort,
das danach in das Halteregister 38 eingegeben wird, die
Form:
- i) die ersten (M – N + x) Bits: alles 1en oder
0en; und
- ii) die verbleibenden N – x
Bits: zu den niedrigstwertigen N – x Bits der M-Bit-Ausgabe
der arithmetisch-logischen Einheit 16 völlig gleich.
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Es
kann qualitativ erkannt werden, dass die obige Transformation den
an fangs von der arithmetisch-logischen Einheit 16 ausgegebenen
Wert innerhalb des nullten Interferenzstreifens richtig lokalisiert. In 4 und
in der diese Figur begleitenden Erörterung erzeugt die durch das
Rückstellen
des nullten Interferenzstreifens des Rückkopplungsintegrators 16 ausgeführte Transformation
ein M-Bit-Wort, dessen (N – x)
niedrigstwertige Bits einen Wert innerhalb des nullten Interferenzstreifens
definieren. (Es sollte angemerkt werden, dass sich die N – x Bits
selbst im Zweierkomplement-Format befinden.)
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Sollte
das (N – x)-te
Bit einen negativen Wert darstellen, sind die im Halteregister 38 gespeicherten höchstwertigen
M – N
+ x Bits identisch 1en. Im Fall, dass die N – x niedrigstwertigen Bits
einen positiven Wert innerhalb des nullten Interferenzstreifens
darstellen, sind die höchstwertigen
M – N
+ x Bits alle 0en, wenn sie in Übereinstimmung
mit 2 verarbeitet werden. In der Operation der Zweierkomplement-Logik,
wie sie oben beschrieben worden ist, kann verifiziert werden, dass
in jedem Fall das an das Halteregister 38 angelegte M-Bit-Wort
der äquivalente
Wert von ϕ (hinsichtlich des Interferenzstreifenmusters
der Interferometerausgabe) ist, der innerhalb des nullten Interferenzstreifens
liegt. Das heißt, wenn ϕm den modifizierten Wert von ϕ bezeichnet, der
zum Register 38 ausgegeben wird, dann gilt ϕm = ϕ – 2πn, wobei n eine ganze Zahl ist,
sodass –π ≤ ϕm < π gilt.
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Sobald
der anfangs durch die arithmetisch-logische Einheit 30 ausgegebene
Wert richtig zum äquivalenten
nullten Interferenzstreifenwert von ϕ verschoben worden
ist, geht der Eingang des Freigabeanschlusses 39 tief und
erlaubt, dass der Ausgang der arithmetisch-logischen Einheit 30 mit
einer Zeitverzögerung
von τ rückgekoppelt
wird. Der Ausgang des Rückkopplungsintegrators 16 ist
nun frei, um, falls das geeignet ist, außerhalb der Grenzen des nullten
Interferenzstreifens zu wachsen. In den Fällen, in denen lange anfängliche Übergangsvorgänge erwartet
werden, kann die Freigabesteuerung 39 für eine ausgedehnte Zeitdauer "ein" gehalten werden.
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Innerhalb
der Ausführungsform
nach 3 wird ein im Wesentlichen völlig gleicher Betrieb ausgeführt. Die
anfängliche
Ausgabe der arithmetisch-logischen Einheit 30 wird an ein
erstes M-Bit-Register 40 angelegt. Der innerhalb des Registers 40 gespeicherte
M-Bit-Wert wird mittels der Schaltmatrix 42 so transformiert,
dass das im zweiten Register 44 gespeicherte Wort die völlig gleichen
N – x
niedrigstwertigen Bits des innerhalb des ersten Registers 40 gespeicherten
Wortes umfasst. Die höchstwertigen
M – N
+ x Bits sind mit dem (N – x)-ten Bit
völlig
gleich. 5 ist eine schematische Darstellung
einer Schaltmatrix 42, um eine derartige Transformation
auszuführen.
Wie klar ist, ist das im Halteregister 44 der Ausführungsform
nach 3 gespeicherte M-Bit-Wort das gleiche wie das,
das im Halteregister 38 der Ausführungsform nach 2 gespeichert
sein würde.
Demzufolge werden die gleichen Rückstell-Transformationen
des nullten Interferenzstreifens in einem Zweierkomplement-System
ausgeführt,
wie in den 2 und 3 veranschaulicht ist.
Das Rückstellen
der nullten Mode wird durch den Rückstellbefehl 39 gesteuert.
Wenn der Befehl 39 freigegeben ist, setzt er alle Schalter
der Schaltmatrix 42 in ihre "untere" Position, um die Modifikation der oberen
Bits zu erzwingen. Wenn der Befehl 39 gesperrt ist, setzt
er alle Schalter in ihre normale "obere" Position, wodurch die Inhalte des Registers 40 völlig gleich
in das Register 44 kopiert werden.
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Die
Lehren der vorliegenden Erfindung sind unter Bezugnahme auf ein
System mit geschlossenem Regelkreis veranschaulicht worden, das
eine digitale Zweierkomplement-Logik verwendet. Die Erfindung ist
jedoch nicht auf Systeme mit geschlossenem Regelkreis eingeschränkt, die
eine derartige Logik verwenden. Stattdessen kann das zentrale Konzept
der Erfindung, nämlich
das anfängliche
Rückstellen
der Ausgabe des Rückkopplungsintegrators 16 auf
einen entsprechenden Wert innerhalb des nullten Interferenzstreifens,
auf Systeme mit geschlossenem Regelkreis oder mit offenem Regelkreis ausgedehnt
werden, die andere Systeme der digitalen Logik verwenden.
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Es
kann gezeigt werden, dass eine Zahl Y, die als x – 2πm definiert
ist, innerhalb des nullten Interferenzstreifens (–π ≤ Y < π) liegt,
wenn m durch irgendeinen der folgenden Terme definiert ist: m = INT (1/2((x/π) + 1),wobei INT( ) zur
nächsten
niedrigeren (oder gleichen) ganze Zahl abschneidet, oder m = ROUND (x/2π),wobei
ROUND( ) zur nächsten
ganzen Zahl rundet.
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Jede
der oben gekennzeichneten Operationen kann innerhalb eines Rückkopplungsintegrators 16 ausgeführt werden,
der im Allgemeinen gemäß der Erfindung
konfiguriert ist. Das heißt,
der Rückstellwert
von ϕ innerhalb des nullten Interferenzstreifens kann aus
dem von der arithmetisch-logischen Einheit 30 des Rückkopplungsintegrators 16 ausgegebenen
Anfangswert von ϕ abgeleitet werden, indem innerhalb des
Rückkopplungs-Regelkreises
der arithmetisch-logischen Einheit in Übereinstimmung mit irgendeiner
der oben beschriebenen Operationen auf x eingewirkt wird. 6 ist
ein schematischer Blockschaltplan eines Rückkopplungsintegrators für die Verwendung
in einem System, das die Fließkommaarithmetik
verwendet, während 7 eine
alternative Ausführungsform
von ihm darstellt. Jede der 6 und 7 entspricht
im Allgemeinen den Ausführungsformen
der Zweierkomplement-Logik
nach den 2 und 3. In der
Ausführungsform
nach 6 wird die INT-Operation (für "ganze Zahl") in einem Mikroprozessor 46 ausgeführt, wie
oben definiert ist, während
in der Ausführungsform
nach 7 die ROUND-Operation
innerhalb eines Mikroprozessors 48 der Rückkopplung
der arithmetisch-logischen Einheit 30 ausgeführt wird.
Sowohl die ROUND- als auch die INT-Operationen werden in der Fließkommaarithmetik
leicht implementiert. Für
irgendwelche zusätzliche
numerischen Formate (z. B. binärer
Versatz) können äquivalente
Ausführungsformen
der Erfindung formuliert werden, wobei die Einzelheiten einer spezifischen
Implementierung (d. h. die Äquivalente
der durch die Prozessoren 46 und 48 ausgeführte Funktionen)
von dem Format und der verwendeten Darstellung von π abhängen.
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Folglich
ist zu sehen, dass die vorliegende Erfindung ein verbessertes Verfahren
zum Initialisieren eines Kreiselsystems mit geschlossenem Regelkreis
schafft. Durch das Verwenden der Lehren der vorliegenden Erfindung
können
zuverlässige
Anzeigen der Rotationsrate während
der ganzen Dauer des Betriebs eines derartigen Systems erhalten
werden. Dies ist ein signifikanter Gegensatz und eine signifikante
Verbesserung gegenüber
den Systemen des Standes der Technik, die schwierige und oft unzuverlässige Prozesse
des erneuten Erfassens erfordern.
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Während diese
Erfindung unter Bezugnahme auf ihre gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform
veranschaulicht und beschrieben worden ist, ist sie nicht darauf
eingeschränkt.
Stattdessen ist die Erfindung insoweit eingeschränkt, als sie durch den folgenden
Satz der Patentansprüche
definiert ist, wobei sie innerhalb ihres Umfangs alle Äquivalente
von ihnen enthält.
