DE69706490T2

DE69706490T2 - Stromversorgungsschaltung

Info

Publication number: DE69706490T2
Application number: DE69706490T
Authority: DE
Inventors: Schelte Heeringa
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-03-01
Filing date: 1997-02-07
Publication date: 2002-05-16
Anticipated expiration: 2017-02-08
Also published as: CN1066295C; WO1997032388A1; EP0824781B1; US5838553A; DE69706490D1; ATE205338T1; EP0824781A1; CN1189930A; JPH11504800A

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung zum Speisen einer Last von einer Eingangsspannung aus, welche Schaltung umfasst: einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung; einen ersten Schalttransistor mit einer Steuerelektrode, mit einer ersten Hauptelektrode und einer zweiten Hauptelektrode, die zum periodischen Anschließen der Primärwicklung an die Eingangsspannung mit der Primärwicklung gekoppelt ist; einen Messwiderstand, der mit der ersten Hauptelektrode des ersten Schalttransistors gekoppelt ist; Mitteln zum Ausschalten des ersten Schalttransistors in Reaktion auf einen Spannungsabfall am Messwiderstand, welche Mittel einen zweiten Schalttransistor enthalten; eine Gleichrichterdiode in Reihenschaltung mit der zu speisenden Last, wobei die Reihenschaltung aus der Diode und der Last mit der ersten und der zweiten Klemme der Sekundärwicklung verbunden ist.
Eine derartige Stromversorgungsschaltung ist aus dem US-Patent Nr. 4.684.871, insbesondere Fig. 3, und aus dem US-Patent Nr. 4939632 bekannt und kann zum Laden von Batterien und zum Speisen von elektrischen Geräten verwendet werden. Eine solche Stromversorgungsschaltung ist besonders geeignet zur Verwendung in einem elektrischen Rasierer mit wiederaufladbaren Batterien, wobei in diesem Fall die Stromversorgungsschaltung den Ladestrom für die Batterien und den Speisestrom für den Motor des Rasierers liefert. In der bekannten Stromversorgungsschaltung ist der erste Schalttransistor ein Bipolartransistor. Ein Startwiderstand liefert einen Einschaltstrom an die Steuerelektrode oder Basis des Schalttransistors, der dadurch leitend gemacht wird. Dies führt zu einem Strom durch die Primärwicklung des Transformators. Dieser Primärstrom induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung, die mit Hilfe einer Rückkopplungsschaltung, die die Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Widerstand umfasst, in positivem Sinn zur Basis des ersten Schalttransistors rückgekoppelt wird. Hierdurch wird der erste Schalttransistor schnell gesättigt. Während des Vorwärtszeitraums steigt der Primärstrom linear an, bis der erste Schalttransistor ausgeschaltet wird. Der Primärstrom fließt durch den in der Emitterzuleitung des ersten Schalttransistors angeordneten Messwiderstand. Die Basis- Emitter-Strecke des zweiten Transistors ist parallel zu diesem Messwiderstand geschaltet, um die Basis des ersten Schalttransistors kurzzuschließen, wenn die Spannung am Messwiderstand einen bestimmten Wert überschreitet. Infolge des Kurzschlusses wird der erste Schalttransistor ausgeschaltet. In dem dann beginnenden Rücklaufzeitraum wird die in dem Transformator gespeicherte Energie über die Gleichrichterdiode zu der zu speisenden Last übertragen, wodurch ein Sekundärstrom in der Sekundärwicklung fließt, der allmählich abnimmt. Beim Übergang vom Vorwärtszeitraum zum Rücklaufzeitraum kehrt sich das Vorzeichen der Sekundärspannung um, und wiederum wird Ausschalten des Schalttransistors durch Mitkopplung über die Rückkopplungsschaltung beschleunigt. Am Ende des Rücklaufzeitraums sperrt die Gleichrichterdiode, und ein Wartezeitraum beginnt, in dem die am ersten Kondensator der Rückkopplungsschaltung aufgebaute Spannungsdifferenz über den Startwiderstand ausgeglichen wird, bis die an der Basis des Schalttransistors verfügbare Ansteuerungsspannung wieder ausreicht, um diesen Transistor leitend zu machen. Somit ist die Stromversorgungsschaltung selbstoszillierend. Anstelle einer Reihenschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator kann die Rückkopplungsschaltung eine gesonderte Wicklung umfassen, die die erste Steuerelektrode des ersten Schalttransistors geeignet ansteuert.
Diese bekannte Stromversorgungsschaltung kann mit Eingangsspannungen arbeiten, die aus der gleichgerichteten Netzspannung abgeleitet sind. Dies bringt einige Probleme mit sich. Die Nennnetzspannung kann zwischen 100 und 240 V Wechselspannung variieren. Die gleichgerichtete Spannung variiert in gleichem Maße und beeinflusst die Dauer einer Schwingungsperiode. Die Schwingungsfrequenz hängt daher von der angelegten Netzspannung ab. Die mittlere Stärke des von der Stromversorgungsschaltung gelieferten Stroms ist ihrerseits proportional zur Schwingungsfrequenz. Somit zeigt sich, dass der mittlere Ausgangsstrom von der angelegten Netzspannung abhängig ist. Dies ist beim Aufladen von Batterien ungünstig, weil diese bei einem bekannten Strom geladen werden müssen, um Überladen zu vermeiden.
Außerdem kann die gleichgerichtete Netzspannung sehr hoch sein. Eine sehr große Gleichspannung tritt am Schalttransistor auf, wenn dieser ausgeschaltet ist. Die Schaltverluste in dem Schalttransistor infolge endlicher Schaltzeiten können daher erheblich sein.
Der Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, diese und andere Probleme zu lösen. Hierzu ist die Stromversorgungsschaltung der eingangs erwähnten Art dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalttransistor mit dem ersten Schalttransistor in Reihe geschaltet ist, wobei eine erste Hauptelektrode des zweiten Schalttransistors mit der ersten Hauptelektrode des ersten Schalttransistors über den Messwiderstand gekoppelt ist, eine zweite Hauptelektrode des zweiten Schalttransistors mit einem Verbindungsknoten der Sekundärwicklung und der Last gekoppelt ist, und wobei der zweite Schalttransistor von einem dem Leitungstyp des ersten Schalttransistors entgegengesetzten Leitungstyp ist.
Der zweite Schalttransistor ermöglicht es, den ersten Schalttransistor schnell auszuschalten und dadurch die Schaltverluste zu verringern. Der entgegengesetzte Leitungstyp des zweiten Schalttransistors ermöglicht es, die Stromversorgungsschaltung in verhältnismäßig einfacher Weise ein- und auszuschalten und mit sehr einfachen Mitteln variierende Eingangsspannungen zu kompensieren.
Im Hinblick auf diese Kompensation ist eine erfindungsgemäße Ausführungsform der Stromversorgungsschaltung dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin einen Kompensationswiderstand umfasst, der zwischen die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors und einen Knotenpunkt zwischen der Gleichrichterdiode und der Sekundärwicklung geschaltet ist. Die Spannung am Knotenpunkt zwischen der Gleichrichterdiode und der Sekundärwicklung nimmt mit der Eingangsspannung zu. Die Zunahme führt bei einer höheren Eingangsspannung zu einer höheren Vorspannung für die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors, wodurch der erste Schalttransistor bei einem kleineren Primärstrom ausgeschaltet wird.
Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Ausschalten umfassen: einen Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand, die in einem Abgriff miteinander verbunden sind, welcher Spannungsteiler parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet ist, die zumindest den Messwiderstand und einen Hauptstrompfad des zweiten Schalttransistors umfasst; einen dritten Schalttransistor des gleichen Leitungstyps wie der zweite Schalttransistor und mit einer Steuerelektrode, die mit dem Abgriff des Spannungsteilers verbunden ist, einer ersten Hauptelektrode, die mit dem ersten Widerstand gekoppelt ist, und einer zweiten Hauptelektrode, die mit der Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist; und einen dritten Widerstand, der zwischen die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors und eine Spannungsklemme geschaltet ist.
Bei dieser Ausführungsform hängt der Spitzenstrom, zumindest bei Bipolartransistoren, von der Basis-Emitter-Spannung des dritten Schalttransistors und von dem Stromverstärkungsfaktor des zweiten Schalttransistors ab. Dies ergibt eine Temperaturkompensation für den Primärstrom. Der Spannungsteiler und der dritte Transistor können parallel zur Reihenschaltung des Messwiderstandes und dem Hauptstrompfad des zweiten Schalttransistors platziert werden. Wenn das Übergangsgebiet der Steuerelektrode und der ersten Hauptelektrode des ersten Schalttransistors auch in der Reihenschaltung enthalten ist, wird der Pegel des Primärstroms, bei dem der erste Schalttransistor ausgeschaltet wird, auch verringert.
Der dritte Widerstand kann mit einer geeigneten Spannungsklemme verbunden werden und weiterhin kann ein Schaltelement, beispielsweise ein Transistor, in Reihe zu dem dritten Widerstand geschaltet werden. Die Stromversorgungsschaltung kann mit Hilfe des Schaltelementes ein- und ausgeschaltet werden.
Am Ende der Lebensdauer einer aufladbaren Batterie kommt es häufig vor, dass die Batterie intern unterbrochen wird. Um zu verhindern, dass die Stromversorgungsschaltung defekt wird, weil die Energie im Transformator nicht abgeführt werden kann, kann der dritte Widerstand mit dem Knotenpunkt zwischen der Sekundärwicklung und der zu speisenden Last über einen Transistor des gleichen Leitungstyps wie dem des ersten Schalttransistors verbunden werden, wobei die Steuerelektrode dieses Transistors mit einer Vorspannung verbunden ist, die höher ist als die höchste an der Last zu erwartende Spannung, und wobei die erste Hauptelektrode dieses Transistors mit dem genannten Knotenpunkt verbunden ist.
Der Einfluss der Batteriespannung auf den Spitzenprimärstrom kann verringert werden, indem der dritte Widerstand mit dem Knotenpunkt zwischen die Gleichrichterdiode und die zu speisende Last geschaltet wird. Die Stromversorgungsschaltung kann wieder mit Hilfe eines zum dritten Widerstand in Reihe geschalteten Transistors ein- und ausgeschaltet werden. Vorzugsweise ist, zumindest bei einem Bipolartransistor, dieser Transistor vom gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor, um zu verhindern, das die Batterie sich entleert, wenn die Stromversorgungsschaltung ausgeschaltet ist.
Eine weitere Ausführungsform der Stromversorgungsschaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin eine Zenerdiode umfasst, die zwischen die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors und eine Spannungsklemme geschaltet ist. Die Zenerdiode absorbiert den Ansteuerstrom des ersten Schalttransistors beim Ausschalten dieses Schalttransistors und begrenzt die Spannung an der Steuerelektrode des ersten Schalttransistors, wenn dieser Transistor ausgeschaltet ist. Wenn der erste Schalttransistor ausgeschaltet wird, liefert die erste Hauptelektrode des ersten Schalttransistors eine aktiv gepufferte Spannung, die unter anderem durch die Zenerspannung der Zenerdiode bestimmt wird. Somit wird die Spannung am zweiten Schalttransistor begrenzt und dieser Transistor kann ein normaler Niederspannungstransistor sein
Die aktiv gepufferte Spannung kann auch für andere Zwecke verwendet werden. Hierzu ist eine Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung eine weitere Gleichrichterdiode, die zwischen die erste Hauptelektrode des ersten Schalttransistors und eine Speiseklemme geschaltet ist, und einen mit der Speiseklemme gekoppelten Glättungskondensator umfasst. Die weitere Gleichrichterdiode sperrt, wenn der Schalttransistor leitet und verhindert, dass der Glättungskondensator entladen wird. Wenn der erste Schalttransistor ausgeschaltet wird, leitet die weitere Diode und der Glättungskondensator wird mittels der aktiv gepufferten Spannung geladen. Die Spannung am Glättungskondensator kann zum Speisen zusätzlicher elektronischer Schaltungen verwendet werden. In einem Rasierer können solche Schaltungen beispielsweise eine Steuereinheit, ein Display und ein Mikroprozessor sein. Diese Spannung bleibt selbst erhalten, wenn die Stromversorgungsschaltung mit Hilfe des vorstehend erwähnten Schaltelementes oder des in Reihe zum dritten Widerstand geschalteten Transistors ausgeschaltet worden ist. Die Spannung am Glättungskondensator kann beispielsweise als Quelle für die genannte Vorspannung dienen, die höher ist als die höchste an der Last oder Batterie zu erwartende Spannung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung;
Fig. 2 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung;
Fig. 3 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung;
Fig. 4 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung;
Fig. 5 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung und
Fig. 6 einen elektrischen Rasierer mit einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung.
In diesen Figuren haben gleiche Teile gleiche Bezugszeichen.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgungsschaltung. Die Netzwechselspannung oder eine geeignete Gleichspannung wird an die Eingangsklemmen N4 und N5 gelegt. Die Wechselspannung wird mit Hilfe einer Diodenbrücke D4 gleichgerichtet und mit Hilfe von Kondensatoren C1 und C2 und einer Spule L1 geglättet und gefiltert. Ein optionaler Widerstand R1 in Reihe mit einer der Eingangsklemmen N4 oder N5 begrenzt den Strom durch die Diodenbrücke D4. Die negative Klemme der gleichgerichteten Eingangsspannung ist mit Erde verbunden. Die positive Klemme N7 ist mit einer Primärwicklung W1 eines Transformators verbunden. Eine Zenerdiode D1 und eine Diode D2 sind parallel zur Primärwicklung W1 geschaltet und begrenzen die Spannung an der Primärwicklung W1, wenn der Strom durch die Primärwicklung W1 unterbrochen wird. Der Hauptstrompfad eines Schalttransistors T1, der einen bipolaren npn-Transistor umfasst, ist mit der Primärwicklung W1 in Reihe geschaltet, wobei die zweite Hauptelektrode oder der Kollektor des Transistors mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist. Die erste Hauptelektrode oder der Emitter des Schalttransistors T1 ist über einen Widerstand R8 mit dem Emitter eines pnp-Schalttransistors T2 verbunden, wobei der Kollektor des Schalttransistors T2 mit einer ersten Klemme N1 einer Sekundärwicklung W2 des Transformators verbunden ist, welche Sekundärwicklung magnetisch mit der Primärwicklung W1 gekoppelt ist. Die Sekundärwicklung W2 ist weiterhin mit ihrer ersten Klemme N1 mit einer zu speisenden Last verbunden, die beispielsweise eine wiederaufladbare Batterie B ist. Die positive Klemme der Batterie B ist mit der ersten Klemme N1 verbunden. Die negative Klemme der Batterie B ist mit einer Klemme N6 verbunden, die über eine Gleichrichterdiode D3 mit einer zweiten Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 verbunden ist. Die Klemme N6 ist beispielsweise mit Erde verbunden. Daher fließt nicht nur der durch die Sekundärwicklung fließende Strom, sondern auch der durch die Primärwicklung fließende Strom durch die Batterie B. Wenn dies unerwünscht ist, kann die erste Klemme N 1 anstelle der Klemme N6 mit Erde verbunden sein. Die Steuerelektrode oder Basis des Schalttransistors ist über einen Widerstand R2 mit der positiven Klemme N3 verbunden, aber eine Verbindung mit einer anderen geeigneten Spannung, auf Wunsch einer Spannung, die hinsichtlich der gleichgerichteten Netzspannung stabilisiert worden ist, ist auch möglich. Eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R3 ist zwischen die Basis des Schalttransistors T1 und die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 geschaltet. Weiterhin ist die Basis des Schalttransistors T1 mit der ersten Klemme N1 über ein Schwellenelement verbunden, das eine Zenerdiode D5 umfasst. Unter einem Schwellenelement soll ein Element verstanden werden, das eine verhältnismäßig hohe Impedanz hat, solange die Spannung an dem Element unterhalb einer bestimmten Schwellenspannung liegt, und das eine verhältnismäßig niedrige Impedanz hat, solange die Spannung an dem Element oberhalb einer bestimmten Schwellenspannung liegt. Zu dieser Kategorie gehören die Zenerdiode, der Diac und die gasgefüllte Regelröhre. Auf Wunsch kann ein Speed-up-Kondensator quer zum Widerstand R3 angeordnet sein, um das Einschalten des Schalttransistors T1 zu beschleunigen.
Die Basis des zweiten Schalttransistors T2 ist an die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 über einen Widerstand R4 und an die erste Klemme N1 der Sekundärwicklung W2 über einen Widerstand R7 angeschlossen. Außerdem ist ein Spannungsteiler mit den Widerständen R5 und R6 vorgesehen, die miteinander in einem Abgriff N7 verbunden sind. Der Spannungsteiler ist quer zur Reihenschaltung aus dem Widerstand R8 und der Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors T2 geschaltet, wobei der Widerstand R5 mit dem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand R8 und dem Emitter des Schalttransistors T1 verbunden ist. Die Basis-Emitter-Strecke eines PNP-Schalttransistors T3 ist parallel zum Widerstand R5 geschaltet, seine Basis ist mit dem Abgriff N7 verbunden und sein Kollektor ist mit der Basis des Schalttransistors T2 verbunden. An die Batterie B kann ein Motor M mit Hilfe eines Schalters SW angeschlossen werden. Der Motor M kann beispielsweise der Motor eines Rasierers sein.
Beim Empfang der Eingangsspannung wird ein Einschaltstrom von der positiven Klemme N3 über den Widerstand R2 zur Basis des Schalttransistors T1 fließen, der daher leitend wird. Der Vorwärtszeitraum oder die Vorwärtsphase beginnt. Jetzt beginnt ein Strom über die Primärwicklung W1, den Schalttransistor T1, den Widerstand R8 und die Batterie B von der positiven Klemme N3 zur Klemme N6 zu fließen. Der Schalttransistor T2 leitet, weil Basisstrom über den Widerstand R7 fließen kann. Die Spannungsdifferenz an der Primärwicklung W1 induziert eine transformierte Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2, wobei die zweite Klemme N2 dann relativ zur ersten Klemme N1 positiv ist. Die Kathode der Diode D3 ist dann relativ zur Anode der Diode D3 positiv, wodurch die Diode D3 sperrt. Die positive Spannungsdifferenz an der Sekundärwicklung W2 hat einen Mitkopplungseffekt und steuert die Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors T2 über den Kondensator C3 weiter in Leitung, wobei der Ansteuerstrom durch den Widerstand R3 begrenzt wird. Es sei bemerkt, dass solche Mitkopplung auch auf andere Weise erhalten werden kann, beispielsweise mit Hilfe einer gesonderten Wicklung, die in geeigneter Weise mit der Basis des Schalttransistors T1 gekoppelt ist. Der Schalttransistor T1 wird vollständig in Sättigung gesteuert, und ein zunehmender Strom beginnt durch die Primärwicklung W 1 zu fließen. Dieser zunehmende Strom erzeugt einen zunehmenden Spannungsabfall am Widerstand R8 und der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors T2.
Der Schalttransistor T1 bleibt eingeschaltet, bis der zunehmende Spannungsabfall am Widerstand R5 den Transistor T3 leitend macht. Der Schalttransistor T2 empfängt daher weniger Basisstrom und wird nichtleitend, was eine Zunahme der Kollektor-Emitter-Spannung am Schalttransistor T2 bewirkt. Die zunehmende Kollektor-Emitter- Spannung führt ihrerseits zu einem zunehmenden Spannungsabfall am Widerstand R5. Die resultierende Mitkopplung bewirkt, dass der Emitterstrom des Schalttransistors T1 sehr schnell unterbrochen wird. Der Basisstrom des Schalttransistors T1 wird jetzt über die niedrige Impedanz der Zenerdiode D5 abgeführt, wodurch der Schalttransistor T1 daher schnell ausgeschaltet und der Strom durch die Primärwicklung W1 unterbrochen wird. Jetzt beginnt der Rücklaufzeitraum oder die Rücklaufphase, in der die in dem Transformator gespeicherte Energie zur Batterie B übertragen wird.
Die Unterbrechung des Stroms durch die Primärwicklung W1 führt zu einer starken Spannungszunahme an der Primärwicklung W1, welche Spannungszunahme relativ zur Eingangsspannung an der positiven Klemme N3 positiv ist und durch die Diode D2 und die Zenerdiode D1 begrenzt wird. Infolge der Stromunterbrechung kehrt sich das Vorzeichen der Spannung an der Primärwicklung W1 und damit das der Spannung an der Sekundärwicklung W2 um. Die zweite Klemme N2 der Sekundärwicklung W2 ist jetzt relativ zur ersten Klemme N1 negativ. Die Diode D3 leitet jetzt, und ein Sekundärstrom fließt in der von der Sekundärwicklung W2, der Diode D3 und der Batterie B gebildeten Sekundärschaltung, wobei die Energie in dem Transformator zur Batterie übertragen wird. Der Sekundärstrom nimmt auf null ab. Solange die Diode D3 leitet, ist die negative Spannung an der Sekundärwicklung W2 gleich der Summe aus der Spannung an der Diode D3 und der Spannung der Batterie B. Der negative Spannungssprung an der Sekundärwicklung W2 tritt am Kondensator C3 auf und hält die Basis des Schalttransistors T2 auf negativer Spannung. Der Kondensator C3 wird jetzt über die Zenerdiode D5 entladen, die jetzt in Durchlassrichtung gepolt ist, und den Widerstand R3. Da durch den Schalttransistor T2 und den Widerstand R8 kein Strom fließt, ist die Spannung am Widerstand R5 null, wodurch der Schalttransistor T3 auch ausgeschaltet wird. Der Schalttransistor T2 bleibt jetzt ausgeschaltet, bis die Spannung an der Basis des Schalttransistors T2 wieder genügend positiv ist und eine neue Schwingungsperiode beginnt. Daher ist die Stromversorgungsschaltung selbstoszillierend.
Der Widerstand R4 dient zur Netzspannungskompensation und kann auf Wunsch entfallen. Der Strom durch den Widerstand R4 sorgt dafür, dass die Basis des Transistors T2 bei einer höheren gleichgerichteten Netzspannung an der positiven Klemme N3 eine höhere Vorspannung empfängt, wodurch der Transistor T1 bei einem kleineren Primärstrom ausgeschaltet wird.
Der Primärstrom Ip, bei dem die Schalttransistoren T2 und T3 ausgeschaltet werden, wird durch die folgende Formel gegeben:
wobei Vsec die Spannung an der Sekundärwicklung W2 im Vorwärtszeitraum, VbeT2 die Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors T2, VbeT3 die Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors T3, HFET2 der Verstärkungsfaktor des Transistors T2 ist, und R4 bis R8 die Widerstandswerte der entsprechenden Widerstände R4 bis R8 sind. Die Sekundärspannung Vsec an der Sekundärwicklung W2 ist nahezu proportional zur Primärspannung an der Primärwicklung W1. Die Wahl des Widerstandswertes R4 bestimmt die Beziehung zwischen der Netzspannung und dem Primärstrom Ip. Aus der Formel ist weiterhin ersichtlich, dass der Spitzenstrom Ip von der Basis-Emitter-Spannung VbeT3 des Transistosr T3 und dem Verstärkungsfaktor HFET2 des Transistors T2 abhängt. Daher wird eine Temperaturkompensation für den Spitzenprimärstrom Ip erhalten. Bei höherer Temperatur nimmt nämlich die Basis-Emitter- Spannung ab und der Verstärkungsfaktor zu.
Fig. 2 zeigt eine Erweiterung der in Fig. 1 gezeigten Schaltung. Der Emitter des Schalttransistors T1 ist mit einer Speiseklemme N8 über eine Diode D6 und mit einer der Elektroden eines Glättungskondensators C4 verbunden, dessen andere Elektrode mit der ersten Klemme N1 verbunden ist, aber es sei bemerkt, dass Verbinden mit der Klemme N6 (Erde) auch möglich ist. Jedes Mal, wenn der Transistor T1 ausgeschaltet wird, nimmt die Emitterspannung des Transistors T1 zu. Der Strom, der zunächst durch den Widerstand R8 geflossen ist, durchläuft nun die Diode D6, bis der Transistor T1 sperrt. So wird der Glättungskondensator C4 mit einem pulsierenden Strom wieder bis zu einer Spannung gleich der Zenerspannung der Zenerdiode D5 minus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T1 und der Diodenspannung der Diode D6 aufgeladen. Die Spannung am Glättungskondensator C4 kann zum Speisen zusätzlicher elektronischer Schaltungen verwendet werden, wie z. B. Operationsverstärker, Komparatoren usw. Fig. 2 zeigt als Beispiel einen Komparator CMP, der durch die Spannung am Glättungskondensator C4 gespeist wird. Der Widerstand R7 ist zwischen die Basis des Transistors T2 und den Ausgang des Komparators CMP geschaltet. Wenn der Ausgang des Komparators auf niedrigem Pegel liegt, d. h. auf einem Pegel, der nahezu der Spannung an der ersten Klemme N1 entspricht, arbeitet die Stromversorgungsschaltung so, wie für die anhand von Fig. 1 beschriebene Ausführungsform erläutert worden ist. Wenn der Ausgang des Komparators auf hohem Pegel liegt, d. h. auf einem Pegel, der nahezu der Spannung an der Speiseklemme N8 entspricht, wird die Stromversorgungsschaltung ausgeschaltet. Der Transistor T2 kann dann nämlich keinen Basisstrom über den Widerstand R7 ziehen, wodurch der Transistor T1 keinen Emitterstrom mehr an den Transistor T2 liefern kann und Schwingen unmöglich ist. In dieser Situation arbeitet jedoch der Transistor T1 als Puffer für die Zenerspannung der Zenerdiode D5, die über den Widerstand R2 im leitenden Zustand gehalten wird. So wird die Spannung am Glättungskondensator C4 aufrechterhalten, wenn die Stromversorgungsschaltung nicht schwingt und Netzspannung anliegt.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform, bei der der Widerstand R7 über einen npn-Transistor T4 mit der ersten Klemme N1 verbunden ist. Die Basis des Transistors T4 ist über einen Widerstand R9 mit der Speiseklemme N8 und über einen Widerstand R10 mit der Klemme N6 verbunden. Die Widerstände R9 und R10 sind so dimensioniert, dass der Transistor T4 zu leiten aufhört, wenn die Batteriespannung der Batterie B einen maximalen Wert überschreitet. So wird das Aufladen der Batterie gestoppt. Am Ende der Lebensdauer der Batterie kommt es häufig vor, dass die Batterie intern unterbrochen wird. Der Transistor T4 und die Widerstände R9 und R10 verhindern auch, dass die Stromversorgungsschaltung defekt wird, weil die Energie im Transformator nicht zur Batterie abgeführt werden kann. Auch in diesem Fall wird die Stromversorgungsschaltung ausgeschaltet.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, bei der der Widerstand R7 über einen npn-Transistor T5 mit der Klemme N6 verbunden ist. Bei dieser Konfiguration hängt der Spitzenstrom, bei dem der Transistor T1 ausgeschaltet wird, von der Spannung an der Batterie B ab. Der mittlere Ladestrom hängt dann von der Batteriespannung ab. Um bei nicht angelegter Netzspannung ein Entleeren der Batterie über die Kollektor-Basis-Diode des Transistors T2 und den Widerstand R7 zu verhindern, ist der Transistor T5 als npn-Transistor ausgeführt. Die Kollektor-Basis-Diode sperrt dann. Mit Hilfe des Transistors T5 ist es auch möglich, die Stromversorgungsschaltung auszuschalten, wenn diese Schaltung die Batterie B von der gleichgerichteten Netzspannung aus lädt.
Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform, bei der der Widerstand R5 des Spannungsteilers R5/R6 und der Emitter des Transistors T3 mit der Basis des Transistors T1 statt mit dem Emitter des Transistors T1 verbunden sind. So wird erreicht, dass der Spitzenstrom, bei dem der Transistor T1 ausgeschaltet wird, kleiner ist als in der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform.
Die Bipolartransistoren in den hier beschriebenen Ausführungsformen können durch unipolare (MOS-)Transistoren ersetzt werden, wobei die erste Hauptelektrode, die zweite Hauptelektrode bzw. die Steuerelektrode der Source, der Drain und dem Gate des Unipolartransistors entsprechen.
Fig. 6 zeigt einen elektrischen Rasierer mit einem Gehäuse 1, in dem die Stromversorgungsschaltung, mit PS bezeichnet, die Batterie B und der Motor M untergebracht sind. Der Motor treibt die Scherköpfe 2 an und wird mit dem Schalter SW betätigt.

Claims

1. Stromversorgungsschaltung zum Speisen einer Last (B) von einer Eingangsspannung aus, welche Schaltung umfasst: einen Transformator mit einer Primärwicklung (W1) und einer Sekundärwicklung (W2); einen ersten Schalttransistor (T1) mit einer Steuerelektrode, mit einer ersten Hauptelektrode und einer zweiten Hauptelektrode, die zum periodischen Anschließen der Primärwicklung (W 1) an die Eingangsspannung mit der Primärwicklung (W1) gekoppelt ist; einen Messwiderstand (R8), der mit der ersten Hauptelektrode des ersten Schalttransistors (T1) gekoppelt ist; Mitteln zum Ausschalten des ersten Schalttransistors (T1) in Reaktion auf einen Spannungsabfall am Messwiderstand (R8), welche Mittel einen zweiten Schalttransistor (T2) enthalten; eine Gleichrichterdiode (D3) in Reihenschaltung mit der zu speisenden Last (B), wobei die Reihenschaltung aus der Diode (D3) und der Last (B) mit der ersten (M1) und der zweiten (M2) Klemme der Sekundärwicklung (W2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalttransistor (T2) mit dem ersten Schalttransistor (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei eine erste Hauptelektrode des zweiten Schalttransistors (T2) mit der ersten Hauptelektrode des ersten Schalttransistors über den Messwiderstand (R8) gekoppelt ist, eine zweite Hauptelektrode des zweiten Schalttransistors (T2) mit einem Verbindungsknoten (M1) der Sekundärwicklung (W2) und der Last gekoppelt ist, und wobei der zweite Schalttransistor (T2) von einem dem Leitungstyp des ersten Schalttransistors (T1) entgegengesetzten Leitungstyp ist.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Ausschalten umfassen: einen Spannungsteiler (R5, R6) mit einem ersten Widerstand (R5) und einem zweiten Widerstand (R6), die in einem Abgriff (N7) miteinander verbunden sind, welcher Spannungsteiler parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet ist, die zumindest den Messwiderstand (R8) und einen Hauptstrompfad des zweiten Schalttransistors (T2) umfasst; einen dritten Schalttransistor (T3) des gleichen Leitungstyps wie der zweite Schalttransistor (T2) und mit einer Steuerelektrode, die mit dem Abgriff (N7) des Spannungsteilers (R5, R6) verbunden ist, einer ersten Hauptelektrode, die mit dem ersten Widerstand (R5) gekoppelt ist, und einer zweiten Hauptelektrode, die mit der Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (T2) gekoppelt ist; und einen dritten Widerstand (R7), der zwischen die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (T2) und eine Spannungsklemme (N1, N6) geschaltet ist.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Schaltelement (T4, T5) in Reihe mit dem dritten Widerstand (R7) enthalten ist.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement einen weiteren Transistor (T4, T5) des gleichen Leitungstyps wie dem des ersten Schalttransistors (T1) umfasst, welcher weitere Transistor (T4, T5) eine erste Hauptelektrode hat, die mit der Spannungsklemme (N1, N6) gekoppelt ist, eine zweite Hauptelektrode, die mit dem dritten Widerstand (R7) gekoppelt ist, und eine Steuerelektrode, die zum Empfangen einer Vorspannung angeschlossen ist.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsklemme ein Knotenpunkt (N1) zwischen der Sekundärwicklung (W2) und der zu speisenden Last (B) ist.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch eg kennzeichnet, dass die Spannungsklemme ein Knotenpunkt (N5) zwischen der Gleichrichterdiode (D3) und der zu speisenden Last (B) ist.

7. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, 3, 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin einen Kompensationswiderstand (R4) umfasst, der zwischen die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (T2) und einen Knotenpunkt (N2) zwischen der Gleichrichterdiode (D3) und der Sekundärwicklung (W2) geschaltet ist.

8. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin eine Zenerdiode (D5) umfasst, die zwischen die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors (T1) und eine Spannungsklemme (N1) geschaltet ist.

9. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung eine weitere Gleichrichterdiode (D6), die zwischen die erste Hauptelektrode des ersten Schalttransistors (T1) und eine Speiseklemme (N8) geschaltet ist, und einen mit der Speiseklemme (N8) gekoppelten Glättungskondensator (C4) umfasst.

10. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Widerstand (R5) des Spannungsteilers (R5, R6) mit der Steuerelektrode des ersten Schalttransistors (T1) verbunden ist.

11. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgungsschaltung weiterhin einen Rückkopplungskondensator (C3) und einen Rückkopplungswiderstand (R3) umfasst, die zwischen der Steuerelektrode des ersten Schalttransistorss (T1) und einem Knotenpunkt (N2) zwischen der Gleichrichterdiode (D3) und der Sekundärwicklung (W2) in Reihe geschaltet sind.

12. Elektrischer Rasierer mit einer aufladbaren Batterie (B), einem Elektromotor (M) , einem Schalter (SW) zum Verbinden des Motors (M) mit der Batterie (B), und einer Stromversorgungsschaltung (PS) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zum Speisen zumindest der Batterie (B) und/oder des Motors (M).