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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren in Übereinstimmung
mit dem Oberbegriff von Anspruch 1 sowie auf eine Vorrichtung zum Verwenden
dieses Verfahrens in Übereinstimmung mit
dem Oberbegriff von Anspruch 7.
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In
Hörgeräten werden
fast ausschließlich Batterien
als elektrische Energiequellen verwendet. Dabei sind genau einstellbare
und stabile Versorgungsspannungen erforderlich, damit ein Hörgerät seine
Funktion fehlerfrei erfüllen
kann. Außerdem sind
oft mehrere Versorgungsspannungen erforderlich, die deutlich von
der Batteriespannung abweichen und manchmal größer als die Batteriespannung selbst
sein müssen.
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Um
eine höhere
Versorgungsspannung als die Quellenspannung, d. h. die Batteriespannung,
zu erzeugen, ist die Verwendung einer so genannten Spannungsmultiplikationsschaltung
bekannt. Eine derartige Schaltung weist jedoch den Nachteil auf, dass
nur ein ganzzahliges Vielfaches der Quellenspannung erzeugt werden
kann. Dadurch können
die Bedingungen, die von Hörgeräten gefordert
werden, nicht erfüllt
werden. Zudem ist es für
netzunabhängige
Vorrichtungen von großer
Wichtigkeit, die verfügbare
Energie sparsam zu verwenden. Außerdem sollte der Aufwand für die Schaltung
niedrig gehalten werden. Zudem müssen
die Änderungen
der Batteriespannung in Abhängigkeit
von Einflüssen
des Alters oder von Außen
beachtet werden, da genau diese Änderungen
die Ursache von geringer Spannungsgenauigkeit sind, insbesondere
wenn Spannungsmultiplikationsschaltungen für eine Spannungserhöhung verwendet
werden.
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Aus
der US-A-4736151 ist ein DC/DC-Umsetzer bekannt, der über einen
bidirektionalen Leistungsfluss verfügt und eine Eingangsspannung
für den
Leistungsfluss in beide Richtungen erhöhen kann. Der DC/DC-Umsetzer
gemäß diesem
Literaturhinweis ist insbesondere für die Verwendung in den elektrisch
kompensierten Gleichdrehzahlantrieben ausgelegt, wie es in der US-A-4695776
offenbart ist, die mit der "Power
converter for an electrically compensated constant speed drive" betitelten US-Patentanmeldung
mit der lfd. Nr. 893943 übereinstimmt.
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Aus
der US-A-4347474 ist ein AC/AC-Umsetzer bekannt, der die Funktion
eines herkömmlichen
Eisenkern-Transformators ausführt.
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Aus
der EP-A-0135889 ist ein Verfahren bekannt, um eine Versorgungsspannung
für eine
Last zu erzeugen. Es sind dort eine Versorgungsspannungsquelle,
Schaltelemente, ein erster Kondensator und ein zweiter Kondensator
als ein Speicherkondensator vorgesehen. Ferner ist ein Rechteckspannungsgenerator
vorgesehen, der wenigstens einen Teil der Schaltelemente steuert.
Dadurch wird aufgrund der Steueraktion des Rechteckspannungsgenerators
in einem ersten Schritt der erste Kondensator auf die Spannung der
Quelle geladen. In einem zweiten Schritt wird wieder aufgrund der
Steueraktion des Rechteckspannungsgenerators für die Schaltelemente der zweite
Kondensator, d. h. der Speicherkondensator, auf eine Spannung geladen,
die ein ganzzahliges Vielfaches der Quellenspannung ist.
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Die
Last verbraucht die Energie von dem zweiten Kondensator, d. h. von
dem Speicherkondensator, und es ist dort ein Komparator vorgesehen, der
einen richtigen Betrieb des Schaltelements unabhängig davon aufrecht erhält, ob die
Spannung an dem zweiten Kondensator zeitweise unter die Quellenspannung
abfällt.
Der ganzzahlige Faktor der Quellenspannung, der als Spannung für die Last
erscheint, ist durch das Konzept der vorgesehenen Schaltelemente
bestimmt.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, ein Verfahren
zum Erzeugen von konstanten und stabilen Versorgungsspannungen zu schaffen.
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Dies
wird durch die im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen
gelöst.
Weitere Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sowie eine Vorrichtung sind in weiteren
Ansprüchen
gegeben.
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Die
vorliegende Erfindung weist die folgenden Vorteile auf: Ausgehend
von einer Batteriespannung, die sich aufgrund ihres Alters oder
in Abhängigkeit
von der Last ändern
kann, wird eine stabile Versorgungsspannung erzeugt, wobei die Versorgungsspannung
auch größer als
die Batteriespannung sein kann. Bei Bedarf kann die vorliegende
Erfindung auch verwendet werden, um mehrere Versorgungsspannungen
mit unterschiedlichen Werten zu erzeugen. Die vorliegende Erfindung
kann insbesondere für
den Einbau in einen Mikrochip verwendet werden, was insbesondere
wichtig ist, wenn sie für ein
Hörgerät verwendet
wird.
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Die
vorliegende Erfindung wird anhand von beispielhaften Ausführungsformen,
die in der Zeichnung gezeigt sind, weiter erläutert. Gezeigt wird in:
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1 eine
Vorrichtung in Übereinstimmung mit
der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen von Versorgungsspannungen,
wobei die Vorrichtung schematisch in einem Blockschaltplan dargestellt
ist;
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2 eine
erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung in Übereinstimmung
mit 1;
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3 eine
zweite und weiterentwickelte Ausführungsform in Übereinstimmung
mit 2;
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4 eine
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, in der eine Leitfähigkeit als Energieübertragungselement
verwendet wird, das in einem elektroakustischen Umsetzer enthalten
ist;
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5 ein
Zeitverlauf von Schaltzuständen, die
in der Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit 4 auftreten;
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6 eine
weitere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die in 4 dargestellt
ist;
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7a bis 7c Zeitverläufe von
verschiedenen Strömen
in der Schaltungsanordnung in Übereinstimmung
mit 6; und
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8a und 8b eine
Ausführungsform
der Erfindung, die auf dem Prinzip der kapazitiven Spannungsumsetzung
beruht; und
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9 eine
Steuereinheit mit geschlossenem Regelkreis, die für eine sich ändernde
Quellenspannung geeignet ist.
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In 1 ist
ein Blockschaltplan einer Vorrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung zum Erzeugen einer oder mehrerer Versorgungsspannungen
dargestellt, wobei die Vorrichtung eine Quelle Q, die beispielsweise
eine Batterie ist, eine Steuereinheit CTRL, mehrere Schaltelemente S1
bis Sn, Energieübertragungselemente
EUE, Energiespeichereinheiten ES und eine Last Z umfasst, die symbolisch
den Rest eines mit Elektroenergie versorgten Hörgeräts repräsentiert. Die Steuereinheit CTRL
umfasst das Steuer- und Beobachtungszentrum der Vorrichtung in Übereinstimmung
mit der Erfindung. In dieser Steuereinheit werden die von der Quelle
Q gelieferte Quellenspannung UQ, die in den Energieübertragungselementen
EUE und in den Energiespeichereinheiten SE gespeicherte Energie
und die Versorgungsspannungen über
die Last Z bzw. die Versorgungsströme durch die Last Z beobachtet.
Anhand dieser Informationen und anhand des Referenzwertes REF, der
an die Steuereinheit CTRL geliefert wird, wirkt die Steuereinheit
CTRL auf die Schaltelemente S1 bis Sn ein, mit deren Zuständen die
Versorgungsspannungen bzw. die Versorgungsströme auf die erwünschten
Werte eingestellt werden.
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Ausgehend
von der vereinfachten Annahme, dass nur ein Versorgungswert erzeugt
wird, werden die Schaltelemente S1 bis Sn grundsätzlich in zwei Gruppen aufgeteilt,
wobei eine Gruppe verwendet wird, um die Energieübertragungselemente EUE mit von
der Quelle Q gelieferter Energie zu laden, während die andere Schaltgruppe
verwendet wird, um die in den Energieübertragungselementen EUE gespeicherte
Energie zu den Energiespeicherelementen SE zu übertragen, so dass der erwünschte Versorgungswert über die
Last Z bzw. durch die Last Z erhalten wird.
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Wenn
mehrere Versorgungswerte erzeugt werden sollen, wird die Anzahl
der Schaltgruppen entsprechend erhöht. Wenn beispielsweise drei
Versorgungswerte notwendig sind, sind beispielsweise vier Schaltgruppen
erforderlich: eine erste Schaltgruppe wird verwendet, um Energie
zu den Energieübertragungselementen EUE
zu liefern; die weiteren Schaltgruppen werden entsprechend verwendet,
um die in den Energieübertragungselementen
EUE gespeicherte Energie an die verschiedenen Energiespeicherelemente
SE zu verteilen. Es ist offensichtlich, dass auch mehr als vier
Schaltgruppen in dem oben erwähnten
Fall verwendet werden können.
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Für die genaue
Einstellung der erwünschten Versorgungswerte
wird ein Referenzwert REF an die Steuereinheit CTRL geliefert und
aufgrund dieses Referenzwertes REF beeinflusst die Steuereinheit CTRL
die Schaltelemente S1 bis Sn in einer steuernden Weise. Die Erzeugung
des Referenzwertes REF ist ausreichend bekannt und beispielsweise
in der Veröffentlichung
von Marc G. R. Degrauwe u. a. mit dem Titel "CMOS Voltage References Using Lateral Bipolar
Transistors" (IEEE
Journal of solid-state circuits, Bd. SC-20, Nr. 6, Dezember 1985)
offenbart.
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2 zeigt
eine erste Ausführungsform
des in 1 dargestellten allgemeinen erfindungsgemäßen Falls.
Diese Ausführungsform
umfasst eine Quelle Q, eine Induktivität L, zwei Schaltelemente S1 und
S2, einen Kondensator GC und eine Steuereinheit CTRL, wobei das
Schaltelement S1 einerseits parallel zu der Reihenschaltung der
Quelle Q und der Induktivität
L und andererseits parallel zu der Reihenschaltung des Schaltelements
S2 und des Kondensators GC geschaltet ist. Die erwünschte Versorgungsspannung
UD wird über
den Kondensator GC erhalten, wobei die Versorgungsspannung UD zur genauen
Einstellung in die Steuereinheit CTRL eingegeben wird, um die erforderlichen
Schaltzustände der
Schaltelemente S1 und S2 zu erzeugen. Ferner wird ein Referenzwert
REF – wie
bereits bei der Beschreibung von 1 erwähnt wurde – an die
Steuereinheit CTRL geliefert. Wenn in Übereinstimmung mit der dargestellten
Ausführungsform
eine Spannung, und zwar die Versorgungsspannung UD, gesteuert wird,
wird angenommen, dass der Referenzwert REF ein Spannungswert ist.
Damit kann ein Maß für die Abweichung
der momentanen und der erwünschten
Versorgungsspannung UD erhalten werden, indem die Differenz zwischen
der momentanen Versorgungsspannung UD und der Referenzspannung gebildet
wird. Aufgrund dieser Ergebnisse werden Schaltsignale SS1 und SS2
für die
Einstellung der Schaltzu stände
der Schaltelemente S1 und S2 in der Steuereinheit CTRL bestimmt.
Dies kann in einer bekannten Weise durch einen Pulsbreitenmodulator durchgeführt werden.
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Der
Vollständigkeit
halber wird erwähnt,
dass in der Steuereinheit CTRL außer dem Pulsbreitenmodulator
auch ein bekanntes Schleifenfilter enthalten ist, wobei das Schleifenfilter
insbesondere bezüglich
seiner Stabilität
und seines Steuerverhaltens entsprechend zu der Gesamtübertragungsfunktion
des Systems beiträgt.
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Für die Erzeugung
irgendeiner Versorgungsspannung UD, die auch einen höheren Wert
als die Quellenspannung UQ annehmen kann, wird zuerst durch ein
geschlossenes Schaltelement S1 und ein geöffnetes Schaltelement S2 ein
Strom IL durch die Induktivität
L erhalten. Nach einer bestimmten Zeit wird das Schaltelement S2
geschlossen und das Schaltelement S1 geöffnet, wobei der Strom IL in
die gleiche Richtung, aber nun zu dem Kondensator GC und zu der
Last Z fließt,
wobei über
diesen eine Versorgungsspannung UD aufgebaut wird. Der Wert der Versorgungsspannung
UD wird durch ein entsprechendes Abtastverhältnis zwischen den zwei Schaltelementen
S1 und S2 eingestellt. Für
die Einstellung einer erwünschten
Versorgungsspannung UD wird wie erwähnt die momentane Spannung
UD gemessen und in die Steuereinheit CTRL eingegeben, durch die
die Regelschleife geschlossen wird.
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In 3 ist
eine Prinzipschaltungsanordnung einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dargestellt, wobei für diese Ausführungsform
ausgehend von einer Quelle Q und einer einzelnen Induktivität L, die
als Energieübertragungselement
verwendet wird, mehrere Versorgungsspannungen UD1 bis UD3 erzeugt
werden. Die Schaltanordnung ist grundsätzlich die gleiche wie die,
die in 2 dargestellt ist. Dennoch wird ein Intervall,
in dem das in 2 dargestellte Schaltelement
S2 geschlossen ist, für
die drei Schaltelemente S2a, S2b und S2c aufgeteilt. Die Kondensatoren
GC1, GC2 und GC3 halten die verschiedenen Versorgungsspannungen
UD1, UD2 und UD3 auf den erwünschten
Werten. Entspre chend wird auch die in 2 dargestellte
Steuereinheit CTRL für
diese Ausführungsform
eingestellt, wobei grundsätzlich
zwei Varianten vorgeschlagen werden:
Eine erste Variante umfasst
für jede
Regelschleife, d. h. für
jede erwünschte
Versorgungsspannung UD1 bis UD3, eine Steuereinheit der beschriebenen
Weise mit einer Verstärkungseinheit,
einem Schleifenfilter und einem Pulsbreitenmodulator. In dieser
Ausführungsform
werden durch jeden Pulsbreitengenerator Schaltsignale für das Schaltelement
S1 und für die
jeweiligen Schaltsignale SS2a, SS2b und SS2c erzeugt. Deswegen ist
ein Multiplexer in der Steuereinheit CTRL vorgesehen, an den die
drei Schaltsignale für
das Schaltelement S1 angeschlossen sind, wobei von diesen drei Schaltsignalen
das eine an den Ausgang SS1 der Steuereinheit CTRL angeschlossen
ist, das zu dem jeweils aktiven Schaltteil gehört.
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Da
der Aufwand für
die Verwirklichung der zuvor beschriebenen Variante relativ groß ist, ist
die zweite Variante zu bevorzugen, die dadurch gekennzeichnet ist,
dass sie – wie
in 3 dargestellt ist – nur eine Steuereinheit CTRL
hat, wobei die Steuereinheit CTRL auf Zeitmultiplexart arbeitet.
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Damit
wird das sehr wichtige Kriterium des Schaltungseinbaus auf einem
kleinen Raum für
die vorliegende Verwendung von Hörgeräten berücksichtigt.
Eine Bedingung für
diese Ausführungsform ist
außerdem,
dass Maßnahmen
in der Steuereinheit CTRL ergriffen werden, um das Halten der Steuerinformationen
in den zwei Abtastzyklen zu ermöglichen,
in denen die jeweilige Regelschleife nicht aktiv ist.
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In 4 ist
eine weitere Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung dargestellt, wobei diese Ausführungsform
insbesondere hinsichtlich der vorliegenden Verwendung als Spannungsversorgungsschaltung
für Hörgeräte bevorzugt
ist, da anstelle der als ein Energieübertragungselement wirkenden
Induktivität
eine Induktivität,
die ohnehin durch den elektroakustischen Umsetzer, d. h. den Lautsprecher, bereitgestellt
ist, als Energieübertragungselement verwendet
wird. Damit wird der Schaltungsaufwand für das Hörgerät weiter verringert.
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Ein
entsprechend vereinfachter Schaltungsentwurf für die Übertragung von Energie bei
niedrigen Frequenzen ist in 4 dargestellt
und wird im Folgenden erläutert:
Es
ist bereits vorgeschlagen worden, Audiosignale mittels Pulsbreitenmodulation
in einer verstärkten Weise
zu wiederzugeben. In diesem Vorschlag ist ein elektroakustischer
Umsetzer K in einer Brückenschaltung
entsprechend 4 angeordnet, wobei die Brückenschaltung
vier Schaltelemente B1 bis B4 und einen elektroakustischen Umsetzer
K umfasst. Dieses neue Verfahren und die entsprechende Vorrichtung
sind Gegenstand der US-Patentanmeldung mit der Nummer 08/635 153
(Anmeldedatum 23. April 1996), deren Inhalt hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist.
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Außer der
bekannten Schaltanordnung, die in der zuvor durch Literaturhinweis
erwähnten
Anmeldung beschrieben ist, umfasst die in 4 dargestellte
Schaltanordnung ein weiteres Schaltelement S1 und einen Kondensator
GC, wobei diese Elemente in die in 4 dargestellte
Schaltanordnung entsprechend den anhand von 2 und 3 gegebenen
Sachverhalten integriert sind. Die beiden zuletzt erwähnten Elemente
ermöglichen
die Verwendung der Induktivität
des elektroakustischen Umsetzers K als Energieübertragungselement in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung, wobei ein Teil einer Basisabtastperiode
T, die normalerweise zum Übertragen
des Audiosignals verwendet wird, für die Energieversorgung des
Hörgeräts verwendet wird.
Dies wird anhand von 5 erklärt, in der die Basisabtastperiode
T gegeben ist, von der ein Teil, und zwar der in dem Zeitabschnitt
TS, für
die Energieversorgung des Hörgerätes verwendet
wird.
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Während des
Zeitabschnittes TS sind die zwei Schalter B1 und S1 geschlossen
und die Schalter B2 bis B4 sind geöffnet, so dass die Gleichstromkomponente
des Stroms IL, der durch den elektroakustischen Umsetzer K fließt und dem
Audiosignal überlagert
ist, zu dem Kondensator GC fließt,
durch den eine Versorgungsspannung UD über der Last Z aufgebaut bzw.
gehalten wird.
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Die
Versorgungsspannung UD ist wiederum durch die Auswahl des Wertes
für den
Zeitabschnitt TS und für
den Wert der Gleichstromkomponente des Stroms IL steuerbar. Deswegen
wird dieses Verfahren "Energieübertragungsverfahren
bei niedrigen Frequenzen" genannt.
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Außerdem sollte
erwähnt
werden, dass die anhand von 3 beschriebene
Schaltanordnung für
die Erzeugung von mehreren Versorgungsspannungen UD1 bis UD3 auch
mit der anhand von 4 beschriebenen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kombiniert werden kann.
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In 6 ist
eine weitere Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung dargestellt, in der ebenfalls der elektroakustische
Umsetzer K, d. h. der Lautsprecher, als Energieübertragungselement verwendet
wird. Deswegen – und
als Unterschied zu der anhand von 4 beschriebenen
Ausführungsform – wird die
Energieübertragung
in Anbetracht der Energieübertragung
durch den elektroakustischen Umsetzer bei hohen Frequenzen durchgeführt, wobei
unter hohen Frequenzen Frequenzwerte verstanden werden, die höher als
die Frequenzkomponenten des Audiosignals sind. Deswegen wird dieses
Verfahren "Energieübertragung
bei hohen Frequenzen" genannt.
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Als
ein Unterschied bezüglich
der Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit 4 ist in der Ausführungsform in Übereinstimmung
mit 6 ein weiteres Schaltelement S2 vorgesehen, wobei
das Schaltelement S2 parallel zu der Reihenschaltung des elektroakustischen
Umsetzers K und des Schaltelements S1 angeschlossen ist. Deswegen
wird eine Energieübertragung
von der Quelle Q zu der Last Z durch die Verwendung einer besonderen,
noch zu beschreibenden Schaltstrategie in einem höheren Frequenzbereich
als dem, in dem Audiosignale enthalten sind, möglich. Ferner wird vermieden,
dass die Signalkomponenten der Energieübertragung hörbar sind.
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Ferner
wird bei dieser weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die Energieübertragung in einem Zeitabschnitt
TS jeder Basisabtastperiode T ausgeführt. Für die folgenden Erklärungen wird
in einer ersten Näherung
und zur Vereinfachung angenommen, dass der Zeitabschnitt TS so kurz
ist, bzw. der Kondensator GC so groß ist, dass die Versorgungsspannung
UD und die Quellenspannung UQ in dem Zeitabschnitt TS konstant sind.
Außerdem wird
angenommen, dass der elektroakustische Umsetzer K bzw. seine Induktivität am Anfang
des Zeitabschnittes TS einen Strom Iaudio leitet.
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Unter
den zuvor erwähnten
Bedingungen sind Zeitverläufe
des Stroms IL durch die Induktivität, des Quellenstroms IQ und
des Laststroms ILC (6) in den 7a bis 7c dargestellt. Die dargestellten Zeitverläufe sind
auf den Zeitabschnitt TS beschränkt,
der für
die Energieübertragung
relevant ist und der wie erwähnt
nur einen Teil der Basisabtastperiode T einnimmt. In allen Zeitverläufen sind
vier Phasen P1 bis P4 erkennbar, in denen die Schaltzustände der
Schaltelemente S1, S2 und B1 bis B4 unverändert bleiben. Die Schaltzustände ändern sich nur
bei den Phasenübergängen in Übereinstimmung mit
dem folgenden Schaltrhythmus:
In der Phase P1 sind beide Schaltelemente
B1 und B4 geschlossen, mit denen der elektroakustische Umsetzer
K parallel zu der Quellenspannung UQ angeschlossen ist. Daraus folgt,
dass der Strom IL durch den elektroakustischen Umsetzer K proportional
zu der Quellenspannung UQ zunimmt.
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Am
Anfang von Phase P2 wird das Schaltelement B4 geöffnet und das Schaltelement
S1 geschlossen. Dadurch sind beide Schaltelemente B1 und S1 in der
Phase P2 geschlossen, weswegen – unter
der Annahme, dass die Versorgungsspannung UD größer als die Quellenspannung
UQ ist – der Strom
IL durch den elektroakustischen Umsetzer K proportional zu der Spannungsdifferenz
zwischen der Versorgungsspannung UD und der Quellenspannung UQ abnimmt.
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Am
Anfang von Phase P3 sind die Schaltelemente B1 und S1 geöffnet und
die Schaltelemente B2 und B3 geschlossen. Dadurch liegt die Quellenspannung
UQ nun – jedoch
in entgegengesetzter Richtung im Vergleich zu der Phase P1 – über den elektroakustischen
Umsetzer K an. Durch die entgegengesetzte Polarität der Spannung über den
elektroakustischen Umsetzer K verringert sich auch der Strom IL
durch den Umsetzer. In der Tat nimmt der Strom IL in dieser Phase
P3 mit der gleichen Neigung ab, mit der er in der Phase P1 zugenommen
hat.
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In
Phase P4 ist das Schaltelement S2 anstelle des Schaltelements B2
geschlossen. Der Strom IL durch den elektroakustischen Umsetzer
K nimmt – unter
der gleichen erwähnten
Bedingung, dass die Quellenspannung UQ kleiner als die Versorgungsspannung
UD ist – mit
der gleichen Neigung zu, mit der die Abnahme in Phase P2 stattgefunden
hat.
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Von
den beschriebenen Phasen P1 bis P4 können zusammen mit den erwähnten Schaltzuständen der
Schaltelemente S1, S2 und B1 bis B4 die weiteren in 7b und 7c dargestellten relevanten Stromverläufe abgeleitet
werden:
In 7b ist der Verlauf
des Quellenstroms IQ dargestellt, wobei zu sehen ist, dass der Quellenstrom
IQ in den Phasen P1 und P2 das gleiche Vorzeichen wie der Strom
IL durch den elektroakustischen Umsetzer K hat. In den Phasen P3
und P4 ändert
sich das Vorzeichen des Quellenstroms IQ im Verhältnis zu dem Strom IL durch
den elektroakustischen Umsetzer K.
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Schließlich ist
in 7c der Verlauf des Ladestroms ILC
dargestellt, wobei zur Vereinfachung davon ausgegangen wird, dass
ein durch die Last Z fließender
Strom im Vergleich zu dem Ladestrom in den Kondensator GC vernachlässigt werden
kann.
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In 7c ist zu sehen, dass der Ladestrom ILC
in den Phasen P1 und P3 gleich null ist. In den Phasen P2 und P4
kann die zu dem Kondensator GC übertragene
Ladung durch Berechnen der Fläche
unter dem Zeitverlauf für
den Ladestrom ILC bestimmt werden, wobei in jeder der Phasen P2
und P4 zwei Komponenten erkennbar sind. Eine erste Komponente wird
durch den Strom Iaudio erzeugt, unter dem in Phase P2 eine Fläche A und
in Phase P4 eine Fläche –A zu erkennen
ist. Bei Betrachtung des gesamten Zeitabschnitts TS ist zu sagen,
dass sich der Strom Iaudio nicht auf den
Ladestrom ILC auswirkt. Eine zweite Komponente ist in den Phasen
P2 und P4 durch die Fläche
TC gekennzeichnet. Es wird deutlich, dass – insgesamt –, d. h.
während
des Zeitabschnittes TS, eine Ladung proportional zu dem Doppelten
der Fläche
TC zu dem Kondensator GC übertragen
wird.
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Zusammenfassend
ist zu sagen, dass eine Ladungsübertragung
zu dem Kondensator GC unabhängig
von dem Audiosignal ausgeführt
werden kann, dass keine Gleichstromzunahme des Audiosignals stattfindet
und dass keine Ladungsänderung bezüglich des
elektroakustischen Umsetzers K ausgeführt wird. Daraus folgt, dass
der elektroakustische Umsetzer K ohne gegenseitigen Einfluss als
Schallwandler sowie als Energieübertragungselement
verwendet werden kann.
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Im
Sinne der anhand von 1 beschriebenen vorliegenden
Erfindung wurde eine weitere in 8 dargestellte
Ausführungsform
entwickelt. Anstelle einer Induktivität werden nur Kapazitäten als Energieübertragungselemente
verwendet. Bestenfalls werden – wie
bereits in 8 zu sehen ist – Kapazitätsnetze
als Energieübertragungselemente
verwendet. Wie bereits anhand der 2 bis 7 beschrieben
wurde, wird die Energieübertragung
ebenfalls in zwei Zyklen ausgeführt,
wobei in einem ersten Zyklus Energie in einem Energieübertragungselement
gespeichert wird und in einem zweiten Zyklus diese Energie zu dem
Energiespeicherelement übertragen
wird. Diese beiden Zyklen sind in den 8a und 8b dargestellt.
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Für die Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit 8 ist hauptsächlich
die Topologie für das
gewählte
Kondensatornetz in den erwähnten zwei
Zyklen für
die erwünschte
Quellenspannung UD an dem Ausgang der Schaltanordnung verantwortlich.
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In 8 ist
eine Schaltanordnung dargestellt, mit der insbesondere diese Versorgungsspannungen
UD erhalten werden, die ein nichtganzzahliges Vielfaches der Quellenspannung
UQ zur Folge haben. Die in 8 dargestellte
Ausführungsform umfasst
einen Kondensator GC als Energiespeicherelement (1),
sechs Kapazitäten
C1 bis C6 und eine Anzahl von nicht dargestellten Schaltelementen, die
die Topologieänderung
des aus den Kapazitäten C1
bis C6 bestehen den Kapazitätsnetzes
von dem in 8a dargestellten Netz zu
dem in 8b dargestellten Netz ausführen. Zur
Vereinfachung haben die Kapazitäten
C1 bis C6 gleiche Werte.
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Wie
zuvor erwähnt,
arbeitet die Schaltanordnung in zwei Phasen:
In der ersten
Phase, der Ladephase, werden die Schaltelemente in einen Zustand
versetzt, in dem ein Kapazitätsnetz
in Übereinstimmung
mit dem in 8a gezeigten Kapazitätsnetz geschaffen
wird. In einem stationären
Zustand wird über
jede der Kapazitäten
C1 bis C6 eine Spannung mit dem Wert UQ/3 erhalten.
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Am
Anfang der zweiten Phase, der Energieübertragungsphase, werden die
Schaltzustände
der Schaltelemente derart geändert,
dass die Schaltanordnung von 8b erhalten
wird. In dieser Phase ist zusätzlich
eines der Schaltelemente S1 oder S2 geschlossen. Wenn das Schaltelement
S1 geschlossen ist, wird die Versorgungsspannung UD = UQ·(1 + 2/3) an
dem Kondensator GC erhalten. Wenn das Schaltelement S2 geschlossen
ist, wird die Versorgungsspannung UD = UQ·2/3 an dem Kondensator GC
erhalten.
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Im
Allgemeinen gibt es mehrere Möglichkeiten,
die Kapazitäten
in den zwei Phasen zu verbinden. Wenn in der Energieübertragungsphase
die Anzahl der in Reihe geschalteten Kapazitäten, die in mehreren parallelen
Zweigen enthalten sind, z. B. mit CQ bezeichnet werden und in der
Energieübertragungsphase
die Anzahl der in Reihe geschalteten Kapazitäten mit CP bezeichnet werden,
wird für
ein geschlossenes Schaltelement S1 eine Versorgungsspannung UD =
UQ·(1
+ CP/CQ) und für
ein geschlossenes Schaltelement S2 eine Versorgungsspannung UD =
UQ·CP/CQ
erhalten.
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Für das in 8 dargestellte
Beispiel mit sechs Kapazitäten
C1 bis C6 können – unter
der Annahme, dass alle Kapazitäten
gleich sind – die
Werte für
CP und CQ aus der Menge {1, 2, 3, 6} ausgewählt werden.
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In 9 ist
eine Schaltungsanordnung zur Regelung in einem geschlossenen Kreis
dargestellt, die in der Weise an eine anhand der 8a und 8b dargestellte Ausführungsform angepasst ist, dass sich
eine sich ändernde
Quellenspannung nicht auf die Versorgungsspannungen auswirkt. Deshalb
wurde ein System SY mit den Energieübertragungselementen, den Energiespeicherelementen
und den Schaltelementen durch einen Verstärker D und eine Steuereinheit
CR ergänzt,
wobei die Versorgungsspannung UD in den Verstärker D eingegeben wird, der
an die Steuereinheit CR angeschlossen ist. In der Steuereinheit
CR werden die Werte CP und CQ – wie anhand
der 8a und 8b beschrieben
wurde – jeweils
berechnet oder aus einer Nachschlagetabelle ermittelt, d. h. die
Steuereinheit CR ändert
die Topologie der Energieübertragungs-
und Energiespeicherelemente, um die Versorgungsspannung UD zu stabilisieren.
Deswegen kann die Versorgungsspannung UD konstant gehalten werden,
auch wenn sich die Quellenspannung UQ ändert. Die Genauigkeit der
Versorgungsspannung UD hängt
dabei von der Anzahl der verwendeten Kondensatoren ab, d. h. mit einer
zunehmenden Anzahl von Kondensatoren kann ein geforderter Wert für die Versorgungsspannung UD
genau erhalten werden.