DE69833749T2

DE69833749T2 - Filterbankanordnung und verfahren zur filterung und trennung eines informationssignals in unterschiedlichen frequenzbändern, insbesondere für audiosignale in hörhilfegeräten

Info

Publication number: DE69833749T2
Application number: DE69833749T
Authority: DE
Inventors: Robert Kitchener BRENNAN; Todd Anthony Waterloo SCHNEIDER
Original assignee: Emma Mixed Signal CV
Current assignee: Emma Mixed Signal CV
Priority date: 1997-04-16
Filing date: 1998-04-16
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2018-04-17
Also published as: DE69833749D1; EP0985328A2; DK0985328T3; JP4267078B2; JP2001519127A; HK1024814A1; EP0985328B1; CA2286051C; NO995009D0; NO314609B1; ATE320162T1; WO1998047313A2; NO995009L; AU744008B2; AU6915398A; WO1998047313A3; CA2286051A1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf eine Filterbankstruktur und ein Verfahren zum Filtern und Trennen eines Informationssignals in unterschiedliche Ränder, insbesondere für eine solche Filterung und Trennung von Audiosignalen bei Hörhilfen. Die Erfindung bezieht sich genauer gesagt auf eine solche Technik, die unter Verwendung einer digitalen Signalverarbeitung in Hörhilfen ausgeführt wird. Diese Erfindung bezieht sich genauer gesagt auf ein Verfahren und eine Architektur für eine digitale Filterbank für Hörhilfenanwendungen.
Hintergrund der Erfindung
Gehörverlust ist allgemein mit dem Verlust an Hörsensivität verbunden, die eine Funktion der Frequenz ist. Die üblichste Art von Sensivitätsverlust ist eine anwachsende Frequenzfunktion. Die Sensivität ist typischerweise eine Funktion auch des Sprachpegels. Daher sollten laute Geräusche weniger amplifiziert werden als leise Geräusche. Es ist lange bekannt gewesen, dass eine Hörhilfe die verschiedenen Frequenzkomponenten von Sprache unterschiedlich behandeln sollte, um sie für eine gehörbeeinträchtigte Person verständlich zu machen.
Bekannte analoge Hörhilfen verwenden relativ einfache Verfahren zum Ändern ihrer Frequenzformung und dynamischen Bereichskompression, um den Verlust der Gehörsensivität an Frequenz und Pegel zu mildern. Das schwedische Patent Nr. 462 885 B offenbart eine programmierbare Hörhilfe mit einer programmierbaren Filterbank. Die Filterbank ist ein digital gesteuerter "Bi-Quad"-Filter. Durch Variieren der programmierbaren Filterparameter kann die Reaktion der digitalen Filterbank Tiefpass, Hochpass, Bandpass, Bandstopp sein. Die Mittelfrequenzen, die Filterart und die Filterordnung können alle reprogrammierbare Parameter sein. Die Filterbank ist ein Einzelkanalfilter und trennt die Eingangssignale nicht in eine Mehrzahl von Frequenzbändern. Das System des schwedischen Patents Nr. 462 885 B hat daher eine beschränkte Prozessierungsflexibilität.
Der Entwurf von digitalen Hörhilfen bedingt zahlreiche Kompromisse zwischen Verarbeitungsfähigkeit, Flexibilität, Stromverbrauch und Größe. Das Minimieren von sowohl Chipgröße als auch Stromverbrauch sind wichtige Entwurfserwägungen für bei Hörhilfen verwendete integrierte Schaltungen. Vollprogrammierbare Implementierungen von digitalen Hörhilfen (d.h. solche, die einen softwaregesteuerten Signalprozessor verwenden) stellen die größte Flexibilität bereit. Jedoch verbraucht bei derzeitiger Technologie ein vollprogrammierbarer digitaler Signalprozessor (DSP)-Chip oder -Kern eine relativ große Menge an Strom. Ein anwendungsspezifischer Prozessor (der typischerweise unter Verwendung einer applikationsspezifischen integrierten Schaltung oder ASIC implementiert wird) verbraucht weniger Strom und Chipfläche als ein vollprogrammierbarer Universal-DSP-Kern für die äquivalenten Verarbeitungsfähigkeiten, ist aber weniger flexibel und adaptierbar. Beispielsweise offenbart das US-Patent Nr. 4 852 175 an Kates ein Hörhilfensignalverarbeitungssystem, in dem die absolute Menge an Rauschen in jeder einer Mehrzahl von nicht-überlappenden Frequenzbändern abgeschätzt wird. Ein programmierbarer Polyphasensignalprozessor führt die gesamten Filterungs- und Prozessierschritte im System einschließlich Analyse, Synthese, Rauschabschätzung und Verstärkungssteuerung durch.
Digitale Hörhilfen arbeiten typischerweise bei sehr niedrigen Versorgungsspannungen (1 Volt). Falls Schaltungen für digitale Hörhilfen unter Verwendung konventioneller Hochschwellenwert- (0,6 Volt oder größer)-Halbleitertechnologie fabriziert werden, sind sie nicht dazu in der Lage, bei hohen Taktraten (> 1 MHz) zu arbeiten, aufgrund des kleinen Unterschieds zwischen der Versorgungsspannung und der Schwellenwertspannung. Selbst falls ein DSP-Kern zum Ausführen einer Instruktion pro Zykluszeit in der Lage ist, beschränkt dies die Rechengeschwindigkeit auf weniger als 1 Million Instruktionen pro Sekunde (1 MIPS). Dies ist für eine Implementierung fortgeschrittener Prozessierungsverarbeitung wie adaptiver Rauschreduzierung und Multiband-Breitdynamikbereichskompression mit 16 oder mehr Bändern keine hinreichend hohe Rechenleistung. Weil ASIC-Implementierungen die sequentielle Natur eines typischen DSP-Kerns überwinden und es gestatten, Rechnungen parallel auszuführen, können sie mehr Rechenfähigkeit zur Verfügung stellen, d.h. eine höhere Rechenleistung, und können verwendet werden, um rechenintensive Prozessstrategien zu implementieren.
Ein Hauptnachteil digitaler Hörhilfen, die unter Verwendung von ASICs implementiert sind, ist, dass sie vollständig zweckbestimmt oder "festverdrahtet" sind und ihnen die für Verfeinerungen bei dem Prozessierungsschemata erforderliche Flexibilität fehlt, die über die Zeit stattfinden werden, wenn das Wissen über Gehörverlust anwächst. Im Gegensatz dazu können digitale Hörhilfen, die programmierbare DSP-Kerne verwenden, reprogrammiert werden, um einen breiten Bereich von unterschiedlichen Prozessierungsstrategien zu implementieren.
Die grundlegende Verarbeitungsstrategie, die von der überwiegenden Mehrzahl von Hörhilfen verwendet wird, setzt eine frequenzspezifische Verstärkung ein, um den Gehörverlust zu kompensieren. Adaptive Verarbeitungsschemata wie Kompression und Rauschverminderung erweitern dieses grundlegende Verarbeitungsschema durch Einstellen der frequenzspezifischen Verstärkung in Reaktion auf Veränderungen der Eingangssignalbedingungen.
Zusammenfassung der Erfindung
Digitale Techniken versprechen weitaus mehr Möglichkeiten zur Signalverarbeitung, um dem Hörbeeinträchtigten zu helfen. Die vorliegenden Erfinder haben realisiert, dass digitale Filterbänke ein flexibles Rahmenwerk zum Trennen der Eingangssignale in einer Anzahl von unabhängigen Frequenzbändern für getrennte oder kombinierte Verarbeitung anbieten. Dies gestattet eine große Prozessierungsflexibilität, da die Bänder unabhängig behandelt werden können, um den Gehörverlust präziser zu kompensieren.
Weiterhin basiert die vorliegende Erfindung auf der Wahrnehmung, dass signifikante Vorteile erhalten werden können, falls die Vorteile eines vollprogrammierbaren DSP-Kerns mit dedizierten Hardwareresourcen, wie etwa einem ASIC, kombiniert werden. Genauer gesagt, schlägt die vorliegende Erfindung das Implementieren des festen Teils der Verarbeitungsstrategie in einem dedizierten ASIC und die Verwendung eines programmierbaren DSP-Kerns oder einer anderen Form von Mikrocontroller zum Steuern der Parameter des festen Prozessierungsschemas vor. Dieser kombinierte Ansatz stellt verbesserte Flexibilität und Prozessierungsfähigkeiten bereit, während immer noch ein niedriger Stromverbrauch und eine kleine Chipgröße erzielt werden. Insbesondere wird realisiert, dass die Signalverarbeitung in einer digitalen Filterbank-Hörhilfe bei zwei unterschiedlichen Raten vorkommt. Eine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung, die Eingangsproben bei der Abtastrate verarbeitet, wird verwendet, um das eingehende Signal in eine Mehrzahl von Frequenzbändern aufzuspalten. Die Parameter der Verarbeitungsstrategie (z.B. Filterbankkanalverstärkungsfaktoren) werden typischerweise bei einer viel langsameren Rate (in der Größenordnung von Millisekunden) in Reaktion auf Veränderungen bei Eingangssignalbedingungen eingestellt. Die vorliegende Erfindung verwendet einen dedizierten ASIC zur Implementierung einer Hochgeschwindigkeitsverarbeitung und einen programmierbaren Digitalsignalprozessor für die Verarbeitung bei niedrigerer Geschwindigkeit, um ein Gleichgewicht zwischen den sich widersprechenden Anforderungen an Flexibilität, Verarbeitungsfähigkeit, Größe und Stromverbrauch zu erzielen. Die dedizierten Hardwareresourcen des ASICs können optimiert werden, um die Analyse und Synthesefilterschritte gemäß der vorliegenden Erfindung auszuführen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Filterbank zum Filtern eines Informationssignals bereitgestellt, wobei die Filterbankstruktur ein Filtermittel, das eine Filterbandbreite definiert, umfasst, wobei das Filtermittel das Audiosignal filtert und das Audiosignal in eine Vielzahl von Frequenzbandsignalen teilt, von denen jedes eines einer Vielzahl von gleichmäßig beabstandeten Frequenzbändern innerhalb der Filterbandbreite repräsentiert, wobei die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig (gerade oder ungerade) übereinander angeordnet (gestapelt) sind und die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, wobei die Frequenzbandsignale um einen Dezimierungsfaktor abtastreduziert werden, wobei das Filtermittel einen Auswahleingang umfasst, der die Auswahl von zumindest einem der Folgenden ermöglicht: (i) die Anzahl der Frequenzbandsignale, (ii) die Bandbreite der Frequenzbänder, (iii) ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind, (iv) ob die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, und (v) den Dezimierungsfaktor zur Abtastreduktion der Frequenzbandsignale.
Es muss geschätzt werden, dass, während vorstellbar ist, dass die Anzahl von Frequenzbändern und ihre Bandbreite üblicherweise Parameter sein werden, die durch den Auswahleingang einstellbar sein können, dies nicht immer der Fall ist. Allgemeiner kann die Filterbank konfiguriert werden, um einem oder mehreren üblichen Parametern einer digitalen Filterbank zu ermöglichen, einstellbar zu sein und diese können beinhalten: die Anzahl der Bänder; die Breite jedes Bandes; ob die Bänder anstoßende Bandkanten haben, überlappen oder voneinander beabstandet sind; Koeffizienten sowohl zur Analyse als auch zur Synthese von Fenstern; ob es eine Beziehung zwischen den Analyse- und den Synthesefenstern gibt; gerades oder ungerades Stapeln (Anordnen) von Bändern und der Grad an Überabtastung über der kritischen Abtastrate. Details dieser Parameter werden unten dargestellt.
Vorzugsweise ermöglicht die Filterbank dem Auswahleingang die Auswahl von zumindest einem aus der Anzahl der Frequenzbänder und ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind, wobei die Anzahl der Frequenzbänder N entspricht, und das Filtermittel Folgendes umfasst: (a) ein erstes Analysefilterbank-Mittel zum Trennen des Signals in die Vielzahl aus N separaten Frequenzbandsignalen; (b) ein Verarbeitungsmittel zum Empfangen und Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale, um N separate verarbeitete Frequenzbandsignale bereitzustellen; und (c) ein zweites Synthesefilterbank-Mittel zum Empfangen und Rekombinieren der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale zu einem einzelnen Ausgangssignal, worin sowohl das erste Analysefilterbank-Mittel als auch das zweite Synthesefilterbank-Mittel an den Auswahleingang angeschlossen sind und das Verarbeitungsmittel zwischen das erste Analysefilterbank-Mittel und das zweite Synthesefilterbank-Mittel gekoppelt ist.
In einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst die Filterbank einen zweckbestimmten anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC), wobei der ASIC die erste Analysefilterbank und die zweite Synthesefilterbank sowie einen programmierbaren digitalen Signalprozessor zur Steuerung der Anzahl der Frequenzbänder und der Bandbreite eines jeden Frequenzbands umfasst, wobei der digitale Signalprozessor mit dem Auswahleingang ausgestattet ist.
Die Filterbank kann dafür geeignet sein, ein einzelnes reelles monaurales Informationssignal zu empfangen, wobei das Transformationsmittel nicht-negative Frequenzbandsignale und negative Frequenzbandsignale erzeugt, wobei die negativen Frequenzbandsignale von den nicht-negativen Frequenzbandsignalen ableitbar sind, und das Verarbeitungsmittel ausschließlich die nicht-negativen Frequenzbandsignale verarbeitet. Alternativ ist sie dafür geeignet, ein Audiosignal, das ein erstes und ein zweites reelles monaurales Informationssignal, die zu einem komplexen Stereosignal kombiniert sind, umfasst, zu filtern, worin das Transformationsmittel N kombinierte Frequenzbandsignale erzeugt und worin das Verarbeitungsmittel Folgendes umfasst: (a) ein Kanaltrennungsmittel zum Trennen der N kombinierten Frequenzbandsignale in die N Frequenzbandsignale, die dem ersten Informationssignal entsprechen, und in die N Frequenzbandsignale, die dem zweiten Informationssignal entsprechen, wobei jedes der N Frequenzbandsignale nicht-negative und negative Frequenzbandsignale umfasst; (b) ein erstes unabhängiges Kanalverarbeitungsmittel, das an das Kanaltrennungsmittel angeschlossen ist, um jedes der separaten Frequenzbandsignale des ersten Informationssignals zu empfangen und zu verarbeiten, um einen ersten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; (c) ein zweites unabhängiges Kanalverarbeitungsmittel, das an das Kanaltrennungsmittel angeschlossen ist, um jedes der separaten Frequenzbandsignale des zweiten Informationssignals zu empfangen und zu verarbeiten, um einen zweiten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; und (d) ein Kanalkombinationsmittel, das an das erste und das zweite unabhängige Kanalverarbeitungsmittel angeschlossen ist, um den ersten Satz aus N verarbeiteten separaten Frequenzbandsignalen und den zweiten Satz aus N verarbeiteten separaten Frequenzbandsignalen zu kombinieren.
Gemäß einem anderen Aspekt, stellt die Erfindung eine Vorrichtung zur Verwendung in einer digitalen Hörhilfe bereit, wobei die Vorrichtung umfasst: einen zweckbestimmten anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis, der ein Analysefiltermittel zum Trennen eines Signals in eine Vielzahl von unterschiedlichen Frequenzbandsignalen in unterschiedliche Frequenzbänder und ein Synthesefiltermittel zum Rekombinieren der Frequenzbandsignale in ein Ausgangssignal umfasst; einen programmierbaren digitalen Signalprozessor; und ein Vervielfachungsmittel, das an den programmierbaren digitalen Signalprozessor und an den anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis angeschlossen ist, worin das Vervielfachungsmittel jedes Band um einen gewünschten Verstärkungsfaktor vervielfacht und worin der Verstärkungsfaktor für jedes Band durch den programmierbaren digitalen Signalprozessor geregelt ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird bereitgestellt ein Verfahren zur Verarbeitung eines Informationssignals zur selektiven Modifikation unterschiedlicher Frequenzbänder, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: (1) das Definieren einer zu analysierenden Filterfrequenzbandbreite; (2) das Teilen der Filterbandbreite in eine Vielzahl von gleichmäßig beabstandeten Bändern, wobei die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet (gerade oder ungerade gestapelt) sind und die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, (3) das Filtern des Informationssignals zum Trennen des Signals in eine Vielzahl von Frequenzbandsignalen, von denen jedes eines der gleichmäßigen Filterbänder repräsentiert, wobei die Frequenzbandsignale um einen Dezimierungsfaktor abtastreduziert werden; (4) das Verarbeiten der Frequenzbandsignale; (5) das Rekombinieren der Signale der einzelnen Bänder, um ein Ausgangssignal zu bilden; und (6) das Bereitstellen einer Eingabe, um die Auswahl von zumindest einem der Folgenden zu ermöglichen: (i) die Anzahl der Frequenzbandsignale, (ii) die Bandbreite der Frequenzbänder, (iii) ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind, (iv) ob die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, und (v) den Dezimierungsfaktor zur Abtastreduktion der Frequenzbandsignale. Vorzugsweise umfasst Schritt (4) das Festlegen eines Verstärkungsfaktors für jedes Frequenzband und das Vervielfachen eines jeden Frequenzbandsignals um den entsprechenden festgelegten Verstärkungsfaktor. Auch umfasst das Verfahren weiterhin vorzugsweise (a) das Trennen des Signals in N separate Frequenzbandsignale in Schritt (3); (b) das Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale, um N separate verarbeitete Frequenzbandsignale bereitzustellen, in Schritt (4); (c) das Rekombinieren der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale, um das Ausgangssignal zu bilden, in Schritt (5); und (d) das Auswählen der Anzahl der Frequenzbänder oder das Auswählen, ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren die Transformation des Informationssignals in den Frequenzbereich, das Bereitstellen von N separaten Frequenzbandsignalen im Frequenzbereich und das Ausführen einer Rücktransformation der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale in das Ausgangssignal im Zeitbereich.
Das Signal wird in einer Variante der Erfindung gefiltert, um eine Mehrzahl von gleichmäßig beabstandeten Bändern zu ergeben, wie in Crochiere, R E. und Rabiner, L.R., Multirate Digital Signal Processing, (Prentice-Hall, 1988) beschrieben, das hierin als Referenz inkorporiert wird. Alternativ kann es gefiltert werden, um eine Mehrzahl von ungleich angeordneten Bändern zu ergeben. Dies hat den Vorteil, dass die Platzierung der Bandenkanten auswählbar ist und diese Technik ergibt die doppelte Anzahl von potentiellen Bandenkanten. Die Bandenkanten können abhängig von den Eigenschaften eines Gehörverlustes einer Person ausgewählt werden. In weiteren Varianten der Erfindung werden andere Parameter einer digitalen Filterbank entweder allein oder in Kombination einstellbar gemacht.
Beschreibung der Zeichnungsfiguren
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung und um klarer zu zeigen, wie sie in die Praxis umgesetzt werden kann, wird nunmehr exemplarisch Bezug genommen auf die beigefügten Zeichnungen, die eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen, und in denen:
1 schematisch ein Blockdiagramm eines ASIC-Datenpfadprozessors und einer programmierbaren DSP-Einheit gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
2a und 2b schematisch Stapelanordnungen für regelmäßige oder unregelmäßige Filterbänke zeigen;
2c und 2d simulierte gestapelte Anordnungen für regelmäßige und unregelmäßige Filterbänke zeigen, die typische Filtereigenschaften zeigen;
3 und 3a Details der Filterbankanalysestruktur für monaurale und Stereoverarbeitung zeigen.
4 zeigt Details der Filterbanksynthesestruktur.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen weist die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ein Mikrofon 10 als einen ersten, mit einem Vorverstärker 12 verbundenen Eingang, der wiederum mit einem Analog-Digital (A/D)-Wandler 14 verbunden ist, auf. In bekannter Weise ermöglicht es dies einem akustischen Audiobandsignal beispielsweise vom Mikrofon empfangen, vorverstärkt und in eine digitale Repräsentation im A/D-Wandler umgewandelt zu werden. Ein Sekundäreingang 11 (der auch ein Mikrofon umfassen kann) kann ebenfalls mit einem Vorverstärker 13 verbunden sein, der wiederum mit einem Analog-Digital (A/D)-Wandler 15 verbunden ist. Während 1 ein Audioeingangssignal oder Signale zeigt, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die Verwendung mit solchen Signalen beschränkt und kann andere Informationssignale, wie etwa ein seismologisches Signal als Eingang aufweisen. In der vorliegenden Erfindung beschreibt der Ausdruck monaural Ausführungsformen, die einen digitalen Strom verarbeiten und der Ausdruck Stereo beschreibt Ausführungsformen, die zwei Digitalströme verarbeiten. Theoretisch gibt es gemäß dem Nyquist Abtasttheorem, vorausgesetzt, ein Signal wird bei einer Rate zum mindesten Zweifachen der Eingangssignalbandbreite abgetastet, einen adäquaten Informationsgehalt zur Rekonstruktion des Signals. Diese Minimalabtastrate, die hier zur Rekonstruktion erforderlich ist, wird allgemein als Nyquistrate bezeichnet.
Die Ausgabe des A/D-Wandlers 14 (und wo ein zweiter Eingang existiert, die Ausgabe des A/D-Wandlers 15) ist mit einer Filterbank anwendungsspezifischen Schaltung (ASIC) 16 verbunden, wie in 1 gezeigt, oder alternativ direkt mit einer programmierbaren DSP-Einheit 18, über eine synchrone serielle Schnittstelle. Zusätzliche A/D-Wandler (nicht gezeigt) können bereitgestellt sein, um Digitalverarbeitung von mehreren getrennten Eingangssignalen zu gestatten. Weitere Eingangssignale können in der analogen Domäne miteinander gemischt werden, bevor sie von diesen A/D-Wandlern digitalisiert werden. Das Mischen kann auch in der digitalen Domäne unter Verwendung des programmierbaren DSP vor der Prozessierung durch eine monaurale Filterbank vorgenommen werden. Die Ausgabe des Filterbank-ASIC 16 ist mit einem Digital-Analog (D/A)-Wandler 20 verbunden. Der Wandler 20 ist wiederum durch einen Leistungsverstärker 22 mit einem Hörhilfeempfänger 24 verbunden. So wird das gefilterte Signal in bekannter Art in ein analoges Signal zurückverwandelt, verstärkt und an dem Empfänger 24 angelegt.
Die Ausgabe des A/D-Wandlers 14 und von jeglichem zusätzlich vorgesehenen A/D-Wandler, kann, anstatt mit dem ASIC 16 verbunden zu sein, wie gezeigt, mit dem programmierbaren DSP 18 über eine synchron serielle Schnittstelle verbunden sein. In ähnlicher Weise kann der Ausgang des D/A-Wandlers 20 alternativ mit dem programmierbaren DSP 18 verbunden sein.
Innerhalb des Filterbank-ASIC 16 gibt es eine Analysefilterbank 26, welche die digitale Repräsentation des Eingangssignals oder der Signale in eine Mehrzahl von getrennten komplexen Banden 1-N aufspaltet oder unterteilt.
Wie in 1 gezeigt, wird jede dieser Banden in einem entsprechenden Multiplikator 28 mit einen gewünschten Verstärkungsbetrag multipliziert. Im Falle der monauralen Verarbeitung sind die Frequenzbänder komplexe konjugate Versionen der positiven Frequenzbänder. Im Ergebnis sind die negativen Frequenzbänder implizit bekannt und müssen nicht verarbeitet werden. Die Ausgänge der Multiplikatoren 28 werden dann mit den Eingängen einer synthetischen Filterbank 30 verbunden, in welcher diese Ausgänge rekombiniert werden, um eine vollständige digitale Repräsentation des Signals zu bilden.
Für eine Stereoverarbeitung gilt die komplexe konjugate Symmetrieeigenschaft nicht. In diesem Fall sind die N Bänderausgänge einmalig und repräsentieren den Frequenzinhalt von zwei realen Signalen. Wie unten angezeigt und in 3a gezeigt, müssen die Bänderausgänge zuerst verarbeitet werden, um den Inhalt der zwei Signale voneinander in zwei Frequenzbereichssignale zu trennen, bevor der Verstärkungsmultiplikationsschritt durchgeführt wird. Die zwei Frequenz-getrennten Signale sind komplex Konjugat-symmetrisch und unterliegen demselben Redundanzeigenschaften wie zuvor für monaurale Verarbeitung beschrieben. Die Multipliziererresource 28 muss daher zwei Sätze von Verstärkungsmultiplikationen für den nicht-redundanten (d.h. positiven Frequenz) Teil jedes Signals durchführen. Nach Multiplikation werden die Signale in ein monaurales Signal kombiniert und die weitere Verarbeitung ist identisch mit dem monauralen Fall.
In bekannter Weise werden, um die Daten und Verarbeitungsanforderungen zu vermindern, die Bandausgaben von der Analysefilterbank 26 abtastreduziert oder dezimiert. Theoretisch ist es möglich, den Signalinformationsinhalt bei einem Dezimierungsfaktor bis zu N zu bewahren, entsprechend einer kritischen Abtastung bei der Nyquistrate. Dies rührt von der Tatsache her, dass die Bandbreite der N individuellen Bandausgänge von der Analysefilterbank 26 um das N-fache relativ zum Eingangssignal reduziert ist. Jedoch ist gefunden worden, dass die maximale Dezimierung, obwohl sie die Berechnungsanforderungen erleichtern würde, schwere Störung erzeugen würde, falls sich angrenzende Bandverstärkungsfaktoren sehr unterscheiden. Da diese Störung das Eingangssignal inakzeptabel korrumpiert, wurde ein geringerer Betrag an Dezimierung verwendet. In einer bevorzugten Ausführungsform werden die Bänderausgänge um einen Faktor vom OS-fachen der theoretischen Minimalabtastrate überabgetastet. Der Faktor OS repräsentiert einen Kompromiss oder einen Handel, wobei größere Werte weniger Störung auf Kosten einer größeren Berechnung (und damit Stromverbrauch) ergeben. Vorzugsweise ist der Faktor OS als vom DSP programmierbarer Parameter ausgeführt.
Um den Rechenaufwand zu vermindern, wird eine Zeitfaltstruktur verwendet, wie sie in der umwandlungsbasierten Filterbank von 3 gezeigt und detaillierter unten beschrieben ist. Nach Anwenden einer Fensterfunktion, die auch als ein prototypischer Tiefpassfilter bezeichnet wird, auf das eingehende Signal, wird das sich ergebende Signal in Segmente gebrochen, gestapelt und miteinander zu einem neuen Signal aufaddiert. Dieses Signal ist für monaurale Applikationen real und für Stereoapplikationen komplex. Der Ausgabe der Analysefilterbank ist die (gerade oder ungerade) diskrete Fourierumwandlung (DFT) dieses Segmentsignals (die DFT wird normalerweise mit einem schnellen Fourier-Transformationsalgorithmus implementiert). Für Stereoanwendungen muss eine komplexe DFT verwendet werden, während für monaurale Anwendungen eine DFT mit Realeingabe für eine gesteigerte Effizienz verwendet werden kann. Wie Fachleuten bekannt ist, ist die ungerade DFT eine Erweiterung der geraden oder regulären DFT, wie in Bellanger, M., Digital Processing of Signals, (John Wiley and Sons, 1984) beschrieben, das hier als Referenz inkorporiert ist. Somit umfasst die vorliegende Erfindung in der bevorzugten Ausführungsform eine transformationsbasierte Filterbank, in der die Wirkung der DFT ein Modulator oder Replikator der Frequenzantwort des Prototyp-Tiefpassfilters (d.h. der Fensterfunktion) ist, so dass die diskrete Fouriertransformation des Fensterzeitdomänensignals oder der Signale zu einer Reihe von gleichförmig beabstandeten Frequenzbändern führt, die von der Analysefilterbank ausgegeben werden. Die Zeitfaltstruktur der vorliegenden Erfindung gestattet weiterhin, dass die Anzahl von Frequenzbändern und ihrer Breite programmierbar ist. Damit verringert diese Zeitfaltstruktur die Größe der DFT von Fenstergröße auf Segmentgröße und vermindert die Komplexität, wenn die gewünschte Zahl von Filterbändern geringer ist als die Fenstergröße. Diese Technik wird in 3 allgemein für eine Filterbank der Filtergröße L und die DFT der Größe M gezeigt. Insgesamt gibt es N Vollfrequenzbänder einschließlich sowohl nicht-negativer als auch negativer Frequenzbänder, die durch N Frequenzbandsignale repräsentiert sind. Für monaurale Anwendungen können diese Bänder (d.h. die Bandsignale) direkt verarbeitet werden. Bei Stereoanwendungen werden die Frequenzinhalte der zwei Eingangssignalströme zuerst getrennt, wie in 3a gezeigt. Wie zuvor angezeigt, sind im monauralen Fall die negativen Frequenzbänder redundant, weil sie exakt von den positiven Frequenzbändern abgeleitet werden können (da sie komplexe konjugate Versionen voneinander sind). Wie für Fachleute ersichtlich, können die positiven Frequenzbänder, d.h. die positiven Frequenzbandsignale alternativ von den nicht-positiven Frequenzbändern, d.h. die nicht-positiven Frequenzbandsignalen, abgeleitet werden. Es gibt daher effektiv N/2 nicht-negative komplexe Frequenzbänder normalisierter Breite 2π/N für ungerade Stapelung und es gibt N/2 – 1 nicht-negative komplexe Frequenzbänder der Breite 2π/N und 2 nicht-negative Realfrequenzbänder der Breite π/N für gerade Stapelung. Dies ist in 2a für N = 8 illustriert.
Wie in 2a gezeigt, ist der Ausgang jedes Filterbankkanals auf 2π/N Band-limitiert und jeder Bandausgang kann um den Faktor R dezimiert werden (d.h. seine Abtastrate wird vermindert, indem nur jeder Rte Abtastwert behalten wird) ohne theoretisch jeglichen Verlust an Treue, falls R ≤ N. Wie früher erwähnt, ist es nicht möglich, diese Filterbank maximal zu dezimieren (d.h. dass die Eingangsprobenverschiebung R gleich der DFT der Größe N ist) und sinnvolle Ergebnisse zu erhalten, wenn eine extensive Manipulation des Frequenzinhaltes erforderlich ist, wie bei Hörhilfen. Dementsprechend ist der Dezimierungsfaktor, der für eine kritische Abtastung gleich N ist, um einen Faktor von OS kleiner. Dies wird durch Verschieben der Eingangsproben eher um R = N/OS als um N erzielt. Dies ist beim Vermindern der Gruppenverzögerung vorteilhaft, da die Verarbeitungslatenz (d.h. die vom FIFO-Verschieben erzeugte Verzögerung) um den Faktor OS kleiner ist. Das Steigern der Bänderabtastrate vereinfacht die Verfälschungsanforderungen an den Analysefilter. Zusätzlich werden Spektralbilder weiter voneinander weg verschoben, was die Bildzurückweisungsanforderungen an dem Synthesefilter vermindert. Das Absenken der Anforderungen an diese Filter reduziert die Verzögerung weiter (da diese Filter einfacher sein können, d.h. von niedrigerer Ordnung). Während ein maximales Überabtasten, d.h. OS = N, eine optimale Rekonstruktion des Eingangssignals oder der Eingangssignale bereitstellt, führt dies allgemein zu inakzeptablem Rechenbedarf.
Unter Bezugnahme auf 3 beinhaltet die Überlappungsaddieranalyse-Filterbank 26 einen Eingang 50 für R Proben. In bekannter Weise hängt die exakte Größe oder Wortlänge jedes Abtastwerts von der notwendigen Genauigkeit ab, ob Fest- oder Fließ-Implementierung vorliegt, etc. Der Eingang 50 ist mit einer Multiplikationseinheit 52 verbunden, die auch einen mit einem zirkulären ± Vorzeichen-Sequenzereingang 54 verbundenen Eingang mit einer Länge von 2·OS Proben aufweist. Dieser zirkuläre Sequenzereingang 54, der von einem Schieberegister gebildet werden kann, weist eine Serie von Eingaben für ungerades Stapeln der Filterbänder und Eingänge für gerades Stapeln der Filterbänder auf.
In der Multiplikationseinheit 52 für die gerade Filterbankstruktur wird jeder Block von R Eingangssignalen mit +1 multipliziert, so dass es unverändert bleibt. Für die gerade DFT, welche Basisfunktionen aufweist, die mit demselben Vorzeichen enden (d.h., die kontinuierlich sind), wird keine Modulation erfordert, um kontinuierliche Basisfunktionen zu erhalten.
Für die ungerade Filterbankstruktur werden die ersten OS Blöcke von R Eingangsabtastwerten mit +1 multipliziert und die nächsten OS Blöcke mit –1, die nächsten OS Blöcke mit +1, etc. Da die ungerade DFT Basisfunktionen aufweist, die in entgegengesetzten Vorzeichen enden (d.h., die nicht kontinuierlich sind), dient diese Modulation zur Herstellung kontinuierlicher Basisfunktionen.
Der Ausgang der Multiplikationseinheit 52 ist mit einem ersten Puffer 56 verbunden, der L Proben hält, angezeigt als X(1:L). Diese Proben werden in individuelle Segmente 57 aufgespalten, die jedes R Proben enthalten. Der Puffer 56 ist so bemessen, dass die L Proben eine gewünschte Fensterlänge bilden. Je größer die Fensterlänge L ist, umso selektiver wird jeder Kanal auf Kosten einer zusätzlichen Verzögerung. Der Puffer 56 ist mit einer zweiten Multiplikationseinheit 58 zusammen mit einer Fensterfunktion 60 verbunden, die als W(1:L) angezeigt ist. Die Modulationseigenschaft der schnellen Fouriertransformationsprozedur erzeugt eine komplette, gleichförmig beabstandete Filterbank durch Replizieren der Frequenzreaktion der Fensterfunktion (auch als der Prototyp Tiefpassfilter bezeichnet) bei gleichförmig beabstandetem Frequenzintervall. Es ist notwendig, diese Fensterfunktion korrekt zu entwerfen, um den Filterbändern eine gewünschte Passband- und Stoppbandreaktion zu geben und damit die hörbare Verfälschungsstörung zu vermindern.
Die Fensterfunktion (die ein Prototyp-Tiefpassfilter ist) erfüllt idealerweise die Anforderungen an einen guten M-Bandfilter, d.h. einen guten Tiefpassfilter, der Nullen an jedem Intervall von N Abtastwerten aufweist. Andere Fensterfunktionen können ebenfalls verwendet werden. Siehe Vaidyanathan, P.P., "Multirate Digital Filters, Filter Banks, Polyphase Networks, and Applications: A Tutorial", Proc. IEEE, Band 78, Nr. 1, Seiten 56-93 (Januar 1990), das hier als Referenz inkorporiert ist. Wie für Fachleute ersichtlich, kann dieser Filter als eine gefensterte Sinc-Funktion oder durch Verwendung von Eigenfiltern (siehe Vaidyanathan, P.P. und Nguyen, T.Q., "Eigenfilters: A New approach to least-squares FIR filter design and applications including Nyquist filters", IEEE Trans. On Circuits and Systems, Band 40, Nr. 4 (Dezember 1994), Seiten 11-23) entworfen werden. Die Koeffizienten der Fensterfunktion werden vom programmierbaren DSP erzeugt oder in einem nicht-flüchtigen Speicher erzeugt und gespeichert. Ein allgemeines Fenster wird typischerweise in einem nicht-flüchtigen Speicher gespeichert, jedoch muss für die parametrischen Klassen von auf der Sinc-Funktion basierenden Fenstern die Fensterfunktion nicht gespeichert werden, da sie unter Verwendung von nur wenigen Parametern bei der Systeminitialisierung berechnet werden kann.
Der Ausgang der zweiten Multiplikationseinheit 58 ist mit einem zweiten Ausgangspuffer 62 verbunden. Dieser Ausgangspuffer 62 hat wiederum L Abtastwerte, die in Segmenten 64 angeordnet sind. Hier enthalten die Segmente N Abtastwerte. Bei einer typischen Ausführungsform kann N gleich 32 sein und die Anzahl von Kanälen ist 16 (für eine ungerade DFT/ungerades Stapeln) oder 17 (für eine gerade DFT/gerades Stapeln – aufgrund der zwei Halbbänder). Für eine adäquate Selektivität bei einer Bandaliasreduktion größer als 55 dB kann eine Fensterlänge L von 256 Abtastwerten verwendet werden (die Fensterlänge List durch ein Mehrfaches von N beschränkt und in bevorzugten Ausführungsformen ist sie ebenfalls ein Mehrfaches von 2^N aus Gründen der rechnerischen Einfachheit) und der Überabtastfaktor OS sollte 2 oder größer sein. Wenn beispielsweise OS gleich 2 ist, führt es dazu, dass R gleich 16 ist (d.h. N/OS). Wie früher erwähnt, sind für monaurale Applikationen die Proben real und für Stereoanwendungen sind die Proben komplex.
Die Segmente werden getrennt und wie unter dem Puffer 62 angezeigt, werden individuelle Segmente 64 miteinander addiert, um die Zeitfalt- oder den Zeitverfälschungsoperation zu bewirken und damit die Anzahl von notwendigen Berechnungen beim Verarbeiten des Eingangssignals oder der Eingangssignale zu vermindern. Die Details des Zeitfaltschritts werden in Crochiere, R.E. und Rabiner, L.R., Multirate Digital Signal Processing, supra, beschrieben. Idealerweise führt der Zeitfaltschritt nicht zu einem Verlust von Informationen und bei praktischen Implementierungen kann jeglicher sich ergebende Verlust unbedeutend gemacht werden. Die Addition wird durchgeführt und das Ergebnis wird dem zirkularen Schiebesequenzer 66 zugeführt, der vorzugsweise ein zirkuläres Schieberegister ist, wie in 3 gezeigt. Dieses Schieberegister 66 hält N Proben und verschiebt die Proben um gleichzeitig R Proben (wobei R = N/OS).
Das zeitverfälschte gestapelte und summierte Gesamte wird dann einer ungeraden FFT oder falls erforderlich einer geraden FFT durch die FFT Einheit 68 (wie in 3 für monaurale Anwendungen gezeigt) oder die FFT Einheit 68' (wie in 3a für Stereoanwendungen gezeigt), zugeführt, um die DFT zu erzeugen. Die von 68 bereitgestellte DFT ist eine N-Punkttransformation mit Realeingaben (monaural) und die von 68' bereitgestellte DFT ist eine N-Punkttransformation mit komplexen Eingaben (Stereo). Für monaurale Anwendungen sind die nicht-negativen Frequenzkomponenten der DFT Ausgabe von der FFT Einheit 68 und ein Satz von Verstärkungswerten G(1:N/2) für ungerades Stapeln (oder G(1:N/2 + 1) für gerades Stapeln) von einer Multiplizierresourceeinheit 70 mit einer Multiplikationseinheit 72 verbunden. Dies ergibt eine Ausgabe 74 von U(1:N/2) für ungerades Stapeln (oder U(1:N/2 + 1) für gerades Stapeln) die komplex ist, d.h. mit einer Magnitude und einer Phase, in bekannter Weise.
Wie in 3a illustriert, müssen für Stereoanwendungen die zwei Kanäle zuerst, d.h. vor dem Multiplikationsschritt, in einem an 76 gekennzeichneten Stereokanaltrennschritt getrennt werden. Zur Illustration erwäge man den Fall von zwei Echtzeitbereichssignalen x1 und x2, die in ein einzelnes komplexes Signal x1 + jx2 kombiniert worden sind, wobei x1 und x2 Abtastwertvektoren sind, die N Frequenzbereichsproben lang sind. Da der Filterbankbetrieb linear ist, ist der sich ergebende Ausgang von der Analysefilterbank X1 + jX2, wo X1 und X2 auch N Proben lang sind. Die Frequenzinformationen der zwei Kanäle X1 und X2 sind unter Verwendung der symmetrischen, in den N Bandenausgaben vorhandenen Beziehungen trennbar (d.h., das erste Kanalspektrum hat einen symmetrischen realen Anteil und einen antisymmetrischen imaginären Anteil, während der zweite Kanal einen antisymmetrischen realen Teil und einen symmetrischen imaginären Teil hat). Als Ergebnis sind wohlbekannte Operationen alles, was notwendig ist, um die zwei Kanäle zu trennen: siehe B.P. Flannery, S.A. Teukolsky, W.T. Vetterling, Numerical Recipes in C. (Cambridge University Press: 1991), Kapitel 12.
Nach Trennung werden die nicht-negativen Frequenzkomponenten dieser Datenströme beide durch einen separaten Satz von Verstärkungswerten aus Multiplizierresourcen 70A bzw. 70B multipliziert (Multiplizierresourcen 70A und 70B repräsentieren typischerweise die getrennte Verarbeitung der linken und rechten Kanäle und jede enthält N/2 Werte für ungerades Stapeln oder N/2 + 1 Werte für gerades Stapeln). Nach den Multiplikationsschritten bei 72A und 72B werden die zwei Kanäle in einem Kanalkombinationsschritt, der bei 78 gekennzeichnet ist, kombiniert, was eine Ausgabe 74, wie im monauralen Fall bereitstellt. Der Kombinationsschritt 78 ist einfach die Punkt um Punkt Aufsummierung der zwei Frequenzbereichsströme.
Wie im Vergleich zu 1 sind die Multiplikationseinheiten 72 von 3 und 72A und 72B von 3a mit den in 1 gezeigten Multiplikationseinheiten 28 äquivalent.
Nunmehr wird Bezug genommen auf 4, die eine entsprechende Synthesefilterbank zeigt. Hier wird die Eingabe bei 80 der komplexen Repräsentation des Signals in der Frequenzdomäne gezeigt, U(1:N/2) für ungerades Stapeln (oder U(1:N/2 + 1) für gerades Stapeln). Dies wird durch eine inverse DFT in den Zeitbereich umgewandelt, welcher wiederum nach Bedarf ungerade oder gerade ist und der durch die inverse FFT (IFFT) Algorithmuseinheit 82 implementiert ist. In bekannter Weise erzeugt die IFFT-Einheit 82 eine reale Ausgabe.
Entsprechend der zirkulären Schiebesequenz 66 enthält ein zirkulären Eingangsschiebesequenzer 84, der ein Schieberegister umfassen kann, N Proben und verschiebt die Proben in Schritten zirkulär, die gleichzeitig absteigende Mehrfache von R Proben (wobei R = N/OS ist) sind. Diese Verschiebung macht die von 66 durchgeführte Verschiebung ungeschehen.
Die N-Abtastwertausgabe der zirkulären Schiebesequenz 84, Z'(1:N) wird nach Bedarf repliziert und verknüpft, um eine ^L/_DF Abtastsequenz im Eingangspuffer 86 zu bilden, wobei DF den Synthesefensterdezimierungsfaktor repräsentiert (und nicht mit dem Analysefilterbank-Zeitbereichsdezimierungsfaktor R verwechselt werden soll). Wie unten diskutiert, ist der Parameter DF kleiner oder gleich OS, wenn die Synthesefensterfunktion auf einer dezimierten Version der Analysefunktion basiert; andernfalls ist DF gleich 1. Dieser Replikations- und Konkatenierungsschritt ist die inverse Operation des zuvor beschriebenen Zeitverfälschungsschrittes. Wie in 4 illustriert, ist dieser Eingabepuffer als ^L/_DF·N N-Abtastwertsegmente gezeigt, die von der zirkulären Schiebesequenz 84 periodisch erweitert worden sind. Es ist möglich, dass ^L/_DF·N ein Nicht-Ganzzahlteil ist. Für große Synthesefensterdezimierungsfaktoren, DF, kann ^L/_DF·N auch kleiner als 1 sein und in solchen Fällen wird der Eingabepuffer 86 kürzer als N Abtastwerte und umfasst nur den zentralen Bereich von Z'(1:N).
Der Ausgang des Puffers 86 ist mit einer Multiplikationseinheit 88 verbunden. Die Multiplikationseinheit 88 hat einen weiteren Eingang für ein Synthesefenster 89, das als W(1:DF:L) angegeben ist. Das Fenster 89, das L/DF Proben lang ist, entfernt unerwünschte spektrale Bilder. Das Analysefenster hat eine Grenzfrequenz von π/N und das Synthesefenster hat eine Grenzfrequenz von
Das Letztere kann auf dem dezimierten Analysefenster basieren, indem DF ≤ OS eingestellt wird, falls die "Abweichung" (oder Abschwächung) des Analysefilters an seiner Grenzfrequenz geteilt durch DF, d.h. bei
nicht signifikant ist, da dies die Abschwächung des Synthesefensters bei π/N repräsentiert. In solch einem Fall wird die Synthesefensterfunktion durch Dezimieren der Analysefensterkoeffizienten um einen Faktor von DF ≤ OS erzeugt. Diese Beschränkung (d.h., dass das Synthesefenster auf dem Analysefenster basiert) ist für speicherbeschränkte Anwendungen bevorzugt und kann vorteilhafterweise weggelassen werden, falls hinreichend Speicher zur Verfügung steht. Wie zuvor angegeben, entspricht L der Anzahl von im Puffer 56 der Analysefilterbank gehaltenen Proben (3) und DF repräsentiert den Synthesefensterdezimierungsfaktor, wo für DF gleich 2 jede zweite Probe gelöscht wird. Ähnlich der Analysefensterfunktion ist die Synthesefensterfunktion W(1:DF:L) (diese Notation zeigt einen von einem Vektor W durch Starten bei Index 1 und Auswählen jedes DF-ten Probe, die nicht den Index L übersteigt, erhaltenen Vektor) idealerweise ein guter M-Bandfilter, d.h. ein guter Tiefpassfilter, der Nullen bei jedem Intervall von N/DF Proben aufweist. Jedoch können wie bei dem Analysefenster auch andere Fensterfunktionen verwendet werden. Der Ausgang der Multiplikationseinheit 88 ist mit der Summiereinheit 90 verbunden. Die Summiereinheit 90 weist eine mit einem Ausgabepuffer 92 verbundene Ausgabeeinheit auf. Der Puffer 92 hat einen Eingang an einem Ende für zusätzliche Abtastwerte und einen zusätzlichen Abtastwerteingang 94, so dass der Ausgabepuffer 92 wie ein Schieberegister arbeitet, das R Proben jedes Mal verschiebt, wenn ein neuer Eingabeblock empfangen wird.
Die Ausgabe der Summiereinheiten 90 wird dem Puffer 92 zugeführt. Wie durch die Pfeile angezeigt, werden die Inhalte des Puffers 92 periodisch um R Proben nach links verschoben. Dies wird durch Addieren von Nullen am rechten Ende des Puffers 92 erzielt, wie gezeigt. Nach dieser Verschiebung werden die Inhalte des Puffers 92 zum Produkt von W(1:DF:L) und dem periodisch erweiterten Puffer 86 hinzuaddiert. Das Ergebnis wird im Puffer 92 gespeichert, der ^L/_DF Abtastwerte hält (oder äquivalent ^L/_DF·N N-Abtastwertsegmente). Wie zuvor erläutert, kann der Puffer 92 von geringerer Länge sein als N-Abtastwerte für große Synthesefensterdezimierungsfaktoren DF.
Es muss erkannt werden, dass die Ausgabe von Puffer 92 am linken Ende ein Signal ist, das im Effekt ^L/_(DF·R) mal addiert worden ist, so dass es Bereiche von zusammenaddierten Signalen umfasst.
Weil die Koeffizienten der Fensterfunktion W(1:L), die Länge des Fensters L und der Synthesefensterdezimierungsfaktor DF alle programmierbare Parameter sind (mittels der DSP Einheit 18), gestattet die vorliegende Erfindung eine auswählbare Anzahl von Kanälen und einen auswählbaren Bereich an Bandbreiten. Als zusätzlicher Vorteil gestattet das auswählbare gerade/ungerade Stapelmerkmal den Bändern, gleichzeitig um die Hälfte der Kanalbandbreite ohne Vergrößerung der Verzögerung verschoben zu werden. Somit gestattet die vorliegende Erfindung, dass die Anzahl von Kanälen oder Bändern und die Breite solcher Bänder ausgewählt werden.
Es werden gleichzeitig R Proben aus dem Puffer 92 genommen und der Multiplikationseinheit 96 zugesendet. Beim Spiegeln der zirkulären ± Vorzeichen-Sequenzereingabe 54 gibt es eine andere zirkuläre ± Vorzeichen-Sequenzereingabe 98, die wiederum eine Reihe von Multiplikationsfaktoren von +1 oder –1 abhängig davon aufweist, ob eine ungerade oder gerade DFT aufgeführt wird. Dieser Schritt macht exakt den Modulationsschritt, der in der Analysestufe durchgeführt wurde, rückgängig.
Nach Multiplikation um die geeigneten Faktoren in der Einheit 96 sind R Proben an der Ausgabe 100 vorhanden, wie durch Y(1:R) angezeigt. Diese Proben werden dem D/A-Wandler 20 zugeführt.
Die Resyntheseprozedur zusätzlich zum Erzeugen des korrekten Signals in jedem Band erzeugt unerwünschte spektrale Bilder, die, wenn durch OS über-abgetastet, OS mal weiter weg beabstandet sind als für kritische Abtastung. Das Synthesefenster führt die Funktion des Entfernens dieser Bilder ähnlich der Funktion des Analysefensters beim Verhindern von Verfälschung durch. Da diese Fensterfunktionen verwandt sind, wird es, wenn Speicher knapp ist, bevorzugt, ein mit dem Analysefenster verwandtes Synthesefenster zu verwenden, um Speicher zu sparen. Im Allgemeinen kann das Rekonstruktionsfenster bequemerweise das um DF dezimierte Synthesefenster sein, der Synthesefensterdezimierungsfaktor.
Wie bei 32 angezeigt, werden Verbindungen zu einem programmierbaren DSP 18 vorgesehen, um dem DSP zu ermöglichen, eine bestimmte Verarbeitungsstrategie zu implementieren. Der programmierbare DSP 18 umfasst ein Prozessormodul 34 einschließlich eines flüchtigen Speichers 36. Der Prozessor 34 ist zusätzlich mit einem nichtflüchtigen Speicher 38 verbunden, der mit einer Ladungspumpe 40 versehen ist.
Wie unten erläutert, sind verschiedene Kommunikationsschnittstellen vorgesehen, nämlich: eine 16-Bit Eingangs-/Ausgangsschnittstelle 42, eine asynchrone serielle Schnittstelle 44 und eine Programmierschnittstellenverbindung 46.
Die vom DSP 18 empfangenen Frequenzbandsignale repräsentieren den Frequenzinhalt der unterschiedlichen Bänder und werden vom digitalen Signalprozessor 34 verwendet, um die Verstärkungseinstellungen zu bestimmen, so dass eine gewünschte Verarbeitungsstrategie implementiert werden kann. Die Verstärkungsfaktoren werden basierend auf den Eigenschaften der Frequenzbandsignale berechnet und werden dann den Multiplizierern 28 zugeführt. Wenn individuelle Multiplizierer 28 gezeigt sind, könnten in der Praxis, wie bereits angedeutet, diese durch einen oder mehrere Multiplizierresourcen ersetzt werden, die von den Filterbankbändern geteilt werden. Dies kann vorteilhaft sein, da es die Menge an Verarbeitung, die durch den DSP erforderlich ist, vermindert, indem die Verstärkungsfaktoraktualisierungsrate vermindert wird und weiterhin Berechnungen gestattet wird, vom effizienteren ASIC durchgeführt zu werden. Auf diese Weise werden auch die Speicheranforderungen vermindert und die DSP Einheit kann länger im Schlafmodus bleiben.
Der Prozessor 34 kann so sein, dass er bestimmt, wenn Verstärkungsfaktoreinstellungen erforderlich sind. Wenn keine Verstärkungsfaktoreinstellungen notwendig sind, kann die gesamte programmierbare DSP Einheit 18 in einem Low-Power- oder Standbymodus umgeschaltet werden, um so den Stromverbrauch zu vermindern und damit die Batterielaufzeit zu verlängern.
In einer anderen Variante der Erfindung, die nicht gezeigt ist, sind die Multiplizierer 28 aus dem ASIC weggelassen. Die Ausgaben von der Analysefilterbank 26 würden dann dem Digital-Signal-Prozessor 34 zugeführt, der sowohl die erforderlichen Verstärkungsfaktoren berechnen als auch sie dann auf die Signale für die verschiedenen Bänder anwenden würde. Die so modifizierten Bandsignale würden dann dem ASIC zurückgegeben werden und dann der Synthesefilterbank 30. Dies würde durch eine geteilte Speicherschnittstelle erzielt werden, die unten beschrieben ist.
Die Kommunikation zwischen dem ASIC 16 und dem programmierbaren DSP 18 wird vorzugsweise durch eine geteilte Speicherschnittstelle bereitgestellt. Der ASIC 16 und der DSP 18 können gleichzeitig auf den geteilten Speicher zugreifen, mit der einzigen Beschränkung, dass beide Vorrichtungen nicht simultan an dieselbe Stelle des Speichers schreiben können.
Sowohl der ASIC 16 als auch der programmierbare DSP 18 erfordern zur Speicherung von Filterkoeffizienten, Algorithmusparametern und Programmen nicht-flüchtigen Speicher, wie bei 38 angezeigt. Der Speicher 38 kann entweder elektrisch löschbarer programmierbarer Lesespeicher (EEPROM) oder Flash-Speicher sein, den der Prozessor 34 nach Bedarf lesen und schreiben kann. Weil es sehr schwierig ist, einen zuverlässigen Betrieb bei großen Bänken (z.B. 8 KByte) von EEPROM oder Flash-Speicher bei niedrigen Spannungen (1 Volt) zu erzielen, wird die Ladungspumpe 40 vorgesehen, um die nicht-flüchtige Speicherversorgungsspannung zu erhöhen, wann es immer es notwendig ist, aus dem nicht-flüchtigen Speicher zu lesen oder darauf zu schreiben. Typischerweise werden der nicht-flüchtige Speicher 38 und seine assoziierte Ladungspumpe 40 nur freigegeben, wenn die gesamte Vorrichtung oder Hörhilfe "bootet", danach wird er gesperrt (heruntergefahren), um den Stromverbrauch zu vermindern.
Programm und Parameterinformation werden dem Signal-Prozessor 34 über die Bidirektional-Programmierschnittstellenverbindung 46 übertragen, die ihn mit einer Programmierschnittstelle verbindet. Es ist so ersichtlich, dass entweder die Programmierschnittstellenverbindung 46 oder die Audioverbindung durch das Mikrofon 10 (und optional das zweite Mikrofon für eine Stereoimplementation) für das synthetisierte Audiobandsignal eine Auswahleingabe bereitstellen, welche die Anzahl von Frequenzbändern, die Breite jedes Bandes, gerade oder ungerade Stapelung und andere auszuwählende Parameter freigibt. Diese Schnittstelle empfängt Programme und Parameterinformationen von einem Personal Computer oder einem dedizierten Programmer über eine bidirektionale verdrahtete oder drahtlose Verbindung. Wenn mit einer verdrahteten Programmierschnittstelle verbunden, wird der Strom für den nicht-flüchtigen Speicher durch die Schnittstelle geliefert; dies wird die Lebensdauer der Hörhilfenbatterie weiter steigern. Wie in der gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung der Anmelder Nr.09/060,820, die gleichzeitig eingereicht wurde, beschrieben, kann auch ein speziell synthetisiertes Audiobandsignal verwendet werden, um die digitale Filterbank-Hörhilfe zu programmieren.
Die synchrone serielle Schnittstelle 44 ist auf der DSP Einheit 18 vorgesehen, so dass ein zusätzlicher Analog-Digital-Wandler inkorporiert werden kann, um Schemata zu verarbeiten, die zwei Eingabekanäle erfordern (z.B. Strahlformen – das Strahlformen ist eine Technik auf dem Gebiet der Hörhilfe, die einer Hörhilfe ermöglicht, mit zumindest zwei Mikrofonen, auf eine bestimmte Schallquelle zu fokussieren).
Der programmierbare DSP 34 stellt auch ein flexibles Verfahren zum Verbinden und Abfragen von Benutzersteuerungen bereit. Ein 16-Bit breiter Parallelport wird für die Verbindung von Benutzersteuerungen wie etwa Schaltern, Lautstärkeregelung (Wellen-Encoder-Typ) und für zukünftige Erweiterungen vorgesehen. Dass diese Resourcen unter der Softwaresteuerung der DSP-Einheit 18 stehen, stellt eine Flexibilität bereit, die mit einer festverdrahteten ASIC-Implementation nicht möglich wäre.
Es ist essentiell, die Zuverlässigkeit der digitalen Filterbank-Hörhilfe in schwierigen Betriebsumgebungen sicherzustellen. So kann eine Fehlerprüfung oder Fehlerprüfung und Korrektur bei im nicht-flüchtigen Speicher gespeicherten Daten verwendet werden. Wenn sie eingeschaltet wird, führt die Hörhilfe auch einen Selbsttest des flüchtigen Speichers durch und überprüft den Signalpfad durch Anlegen eines digitalen Eingangssignals und Verifizieren, dass das erwartete Ausgangssignal erzeugt wird. Schließlich wird ein Überwachungstimer verwendet, um die Systemstabilität sicherzustellen. Dieser Timer erzeugt mit einer vorgegebenen Rate einen Interrupt, der bedient werden muss, sonst wird das gesamte System zurückgesetzt. In dem Fall, dass das System zurückgesetzt werden muss, erzeugt die digitale Filterbank-Hörhilfe eine hörbare Indikation, um den Anwender zu warnen.
Eine Anzahl von unterbandkodierten (d.h. digital komprimierten) Audiosignalen kann im nicht-flüchtigen Speicher 38 gespeichert werden und für Echtzeitwiedergabe an den Hörhilfenanwender in den flüchtigen Speicher (RAM) 36 übertragen werden. Die Unterbandkodierung kann wie in den Kapiteln 11 und 12 von Jayant, N.S. and Noll, P., Digital Coding of Waveforms (Prentice-Hall; 1984) erfolgen, die hier als Referenz inkorporiert wird. Diese Signale werden verwendet, um eine hörbare Indikation des Hörhilfenbetriebs bereitzustellen. Die Unterbandkodierung der Audiosignale vermindert den Speicher (nicht-flüchtiger Speicher), der erforderlich ist und verwendet die existierende Synthesefilterbank und den programmierbaren DSP effizient, weil sie als Unterbandsignaldekoder verwendet werden.
Somit besteht gemäß der vorliegenden Erfindung die digitale Prozessierungsschaltung aus einer Analysefilterbank, welche die digitale Präsentation des Eingangszeitbereichssignals in eine Mehrzahl von Frequenzbändern aufspaltet, einem Mittel zum Kommunizieren dieser Information zu/von einem programmierbaren DSP und einer Synthesefilterbank, welche die Bänder kombiniert, um ein Zeitdomän-Digitalausgangssignal zu erzeugen.
Idealerweise würde eine digitale Hörhilfe oder tatsächlich jegliche Hörhilfe ungleichmäßige Frequenzbänder aufweisen, die eine hohe Auflösung der Frequenz nur bereitstellen, wenn sie benötigt wird. Dieses würde die Anzahl von Bändern minimieren, während die Modifikation des Verstärkungsfaktors oder anderer Parameter nur dort freigegeben wird, wo sie im Frequenzspektrum nötig sind. Jedoch haben die effizientesten Implementierungen von Multikanalfiltern, wo die Implementation auf bekannten Umwandlungen basiert, wie der Fourierumwandlung, gleichförmige Abstände. Dies resultiert natürlicherweise aus der Tatsache, dass eine gleichförmige Abtastung in der Zeit einer gleichförmigen Beabstandung in der Frequenz entspricht. Somit stellt die vorliegende Erfindung ein Multikanalfilterdesign mit gleichförmiger Beabstandung bereit.
Die Anzahl von Bändern, d.h. die Frequenzauflösung, die von einer digitalen Hörhilfe gefordert wird, hängt von der Anwendung ab. Für Frequenzreaktionseinstellung bei niedrigen Frequenzen sollte eine digitale Hörhilfe für eine Einstellung in 250 Hz Frequenzschritten in der Lage sein. Diese Feineinstellung gestattet es, die Niederfrequenz-Verstärkungsfaktorziele bei audiometrischen Frequenzen (den Standardfrequenzen, bei denen Hörcharakteristika gemessen werden) akkurat einzustellen.
Die von der digitalen Hörhilfe verwendete Abtastrate hängt mit der gewünschten Ausgabebandbreite zusammen. Da Sprache typischerweise wenig Energien oberhalb von 5 KHz aufweist und das Abdecken dieses Frequenzbereichs zu hochgradig verständlicher Sprache führt, wurde eine Abtastrate von 16 KHz entsprechend einer Bandbreite von 8 Hz ausgewählt, um eine Sicherheitsmarge zu haben. Bei einem proportionalen Anwachsen des Stromverbrauches kann sich jedoch eine Abtastrate von 24 KHz oder darüber hinausgehend für eine höhere Treue als wünschenswert erweisen. Die Minimalabtastrate, die benötigt wird, um eine gewünschte Ausgabebandbreite zu erzielen, sollte so ausgewählt werden, dass der Stromverbrauch minimiert wird. Eine adäquate Frequenzabdeckung und Auflösung wird durch Verwendung von 16 500 Hz breiten Bändern erzielt. Dies wiederum erfordert eine diskrete 32-Punkt Fouriertransformation. Obwohl in dieser typischen Ausführungsform die Bänder 500 Hz breit sind, können die Bandkanten gleichmäßig durch 250 Hz Schritte eingestellt werden. Dies wird durch die Verwendung der DFT mit geraden oder ungeraden Stapeln erzielt.
Kompressorsysteme, die versuchen, Variationen im Eingangssignalpegel auf kleinere Variationen im Ausgangspegel abzubilden, verwenden typischerweise zwei oder mehr Bänder, so dass Hoch-Pegelgeräusche in einem Band nicht den Verstärkungsfaktor in anderen Bändern vermindern und die Sprachwahrnehmung beeinträchtigen. Es gibt eine beachtliche Diskussion über die Zahl von Bändern, die für ein ideales Kompressionssystem bereitgestellt werden sollten, wobei angenommen wird, dass es ein ideales perfektes System gibt. Der derzeitige Konsens scheint zu sein, dass zwei Bänder besser sind als eines, aber dass mehr als zwei Bänder nicht zu einer verbesserten Sprachwahrnehmungsschwelle führen. Jedoch werfen einige Ergebnisse und Meinungen Zweifel auf frühere Ergebnisse und Methoden, die verwendet worden sind, um Multikanalkompressionssysteme zu evaluieren.
Es ist jedoch für Rauschreduktionssysteme wünschenswert, dass sie eine große Anzahl von Bändern haben, so dass nur solche Teile des Spektrums, die Rauschen sind, abgeschwächt werden können, während Teile des Spektrums ohne Rauschen nicht betroffen sind. Um Sprache aus dem Rauschen zu extrahieren, sollten die Filter schmale Bandbreiten aufweisen, um zu vermeiden, das Sprachharmonien entfernt werden. Für die erwähnte 8 KHz Bandbreite stellen 128 Bänder eine Bandbreite von 62,5 Hz bereit, was adäquat ist, um dieses Problem zu vermeiden.
Es gibt viele mögliche Nachteile zwischen der Anzahl von Bändern, der Qualität der Bänder, Filterbankverzögerung und Stromverbrauch. Im Allgemeinen führt ein Steigern der Anzahl oder Qualität der Filterbankbänder zu vergrößerter Verzögerung und Stromverbrauch. Für eine feste Verzögerung hängen Anzahl der Bänder und Qualität der Bänder invers voneinander ab. Einerseits würden 128 Kanäle für eine flexible Frequenzadaption für Produkte wünschenswert sein, die eine höhere Verzögerung tolerieren können. Die größere Zahl von Bändern ist für die besten Ergebnisse bei Rauschreduktion und Rückkopplungsreduktionsalgorithmen notwendig.
Andererseits würden 16 hochqualitative Kanäle für extreme Frequenzreaktionsmanipulation geeigneter sein. Obwohl die Anzahl von Bändern vermindert wird, kann die Interaktion zwischen Bändern viel kleiner sein als im 128 Kanaldesign. Dieses Merkmal ist bei Produkten notwendig, die dafür ausgelegt sind, zu vorzeitigen Hörverlusten oder andere Arten von Hörverlusten zu passen, wo Filterbank-Verstärkungsfaktoren über einen breiten dynamischen Bereich im Bezug aufeinander variieren. Nun stellen gemäß der vorliegenden Erfindung die Filterbänke 26, 30 eine Anzahl von Bändern bereit, die ein programmierbarer Parameter ist. In Übereinstimmung mit der obigen Diskussion liegt die Anzahl der Bänder typischerweise im Bereich von 16-128.
Ein weiteres Steigern der Niederfrequenzauflösung (d.h. mehr Kanäle) kann durch weiteres Prozessieren einer oder mehrerer Analysefilterbank-Ausgabeproben erhalten werden. Diese Verarbeitung verursacht zusätzliche Systemverzögerungen, da die zusätzlichen Proben erst erfasst werden müssen, bevor sie prozessiert werden. Diese Technik kann bei niedrigen Frequenzen und für gewisse Anwendungen akzeptabel sein.
Für Anwendungen, die eine geringe Prozessverzögerung und hohe Frequenzen erfordern, ist das Gegenteil dieser Technik nützlich. Eine anfängliche Prozessierung wird an weniger Bändern gemacht, was die Prozessverzögerung vermindert und die Bandbreite der individuellen Filterbänder vergrößert. Die nachfolgende Prozessierung wird typischerweise an Niederfrequenzbändern durchgeführt, um die Frequenzauflösung auf Kosten der Niederfrequenzverzögerung zu vergrößern; d.h. die Niederfrequenzbänder werden weiter unterteilt, um engere Bänder und eine größere Auflösung zu ergeben.
Üblicherweise gibt es zwei Arten von Filterbänken, nämlich finite Impulsreaktion (FIR) und infinite Impulsreaktion (IIR). FIR-Filterbänke werden üblicherweise bevorzugt, weil sie eine bessere Leistungsfähigkeit bei Festpunktimplementierungen zeigen, leichter zu entwerfen sind und eine konstante Verzögerung haben. Frequenzbänder in einer Filterbank können nicht-überlappend, etwas überlappend oder maßgeblich überlappend sein. Für Hörhilfenanwendungen werden etwas überlappende Entwürfe bevorzugt, weil sie alle Frequenzbereichsinformationen erhalten, während sie eine niedrigere Interaktion zwischen angrenzenden Bändern bereitstellen. Idealerweise würden die Bänder dafür ausgelegt sein, präzise ohne Überlappung aneinander anzustoßen. Dies würde jedoch Filter sehr hoher Ordnungen mit unakzeptabel langer Verzögerung erfordern, so dass in der Praxis Filter niederer Ordnung (128 bis 512 Punkte) verwendet werden, was etwas überlappende Designs erzeugt.
Wie zuvor diskutiert, wird eine gleichförmige Beabstandung der Bänder bereitgestellt, weil sie unter Verwendung von schnellen Frequenzdomänentransformationen implementiert werden kennen, z.B. entweder einer FFT oder einer diskreten Kosinustransformation, was weniger Berechnungsaufwand als Zeitdomänenimplementierungen erfordert.
Zwei Arten von Kanalstapelanordnungen sind für gleichförmige Filterbänke bekannt, wie in 2 gezeigt. Für gerades Stapeln (2a) wird der Kanal n = 0 bei ω = 0 zentriert und die Zentren der Bänder sind bei normalisierten Frequenzen ω_n = 2nπ/N, n = 0, 1, ..., N – 1.
Entsprechend ist für eine ungerade Stapelanordnung ( 2b) der Kanal n = 0 bei ω = π/N zentriert und die Bandfrequenzen sind bei ω_n = 2nπ/N + π/N, n = 0, 1, ..., N – 1. Diese geraden und ungeraden Stapelanordnungen sind in den 2a bzw. 2b gezeigt. Für Audioverarbeitungsanwendungen wird ein ungerades Stapeln allgemein gegenüber einem geraden Stapeln bevorzugt, weil es die gesamte Eingangssignalbandbreite zwischen Gleichstrom und der Nyquistfrequenz gleichmäßig ohne halbe Bänder abdeckt. Das Frequenzband (von Gleichstrom bis zurAbtastrate) ist in 2a, 2b normalisiert gezeigt, um eine Spanne von 2π abzudecken.
Die Fähigkeit, entweder gerades oder ungerades Stapeln auszuwählen, ist ein beachtlicher Vorteil, da es die Anzahl von verwendbaren Bandkanten verdoppelt. Die Platzierung der Bandkanten ist dann auswählbar. Die Bandkanten können abhängig von den Charakteristika des Hörverlustes einer Person ausgewählt werden. 2 zeigt als gestrichelte Linie ein typisches Eingabespektrum von 0 bis π (der normalisierten Nyquistfrequenz), die um f = π asymmetrisch ist, weil das Signal bei einer Rate von 2π abgetastet wird. 2c und 2d zeigen auch die ungeraden und geraden Stapelanordnungen. Sie zeigen auch reale oder charakteristische Filterreaktionen auf jedes Filter.
Während die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben worden ist, ist ersichtlich, dass viele Variationen innerhalb des Umfangs der Erfindung möglich sind.
Einige Arten von Hörverlust führen zu vorzeitigen Verlusten oder anderen Arten von Verlusten, die über das Frequenzspektrum signifikant variieren, was wiederum erfordert, dass die Filterbank-Verstärkungsfaktoren über einen breiten dynamischen Bereich in Bezug aufeinander variieren. In solch einem Fall wird es vorteilhaft, eine andere frequenzabhängige Verstärkung in einem fixen Filter vor der Eingabe an die Analysefilterbank 26 bereitzustellen. Dies kann eine kooperative Anordnung bereitstellen, in der der feste oder Vorfilter eine Grobeinstellung der Frequenzreaktion bereitstellt. Die Bereitstellung einer feinen dynamischen Einstellung verbleibt dann bei der Analysefilterbank und die Probleme von weit variierenden Verstärkungsfaktoren zwischen angrenzenden Filterbändern werden vermieden.
Die Filterbankstruktur der vorliegenden Erfindung stellt eine natürliche Struktur für die Erzeugung von reinen Tönen bei den zentralen Frequenzen jedes Filterbandes bereit. Da diese Töne eine Mehrzahl von audiometrischen Frequenzen betreffen, die verwendet werden, um Gehörverlust zu messen, kann die Filterbank darauf programmiert werden, reine Töne auszugeben. Mit diesen reinen Tönen kann die Hörhilfe direkt verwendet werden, um einen Hörverlust zu bewerten, was das derzeit verwendete Audiometer ersetzt und den Test genauer und realistischer macht.
Zusätzlich zu oder an Stelle von dem oben erwähnten Vorfilter kann eine weitere Anforderung für Frequenzsteuerung innerhalb eines Bandes bestehen, was alternativ als ein Aufspalten eines Bandes in eine Anzahl von Unterbändern charakterisiert werden könnte. Um diese Filterflexibilität bereitzustellen und das beste Signal-Rauschverhältnis aufrecht zu erhalten und um die oben umrissene einfache gleichmäßig beabstandete Bänderstruktur aufrecht zu erhalten, kann ein Nachfilter nach der Synthesefilterbank 30 hinzugefügt werden.
Es kann Fälle geben, die das Anpassen an schwere Schäden involviert, was signifikante Beträge von Hochfrequenzverstärkungsfaktoren erfordert. In dieser Situation kann, falls der Verstärkungsfaktor in den Filterbänken implementiert ist, die Hörhilfe akustisch instabil werden. Hier würde der Nachfilter als ein Kammfilter arbeiten, um nur das schmale Band von Oszillationsfrequenzen zu entfernen, während der Rest des Filterbandes in Ruhe gelassen wird. Alternativ kann dies in der Filterbank selbst erreicht werden.

Claims

Filterbank zum Filtern eines Informationssignals, wobei die Filterbankstruktur ein Filtermittel, das eine Filterbandbreite definiert, umfasst, wobei das Filtermittel ein Audiosignal filtert und das Audiosignal in eine Vielzahl von Frequenzbandsignalen teilt, von denen jedes eines einer Vielzahl von gleichmäßig beabstandeten Frequenzbändern innerhalb der Filterbandbreite repräsentiert, wobei die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind und die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, wobei die Frequenzbandsignale um einen Dezimierungsfaktor abtastreduziert werden, dadurch gekennzeichnet, dass: das Filtermittel einen Auswahleingang (46) umfasst, der die Auswahl von zumindest einem der Folgenden ermöglicht: (i) die Anzahl der Frequenzbandsignale, (ii) die Bandbreite der Frequenzbänder, (iii) ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind, (iv) ob die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, und (v) den Dezimierungsfaktor zur Abtastreduktion der Frequenzbandsignale.
Filterbank nach Anspruch 1, worin der Auswahleingang (46) die Auswahl von zumindest einem aus der Anzahl der Frequenzbandsignale und ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind ermöglicht, wobei die Anzahl der Frequenzbänder N entspricht, und das Filtermittel Folgendes umfasst: a) ein erstes Analysefilterbank-Mittel (26) zum Trennen des Signals in die Vielzahl aus N separaten Frequenzbandsignalen; b) ein Verarbeitungsmittel (34) zum Empfangen und Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale, um N separate verarbeitete Frequenzbandsignale bereitzustellen; und c) ein zweites Synthesefilterbank-Mittel (30) zum Empfangen und Rekombinieren der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale zu einem Einfach-Ausgangssignal, worin sowohl das erste Analysefilterbank-Mittel (26) als auch das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) an den Auswahleingang (46) angeschlossen sind und das Verarbeitungsmittel (34) zwischen das erste Analysefilterbank-Mittel (26) und das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) gekoppelt ist.
Filterbank nach Anspruch 2, umfassend einen zweckbestimmten anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) (16), wobei der ASIC (16) die erste Analysefilterbank (26) und die zweite Synthesefilterbank (30) sowie einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) zur Steuerung der Anzahl der Frequenzbänder und der Bandbreite eines jeden Frequenzbands umfasst, wobei der digitale Signalprozessor (18) mit dem Auswahleingang (46) ausgestattet ist.
Filterbank nach Anspruch 3, worin das Verarbeitungsmittel (34) ein Vervielfachungsmittel (28) zum Vervielfachen eines jeden der Frequenzbandsignale um einen einstellbaren Verstärkungsfaktor umfasst, um die N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale bereitzustellen.
Filterbank nach Anspruch 4, worin das erste Analysefilterbank-Mittel (26) Transformationsmittel (68) zum Transformieren des Audiosignals in den Frequenzbereich umfasst, wobei die N separaten Frequenzbandsignale im Frequenzbereich vorhanden sind, und das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) Rücktransformationsmittel (82) zum Transformieren der N separaten Frequenzbandsignale in das Einfach-Ausgangssignal im Zeitbereich umfasst.
Filterbank nach Anspruch 5, die geeignet ist, ein einzelnes reelles monaurales Informationssignal zu empfangen, worin das Transformationsmittel (68) nicht-negative Frequenzbandsignale und negative Frequenzbandsignale erzeugt, wobei die negativen Frequenzbandsignale von den nicht-negativen Frequenzbandsignalen ableitbar sind, und das Verarbeitungsmittel (34) ausschließlich die nicht-negativen Frequenzbandsignale verarbeitet.
Filterbank nach Anspruch 5, worin die Filterbank geeignet ist, ein Audiosignal, das ein erstes und ein zweites reelles monaurales Informationssignal, die zu einem komplexen Stereosignal kombiniert sind, umfasst, zu filtern, worin das Transformationsmittel (68) N kombinierte Frequenzbandsignale erzeugt und worin das Verarbeitungsmittel (34) Folgendes umfasst: a) ein Kanaltrennungsmittel (76) zum Trennen der N kombinierten Frequenzbandsignale in die N Frequenzbandsignale, die dem ersten Informationssignal entsprechen, und in die N Frequenzbandsignale, die dem zweiten Informationssignal entsprechen, wobei jedes der N Frequenzbandsignale nicht-negative und negative Frequenzbandsignale umfasst; b) ein erstes unabhängiges Kanalverarbeitungsmittel (70A), das an das Kanaltrennungsmittel (76) angeschlossen ist, um jedes der separaten Frequenzbandsignale des ersten Informationssignals zu empfangen und zu verarbeiten, um einen ersten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; c) ein zweites unabhängiges Kanalverarbeitungsmittel (70B), das an das Kanaltrennungsmittel (76) angeschlossen ist, um jedes der separaten Frequenzbandsignale des zweiten Informationssignals zu empfangen und zu verarbeiten, um einen zweiten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; und d) ein Kanalkombinationsmittel (78), das an das erste (70A) und das zweite unabhängige Kanalverarbeitungsmittel (70B) angeschlossen ist, um den ersten Satz aus N verarbeiteten separaten Frequenzbandsignalen und den zweiten Satz aus N verarbeiteten separaten Frequenzbandsignalen zu kombinieren.
Filterbank nach Anspruch 7, worin das erste (70A) und das zweite unabhängige Kanalverarbeitungsmittel (70B) jeweils nur die nicht-negativen Frequenzbandsignale des entsprechenden Informationssignals verarbeiten, wobei die negativen Frequenzbandsignale von den nicht-negativen Frequenzbandsignalen ableitbar sind.
Filterbank nach Anspruch 4, worin das Vervielfachungsmittel (28) ein oder mehrere zweckbestimmte Multiplikatorbetriebsmittel umfasst, die im anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) enthalten sind.
Filterbank nach Anspruch 4, worin das Vervielfachungsmittel (28) ein Multiplikatorbetriebsmittel umfasst, das am programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) bereitgestellt ist.
Filterbank nach Anspruch 1, umfassend eine gemeinsame Speicherschnittstelle, um an einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) angeschlossen zu sein.
Filterbank nach Anspruch 1, umfassend niederfrequente Verarbeitungsmittel zum zusätzlichen Verarbeiten von niederfrequenten Bändern, um eine zusätzliche Auflösung bereitzustellen.
Filterbank nach Anspruch 2, umfassend ein Vorfiltermittel, das an das erste Analysefilterbank-Mittel (26) angeschlossen ist, um den Verstärkungsfaktor von zumindest einem ausgewählten Teilbereich des Frequenzspektrums des Informationssignals zu modifizieren.
Filterbank nach Anspruch 2 oder 13, umfassend ein Nachfiltermittel, das an das zweite Filterbank-Mittel (30) angeschlossen ist, um das Einfach-Ausgangssignal nachzufiltern.
Filterbank nach Anspruch 3, worin das erste Analysefilterbank-Mittel (26), das Verarbeitungsmittel (34) und das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) die digitale Signalverarbeitung verwenden, wobei das erste Analysefilterbank-Mittel (26) zum Empfang eines digitalen Eingangs-Abtastwertestroms geeignet ist und das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) einen digitalen Ausgangs-Datenstrom als Ausgangssignal bereitstellt, wobei der Filterbankschaltkreis ein Analog-Digital-Wandlermittel (14) umfasst, das an die erste Analysefilterbank (26) angeschlossen ist, um ein ursprüngliches analoges Signals zu empfangen und das analoge Signal mit einer Anfangseingangs-Abtastrate in einen digitalen Eingangs-Abtastwertestrom umzuwandeln, der das Informationssignal für die Analysefilterbank (26) bildet, sowie ein an die zweite Synthesefilterbank (30) angeschlossenes Digital-Analog-Wandlermittel (20) umfasst, um den digitalen Ausgangs-Datenstrom umzuwandeln, um eine analoge Version des Einfach-Ausgangssignals zu bilden.
Filterbank nach Anspruch 15, worin das erste Analysefilterbank-Mittel (26) Folgendes umfasst: a) ein Blockungsmittel zum Empfangen des digitalen Eingangs-Abtastwertestroms und zum Unterteilen einer ersten Anzahl R, worin R N, der digitalen Abtastwerte in Blöcke, um einen geblockten digitalen Eingangs-Abtastwertestrom (50) bereitzustellen, wobei das Verhältnis N/R einem Überabtastungsfaktor entspricht; b) ein Analysefenster-Mittel zum Anwenden einer Analysefensterfunktion (60) auf den digitalen Eingangs-Abtastwertestrom (50) um einen mit Fenstern versehenen geblockten digitalen Abtastwertestrom (64) bereitzustellen, wobei die Analysefensterfunktion (60) durch einen Satz aus Analysefensterkoeffizienten definiert ist; c) ein Zeitfaltungsmittel (66) zum Uberlappen und Hinzufügen von Blöcken des mit Fenstern versehenen geblockten digitalen Abtastwertestroms (64), wobei jeder der Blöcke N digitale Abtastwerte umfasst, um einen summierten Block aus N digitalen Abtastwerten bereitzustellen; und d) ein diskretes Transformationsmittel (68) zum Empfangen des summierten Block aus N digitalen Abtastwerten und zum Transformieren des Signals in ein diskretes Frequenzbereichsignal (74) mit N Komponenten, die den N Frequenzbandsignalen entsprechen.
Filterbank nach Anspruch 16, worin das zweite Synthesefilterbank-Mittel (30) Folgendes umfasst: a) ein Rücktransformationsmittel (82) zum Empfangen der N verarbeiteten Frequenzbandsignale und zum Ausführen einer Rücktransformation, um einen Block aus N digitalen Abtastwerten zu bilden; b) ein Replikations- und Verkettungsmittel (84) zum Replizieren und Verketten des verarbeiteten Blocks aus N digitalen Abtastwerten, um einen periodisch erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten zu bilden; c) ein Synthesefenster-Mittel zum Anwenden einer Synthesefensterfunktion (89) auf den erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten, um einen mit Fenstern versehenen periodisch erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten bereitzustellen, wobei die Synthesefensterfunktion (89) durch einen Satz aus Synthesefensterkoeffizienten definiert ist; d) ein Summationspuffermittel (92) zum Empfangen des mit Fenstern versehenen periodisch erweiterten Blocks aus N digitalen Abtastwerten und zum Addieren der mit Fenstern versehenen periodisch erweiterten Abtastwerte mit dem verschobenen Inhalt des Puffers, wann immer ein neues mit Fenstern versehener periodisch erweiterter Abtastwert empfangen wird, um ein verarbeitetes Informationssignal bereitzustellen.
Filterbank nach Anspruch 17, worin die Synthesefensterfunktion (89) auf einer dezimierten Version der Analysefensterfunktion (60) basiert.
Filterbank nach Anspruch 16 oder 17, in der der programmierbare digitale Signalprozessor (18) so betrieben werden kann, dass der Überabtastungsfaktor variiert wird, und in der der Überabtastungsfaktor mindestens 2 entspricht.
Filterbank nach Anspruch 16, 17 oder 18, in der der programmierbare digitale Signalprozessor (18) so betrieben werden kann, dass die Analysefensterkoeffizienten und die Synthesefensterkoeffizienten variiert werden.
Filterbank nach Anspruch 3, in der der programmierbare digitale Signalprozessor (18) so betrieben werden kann, dass entweder eine regelmäßige Anordnung oder eine unregelmäßige Anordnung der Frequenzbänder innerhalb der Systembandbreite bereitgestellt wird.
Filterbank nach Anspruch 1, 2 oder 3, in der die Filterbank in einer digitalen Hörhilfe eingebaut ist.
Vorrichtung zur Verwendung in einer digitalen Hörhilfe, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung Folgendes umfasst: einen zweckbestimmten anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16), der ein Analysefiltermittel (26) zum Trennen eines Signals in eine Vielzahl von unter-schiedlichen Frequenzbandsignalen in unterschiedliche Frequenzbänder und ein Synthesefiltermittel (30) zum Rekombinieren der Frequenzbandsignale in ein Ausgangssignal umfasst; einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (18); und ein Vervielfachungsmittel (28), das an den programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) und an den anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) angeschlossen ist, worin das Vervielfachungsmittel (28) jedes Band um einen gewünschten Verstärkungsfaktor vervielfacht und worin der Verstärkungsfaktor für jedes Band durch den programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) geregelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, worin das Vervielfachungsmittel (28) auf dem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) bereitgestellt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, worin das Vervielfachungsmittel (28) einen einzelnen Multiplikator umfasst, der von den Frequenzbändern gemeinsam benutzt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 24, worin das Vervielfachungsmittel (28) einen Multiplikator-Akkumulator umfasst, der eine gemeinsame Speicherschnittstelle zwischen dem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) und dem programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) umfasst, um die Datenübertragung zwischen dem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) und dem programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 23, worin der programmierbare digitale Signalprozessor (18) ein Leistungssteuerungsmittel umfasst, wodurch der programmierbare digitale Signalprozessor (18) zur Senkung des Stromverbrauchs zwischen den Verstärkungsfaktorberechnungen abgeschaltet werden kann.
Vorrichtung nach Anspruch 23, worin der programmierbare digitale Signalprozessor (18) einen programmierbaren Prozessor (34) umfasst, der einen flüchtigen Speicher (36) für den programmierbaren digitalen Signalprozessor (34), einen nicht-flüchtigen Speicher (38) und ein Stromversorgungsmittel, das das verlässliche Lesen der und Schreiben in die Speicher ermöglicht, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 28, worin das Stromversorgungsmittel eine Ladepumpe (40) umfasst, die an den nichtflüchtigen Speicher (38) angeschlossen ist, und worin das Stromversorgungsmittel ein durch Software gesteuertes Mittel zum Abschalten der Ladepumpe (40) und des nichtflüchtigen Speichers (38) nach dem anfänglichen Hochfahren des programmierbaren digitalen Signalprozessors (18) und dem Laden der Programm- und Parameterdaten in den flüchtigen Speicher (36) umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 28, welche mit unterteilten Bändern kodierte Audiosignale, die im nichtflüchtigen Speicher (38) gespeichert sind, umfasst, wobei die Audiosignale von der Synthesefilterbank (30) und dem programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) dekodiert werden können, um einem Benutzer Audiosignale bereitzustellen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23, 26 oder 28, umfassend: ein Mikrophon (10); einen Vorverstärker (12), der an das Mikrophon (10) angeschlossen ist; einen Analog-Digital-Wandler (14), der an den Vorverstärker (12) und an einen Eingang des anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreises (16) angeschlossen ist, welcher Eingang mit dem Analyse-Filtermittel (26) verbunden ist; einen Digital-Analog-Wandler (20), der an einen Ausgang des Synthesefiltermittels (30) des anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreises (16) angeschlossen ist; einen Leistungsverstärker (22), der an den Digital-Analog-Wandler (20) angeschlossen ist; und einen Empfänger (24), der an den Ausgang des Leistungsverstärkers (22) angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23, 26 oder 28, umfassend: einen ersten Vorverstärker (12), der an einen ersten Eingang (10) angeschlossen ist; einen zweiten Vorverstärker (13), der an einen zweiten Eingang (11) angeschlossen ist, wobei zumindest einer aus dem ersten und dem zweiten Eingang ein Mikrophon (10) umfasst; einen ersten Analog-Digital-Wandler (14), der an den ersten Vorverstärker (12) angeschlossen ist; einen zweiten Analog-Digital-Wandler (15), der an den zweiten Vorverstärker (13) angeschlossen ist, wobei der erste (14) und der zweite Analog-Digital-Wandler (15) an eine serielle Synchronschnittstelle (44) an einem aus dem programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) und dem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) angeschlossen sind; einen Digital-Analog-Wandler (20), der am Gleichen aus dem programmierbaren digitalen Signalprozessor (18) und dem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (16) wie die Analog-Digital-Wandler (14) und (15) angeschlossen ist; einen Leistungsverstärker (22), der an den Digital-Analog-Wandler (20) angeschlossen ist; und einen Empfänger (24), der an den Ausgang des Leistungsverstärkers (22) angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, worin das Analysefiltermittel (26) ein erstes Analysefilterbank-Mittel zum Trennen des Signals in N separate Frequenzbandsignale umfasst und das Synthesefiltermittel (30) ein zweites Synthesefilterbank-Mittel zum Empfangen und Rekombinieren der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale zu einem Einfach-Ausgangssignal umfasst, und worin die Vorrichtung einen Auswahleingang (46) umfasst, der an das Analysefilterbank-Mittel (26) und an das Synthesefilterbank-Mittel (30) angeschlossen ist, um die Auswahl der Anzahl der Bänder und der Bandbreite eines jeden Frequenzbands zu ermöglichen.
Verfahren zur Verarbeitung eines Informationssignals zur selektiven Modifikation unterschiedlicher Frequenzbänder, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: (1) das Definieren einer zu analysierenden Filterfrequenzbandbreite; (2) das Trennen der Filterbandbreite in eine Vielzahl von gleichmäßig beabstandeten Bändern, wobei die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind und die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, (3) das Filtern des Informationssignals zum Trennen des Signals in eine Vielzahl von Frequenzbandsignalen, von denen jedes eines der gleichmäßigen Filterbänder re-präsentiert, wobei die Frequenzbandsignale um einen Dezimierungsfaktor abtastreduziert werden; (4) das Verarbeiten der Frequenzbandsignale; (5) das Rekombinieren der Signale der einzelnen Bänder, um ein Ausgangssignal zu bilden; und (6) das Bereitstellen einer Eingabe (46), um die Auswahl von zumindest einem der Folgenden zu ermöglichen: (i) die Anzahl der Frequenzbandsignale, (ii) die Bandbreite der Frequenzbänder, (iii) ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind, (iv) ob die Frequenzbänder aneinander anstoßen, sich überlappen oder voneinander beabstandet sind, und (v) den Dezimierungsfaktor zur Abtastreduktion der Frequenzbandsignale.
Verfahren nach Anspruch 34, worin Schritt (4) das Festlegen eines Verstärkungsfaktors für jedes Frequenzband und das Vervielfachen eines jeden Frequenzbandsignals um den entsprechenden festgelegten Verstärkungsfaktor umfasst.
Verfahren nach Anspruch 34, wobei das Verfahren zudem Folgendes umfasst: a) das Trennen des Signals in N separate Frequenzbandsignale in Schritt (3); b) das Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale, um N separate verarbeitete Frequenzbandsignale bereitzustellen, in Schritt (4); c) das Rekombinieren der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale, um das Ausgangssignal zu bilden, in Schritt (5); und d) das Auswählen der Anzahl der Frequenzbänder oder das Auswählen, ob die Frequenzbänder regelmäßig oder unregelmäßig übereinander angeordnet sind.
Verfahren nach Anspruch 36, umfassend die Transformation des Informationssignals in den Frequenzbereich, das Bereitstellen von N separaten Frequenzbandsignalen im Frequenzbereich und das Ausführen einer Rücktransformation der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale in das Ausgangssignal im Zeitbereich.
Verfahren nach Anspruch 37, umfassend das Erzeugen von nicht-negativen Frequenzbandsignalen und von negativen Frequenzbandsignalen, wobei die negativen Frequenzbandsignale von den nicht-negativen Frequenzbandsignalen ableitbar sind, und, in Schritt (4), das ausschließliche Verarbeiten der nicht-negativen Frequenzbandsignale.
Verfahren nach Anspruch 38, umfassend: a) das Empfangen eines Informationssignals, umfassend ein erstes und ein zweites reelles monaurales Informationssignal, die zu einen komplexen Stereosignal kombiniert sind, und das Erzeugen von N kombinierten Frequenzbandsignalen bei der Transformation des Informationssignals in den Frequenzbereich; b) das Trennen der N kombinierten Frequenzbandsignale in die N Frequenzbandsignale, die dem ersten Informationssignal entsprechen, und in die N Frequenzbandsignale, die dem zweiten Informationssignal entsprechen, wobei jedes der N Frequenzbandsignale nicht-negative und negative Frequenzbandsignale umfasst; c) das Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale des ersten Informationssignals, um einen ersten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; d) das Verarbeiten eines jeden der separaten Frequenzbandsignale des zweiten Informationssignals, um einen zweiten Satz aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen bereitzustellen; und e) das Kombinieren des ersten Satzes aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen und des zweiten Satzes aus N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignalen.
Verfahren nach Anspruch 39, das für das erste und das zweite Informationssignal die ausschließliche Verarbeitung der nicht-negativen Frequenzbandsignale des entsprechenden Informationssignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 37, worin das Verfahren durch digitale Signalverarbeitung ausgeführt wird und das Verfahren Folgendes umfasst: das Durchschicken eines ursprünglichen analogen Signals durch ein Analog-Digital-Wandlermittel (14), um das analoge Signal mit einer Anfangseingangs-Abtastrate in einen digitalen Eingangs-Abtastwertestrom umzuwandeln, der das Informationssignal bildet, und worin das Ausgangssignal nach der Rücktransformation einen digitalen Ausgangs-Datenstrom umfasst; und das Ausführen einer Digital-Analog-Wandlung (20) des digitalen Ausgangs-Datenstroms, um eine analoge Version des Ausgangssignals zu bilden.
Verfahren nach Anspruch 41, worin der Schritt der Transformation des Informationssignals in den Frequenzbereich Folgendes umfasst: a) das Unterteilen des digitalen Eingangs-Abtastwertestroms in Blöcke von R Abtastwerten, worin R N, um einen geblockten digitalen Eingangs-Abtastwertestrom bereitzustellen, wobei das Verhältnis N/R einem Überabtastungsfaktor entspricht; b) das Anwenden einer Analysefensterfunktion (60) auf den digitalen Eingangs-Abtastwertestrom (50), um einen mit Fenstern versehenen geblockten digitalen Abtastwertestrom (64) bereitzustellen, wobei die Analysefensterfunktion (60) durch einen Satz aus Analysefensterkoeffizienten definiert ist; c) das Überlappen und Hinzufügen von Blöcken des mit Fenstern versehenen geblockten digitalen Abtastwertestroms, wobei jeder der Blöcke N digitale Abtastwerte umfasst, um einen summierten Block aus N digitalen Abtastwerten bereitzustellen; und d) das Transformieren des Signals in ein diskretes Frequenzbereichsignal mit N Komponenten, wobei die N Komponenten den N Frequenzbandsignalen entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 42, worin der Schritt des Ausführens der Rücktransformation der N separaten verarbeiteten Frequenzbandsignale Folgendes umfasst: a) das Ausführen einer Rücktransformation, um einen Block aus N digitalen Abtastwerten zu bilden; b) das Replizieren und Verketten des verarbeiteten Blocks aus N digitalen Abtastwerten, um einen periodisch erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten zu bilden; c) das Anwenden einer Synthesefensterfunktion (89) auf den erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten, um einen mit Fenstern versehenen periodisch erweiterten Block aus N digitalen Abtastwerten bereitzustellen, wobei die Synthesefensterfunktion (89) durch einen Satz aus Synthesefensterkoeffizienten definiert ist; d) das Addieren des mit Fenstern versehenen periodisch erweiterten Blocks aus N Abtastwerten mit einem Summationspuffer (92); und e) das Verschieben des Inhalts des Summationspuffers (92), wann immer ein neuer mit Fenstern versehener periodisch erweiterter Abtastwert empfangen wird, von einem Ende des Summationspuffers (92) um R Abtastwerte zum anderen Ende des Summationspuffers (92) hin, das Bereitstellen von Nullen zum Füllen der R leeren Abtastwerte am einen Ende des Puffers und das Schicken der R verschobenen Abtastwerte aus dem anderen Ende des Puffers hinaus zu einem Ausgang, um ein verarbeitetes Informationssignal bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 43, umfassend das Bilden der Synthesefensterfunktion durch Dezimieren der Analysefensterfunktion (89).
Verfahren nach Anspruch 37, 41 oder 43, umfassend das Auswählen der Anordnung der Frequenzbänder innerhalb der Frequenzbandbreite zu einem aus regelmäßiger Anordnung und unregelmäßiger Anordnung.
Verfahren nach Anspruch 34, umfassend das Anwenden des Verfahrens auf ein Audioinformationssignal in einer digitalen Hörhilfe.
Verfahren nach Anspruch 46, umfassend das Verstärken der niederfrequenten Bänder durch zusätzliche Verarbeitung.
Verfahren nach Anspruch 47, umfassend das Unterteilen von zumindest einem niederfrequenten Band in kleinere Bänder zur einzelnen Verarbeitung.
Verfahren nach Anspruch 46, umfassend das Auswählen der Anzahl der Bänder und der Breite der Bänder in Abhängigkeit von annehmbaren Verzögerungen und der gewünschten Auflösung.
Verfahren nach Anspruch 42 oder 43, worin der Überabtastungsfaktor variiert werden kann und mindestens 2 beträgt.
Verfahren nach Anspruch 43, worin die Analysefensterkoeffizienten und die Synthesefensterkoeffizienten variiert werden können.