Hintergrund der Erfindung EP
-
Diese Erfindung betrifft eine Triggerschaltung für
eine Bedien- und Unterhaltabschlusseinheit (oder MTU) zur
Verwendung im Besonderen, aber nicht ausschließlich, in
Telefonleitungen.
-
Die Spezifikation einer typischen Bedien- und
Unterhaltsabschlusseinheit oder MTU sieht zwei
spannungsempfindliche Schalter, VSS1 und VSS2, vor, je
einen in jeder Telefonleitungsader a und b, und eine
zwischen den Leitungsadern auf der Teilnehmerseite
(Geräteseite) der MTU angeschlossene
anwendungsspezifische Abschlusseinheit. Ein
Diagrammbeispiel einer derartigen MTU ist in Fig. 1 der
Begleitzeichnungen abgebildet.
-
Ein Großteil der Funktionalität und viele der
Parameterwerte der spannungsempfindlichen Schalter werden
von industrieakzeptierten Standardspezifikationen
bestimmt. Bezüglich der Schaltspannung gibt es Höchst-
und Mindestgrenzwerte. Der untere Pegel der
Schaltspannung beträgt meist ungefähr 16 V. Das bedeutet,
dass die spannungsempfindlichen Schalter bei
Gleichspannungen unter diesem 16-Volt-Pegel nicht
schalten dürfen. Ein Höchstgrenzwert der Schaltspannung
kommt von "Aushängezustandanforderungs"-Bedingungen. Ein
derartiger Wert beträgt typisch 37,0 V oder 18,5 V je
Schalter. Auf der Grundlage der oben erwähnten Mindest-
und Höchstspannungsgrenzwerte beträgt die
Nennschaltspannung 17,3 V mit 7% Toleranz.
-
Des Weiteren muss zum Warten gewisser
Telefonmerkmale (d. h. Behalten gespeicherter Nummern) von
den spannungsempfindlichen Schaltern bei Spannungen unter
der Mindestschaltspannung ein Gleichstrom-Mindestpegel
durchgelassen werden. Dieser Strom wird normalerweise
über einen Widerstandsnebenschlussweg geliefert. Um im
"Einhänge-Freizustand" ausreichend Strom zuzuführen, wird
ein Widerstandsweg von mehreren Megaohm benötigt.
-
In der Praxis steht zum Schalten der
spannungsempfindlichen Schalter nur ein begrenzter
Strombereich zur Verfügung, und dieser Strom wird von
Temperaturschwankungen beeinflusst. Nach Wegnehmen des
Widerstandsbauteils beträgt der Höchstwert bei -40ºC
ungefähr 75 Mikroampere und der Mindestwert 20
Mikroampere. Die entsprechenden Werte bei +70ºC sind 50
Mikroampere bzw. 2 Mikroampere. Das heißt, dass die
Temperatur den zum Bewirken des Schaltens verfügbaren
Strom erheblich beeinflusst.
-
Wenn der spannungsempfindliche Schalter auf den
"Ein-Zustand" umgeschaltet hat, darf der Spannungsabfall
im "Ein-Zustand" gewisse Höchstwerte nicht überschreiten.
Derartige Werte betragen meist 1 V bei 20 mA, 1,25 V bei
25 mA und 1,5 V bei 30 mA. Der niedrigste vorgeschriebene
Leitungsstromwert, wenn der Schalter im "Ein-Zustand"
ist, beträgt 10 mA, was im "Rückflussdämpfungszustand"
auftritt. Dieser 10-mA-Strom stellt den Höchstwert des
Schalterhaltestroms zum Erhalten des Schalters im "Ein-
Zustand" dar.
-
Außerdem werden zusätzliche Bauteile zur MTU
hinzugefügt, um Leitungsdiagnose/-testen zu erleichtern.
Im typischen Fall werden zwei reihengeschaltete
Widerstands- und Kondensatornetze (siehe Fig. 2)
hinzugefügt, die zwischen dem ankommenden und dem
abgehenden Draht der Ausrüstung angeschlossen sind.
Dieses Netzwerk und die Funktion der
spannungsempfindlichen Schalter bilden einen
Relaxationsoszillator. Um sicherzustellen, dass der
Relaxationsoszillator beim höchsten erhältlichen Strom
nicht zu oszillieren aufhört, muss der Haltestrom größer
als 1 mA sein.
-
Angesichts dieser oben dargelegten Bedingungen muss
der Haltestrom im Bereich von 1 bis 10 mA liegen.
-
Zusätzlich zu den normalen erforderlichen
Betriebstests gibt es auch einige Belastungstests mit
Stoßspannung und Netzberührung, die in den Standards
ebenfalls aufgeführt werden. Diese geben an, dass der
spannungsempfindliche Schalter bei Stoßspannungen von 9 A
für 10/360 Mikrosekunden und von 6 A für 10/1000
Mikrosekunden unbeschädigt bleiben muss. Die
Sicherungsvorschriften für den spannungsempfindlichen
Schalter werden ebenfalls beschrieben und von
Brandschutzerfordernissen für Wechselstromanwendungen
bestimmt.
-
Zusammenfassend gibt es viele und unterschiedliche
Standardspezifikationen für die MTU, wobei eine typische
Schaltung für eine derartige Vorrichtung vom Stand der
Technik in Fig. 2 gezeigt wird.
-
Die Triggerfunktion und der Triac (Q1), der
Widerstand (R1) und der Kondensator (C1), Bezug nehmend
auf Fig. 2, bilden die Relaxationsoszillatorschaltung,
wie sie für die Leitungsdiagnose/-tests benötigt wird;
Sicherung (F1) ermöglicht die Übereinstimmung mit
Brandschutzerfordernissen für Wechselstromanwendungen und
der Widerstand (R2) in Verbindung mit dem Widerstand (R1)
sorgt für den für den "Einhänge-Freizustand"
erforderlichen Widerstandsweg.
-
Es kann ein Triac wie ein Texas Instruments TICP206
Bauelement so gewählt werden, dass alle, der Haltestrom,
der Ein-Zustands-Spannungsabfall, die
Wechselstromnennleistung bei Stoß- und Dauerspannung, mit
den Standards übereinstimmen.
-
Das Hauptentwurfsproblem beim spannungsempfindlichen
Schalter ist die Lösung der Triggerfunktion. Es wurde
bereits bemerkt, dass der Betriebstemperaturbereich
bewirkt, dass das Schaltspannungs- und das Stromfenster
sehr klein sind, wodurch die Auswahl der Bauteile für die
Triggerfunktion, ohne dass hohe Kosten entstehen, extrem
schwierig wird.
-
Eine Lösung für dieses Problem wird im US-Patent Nr.
4 396 809 beschrieben, und es ist eine diskrete
Bauteillösung für die Triggerfunktion. Dies wird in Fig.
3 allgemein gezeigt.
-
Eine einseitig gerichtete Triggerschaltung wird von
Widerständen (R1) und (R2), Transistoren (Q1) und (Q2)
und Referenz-Zener-Diode (21) gebildet. Die
Triggerspannung für diese Schaltung wird von der Summe
der Zener-Spannung und der Vbe (Basisemitterspannung) von
Transistor (Q1) gegeben. Widerstand (R1) bestimmt den
Triggerstrom und Widerstand (R2) beseitigt durch
Kriechströme bedingtes falsches Triggern. Bei Strömen
über dem Triggerstrom werden beide Transistoren (Q1) und
(Q2) aktiv und bilden ein Regenerativpaar und schalten
ein, wobei sie einen Gesamtspannungsabfall von ungefähr
0,8 V im Transistorpaar entwickeln. Die Dioden (D1),
(D2), (D3) und (D4) umfassende Diodenbrücke ermöglicht
der einseitig gerichteten Schaltung, bidirektional zu
funktionieren. Das Einbinden der Diodenbrücke ändert den
Triggerstrompegel nicht, erhöht aber das Triggern und die
Spannung des Ein-Zustands um die Summe der
Durchlassspannungsabfälle der Dioden (D1) und (D4) oder
(D2) und (D3), je nach Polarität.
-
Die resultierende Schaltung ist von der Tolerierung
von zwei Bauteilen für den Triggerstrom und von sechs
Bauteilen für die Triggerspannung (vier Bauteile für jede
Polarität) abhängig. Im Versuch, diese Schaltung zu
vereinfachen und kostengünstiger zu machen, gab es
mehrere Vorschläge, sie durch erhältliche Mehrschicht-
Halbleiterbauelemente zu ersetzen. Einfache
Lawinenbauelemente, wie in Serie gegeneinander
geschaltete ("back-to-back"-) Zener-Dioden, eignen sich
nicht für diese Anwendung, da nicht genug Strom zum
direkten Triggern des Triacs zur Verfügung steht. Es wird
eine Form von Emittervervielfachung- oder
Eingangskurzschlusswirkung benötigt, um einen Teil der
Energie von Kondensator (C1) mit einem Pegel in das
Triac-Gate zu entladen, der hoch genug ist, um das
Triggern des Triacs zu bewirken. Aus diesem Grund wurde
vorgeschlagen, Emittervervielfachungs- und
Eingangskurzschlussbauelemente (Crowbar-Elemente) wie
DIACS und SIDACS zu verwenden.
-
DIACS und SIDACS sind in dem für MTU-Betrieb
erforderlichen Spannungsfenster nicht leicht erhältlich.
Derartige Bauelemente würden sich mit den geeigneten
Parametern schwer herstellen lassen.
-
Ein weiteres potentielles Problem tritt während
Belastungstests auf, wenn die Triggerfunktion den rasch
ansteigenden Stoßstrom umschalten muss. Die oben
beschriebene diskrete Lösung würde Bauelteile für höhere
Beanspruchung einbeziehen müssen, um der Stoßbelastung zu
widerstehen und einen Ausfall zu vermeiden, was die
Kosten erhöhen würde.
-
Außerdem ist der ursprüngliche einseitig gerichtete
Schalter (ohne Diodenbrücke) für die
Gegenparallelschaltung nicht geeignet. Widerstand (R1) in
Verbindung mit der in Durchlassrichtung vorgespannten
Referenzdiode würde einen zu großen Nebenschlussstromweg
schaffen, wenn der einseitig gerichtete Schalter in
Sperrichtung vorgespannt wäre.
-
Durch Entfernen des Widerstands R1 kann dieses
Problem verringert werden. Die Bauteiltolerierung wird
dann aber bezüglich des Triggerstroms viel kritischer.
Zuvor hätte der Triggerstrom wie folgt definiert sein
können: Vbe(Q1)/R1. Beim Entfernen von (R1) wird der
Triggerstrom Vbe(Q1)/R2hFE(Q1). Der neue Faktor hFE(Q1)
bedeutet, dass der Entwurf von Transistor Q1 bezüglich
hFE für den resultierenden Triggerstrom sehr kritisch
ist.
-
Aus GB-A-2221088 ist eine Triggerschaltung mit den
Merkmalen des Oberbegriffs von Anspruch 1 bekannt.
Zusammenfassung der Erfindung
-
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
MTU bereitzustellen, die die Nachteile bekannter MTU-
Schaltungen überwindet. Nach einem Aspekt der
vorliegenden Erfindung ist Folgendes vorgesehen: eine
Triggerschaltung für eine Bedien- und
Unterhaltsabschlusseinheit, die Folgendes aufweist: einen
ersten und einen zweiten komplementären Transistor, wobei
die Basis des ersten Transistors an den Kollektor des
zweiten Transistors angeschlossen ist, um einen ersten
Anschluss zu bilden, und die Basis des zweiten
Transistors an den Kollektor des ersten Transistors
angeschlossen ist, um einen zweiten Anschluss zu bilden,
eine zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss
angeschlossene Diode, einen zwischen der Basis und dem
Emitter eines der Transistoren angeschlossenen Widerstand
und einen ebenfalls zwischen dem ersten und dem zweiten
Anschluss angeschlossenen Kondensator. Die Diode bestimmt
den Spannungspegel, bei dem die Triggerschaltung
einschaltet, und der Kondensator ermöglicht das Schalten
bei Spannungswerten unter den von der Diode gesetzten,
wenn die Spannungssteilheit über einem bestimmten Wert
liegt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
-
Im Folgenden wird beispielhaft auf die
Begleitzeichnungen Bezug genommen. Dabei zeigt:
-
Fig. 1 eine Prinzipdarstellung einer MTU-Funktion;
-
Fig. 2 einen Schaltplan einer typischen MTU-
Schaltung vom Stand der Technik;
-
Fig. 3 einen Schaltplan einer Triggerschaltung für
eine MTU vom Stand der Technik;
-
Fig. 4 einen Schaltplan einer Triggerschaltung für
eine MTU der vorliegenden Erfindung und
-
Fig. 5 eine Draufsicht auf ein Siliziumplättchen-
Layout einer einseitig gerichteten Schaltung von Fig. 4.
Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
-
Die vorangehenden Probleme beim Stand der Technik
wurden durch die Triggerstruktur dieser Erfindung
überwunden, die in Fig. 4 gezeigt wird und die Form einer
entwickelten, mit einseitig gerichteter Spannung
getriggerten Schaltung hat. Die Schaltung setzt sich aus
Transistoren Q1 und Q2, Widerstand R und Referenzdiode 21
zusammen. Des Weiteren, durch das Ausführungsverfahren
bedingt, ist es möglich, eine zweite Schaltung auf dem
gleichen Siliziumplättchen herzustellen, die mit der
ersten Schaltung gegenparallel geschaltet werden kann,
wodurch man eine bidirektionale Triggerkapazität auf
einem einzelnen Chip erhält. Diese zweite Schaltung ist
in Fig. 4 mit punktierten Linien dargestellt.
-
Die Schaltungsimplementierung ermöglicht das genaue
Festlegen der hFE (Stromverstärkung) von (Q1) und des
Werts von Widerstand (R). Eine weitere Modifizierung
gegenüber dem Stand der Technik ist, dass die
Referenzdiodenschaltung an die Basis des Transistors (Q2)
angeschlossen ist, um den Basisstrom zu steigern und die
Wirkungen der hFE-Änderung im Transistor Q1 zu schwächen.
-
Des Weiteren ist der Entwurf optimiert, so dass er
den entsprechenden Wert der Kapazität (C2) an der
Kollektorbasis des Transistors (Q1) aufweist [sic]. Wenn
eine rasch ansteigende Spannung an die Triggerschaltung
angelegt wird und die Spannung die Vbe des Transistors
(Q1) übersteigt, verstärkt der Transistor (Q1) den
Verschiebungsstrom des Kondensators (C2) um hFE (Q1).
Dies stellt einen zweiten Mechanismus zum Triggern des
Transistorpaares in den Ein-Zustand bereit. Diese zweite
Triggerfunktion kann als durch die Spannungssteilheit
(dv/dt) verursachtes Einschalten beschrieben werden.
-
Durch Gestalten der Triggerfunktion, so dass sie bei
dv/dt-Werten über größer als z. B. 5 V/Mikrosekunde
eingeschaltet wird, können MTU-Betriebswellenformen stark
verbessert werden. Das heißt, die Wählimpulsverzerrung
ist beträchtlich verringert, da die MTU einschaltet, wenn
nur einige Volt an ihr anliegen. Wenn diese dv/dt-Wirkung
nicht stattfände, würde die MTU in jeder Ader die volle
Triggerspannung (ungefähr 17 V) entwickeln müssen, bevor
sie schalten würde. Zu diesem Zweck müsste sich der
Kondensator des Relaxationsoszillators auf 17 V aufladen,
was eine beträchtliche Verzögerung darstellt, wodurch
eine großer Grad an Wählimpulsverzerrung verursacht
werden würde (d. h. Abrunden der Rechteckwellenform).
-
Um eine ausreichende Spannungssteilheit (dv/dt) zu
entwickeln, darf der Wert des mit dem
Oszillationskondensator in Reihe geschalteten Widerstands
nicht zu klein sein. Ein Wert über 100 Ohm reicht
gewöhnlich aus. Diese Änderung des
Triggerschaltungsbetriebs beeinflusst keine der anderen
der von der MTU-Schaltung geforderten Funktionen.
-
Da sowohl die positive als auch die negative
Triggerschaltung gleichzeitig auf dem gleichen Chip
hergestellt werden, sind sie zum Schalten von Spannung
und Strom äußerst gut abgestimmt. Die Schaltspannung wird
die Summe des Vbe für Transistor (Q1) und des Vbe für
Transistor (Q2) und der Referenzspannung von (21) sein.
Ein wichtiges Merkmal der Implementierung ist, dass die
Referenzspannung von zwei Diffusionen und nicht dem
Startsiliziumplättchen bestimmt wird. Das bedeutet, dass
die Schaltspannung dadurch gesteuert werden kann, dass
die Verarbeitung innerhalb des Fensters der MTU-
Erfordernisse positioniert wird.
-
Der Schaltstrompegel (Basisemitterspannung) wird
durch den Wert von Widerstand (R) (durch den
Maskenentwurf und das Dotierungsniveau festgelegt), den
Vbe des Transistors (Q2) und den hFE von (Q1) bestimmt.
Für einen bestimmten Layoutentwurf kann der Schaltstrom
durch das Dotierungsniveau des Widerstands R bestimmt
werden.
-
Teilweise Kompensation des Ansteigens der Zener-
Spannung im Verhältnis zur Temperatur erfolgt durch die
Verringerung des Vbe des Transistors (Q1) und des Vbe des
Transistors (Q2).