DE69328433T2

DE69328433T2 - Unipolarer serienresonanzkonverter

Info

Publication number: DE69328433T2
Application number: DE69328433T
Authority: DE
Inventors: K Lauw
Original assignee: Electronic Power Conditioning Inc
Current assignee: Emerson Electric Co
Priority date: 1992-10-14
Filing date: 1993-10-08
Publication date: 2001-01-25
Anticipated expiration: 2013-10-09
Also published as: KR100278500B1; EP0665995A4; BR9307254A; KR950703810A; AU5326894A; ATE191997T1; AU677799B2; WO1994009559A1; US5412557A; EP0665995B1; DE69328433D1; CA2145197A1; EP0665995A1; TW281826B

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen einen statischen Leistungswandler und ein Verfahren zum Austauschen von Energie und zum Umwandeln von Leistung zwischen zwei elektrischen Stromkreisen, wie einem Versorgungsnetz und einer Last, und insbesondere einen unipolaren Serienresonanzkonverter zur Verwendung in einem Hochleistungs-Multikilowattsystem zur Schaffung einer Gleichstrom (Gs)- oder Wechselstrom (Ws)-Ausgangsleistung von einer Gs- oder einer Ws-Quelle.
Typischerweise werden Konverter verwendet, um eine elektrische Last mit einer Stromquelle zu koppeln. Zum Beispiel werden Konverter bei nichtunterbrechbaren Stromversorgungen, Lichtbogenöfen und Induktionsmotorantrieben verwendet. Während des Betriebs erzeugen die Konverter und ihre Lasten schädliche harmonische Ströme, die Spannungsspitzen im Stromversorgungsnetz verursachen können. Diese Spitzen können die Gerätschaften anderer Verbraucher beschädigen, die Strom vom Versorgungsnetz erhalten. Computer sind besonders anfällig für Schäden durch Spannungsspitzen, die durch diese harmonischen Ströme verursacht werden.
Häufig werden Filter zwischen dem Versorgungsnetz und dem Konverter verwendet, sowie auch zwischen dem Konverter und der Last, aber Filter sind sehr teuer, sowohl was die anfänglichen Einbau- als auch die Betriebskosten betrifft. So kann zum Beispiel ein Induktionsmotor mit fünf Pferdestärken $ 150 kosten, während der Konverter $ 2.000 und die Filter $ 1.000 kosten. Deshalb konzentrierten sich die Techniker auf die Verbesserung der Konvertermodelle, um die Anschaffungskosten einer Anlage mit Induktionsmotorantrieb zu verringern. Eine Vielfalt von früheren Resonanzkonvertern wird in verschiedenen Patenten und Patentanmeldungen beschrieben, wie in der Textsammlung von Mohan, Undeland und Robbins: Power Electronics: Converters, Aoplications and Design, (John Wiley & Sons, 1989), Seiten 154-200.
Grundsätzlich weist ein herkömmlicher Resonanzkonverter Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen auf, die durch zumindest einen Resonanzkreis oder "Resonanztank" aneinandergekoppelt werden. Filter werden häufig an die Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen gekoppelt. Die Schalterbaugruppen sind Gruppen von Halbleiterschaltern, wie (Reihenfolge der Auflistung nach steigendem Preis) Dioden. Thyristoren, gate-unterstützte Abschaltthyristoren (GATT), Gate-Abschaltthyristoren (GTO), bipolare Isolierschicht-Transistoren (IGBT) und Metalloxid- Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET).
Der Resonanzkreis eines herkömmlichen Resonanzkonverters ermöglicht, was als "sanftes Schalten" bekannt geworden ist. Beim sanften Schalten werden die Halbleiter bei im wesentlichen Nullstrom, genannt "Nullstromschaltung" (ZCS), oder bei im wesentlichen Nullspannung, genannt "Nullspannungsschaltung" (ZVS), oder mit einer Kombination von ZCS und ZVS geschaltet. Als Folge ergeben sich während des sanften Schaltens niedrigere Schaltverluste als bei herkömmlichen "Hart"- Schaltbildern, und derartige niedrigere Schaltverluste ermöglichen schnelleres Schalten (im Bereich von 20 kHz im Gegensatz zu einem Kilohertz beim harten Schalten). Auf diese Weise werden bei Resonanzkonvertern bedeutend höhere Schaltfrequenzen erreicht.
Die Hochfrequenz-Sanftschaltfähigkeit von Resonanzkonvertern wird häufig benutzt, um harmonische Spannungsverzerrung und Stromwellenformen sowohl am Eingang als auch am Ausgang des Konverters auf ein Minimum herabzusetzen. Das Hochfrequenz-Sanftschalten macht auch die Notwendigkeit unhandlicher, teurer niedrigstwertiger Oberwellenfilter überflüssig. Des weiteren werden auch die Größe und das Gewicht von magnetischen und elektrostatischen Bauteilen in Verbindung mit dem Energieumwandlungsverfahren in der Leistungselektronik verringert.
Es gibt viele Arten von Resonanzkonvertern, insbesondere im unteren Bereich des Leistungsspektrum von zum Beispiel ein paar hundert oder weniger Watt. Bei Hochleistungs-Multikilowatt-Anwendungen jedoch stehen dem Konverterkonstrukteur weniger Optionen an Vorrichtungen und ausgeklügelten Schaltkreistopologien zur Verfügung. Infolgedessen ist es schwieriger, einen billigen Hochleistungskonverter zu entwerfen, der fähig ist, mit hoher Konversionsnutzleistung zu funktionieren.
Zwei Kategorien von Hochleistungskonvertern haben sich als einigermaßen erfolgreich erwiesen, insbesondere:
1. Serienresonanzkonverter und
2. Parallelresonanzkonverter.
Eine Kombination dieser Kategorien wurde ebenfalls vorgeschlagen. Der grundlegende Unterschied zwischen diesen beiden Konverterkategorien liegt in der Art und Weise, auf welche der Strom durch den Konverter auf die Last übertragen wird. Bei einem Parallelresonanzkonverter sind die Lastanschlüsse innerhalb des Resonanztanks in Parallele zu einem Resonanzkondensator. Bei einem Serienresonanzkonverter sind die Lastanschlüsse in Serie zum Resonanztankkondensator. Sowohl bei Serien- als auch Parallelresonanzkonvertern kann die Last entweder direkt an den Resonanzkondensator angekoppelt werden oder indirekt durch Schalter und andere Speicherelemente.
Vom Konzept her dient der Resonanzkreis als Verbindung zwischen dem Eingang und Ausgang des Konverters. Der Resonanzkreis wird gesteuert, um eine Folge von Impulsen zu erzeugen, die konstante oder variierende Impuls- und Zyklusbreiten aufweisen kann. Die Grundfrequenz dieser Impulse, hier als die "Koppelfrequenz" definiert, wird so gewählt, daß sie bedeutend höher ist als die Frequenz der Eingangs- und Ausgangsspannungen oder -ströme. Der Konverter empfängt die Eingangsleistung bei einer Eingangsfrequenz und wandelt die Eingangsleistung in eine Folge von Impulsen um, hier als die "Koppelleistung" definiert. Diese Koppelleistung wird dann ebenfalls umgewandelt, um die Ausgangsleistung bei einer ausgewählten Ausgangsfrequenz zu erhalten. Entweder die Eingangsleistung, die Ausgangsleistung oder beide können Gs-Leistung sein (das heißt, eine Leistung, die Ströme und Spannungen mit Nullfrequenz aufweist).
Die unterschiedlichen Topologien der früheren Resonanzkonverter verwenden verschiedene Arten von Halbleitern. Die billigsten Halbleiter sind widerstandsfähige, steuerbare Gleichrichter, die auch als Thyristoren bekannt sind. Thyristoren sind für Resonanzkonverter nur dann von Nutzen, wenn zwei Betriebsbedingungen erfüllt werden, und zwar insbesondere wenn:
1. der durch die Vorrichtung fließende Strom mittels natürlicher Kommutation ausgeschaltet wird und
2. die Vorrichtung eine ausreichende Zeit lang einer ausreichenden Rück-Vorspannung (back-bias voltage) ausgesetzt wird (Ausschaltzeit).
Thyristoren eignen sich nicht für Hochleistungs-Resonanzkonverter, wenn die Koppelfrequenz so hoch ist, daß die Ausschaltzeit der Vorrichtung zu einem unannehmbaren Tastverhältnis von Koppelstrom- oder Spannungsimpulsen führt. Die heutigen Thyristoren weisen jedoch eine Frequenzobargrenze über dem hörbaren Frequenzbereich (ungefähr 20 KHz) auf und sind für die meisten Hochleistungs-Anwendungen annehmbar, sofern die beiden oben erwähnten Betriebsbedingungen erfüllt werden. Wenn eine der Bedingungen nicht erfüllt wird, dann müssen die teureren, steuerbaren Ausschalter wie GTO-Thyristoren, Leistungs-MOSFET-Transistoren und IGBT-Transistoren eingesetzt werden. Im Gegensatz zu Thyristoren, die lediglich eine steuerbare Einschaltzeit aufweisen, verfügen die GTO-Thyristoren, MOSFET- und IGBT-Transistoren jeweils sowohl über steuerbare Einschalt- wie auch Ausschalt Zeit, die einfach durch Anlegen und Aussetzen von Gateansteuerungssignalen aktiviert werden.
Bei Parallelresonanzkonvertern wird die Koppelimpulsfolge normalerweise durch unipolare (oder unidirektionale) Spannungsimpulse gebildet und erfordert normalerweise steuerbare Ausschalter, die bei im wesentlichen Nullschaltspannung ausgeschaltet werden. Ein Beispiel eines derartigen Parallelresonanzkonverters wird im U.S. Patent No. 4,864,483 von Divan beschrieben.
Bei Serienresonanzkonvertern wird die Koppelimpulsfolge entweder durch Ws- oder unipolare (unidirektionale) Stromimpulse gebildet. Mehrere herkömmliche Serienresonanzkonverter, die Ws-Koppelstromimpulse verwenden, werden in den folgenden US-Patenten Nummern offenbart:
3,953,779 - Schwarz (1976)
4,096,557 - Schwarz (1978)
4,495,555 - Eikelboom (1985)
4,523,269 - Baker et al. (1985)
4,648,017 - Nerone (1987)
4,679,129 - Sakakibara et al. (1987)
4,695,933 - Nguyen (1987)
4,727,469 - Kammiller (1988)
4,853,832 - Stuart (1989)
Die teureren, steuerbaren Ausschalter (z. B. GTO-Thyristoren, IGBT-Transistoren) werden nicht benötigt, weil die Koppelimpulse Stromimpulse sind, welche die Thyristoren veranlassen, bei im wesentlichen Nullstrom auszuschalten, ein als "natürliche Kommutation" bekanntes Funktionsmerkmal. Zum Erhalten des Flusses dieser Ws-Koppelstromimpulse müssen sowohl die Eingangs- als auch Ausgangsschalterbaugruppen aus bidirektionalen Schaltern bestehen, wie zwei antiparallelen, gekoppelten Thyristoren. Zum Beispiel erfordert ein Serienresonanzkonverter, der für dreiphasigen Ws-Eingang und -ausgang mit Regenerativfähigkeit konzipiert ist, zwölf Paare antiparalleler Schalter. Eine bedeutende Verbesserung wurde von Klaassens und Lauw erfunden, wie im US-Patent No. 5,010,471 offenbart wird. Klaassens und Lauw ersetzen die Vollweg-Brückenschaltungskonfiguration der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen durch eine Halbbrückenkonfiguration durch eine annähernde Verdoppelung des Spitzenwertes des Ws-Koppelstromes. Der sich ergebende Klaassens/Lauw-Konverter benötigt nur halb so viele Schalter wie ein Vollweg-Brückenschaltungs-Serienresonanzkonverter, wobei es ganz gleich ist, ob bidirektionale oder antiparallele Paare unidirektionaler Schalter in Betracht gezogen werden.
Da Ws-Koppelstromimpulse verwendende Serienresonanzkonverter bidirektionale Schalter oder antiparallele Paare unidirektionaler Schalter verwenden, müssen "stumble"-Induktoren in Serie bei jedem Schalter eingefügt werden. Der sättigbare Induktor vermeidet die wohlbekannten DV/DT-Einschaltstörungen von Thyristoren, das heißt, unbeabsichtigtes Einschalten der Thyristoren, das durch eine übermäßige Wechselrate von der Anoden- zur Kathodenspannung verursacht wird. Die hohe Zahl an "stumble"-Induktoren wie auch die gewöhnlichen, parallelen "snubber"-Kondensatoren erhöhen die Kosten, Größe und das Volumen des Konverters. Des weiteren zwingen diese sättigbaren Induktoren den Konstrukteur, Schalter mit einer höheren rückwärtigen Sperrspannungsfähigkeit zu verwenden. Der Konstrukteur muß auch die Mindestdauer des Leerlaufsegments der Koppelstromimpulse erhöhen neben der Ausschaltzeit, wie vom Thyristorenerzeuger angegeben wird. Ein weiterer Nachteil sind die während des Einschaltens der Schalter entstehenden Verluste. Diese Einschaltverluste entstehen, weil die Spannungen an den Schaltern nicht im wesentlichen Null sind, der Strom durch die Schalter zu fließen beginnt.
Im US-Patent No. 4,942,511 von Lipo and Murai wird ein Gs-Koppelserienresonanzkonverter vorgeschlagen, der eher unipolare (unidirektionale) Koppelstromimpulse als Ws-Koppelstromimpulse verwendet. Der Lipo/Murai-Konverter liefert den Resonanzstromimpulsen einen Gs-Vorstrom. Da die Koppelströme unipolar sind, werden nur unidirektionale Schalter benötigt. Infolgedessen erfordert der Lipo/Murai-Konverter gleich wie der Klaassens/Lauw-Halbbrücken-Serienresonanzkonverter nur halb so viele unidirektionale Schalter wie von herkömmlichen Serienresonanzkonvertern gebraucht werden.
Obwohl jeder Impulszyklus des Koppelstroms auf natürliche Weise auf Null zurückgeht, sind beim Lipo/Murai-Konverter die Thyristoren der unidirektionalen Schalter keiner festen Rück-Uorspannung (back-bias voltage) ausgesetzt. Durch diesen Umstand werden die Thyristoren gezwungen, länger als die vom Erzeuger angegebene Ausschaltzeit bei Nullstrom gehalten zu werden. Infolgedessen verstößt der Lipo/ Murai-Konverter gegen die oben erwähnte, zweite Thyristoren-Betriebsbedingung (2). Als Folge muß der Lipo/Murai-Konverter, wenn er mit einem herkömmlichen Serienresonanzkonverter (für gleiche Impulszyklusbreite und Durchschnittswerte während des gesamten Impulszyklus) verglichen wird, Koppelstromimpulse mit einem bedeutend höheren Spitzenwert erzeugen. Die andere Option für den Lipo/Murai-Konverter ist, die Verwendung teurerer, steuerbarer Ausschalter eher als Thyristoren.
Trotz der besseren Leistungsfähigkeit von Serienresonanzkonvertern mit Sanftschaltung gegenüber Konvertern mit Hartschaltungsanordnung besteht noch immer ein Bedarf an entscheidenden Verbesserungen in der Serienresonanzkonvertertechnologie. Eines der bedeutendsten Hindernisse für den kommerziellen Erfolg von Serienresonanzkonverter ist zum Beispiel, daß die Koppelstromimpulse extrem hohe Spitzenwerte aufweisen müssen. Abhängig von der Art des verwendeten Serienreso nanzkonverters kann der Spitzenwert der Koppelstromimpulse drei- bis neunmal den Spitzenwert des von der Last benötigten maximalen Ausgangsstroms erreichen.
Diese Erscheinung hoher Koppelstromimpuls-Spitzenwerte rührt von der Verwendung sinusförmiger Stromimpulse her, die zur Gänze durch die Resonanzoszillation des Resonanzkreises erzeugt werden. Ein Lösung wird von Murai, Nakamura, Lipo und Aydemir in dem beim Industrial Application Society Meeting unterbreiteten Artikel "Pulse-split Concept in Series Resonant DC Link Power Conversion for Induction Motor Drives" aus dem Jahr 1991 vorgeschlagen. Lipo und Murai versuchten, den Konverterschaltkreis durch Veränderung der Wellenform der Koppelstromimpulse zu verbessern, wie in ihrem US-Patent No. 4,942,511 beschrieben wird. Der Lipo/Murai-Konverter verwendet eine Sättigungsdrossel mit einem Vorspannungsstrom, um den Spitzenwert der Resonanzstromimpulse zu begrenzen. Allerdings bewirkt der Lipo/Murai-Konverter immer noch, daß die Thyristoren bei ihrem Betrieb gegen die oben erwähnte, zweite Bedingung verstoßen, das heißt, die Thyristoren werden nicht lange genug einer ausreichenden Rück-Vorspannung ausgesetzt. Als Folge führt die Verwendung des Lipo/Murai-Konverters immer noch zu einem übermäßigen Verhältnis des Spitzen- und Durchschnittswertes der Koppelstromimpulse. Da der Koppelstrom noch immer zu hoch ist, ist der Lipo/Murai-Konverter sehr teuer, weil der Konverterpreis direkt proportional zum Koppelstromwert ist.
Das US-Patent No. 4,477,868 von Steigerwald offenbart eine weitere Art Serienresonanzkonverter, der den Spitzenwert der Koppelstromimpulse auf einen gemäßigten Wert begrenzt. Allerdings ist der Steigerwald-Konverter unglücklicherweise auf nichtregenerative Anwendungen und nur Gs-Eingangs- und Ausgangsleistung beschränkt. Darüber hinaus erwartet der Steigerwald-Konverter, daß sich die Eingangsleistung wie eine Stromquelle verhält. Der Steigerwald-Konverter verwendet eher teure, steuerbare Ausschalter (GTO-Thyristoren) als Thyristoren, um die Wellenform des Gs-Eingangsstroms in alternierende Rechteckwellen umzuwandeln.
Zusammenfassend gibt es drei Hauptarten von Konvertern. Zuerst kamen die allgemeinen, linearen Modenkonverter mit sehr hohe Schaltverlusten. Als nächstes wurden Resonanzkonverter für Hochleistungsanwendungen entwickelt, wie die Schwarz- Konverter. Die Resonanzkonverter verfügten über Resonanzkreise, um die Schaltverluste zu verringern, aber sie erlitten noch immer hohe Spitzenstromverluste. Der unipolare Lipo/Murai-Resonanzkonverter fällt in diese Kategorie. Und drittens wurden Quasiresonanzkonverter entwickelt, um sowohl die besten Merkmale der linearen als auch der Resonanzkonverter zu nutzen, wie der von Divan entwickelte Parallelresonanzkonverter. Diese früheren Quasiresonanzkonverter erforderten viele teure, steuerbare Ausschalter.
Deshalb besteht ein Bedarf an einem verbesserten Serienresonanzkonverter und Verfahren zum Austauschen von Energie und zum Umwandeln von Leistung zwischen einphasigen, dreiphasigen und/oder Gs-Leistungsquellen und/oder -lasten, das darauf ausgerichtet ist, die oben erwähnten Beschränkungen und Nachteile zu überwinden und nicht anfällig dafür zu sein.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem Aspekt der Erfindung umfaßt ein unipolarer Serienresonanzkonverter zum Austauschen von Energie zwischen ersten und zweiten Stromkreisen: erste und zweite Schalterbaugruppen zum Ankoppeln an die jeweiligen ersten und zweiten Kreise; einen Resonanztank, welcher zwischen die ersten und zweiten Schalterbaugruppen gekoppelt ist. Der Resonanztank weist in Serie einen Resonanzkondensator und einen Resonanzinduktor auf. Der unipolare Serienresonanzkonverter ist mit einem Koppelstromerzeuger versehen, welcher an den Resonanzkondensator angekoppelt ist. Der Erzeuger ist ansprechempfindlich auf ein Erzeurer-Steuersignal zum Erzeugen eines Koppelstroms, der eine Folge von unipolaren Koppelstromimpulsen umfaßt, wobei der Erzeuger einen Sperrschalter aufweist, der an den Resonanzkondensator angeschlossen ist, um das Schwingen des Resonanztanks bei Anregungen durch jeden unipolaren Koppelstromimpuls zu deaktivieren und den Impuls mit Null- und Nichtnullsegmenten zu versehen, wovon mindestens eines von einstellbarer Dauer ist und eine beliebige Dauer aufweist, welche durch das Steuersignal gesteuert wird.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung sind die Null- und Nichtnullstromsegmente in ihrer Dauer unabhängig steuerbar und weisen eine beliebige Dauer auf, welche durch das Steuersignal gesteuert wird. Ein Sperrschalter wird in Serie zum Resonanzkondensator angeordnet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt der unipolare Serienresonanzkonverter erste und zweite Schalterbaugruppen zum Ankoppeln an die jeweiligen ersten und zweiten Kreise und einen Resonanztank, um die ersten und zweiten Kreise zusammenzukoppeln. Der Resonanztank weist einen Resonanzkondensator und einen Resonanzinduktor in Serie auf. Ebenso wird ein an den Resonanztank gekoppelter Koppelstromerzeuger angeordnet. Der Erzeuger ist ansprechempfindlich auf ein Erzeuger-Steuersignal zum Erzeugen eines Koppelstroms, der eine Folge von unipolaren Koppelstromimpulsen mit Null- und Nichtnullsegmenten umfaßt, wobei mindestens eines davon von einstellbarer Dauer ist und eine beliebige Dauer aufweist, welche durch das Steuersignal gesteuert wird. Eine Koppelstrompuffervorrichtung wird an den Erzeuger gekoppelt geschaffen, um den Koppelstrom während des Energieaustausches einen gewählten Wert zu halten.
Gemäß weiteren Aspekten der vorliegenden Erfindung wird ein Koppelstromerzeuger geschaffen, sowie auch eine Steuerung zum Steuern der Schalter eines unipolaren Serienresonanzkonverters wie oben beschrieben.
Eine umfassende Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten Serienresonanzkonverter zu schaffen, welcher vom Standpunkt der Wirtschaftlichkeit mit früheren statischen Leistungswandlern konkurrenzfähig ist, während er auch die vorteilhaften Merkmale von Serienresonanzkonvertern beibehält, wie Bidirektional- und Vierquadrantenbetrieb. Leistungsübertragung von niedrigeren auf höhere Spannungen (Aufwärts-Modus), Erzeugung symmetrischer, sinusförmiger Ausgangsspannungen, die für unsymmetrische Lasten unempfänglich sind, und Toleranz gegenüber dynamischen Änderungen der Spannungsversorgung.
Eine zusätzliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Serienresonanzkonverter zu schaffen, um Gs-Leistung oder Ws-Leistung, ganz gleich ob sie ein- oder mehrphasig ist, wirksam in Gs-Leistung oder ein- oder mehrphasige Ws- Leistung umzuwandeln.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein verbessertes Verfahren zum Umwandeln von Leistung zwischen zwei elektrischen Stromkreisen, wie einem Versorgungsnetz und einer Last mit Regenerationsfähigkeit, zu schaffen.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Serienresonanzkonverters und ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung zwischen zwei Stromkreisen zu schaffen, welches die Schaltverluste aller im Konverter verwendeten Schalter auf ein Minimum herabsetzt.
Eine noch andere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Serienresonanzkonverters und ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung zwischen zwei Stromkreisen zu schaffen, welches die Koppelstromimpulsbreite und -höhe und die Zyklusbreite gleitend steuert.
Eine noch weitere Aufgabe dieser Erfindung ist die Schaffung eines Serienresonanzkonverters, welcher im Betrieb auch bei weniger als Voll-Lastbedingungen hochwirksam bleibt.
Die vorliegende Erfindung betrifft die oben angeführten Merkmale und Aufgaben sowohl einzeln als auch gemeinsam. Diese und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden den Fachleuten durch die folgenden Beschreibung und Zeichnungen leicht verständlich werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form eines unipolaren Serienresonanzkonverters der vorliegenden Erfindung, dargestellt in einer dreiphasigen Ws-zu-Ws-Ausführung mit Bidirektional- und Vierquadrantenbetrieb.
Fig. 2 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form eines unipolaren Serienresonanzkonverters der vorliegenden Erfindung, dargestellt in einer dreiphasigen Vierdraht-Ws-zu-Ws-Ausführung mit Bidirektional- und Vierquadrantenbetrieb.
Fig. 3 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form eines unipolaren Serienresonanzkonverters der vorliegenden Erfindung, dargestellt in einer einphasigen Gs- oder Ws-Eingangs- und einer dreiphasigen Ws- Ausgangs-Ausführung mit Bidirektional- und Vierquadrantenbetrieb.
Fig. 4 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form eines unipolaren Serienresonanzkonverters der vorliegenden Erfindung für dreiphasigen Gs- oder Ws-Betrieb mit einer Diodenbrücke, welche für unidirektionalen Gs- oder Ws-Betrieb weggeschaltet werden kann.
Fig. 5 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form eines Koppelwechselstromerzeugers der vorliegenden Erfindung.
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild von einer Form einer Steuerung für einen unipolaren Serienresonanzkonverter der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 ist eine Reihe von Schaubildern, welche Wellenformen in Zusammenhang mit dem in Fig. 1-4 dargestellten Konverter, umfassend die Gatesignal- Timing-Logik für die Konverterschalter, und die Konverter- Betriebseinstellungen Z-Modus, I-Modus, F-Modus und T-Modus zeigen.
Fig. 8-16 sind schematische Schaltbilder des Koppelstromerzeugers von Fig. 1-4, wobei die Strombahn in dicken, schwarzen Linien während der in Fig. 7 gezeigtenzeiten für die folgenden Konverter-Betriebsmodi dargestellt wird:
Fig. 8 zeigt einen festen Zs-Modus bei t&sub0;;
Fig. 9 zeigt einen vorübergehenden Zt-Modus (t&sub1; zu t&sub2;);
Fig. 10 zeigt einen vorübergehenden Zt-Modus bei t&sub2;;
Fig. 11 zeigt einen I-Modus (t&sub4; zu t&sub5;);
Fig. 12 zeigt einen Festmodus Fs (t&sub5; zu t&sub6;);
Fig. 13 zeigt einen Übergangsmodus Ft (t&sub6; zu t7);
Fig. 14 zeigt einen Übergangsmodus Ft bei t&sub7;;
Fig. 15 zeigt einen Übergangsmodus Ft (t&sub7; zu t&sub8;);
Fig. 16 zeigt einen T-Modus bei t&sub9;.
Fig. 17 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form einer Ausgangsspannungsfehler-Erkennungseinrichtung, welche ein Abschnitt der Steuerung von Fig. 6 ist, dargestellt für den Betrieb als eine einstellbare Spannungsquelle und als eine einstellbare Stromquelle.
Fig. 18 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form einer Ausgangsspannungsfehler-Erkennungseinrichtung, welche ein Abschnitt der Steuerung von Fig. 6 ist.
Fig. 19 ist eine Reihe von Schaubildern, welche Wellenformen in Zusammenhang mit dem in Fig. 1 dargestellten Konverter zeigen, wobei die Leitung-Leitung- Spannung und die Koppelstromimpulse gezeigt werden.
Fig. 20 ist ein schematisches Blockschaltbild von einer Form einer zweiseitigen, verlustfreien Spannungs-Halteschaltung der vorliegenden Erfindung, welche in jedem der in Fig. 1-4 dargestellten Ausführungsbeispiele verwendet werden kann.

Ausführliche Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines unipolaren Serienresonanzkonverters 22, der gemäß der vorliegenden Erfindung zum Austauschen von Energie zwischen ersten und zweiten elektrischen Stromkreisen 24 und 25 konstruiert ist. Die Kreise 24 und 25 können sein: eine Stromquelle, wie ein Stromversorgungsnetz, Industriestromnetz oder ein Bordsystemnetz für Fahrzeuge, Flugzeuge, Schiffe und dergleichen; eine Energiespeichervorrichtung oder eine Last mit Regenerationsfähigkeit.
Zu Erörterungszwecken wird der erste Kreis 24 als ein Versorgungsnetz angenommen, und der zweite Kreis 25 wird als eine Last angenommen, welche zur Leistungsregeneration fähig sein kann. Beim Konverter 22-Ausführungsbeispiel sind die ersten und zweiten Kreise 24 und 25 mehrphasige, hier dreiphasige Ws-Kreise. Andere, unten erörterte Ausführungsbeispiele zeigen die Vielseitigkeit des Konverters, um auch einphasige Ws-Leistung, sowie auch Gs-Leistung, auch als "Nullfrequenz"-Ws-Leistung bekannt, wirksam umzuwandeln.

Definitionen

Der Begriff "unipolar" bezieht sich auf die Richtung von durch den Konverter 22 fließenden Koppelstromimpulse, welche alle in dieselbe Richtung fließen, unabhängig von der Richtung des Leistungsflusses, um die Leistungsausgleichbedingung für den Konverter 22 zu erfüllen. Diese Impulse können geleitet werden, um an den ersten und zweiten Kreisen 24 und 25 positiv oder negativ zu sein, je nachdem, was gefordert ist, um einer ausgewählten Referenz zu folgen. Auf dieses Verfahren wird hier als "Leiten der unipolaren Koppelstromimpulse" Bezug genommen. Es ist klar, daß das Übertragen von Leistung über Zeit zwischen den ersten und zweiten Kreisen 24 und 25 gleichbedeutend mit dem Austauschen von Energie dazwischen ist.
Hinsichtlich der hier verwendeten Terminologie werden die Buchstaben "L" und "C" mit verschiedenen tiefgestellten Zeichen verwendet, um Induktoren beziehungsweise Kondensatoren zu kennzeichnen. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel dieser Erfindung wird mit drei Schalterarten durchgeführt, die mit den Buchstaben "D" für Dioden, "T" für Thyristoren und "S" für steuerbare Ausschalter angegeben werden, wobei jeder mit tiefgestellten Zeichen versehen ist, um auf die einzelnen Schalter Bezug zu nehmen. Ein steuerbarer Ausschalter wird als ein Schalter definiert, der zum Ein- und Ausschalten durch Anlegen beziehungsweise Aussetzen ihrer Gateansteuerungssignale gesteuert werden kann, wie ein bipolarer Flächentransistor. Gate-Abschaltthyristor (GTO), bipolare Isolierschicht- Transistoren (IGBT) und Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) oder deren strukturelle Äquivalente, welche den Fachleuten bekannt sind.
Es ist klar, daß die im bevorzugten Ausführungsbeispiel dargestellten Thyristoren durch steuerbare Ausschalter mit einigen Abänderungen ersetzt werden können, wo dies gefordert ist. Zum Beispiel kann für einen MOSFET- oder einen IGBT-Transistor der Rückstromfluß durch den Schalter gesperrt und eine Rück- Vorspannung (back-bias voltage) am Schalter vermieden werden, indem zum Beispiel eine Diode in Serie an den Schalter angeschlossen wird. Eine derartige, zusätzliche Diode ist nicht notwendig, wenn die dargestellten Thyristoren durch GTO-Thyristoren ersetzt werden. Obwohl die Ausschaltzeit von Thyristoren langsamer ist als bei steuerbaren Ausschaltern, werden Thyristoren gegenüber den teureren, steuerbaren Ausschaltern mit derselben Nennleistung bevorzugt, um einen wirtschaftlicheren Konverter 22 zu schaffen.

Erstes Ausführungsbeispiel

Der unipolare Serienresonanzkonverter 22 wird zuerst unter Annahme einer Leistungsflußrichtung vom ersten Kreis 24 als eine Eingangsleistung zum zweiten Kreis 25 als eine Ausgangsleistung erörtert. Allerdings kann der Konverter 22 auch betrieben werden, um den Leistungsfluß in die entgegengesetzte Richtung einzustellen, und wird deshalb als bidirektionaler Konverter klassifiziert. Der Konverter 22 umfaßt erste und zweite Abschlußkondensatorbaugruppen, welche Tiefpaßfilter 26 und 28 bilden, um die Hochfrequenz-Koppelstromimpulse von den Kreisen 24 und 25 zu isolieren. Die Filter 26 und 28 werden in Parallele zu den jeweiligen Kreisen 24 und 25 angekoppelt. Das erste Filter 26 weist drei Leitung- Leitung-Kondensatoren CA 30, 32 und 34 auf, während das zweite Filter 28 drei Leitung-Leitung-Kondensatoren CB 35, 36 und 38 aufweist.
Eine erste Schalterbaugruppe 40 weist eine dreiphasige Thyristorengruppe TA12, TA21, TA31, TA12, TA22 und TA32 auf, die mit den Kennzahlen 41, 42, 43, 44, 45 beziehungsweise 46 versehen sind. Eine zweite Schalterbaugruppe 50 weist eine dreiphasige Thyristorengruppe TB12, TB21, TB31, TB12, TB22 und TB32 auf, die mit den Kennzahlen 51, 52, 53, 54, 55 beziehungsweise 56 versehen sind. Hier wird auf die erste Schalterbaugruppe 40 auch als die Eingangsschalterbaugruppe und auf die zweite Schalterbaugruppe 50 als die Ausgangsschalterbaugruppe Bezug genommen. Die Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 benötigen keine bidirektionalen Schalter, wie Paare von antiparallelen Thyristoren oder Paare von antiseriellen, steuerbaren Ausschaltern, wie sie bei den früheren, herkömmlichen Serienresonanzkonvertern erforderlich waren. Vorteilhafterweise erfordert die Thyristorausführung der Schalterbaugruppen 40 und 50 weniger Thyristoren als frühere Konverter, so daß der Konverter 22 wirtschaftlicher als diese früheren Konverter hergestellt werden kann.
Der Konverter 22 weist einen Resonanzkreis oder Resonanztank 60 auf, der in Serie zwischen die Schalterbaugruppen 40 und 50 gekoppelt ist. Der Resonanztank 60 weist einen Resonanzinduktor LR 62 und einen Resonanzkondensator CR 64 auf. Ein Koppelstrom iR fließt von der ersten Schalterbaugruppe 40 zur zweiten Schalterbaugruppe 50 durch den Resonanztank 60 und die Leiter 65 und 66 mit einem durch den Leiter 68 geschaffenen Rückweg. Die Filter 26 und 28 verhindern im wesentlichen, daß irgendwelche Hochfrequenzelemente des Koppelstroms iR in die Eingangs- und Ausgangsleitungen der ersten und zweiten Kreise 24 und 25 eindringen. Auf die Spannung an den Ausgangsabschlüssen der ersten Schalterbaugruppe 40, an den Leitern 65 und 68, wird als Busspannung VA Bezug genommen. Auf die Spannung an den Eingangsabschlüssen der zweiten Schalterbaugruppe 50, an den Leitern 66 und 68, wird als Busspannung vs Bezug genommen.
Der Konverter 22 umfaßt einen Koppelstromerzeuger 70 zum Erzeugen des Koppelstroms iR, um eine Folge von unipolaren Stromimpulsen (siehe Fig. 7) zu sein, wobei jeder Impuls ein steuerbares Nullstromsegment und ein steuerbares Nichtnullsegment umfaßt, welche einen Halteabschnitt aufweisen, wie weiter unten beschrieben wird. Aus Zweckmäßigkeit ist der dargestellte Erzeuger 70 durch eine Mehrzahl von Knotenpunkten 72, 74, 75, 76 und 78 gekennzeichnet. Der Erzeuger 70 ist an den Resonanzkondensator CR 64 und einen Sperrschalter, wie einen steuerbaren Resonanzabschlußschalter oder Sperrthyristor TR 80, gekoppelt. Der Sperrthyristor TR 80 verbindet den Resonanzkondensator CR 64 mit dem Leiter 66.
Der Koppelstromerzeuger 70 weist eine Abschlußdiode DT 82 auf, welche zwischen die Verbindungsleitung des Kondensators CR 64 mit dem Thyristor TR 80 gekoppelt ist, und einen Knotenpunkt 78 des Erzeuger 70. Der Koppelstromerzeuger 70 weist eine verlustfreie Abschlußvorrichtung auf, wie einen Abschlußinduktor LT 84, der in Serie ist mit einem Abschlußthyristor TT 86 zwischen den Knotenpunkten 76 und 78. Der Erzeuger 70 weist zwei steuerbare Ausschalter, einen Anfangsschalter SI 88, der zwischen die Knotenpunkte 72 und 76 gekoppelt ist, und einen Pufferschalter SB 90, der zwischen die Knotenpunkte 72 und 74 gekoppelt ist. Eine andere verlustfreie Vorrichtung des Erzeugers 70 ist ein Koppelelement-Anfangsinduktor LI 92, der in Serie ist mit einer Pufferdiode DB 94, welche zwischen die Knotenpunkte 74 und 75 gekoppelt ist. Knotenpunkt 75 ist an die Verbindungsleitung von Leiter 66 und Thyristor TR 80 gekoppelt.
Der Konverter 22 umfaßt eine verlustfreie Koppelstrom-Halte- oder -puffervorrichtung LB, wie einen Strompufferinduktor 95, welcher an die Knotenpunkte 72 und 75 des Erzeugers 70 gekoppelt ist. Ein Pufferstrom iB fließt durch den Induktor 95 und wird von einem Pufferstromsensoren, wie einem Amperemeter 96, überwacht. Obwohl der Pufferinduktor 95 als eine vom Erzeuger 70 getrennte Vorrichtung dargestellt ist, ist es klar, daß der Erzeuger der vorliegenden Erfindung so aufgebaut werden kann, daß er der Pufferinduktor 95 miteinschließt. Der Konverter 22 weist auch Eingangs- und Ausgangssensorbaugruppen 97 und 98 auf, um die Spannung und den Stroms des Leistungsflusses vom ersten Kreis 24 beziehungsweise zweiten Kreis 25 zu überwachen. Die Sensorbaugruppen 97 und 98 können jede Art von herkömmlichen Strom- und Spannungssensoren sein, wie Amperemeter und Voltmeter, oder deren strukturelle Äquivalente, welche den Fachleuten bekannt sind.
Mit Ausnahme des Schalters SI 88 können alle Schalter des Erzeugers 70 einen Nennstrom aufweisen, welche bedeutend geringer als die Nennleistung der Thyristoren 41-46 und 51-56 der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 ist, welche die Hauptmenge des Koppelstroms iR übertragen. Die Erzeuger-Schalter übertragen im Gegensatz zum Schalter SI 88 Strom nur für einen kleinen Bruchteil der Dauer eines vollständigen Zyklus eines Koppelstromimpulses, d. h., ein Fünftel oder weniger eines Zyklus.

Zweites Ausführungsbeispiel

Fig. 2 zeigt einen kreuzgeschalteten unipolaren Serienresonanzkonverter 100, der gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, wie dargestellt. Die Elemente des Konverters 100, welche wie die oben für Konverter 22 beschriebenen sein können, weisen gleiche Zahlen auf und jene, welche eine leichte Änderung aufweisen, sind gegenüber ihren Gegenstücken in Fig. 1 um 100 erhöht. Zum Beispiel wandelt der Konverter 100 Leistung zwischen einer Sternleistungsquelle 124 mit einem Neutralleiter NA 121 und einer Sternlast 125 mit einem Neutralleiter NB 123 um. Der Konverter 100 eignet sich zum Vierquadrantenbetrieb und zur Schaffung eines bidirektionalen Leistungsflusses zwischen den Kreisen 124 und 125.
Als ein weiteres Beispiel weist das sterngeschaltete Eingangsfilter 126 eine Neutralleiterverbindung NA 127 zwischen den Kondensatoren 130, 132 und 134 auf, im Gegensatz zur Delta-Kondensatoranordnung in Filter 26 von Fig. 1, und das Ausgangsfilter 128 ist mit einer Neutralleiterverbindung NB 129 ähnlich aufgebaut. Ein Leiter 102 koppelt den Neutralleiter NA 127 an den Neutralleiter NB 129. Die Strichpunktlinien in Fig. 2 zeigen an, daß die Neutralleiter NA 121 und 127 zusammengekoppelt werden können und die Neutralleiter NB 123 und 129 zusammengekoppelt werden können.
Der kreuzgeschaltete Konverter 100 weist eine Ausgangsschalterbaugruppe 150 auf, die sich von der Baugruppe 50 von Fig. 1 unterscheidet. Insbesondere weisen die Thyristoren 151, 152, 153, 154, 155 und 156 Anoden- und Kathodenanschlüsse auf, welche jenen der Thyristoren 51-56 von Fig. 1 entgegengesetzt sind.
Dr kreuzgeschaltete Konverter 100 weist einen Resonanzkreis 160 auf, welcher durch die in Serie geschalteten Resonanzkondensator CR 162 und Resonanzinduktor LR 164 gebildet wird. Der Resonanzkreis 160 ist durch einen Sperrthyristor TR 180 zwischen die Leiter 104 und 105 gekoppelt. Der Resonanzkreis 160 und der Sperrthyristor TR 180 sind in Parallele zu den Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50. Der kreuzgeschaltete Konverter 100 weist einen Koppelstromerzeuger 70 auf, der an einen Pufferinduktor 95 gekoppelt ist, wie in bezug auf Fig. 1 beschrieben wurde.
Der kreuzgeschaltete Konverter 100 kann zwei zusätzliche Thyristoren umfassen. Einen ersten Thyristor Ts1 106 weist eine an Leiter 104 gekoppelte Anode und eine an Leiter 102 gekoppelte Kathode auf, während der Thyristor Ts2 108 eine an Leiter 102 gekoppelte Anode und eine an Leiter 104 gekoppelte Kathode aufweist. Die Thyristoren Ts1 106 und Ts2 108 können zum Kurzschließen des Resonanzkreises 160 entweder auf der Quellenseite oder auf der Lastseite des Konverters 100 verwendet werden.

Drittes Ausführungsbeispiel

Der Konverter 22 in Fig. 1 ist geeignet, sich bidirektionalem Leistungsfluß und Vierquadrantenbetrieb anzupassen. Der Konverter 22 ist weder auf Konverteranwendungen mit Leistungsanforderungen, die normalerweise im Zusammenhang mit dreiphasigen Konvertern stehen, beschränkt, noch ist er auf die in Fig. 1 dargestellte Schalttypologie beschränkt. Zum Beispiel können die ersten und zweiten Kreise 24 und 25 einphasige, mehrphasige Ws- oder Gs-Leistungen sein.
Fig. 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel eines unipolaren Serienresonanzkonverters 200, aufgebaut nach vorliegender Erfindung. Die Elemente des Konverters 200, welche wie die oben für Konverter 22 beschriebenen sein können, weisen gleiche Zahlen auf und jene, welche eine leichte Änderung aufweisen, sind gegenüber ihren Gegenstücken in Fig. 1 um 200 erhöht. Zum Beispiel wandelt der Konverter 200 Leistung zwischen einer einphasigen Ws- oder Gs-Eingangsleistungsquelle 224 und eine zweite dreiphasige Leistungsquelle 25 um, wie oben in bezug auf Fig. 1 beschrieben wird. Der Konverter 200 weist einen Resonanzkreis 60, einen Sperrthyristor TR 80 und einen Koppelstromerzeuger 70 mit einem Pufferinduktor 95 auf, wie oben beschrieben.
Der Konverter 200 weist eine Thyristorbrücken-Schalterbaugruppe 240 mit vier Thyristoren 241, 242, 243 und 244 auf. Das erste, an Quelle 224 gekoppelte Filter 226 weist nur einen einzelnen Filterkondensator CA 230 auf. Der Konverter 200 wird zu einem undirektionalen Gs-Ws-Konverter, indem einfach die Thyristorbrücke 240 weggeschaltet und die Abschlüsse A&sub1; und A&sub2; an eine Gs-Leistungsquelle (nicht dargestellt) gekoppelt werden.

Viertes Ausführungsbeispiel

Fig. 4 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel eines unipolaren Serienresonanzkonverters 300, aufgebaut nach vorliegender Erfindung für unidirektionalen Leistungsfluß. Die Elemente des Konverters 300, welche wie die oben für Konverter 22 beschriebenen sein können, weisen gleiche Zahlen auf und jene, welche eine leichte Änderung aufweisen, sind gegenüber ihren Gegenstücken in Fig. 1 um 300 erhöht. Beim Konverter 300 wurde die Thyristorbrücken-Eingangsschalterbaugruppe 40 von Fig. 1 durch eine weniger teure Diodenschalterbaugruppe 340 ersetzt. Der Konverter 300 ist für Leistungsfluß in eine einzelne Richtung konzipiert, das heißt, für unidirektionalen Leistungsfluß vom ersten Kreis 24 zum zweiten Kreis oder zur Last 325. Die Diodenschaltergruppe 340 kann eine Spannungssensorbaugruppe 397 umfassen, welche herkömmliche Spannungssensoren oder deren strukturelle Äquivalente, welche den Fachleuten bekannt sind, eher als die Spannungs- und Stromsensorbaugruppe 97 von Fig. 1 und 2 umfassen.
Die Diodenschalterbaugruppe 340 umfaßt eine herkömmliche Diodenbrücke 310 in Kombination mit einem einzelnen Serienthyristor TA 312 und eine Freilaufdiode 314. Man beachte, daß ein dreiphasiges Kondensatorfilter, wie Filter 26 in Fig. 1 oder Filter 126 in Fig. 2, nicht notwendig ist. Stattdessen kann ein einzelnes Filterelement verwendet werden, falls notwendig, wie ein Abschlußkondensatorfilter CA 318, welcher als Abschnitt einer Schalterbaugruppe 340 eingebaut werden kann. Wenn die Diodenbrücke 310 unberücksichtigt gelassen wird, umfaßt die erste Schalterbaugruppe den Thyristor TA 312 und die Diode DA 314, der Filterkondensator CA 318 kann direkt an einen Gs-Kreis (nicht dargestellt) gekoppelt werden, und der Konverter wird zu einem unipolaren Gs-Ws-Serienresonanzkonverter.

Wechsel-Koppelstrom

Erzeuger-Ausführungen

Mit Bezug auf Fig. 5 wird ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Koppelstromerzeugers 270 dargestellt, welcher stellvertretend für den Erzeuger 70 in den Konvertern 22, 100, 200 beziehungsweise 300 der Fig. 1-4 eingesetzt werden kann. Der alternative Erzeuger 270 verwendet GATT-Thyristoren, gate-unterstützte Abschaltthyristoren (GATT), mit ihren kurzen Ausschaltzeiten (10 usek oder weniger) und/oder GTO-Thyristoren, um einen Schaltkreis zu schaffen, der einfacher als jener ist, der für Erzeuger 70 gezeigt wurde. Der Erzeuger 270 weist eine Sperrdiode DR 280 auf, welche den Thyristor TR 80 von Fig. 1 ersetzt. Der Erzeuger 270 weist einen einzelnen Induktor LI 292 in Serie zu einem Thyristor Tr 286 auf, um die Verbindungsleitung des Kondensators CR 64 und der Diode DR 280 an einen Knotenpunkt 272 zu koppeln. Ein Thyristor TI 188 ersetzt den Schalter SI 88 von Fig. 1 und koppelt die Verbindungsleitung des Induktors LR 62 und des Kondensators CR 64 an den Knotenpunkt 272. Die Thyristoren TT 286 und TI 288 erfüllen dieselbe Funktion wie der Schalter SI 88 und der Thyristor TT 86 des in Fig. 1 dargestellten Koppelstromerzeugers 70.

BETRIEBSPRINZIPIEN

Das Betriebsprinzip der Konverter 22, 100, 200 und 300 wird durch die Erörterung des Konverters 22 von Fig. 1 veranschaulicht, welcher auch die Einzelheiten des Erzeugers 70 zeigt. Man nehme an, der Konverter 22 weist Eingangsabschlüsse, welche als A&sub1;, A&sub2; und A&sub3; gekennzeichnet und an die dreiphasige Ws-Quelle 24 gekoppelt sind und Ausgangsabschlüsse, welche als B1, B2 und B3 gekennzeichnet und an eine dreiphasige Last 25 gekoppelt sind, auf. Die Last 25 kann eine passive Last sein, wie ein Widerstand, Induktor oder Kondensator oder eine Kombination davon. Auf alternative Weise kann die Last 25 eine elektrische Maschine sein, welche die Ausgangsabschlüsse B1, B2 und B3 einer Spannung infolge des rückwärtigen EMF (elektromagnetischen Kraft)-Merkmals elektrischer Maschinen aussetzt. Es ist für die Fachleute klar, daß die bidirektionalen Ausführungsbeispiel von Fig. 1-3 einen Leistungsfluß von den Ausgangsabschlüssen B1, B2 und B3 zu den Eingangsabschlüssen A&sub1;, A&sub2; und A&sub3; aufweisen können. Verschiedene Steuerungsaspekte der Leistungsübertragung von der Quelle zur Last werden unten gezeigt.
Zum Beispiel wird ein geschlossener Strompfad in dicken, schwarzen Linien in Fig. 1 dargestellt, wenn zwischen der Quelle 24 und der Last 25 Energie ausgetauscht wird. Der Strom in diesem geschlossenen Strompfad fließt durch die Thyristoren TA11 und TA32 der Eingangsschalterbaugruppe 40 und durch die Thyristoren TB31 und TB12 der Ausgangsschalterbaugruppe 50. Der Pufferinduktor LB ist ebenfalls ein Teil dieses Strompfads und dient für dieselbe Funktion wie Pufferkondensator in einem herkömmlichen Gs-Koppelstromkonverter.

A. Erzeugung des Koppelstroms

Impulse: USGL-Steuerung

Mit Bezug auf Fig. 7 können die Konverter 22. 100, 200 und 300 jeweils eine Steuerung 398 aufweisen, die erste und zweite Steuerungsunterstufen umfaßt. Die erste Stufe der Steuerung 398 umfaßt eine Hauptthyristor-Wahllogik ("MTSL")- Steuerung 400, und die zweite Stufe umfaßt eine Unipolar-Serienresonanzkonverter- Schaltgatelogik ("USGL")-Steuerung 500. Fig. 6 zeigt die Struktur und die allgemeinen Betriebsgrundsätze der MTSL-Steuerung 400 und wird nach der Veran schaulichung des Betriebs des Konverters, der einem durch die USGL-Schaltung 500 bestimmten Schaltplan unterworfen ist, unten ausführlich beschrieben.
Die USGL-Steuerung 500 versieht alle Konverterschalter (Thyristoren TA und Ts 41-46, 51-56 und 241-244 der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 und 240; Thyristoren TR und Ti 80 und 86, und die Schalter SI und SB 88 und 80) gemäß der in Fig. 7 dargestellten Timing-Logik mit Gatesignalen, zusammen Signale 502, mit Ausnahme des Ausschaltens der Thyristoren, welche mittels natürlicher Kommutation ausgeschaltet werden. Das Timing dieser Schaltsignale wird oben auch mit Bezug auf Fig. 8-16 beschrieben. Die USGL-Steuerung 500 kann mit im Handel erhältlichen analogen und/oder digitalen Schaltelementen oder deren strukturellen Äquivalenten, welche den Fachleuten bekannt sind, ausgeführt werden.
Die USGL-Steuerung 500 versieht alle Konverterschalter mit den Gatesignalen 502, wenn die folgenden Entscheidungen getroffen wurden hinsichtlich:
1. des Timings zum Anstoßen des Koppelstromimpulses iR durch Einschalten des Schalters SI 88; und
2: der Wahl, welcher der Thyristoren TA und TB der Eingangs- und Ausgangsschaltbaugruppen 40, 50 und 240 den Strompfad für den Koppelstrom iR bestimmt.
Ebenfalls mit Bezug auf Fig. 7 wird das Verfahren der Koppelstromimpulserzeugung dargestellt. Der Koppelstrom iR wird als der Strom definiert, der durch den Resonanzinduktor LR 62 fließt. Der bevorzugte Koppelstrom iR umfaßt eine Folge von unipolaren Impulsen, wobei jeder Impuls ein Null- und ein Nichtnullstromsegment aufweist. Vorzugsweise sind sowohl das Null- als auch Nichtnullsegment steuerbar in ihrer Dauer, solange minimale Schaltverluste durch Nullstromschaltung und/oder Nullspannungsschaltung gewährleistet werden.
Vorzugsweise werden die Koppelstromimpulse auf stabile Weise unter sowohl regulären als auch irregulären Quellen- und Lastbetriebsbedingungen erzeugt. Stabilität bedeutet hier, daß die gespeicherte Energie in den Koppelelementen vor dem Ansteigen oder Abfallen bewahrt wird, während aufeinanderfolgende Koppelstromimpulse durch diese Koppelelemente (d. h.. den Resonanzkreis 60, die Induktoren LT und LI des Erzeugers 70 und den Pufferinduktor LB 95) fließen. Insbesondere ist die Spannung am Resonanzkondensator CR 64 ein Maß für diese gespeicherte Energie und steigt deshalb bei der Vollendung jedes Impulszyklus vorzugsweise nicht übermäßig an oder fällt ab.
Für eine gegebene Ausführung kann das Zeitintervall eines Koppelstromimpulses bedeutend geringer als das Zeitintervall der Spannungs- und Stromwellenformen an den Ein- und Ausgängen des Konverters 22. Infolgedessen nehmen wir an, daß während des Zeitintervalls eines vollständigen Impulszyklus:
1. die Leitung-Leitung-Spannungen an der Quelle 24 und der Last 25 konstant sind, weil die Filterkondensatoren CA und CB 30-38 im Vergleich zum Resonanzkondensator CR 64 relativ groß sind; und
2. der Strom iLB im Pufferinduktor LB 95 konstant ist, weil der Induktor 95 im Vergleich zum Resonanzinduktor LR 62 relativ groß ist.
Diese Annahmen sind für den ordnungsgemäßen Betrieb des Konverters 22 keine Bedingungen, sie werden lediglich eingeführt, um die Grundsätze der Erfindung auf eine zweckdienliche Weise zu erklären, ohne die Beschreibung durch genaue Einzelheiten, welche den Fachleuten klar sind, zu komplizieren.
Der Koppelstrom iR wird von einer Treiberkoppelspannung VLD angetrieben. Die Treiberkoppelspannung VLD ist nicht Null, nur wenn die ausgewählten Thyristoren der Schalterbaugruppen 40 und 50 eingeschaltet werden, um das Fließen des Koppelstroms 1R zu ermöglichen. Die Treiberkoppelspannung VLD wird bestimmt durch:
1. die Leitung-Leitung-Spannungen an der Quelle 24 und der Last 25; und
2. die Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50, welche ausgewählt werden, um den Koppelstrom iR zu übertragen.
Durch Auslösen der Thyristoren 41-46 und 51-56 ist die Treiberkoppelspannung VLD für den Koppelstrom iR die Spannungsdifferenz:
VLD = VA - VB
Nehmen wir nun an, daß der Koppelstrom iR auf dem mit dicken, schwarzen Linien angezeigten Pfad durch die Thyristoren TA11 41, TA32 46, TB31 53 und TB12 54 in Fig. 1 fließt. Da die Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen ausgewählt werden, um den Koppelstrom iR zu übertragen, sind die Eingangsbusspannung VA und die Ausgangsbusspannung VB:
VA = VA1 - VA3
VB = VB3 - VB1,
wobei (VA1 - VA3) und (VB1 - VB3) natürlich die Leitung-Leitung-Spannungen an der Quelle 24 beziehungsweise der Last 25 sind.
Auch wenn die Treiberkoppelspannung VLD Von Impuls zu Impuls variiert, indem sie positive und negative Wert annimmt, ist ihr Höchstwert begrenzt, weil die jeweiligen Leitung-Leitung-Spannungen der Quelle 24 und der Last 25 begrenzt sind. Die Leitung-Leitung-Spannungen der Quelle 24 und der Last 25 sind begrenzt
1. entweder weil auf den Konverter ein gewisses Spannungsmuster angelegt ist oder 2. die Steuerung der Thyristoren in den Schalterbaugruppen 40, 50 dem Muster eines gewissen Vorrates von Referenzsignalen folgt, was unten erörtert wird.
Da die Spannungen VA und VB als konstant angenommen (nicht gefordert) werden, kann die Treiberkoppelspannung VLD während des Nichtnullstromsegments des Koppelstromimpulses auch als konstant angenommen werden.
Fig. 7 zeigt zwei vollständige Zyklen von Wellenformen ausgewählter Größen während des Betriebs des in Fig. 1 dargestellten Konverters 22, sowie die Timing- Logik für die Gatesignale der verschiedenen verwendeten Schalter. Die Treiberkoppelspannung VLD ist positiv für den ersten Impuls und negativ für den zweiten Impuls. Jeder vollständige Zyklus der Koppelstromimpulse 1a weist vier grundlegende Betriebsmodi auf, auf die Bezug genommen wird als:
1. Z-Modus für ein Nullstromsegment Z, während dem der Koppelstrom iR Null ist.
2. I-Modus für ein Anfangsstromsegment I, während dem der Koppelstromimpuls durch Resonanzoszillation angestoßen wird.
3. F-Modus für ein flaches Nichtnullstromsegment F, während dem der Koppelstromimpuls vom Pufferinduktorstrom iLB durch den Pufferinduktor LB 95 gehalten wird, während die Resonanzkreisoszillation inaktiv ist.
4. T-Modus für ein Abschlußstromsegment T, während dem der Koppelstromimpuls durch die Resonanzoszillation auf Null zurückgesetzt wird.
In Fig. 7 spiegelt die Wellenform der Koppelstromimpulse iR diese vier Betriebsmodi wider. Das Nichtnullstromsegment umfaßt das I-Segment, das F-Segment und das T-Segment. Die jeweilige Dauer des Nullstromsegments Z und des Nichtnullstromsegments (I+F+T) ist in ihrer Dauer unabhängig steuerbar.
Fig. 7 zeigt auch den Schaltplan für das Ein- und Ausschalten jedes Schalters des Konverters 22, um die Logik des Gatesignal-Timing-Logik für jeden Schalter zu veranschaulichen. Die Schaltzeiten werden in Fig. 7 durch einen jeder Schalterbezeichnung benachbarten Pfeil angezeigt. Einzelne hochgestellte Sternchen zeigen an, wenn ein Schalter ein Steuersignal zum Ausschalten eher als zum Einschalten empfangen hat. Das Ausschalten der Thyristoren erfolgt mittels natürlicher Kommutation, wenn der Strom durch jeden Thyristor auf Null zurückgeht, was in Fig. 7 durch hochgestellte Doppelsternchen angezeigt wird. Alle Schaltungen erfolgen bei im wesentlichen Nullschaltstrom, definiert als "Nullstromschaltung" (ZCS) oder bei im wesentlichen Nullschaltspannung, definiert als "Nullspannungsschaltung" (ZUS), wie in Fig. 7 zu sehen ist.
Fig. 7 zeigt die Ströme, die durch die Thyristoren fließen, d. h., der Thyristor TR 80 überträgt einen Strom in, der Thyristor TT 86 überträgt eine Strom in und die jeweiligen Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 übertragen den Koppelstrom iR Welcher einzelne Thysistor TA und TB der Schalterbaugruppen 40 und 50 zu einer gegebenen Zeit leitend ist, hängt von der jeweiligen Steuerstrategie ab, welche für die Leistungsübertragung von der Quelle 24 zur Last 25 verwendet wird, wie weiter unten erörtert wird.

B. Betriebsmodus Z

Der Betriebsmodus Z ist in einen in Fig. 8 dargestellten, festen Zs-Modus und ein in Fig. 9 dargestellten, vorübergehenden Zt-Modus unterteilt. Der feste Zs- Modus tritt ein, wenn der während des vorhergehenden Impulses strömende Koppelstrom iR auf Null gesunken ist und weder die Schalterbaugruppe 40 noch die Schalterbaugruppe 50 mit den Thyristoren TA bzw. TB leiten. Im vorübergehenden Zt- Modus wird eine Handlung vorgenommen, um die Auslösung des Nichtnullstromsegments vorzubereiten. Der Zustand aller Schalter während des Zs-Modus wird Fig. 7 zum Zeitpunkt t&sub0; dargestellt: Die Thyristoren TA, TB und TT, sowie der Schalter SI wurden nicht ausgelöst (angezeigt durch das hochgestellte Sternchen), aber der Schalter SB und der Thyristor TR wurden eingeschaltet.
Mit Bezug auf Fig. 8 ist der Schalter SI während des Zs-Modus offen, und der Strom iLB durch den Pufferinduktor LB 95 fließt im "Freilauf" durch den Induktor LI 92, die Diode DB 94 und den Schalter SB 90. Unter diesen Bedingungen überträgt der Resonanzkondensator CR 64 keinen Strom, so daß eine konstante, positive Spannung VCR am Kondensator CR 64 belassen wird. Durch Auswählen gewisser Werte für LR, LI und CR kann die Spannung VCR höher sein als der Höchstwert der Treiberkoppelspannung VLD.
Mit Bezug auf Fig. 9 beginnt der Zt-Modus zum Zeitpunkt t&sub1;, indem der Anfangsschalter SI eingeschaltet wird. Der ausgewählte Zeitpunkt t&sub1; steuert die Dauer des Nullstromsegments Z. Da der Schalter SI 88 bei t&sub1; eingeschaltet ist, wird die positive Resonanzkondensatorspannung VCR verringert, weil die Resonanzoszillation des CR-LI-Resonanzkreises bewirkt, daß der Strom iTR durch den Thyristor TR 80 zu fließen beginnt. Der Strom iTR nimmt zum Zeitpunkt t&sub1; zu, weil der Strom iDB durch die Diode DB 94 und den Induktor LI 92 abnimmt, während der Strom iLB durch den relativ großen Pufferinduktor LB 95 praktisch konstant ist. Deshalb ist zum Zeitpunkt t&sub1; das Verhalten des Stroms iDB, des Stroms iTR und der Resonanzkondensatorspannung VCR der Resonanzoszillation des von CR und Li gebildeten Kreises unterworfen, weshalb dieses Verhalten einem Muster folgt, das gegeben ist durch:
iDB = iLB - VCR(Zs)sin[ωI.R(t - t&sub1;)]/ZI.R
iTR = iLB - iDB
VCR = VCR(Zs)COS[ωI.R(t - t&sub1;)]
wobei:
ωI,R = (LICR)-1/2
ZI,R = (LI/CR)+1/2
VCR(Zs) = Resonanzkondensatorspannung während des Zs-Modus.
Es ist klar, daß der Konverter 22 derart konzipiert sein kann, daß der Strom iDB auf Null zurückgeht, bevor die Resonanzkondensatorspannung VCR geringer wird als die maximale Treiberkoppelspannung VLD,max, der die Koppelelemente unterworfen werden können. Falls gewünscht, kann diese Bedingung von diesen Beziehungen abgeleitet werden als eine Konstruktionseinschränkung basierend auf, den charakteristischen Leitungswiderstand ZI,R gemäß:
ZR,I < [VCR,min(Zs)sin(α)]/iLB
mit:
α = arccos[VLD.max/VCR,min(Zs)].
Infolgedessen nimmt zum Zeitpunkt t&sub1; der Strom iTR durch den Thyristor TR 80 zu, während der Strom iDB durch die Diode DB 94 abnimmt.
Zum Zeitpunkt t&sub2; geht der Strom iDB auf Null zurück, und der Strom iTR wird auf den Wert des Pufferstroms iLB gehalten. Zum Zeitpunkt t&sub2; ist die Spannung VCR noch positiv, so daß die Diode DB 94 rückwärtig vorgespannt wird und der Schalter SB 90 unter idealen Bedingungen, d. h., bei Nullstrom (ZCS) und bei Nullspannung (ZVS), abgeschaltet werden kann. Darüber hinaus bewirkt das Einschalten der ausgewählten Thyristoren TA und TB der Schalterbaugruppen 40, 50 zum Zeitpunkt t&sub5; nicht, daß diese Thyristoren leiten, weil verhindert wird, daß der Koppelstrom iR fließt, bevor die Spannung VCR geringer wird als die Treiberkoppelspannung VLD.

C. Betriebsmodus I

Mit Bezug auf Fig. 7 und 11 beginnt der Koppelstrom iR zum Zeitpunkt t&sub4; durch die Thyristoren TA und TB zu fließen, wenn die Spannungen an diesen Thyristoren im wesentlichen Null (ZVS) sind. Diese vorteilhafte Nullspannungsschaltung der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen rührt von der gesteuerten Verringerung der Resonanzkondensatorspannung VCR her, ein Merkmal, welches bei herkömmlichen, Ws-Koppelstromimpulse verwendenden Serienresonanzkonvertern nicht möglich ist.
Nach dem Zeitpunkt t&sub4; nimmt der Koppelstrom iR zu und die Spannung VCR ab, was als Anfangs- oder I-Modus definiert wird. Wie in Fig. 11 gezeigt wird, erfolgt während des I-Modus eine Resonanzoszillation infolge des CR-LR-Resonanzkreises 60, und das Konverterverhalten kann durch folgende Gleichungen beschrieben werden:
LR (diR/dt) = VLD - VCR
CR (dVCR/dt) = - iTR
mit:
iTR = iLB - iR
Da der Strom iR zunimmt, nimmt der Thyristorstrom iTR ab (dritte Gleichung oben), bis er Null erreicht, und bleibt auf Null bis zum Ende des Betriebsmodus I, d. h., bis Zeitpunkt t&sub5;.

D. Betriebsmodus F

Mit Bezug auf Fig. 7 schaltet zum Zeitpunkt t&sub5; der Thyristor TR 80 ab mittels natürlicher Kommutation, wenn der Thyristorstrom iTR auf Null zurückgeht. Ebenfalls zum Zeitpunkt t&sub5; wird der Koppelstrom iR auf den Wert des Pufferstroms iLB get, um den Betriebsmodus F zu beginnen. Ähnlich wie der Z-Modus umfaßt der F- Modus zwei aufeinanderfolgende Betriebsmodi: den in Fig. 12 dargestellten Festmodus Fs und den in Fig. 13-15 dargestellten Übergangsmodus Ft.
Mit Bezug auf Fig. 12 beginnt der Festmodus Fs zum Zeitpunkt t&sub5;, wenn der Koppelstromimpuls iR auf dem Pufferinduktorstrom iLB gehalten wird. Ebenfalls zum Zeitpunkt t&sub5; hört die Spannung VCR auf, abzunehmen und während des gesamten Festmodus Fs einen konstanten Wert beizubehalten. Der konstante Wert der Spannung VCR wird beibehalten, weil der Strom iTR zum Zeitpunkt t&sub5; auf Null zurückgeht. Der Wert der Resonanzkondensatorspannung VRC während des Fs-Modus ist gegeben durch:
VCR (FS) = VLD · ZR,RiR,max
wobei:
ZR,R = (LR/CR)+1/2
iR,max = maximaler Koppelstrom, welcher auf iLB gehalten wird.
ZR,R ist der charakteristische Leistungswiderstand des LR-CR-Resonanzkreises 60. welcher bewirkt, daß der Koppelstrom iR durch die Resonanzoszillation während des I-Modus zunimmt.
Während des Fs-Modus soll die Resonanzkondensatorspannung VCR nicht positiv sein, damit der Koppelstrom iR zur Nullspannungsschaltung während des nachfolgenden T-Modus Null erreichen kann. Die Formel oben für VCR(Fs) zeigt, daß diese Bedingung gewährleistet werden kann, indem ZR,R folgendermaßen gewählt wird:
ZR,R > VLD,max/iLB
wobei iR,max gleich iLB ist, weil iR während des Festmodus Fs auf dem Pufferstrom iLB gehalten wird.
An dieser Stelle ist es notwendig, drei Punkte zu erklären. Erstens nimmt die Resonanzkondensatorspannung VCR von einem positiven Wert beginnend zum Zeitpunkt t&sub0; ab und erreicht einen Mindestwert zum Zeitpunkt t&sub5;, wenn der Fs-Modus beginnt. Während des gesamten Fs-Modus wird die Spannung VCR auf ihrem Mindestwert gehalten, und zwar bis zum Ende des Fs-Modus zum Zeitpunkt t&sub6;. Die früher für VCR(Fs) angegebene Formel ist der Mindestwert der Resonanzkondensatorspannung VCR während eines vollständigen Impulszyklus und ist begrenzt, weil
1. der maximale Koppelstrom vom Pufferinduktorstrom iLB begrenzt wird und
2. die Treiberkoppelspannung VLD auf eine maximale Eingangs- oder Ausgangs- Leitung-Leitung-Spannung begrenzt ist, weil die jeweiligen Leitung-Leitung- Spannungen der Quelle 24 und der Last 25 begrenzt sind.
Als zweiter Punkt wird die Resonanzoszillation des Resonanzkreises 60 zum Zeitpunkt t&sub5; deaktiviert, weil der Koppelstrom iR auf dem Pufferstrom iLB gehalten wird und die Resonanzkondensatorspannung VCR konstant ist. Die Deaktivierung der Resonanzoszillation durch den Kreis 60 wird durch das Ausschalten des Thyristors TR 80 verursacht. Wenn der Koppelstrom iR durch den Konverter 22 fließt (dicke, schwarze Linien in Fig. 1 und 11), findet Leistung von der Quelle 24 zur Last 25 statt, während die Resonanzoszillation 60 inaktiv ist, was ein Merkmal darstellt, welches bei früheren Konvertern nicht verfügbar war. Während dieses Leistungsflusses übertragen die meisten Elemente des Koppelstromerzeugers 70 keinen Strom. In der Tat muß nur der Anfangsschalter SI nur für Vollaststrom bemessen werden, was eine bedeutende Kostenersparnis schafft.
Als dritter Punkt kann der Ft-Modus zu jedem Zeitpunkt beginnen, folglich sind die Dauer des F-Modus und infolgedessen die Dauer des Nichtnullstromsegments steuerbar.
Zum Zeitpunkt t&sub5; beginnt der Ft-Modus. Um den Fluß des Koppelstroms iR zum Stillstand zu bringen, wird der Resonanzkreis 60 wieder aktiviert. Der Koppelstrom iR wird umgeleitet, um durch den Resonanzkondensator CR 64, die Diode DT 82 und den Schalter SB 90 zu fließen.
Mit Bezug zu Fig. 13 wird während des ersten Schrittes dieses Umleitverfahrens der Thyristor TT 86 zu irgendeinem gewünschten Zeitpunkt t&sub6; ausgelöst. Das Auslösen des Thyristors TT 86 aktiviert einen CR-LT-Resonanzkreis. Die CR-LT-Resonanzoszillation treibt die negative Resonanzkondensatorspannung VCR voran, um zum Zeitpunkt t&sub7; Null zu erreichen, um den zweiten Schritt dieses Umleitungsverfahrens auszulösen (Fig. 14-15), das heißt, die Nullspannungsschaltung des Schalters SB 90, gefolgt vom Ausschalten des Schalters SI 88 (angezeigt in Fig. 7 durch Sternchen). Beide Schaltungen erfolgen bei Nullspannung (ZVS).
Zwischen den Zeitpunkten t&sub5; und t&sub7; bleibt die Resonanzoszillation des LT-CR- Resonanzkreises völlig unberührt von den Strömen oder Spannungen in anderen Teilen des Konverters 22. Die Isolierung des LT-Cr-Resonanzkreises wird durch den Sperrthyristor TR 80 und den Sperrschalter SB 90 erreicht. Deshalb erfüllt die Resonanzoszillation während des Intervalls zwischen t&sub6; und t&sub7; die folgenden Gleichungen:
VCR = LT (diTT/dt)
CR (dVCR/dt) = iCR = iTT
Folglich ist der Höchstwert des Stroms durch den Induktor LT 84 gegeben durch:
ITT,max = VCR,max(FS)/ZT,R
ZT,R = (LT/CR)+1/2
wobei ZT.R der charakteristische Leitungswiderstand des LT-CR-Resonanzkreises ist.
Um ein Überschreiten der Ströme durch irgendeinen Koppelelement-Induktor oder -schalter zu verhindern, sollten der Pufferstrom iLB und der charakteristische Leistungswiderstand ZT,R die Beziehung
ZT,R > VCR,max (FS)/iLB
erfüllen.
Durch Ersetzen des Ausdrucks für VCV(Fs), wie vorher angegeben, ergibt dieses Verhältnis die Beziehung zwischen ZT,R und ZR,R:
ZT,R > ZR,R + VLD,max/iLB
Um dem Schalter SB 90 ausreichend Zeit zu verschaffen, um zu schließen, bevor der Schalter Si geöffnet wird (im Bereich einer Mikrosekunde für heutige handelsübliche IGBT-Transistoren), kann die Wechselrate von VCR durch Wählen einer hohen Induktivität für den Induktor LT 84 angepaßt werden. Das Zeitintervall zwischen t&sub6; und t&sub1; kann von den Resonanzoszillationsgleichungen oben abgleitet werden, um eine exakte Formel für diesen Zeitpunktintervall zu schaffen:
T(t&sub6;, t&sub7;) = [π(LTCR)+1/2]/2
Zum Zeitpunkt t&sub7; wird der Schalter SB 90 geschlossen, und die Resonanzkondensatorspannung VCR ist Null und bleibt auf Null, bis der Schalter SI 88 geöffnet wird. Mit Bezug auf Fig. 14 bleibt die Spannung VCR zwischen der Aktivierung der Schalter SB und Si auf Null, weil durch den kurzen Kreispfad von Induktor LT 84. Schalter SI 88 und der antiparallelen Diode des Schalters SB 90 Strom fließt. Zwischen der Aktivierung der Schalter SB und SI überträgt der Schalter SI 88 sowohl den Koppelstrom iR als auch den Induktorstrom in, bis der Schalter SI endgültig geöffnet ist.
Infolgedessen wird der Schalter SI 88 für einen Spitzenstrom bemessen, welcher gleich der Summe aus dem maximalen Koppelstrom iR und dem maximalen LT Induktorstrom in ist. Allerdings ist der Durchschnittsstrom vernachlässigbar höher als der Durchschnittswert des Koppelstroms iR, weil der Strom in nur vom Schalter SI 88 für eine kurze Dauer, im Bereich von einer Mikrosekunde für im Handel erhältliche Leistungsschalter, übertragen wird. Deshalb ist die Zeit, während der Schalter SI 88 den zusätzlichen Strom iTT überträgt, extrem kurz im Vergleich zum Koppelstrom-Zyklusintervall, welcher im Bereich von 60 usek für einen zum Betrieb bei einer Modulationsfrequenz von 20 Khz konzipierten Konverter liegt.
Auch wenn die im Handel erhältlichen Leistungsschalter durchaus einer derartigen Zunahme im Spitzenstrom zu widerstehen in der Lage sind, ohne Notwendigkeit einer Überlastung, sind eine Anzahl von Annäherungen möglich, um jegliche Probleme zu vermeiden. Zum Beispiel kann der Schalter SI 88 durch zwei Parallelschalter (nicht dargestellt) ersetzt werden, wovon einer zur Übertragung des zusätzlichen Stroms irr zwischen der Aktivierung der Schalter SB und SI verfügbar ist. Dieser verfügbare Schalter kann zwischen den Zeitpunkten t&sub6; und t&sub7; eingeschaltet und zum Zeitpunkt t&sub7; ausgeschaltet werden. Der durchschnittliche Nennstrom eines derartigen, zur Verfügung gestellten Schalters ist extrem gering, und sowohl das Ein- als auch das Ausschalten würde bei Nullspannung erfolgen, wenn das Leiten im Zeitpunkt t&sub1; beginnen würde.
Wie in Fig. 15 gezeigt wird, wird der Koppelstrom 1R nach dem Öffnen des Schalters SI im Zeitpunkt t&sub7; zum Fluß durch den Resonzanzkondensator CR 64 umgeleitet. Die Resonanzkondensatorspannung VCR und der Koppelstrom iR sind jeweils den Resonanzschwingungen von zwei Resonanzkreisen unterworfen, dem -LT- Resonanzkreis, der durch den Thyristor TT 86 aktiviert wird, und dem CR-LR-LI- Resonanzkreis. Nach dem Zeitpunkt t&sub7; folgt der Resonanzkondensatorstrom iCR aus:
iCR = iR + iTT
Beide Ströme iR und irr und infolgedessen auch der Strom iCR können nur positive Werte annehmen, weil beide von unidirektionalen Thyristoren übertragen werden, das heißt, den Eingangs- und Ausgangsthyristoren TA, TB und dem Thyristor TTT 86. Als Folge nimmt die Resonanzkondensatorspannung VCR noch weiter zu. Da die Spannung VCR höher wird als die Treiberkoppelspannung VLD, nimmt der Koppelstrom iR infolge der Einwirkung des CR-LR-LI-Resonanzkreises zu, wie beschrieben durch:
(LR + LI)(diR/dt) = VLD - VCR

E. Betriebsmodus T

Mit Bezug auf Fig. 7 beginnt der T-Modus zum Zeitpunkt t&sub8;, wenn die Resonanzkondensatorspannung VCR die Treiberkoppelspannung VLD überschreitet, was bewirkt, daß der Abfall des Koppelstroms iR beginnt. Wie in Fig. 16 gezeigt wird, endet der T-Modus zum Zeitpunkt t&sub9;, wenn der Koppelstrom 1R Null erreicht. Zum Zeitpunkt t&sub5; werden die Thyristoren Ta und Ts der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 mittels natürlicher Kommutation ausgeschaltet. Während des T-Modus, wenn der Koppelstrom durch die Resonanzoszillation des vom Induktor LT 84 und dem Resonanzkondensator CR 64 gebildeten Resonanzkreises allmählich auf Null zurückgeht, wie in Fig. 15 durch die dicken, schwarzen Linien dargestellt. Der Koppelstrom in geht während der Oszillation des CR-LT-Re sonanzkonverters ebenfalls auf Null zurück. Der Pufferinduktorstrom iLB wird allmählich aufgenommen, um im Freilauf durch den Schalter SB 90 und die Diode DB 94 laufen.
Zum Zeitpunkt t&sub1;&sub0; hört die Zunahme der Resonanzkondensatorspannung VCR auf, sie behält einen konstanten positiven Wert bei. Zum Zeitpunkt t&sub1;&sub0; ist der T-Modus beendet, der Impulszyklus ist abgeschlossen, und ein neuer Impulszyklus hat mit einem neuen Betriebsmodus Zs begonnen. Das gesamte Verfahren zur Erzeugung eines neuen Koppelstromimpulses ist wiederholbar, um eine Folge unipolarer Koppelstromimpulse herzustellen.

F. Betrieb mit alternativen GATT- oder GTO-Thyristoren

Koppelstromerzeuger

Die USGL-Steuerung 500 kann abgeändert werden, wie den Fachleuten bekannt ist, um das GATT- oder GTO-Ausführungsbeispiel des in Fig. 5 dargestellten Erzeugers 270 zu betreiben. Die Thyristoren TT 286 und TI 288, ganz gleich ob GATT oder GTO, funktionieren wie obige Beschreibung für den Thyristor TT 86 und Schalter SI 88 des Erzeugers 70.
Der Thyristor TI 288 schaltet sich zum gleichen Zeitpunkt wie der Schalter SI 88 ein, zum Beispiel zu den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub1;&sub1; in Fig. 7. Der Thyristor TI 288 wird mittels natürlicher Kommutation ausgeschaltet, während der durchfließende Strom auf Null zugeht. Zum Beispiel wird ein Gatt-Thyristor TI 288 zum Zeitpunkt t&sub9; ausgeschaltet. Wenn ein GTO-Thyristor verwendet wird, erteilt die USGL- Steuerung dem GTO-Thyristor TI 288 ein Ausschaltsignal zum Zeitpunkt t&sub7;.
Der Thyristor TT 286, ganz gleich ob ein GATT oder GTO, wird ein- und ausgeschaltet wie in obiger Beschreibung für den Thyristor TT 86 und wie in Fig. 7 gezeigt. Die Sperrdiode DR 280 leitet wie eine normale Diode in Übereinstimmung mit der Vorspannungsdiode 280. Während der Freilauf-Modi während der Zeitintervalle t&sub0;-t&sub1; und t&sub9;-t&sub1;&sub1; fließt durch die durch den Pufferinduktor LB 95, die Diode DR 280, den Induktor Li 292 und den Thyristor TT 286 geschaffene Schleife.

1. Unipolare Koppelstromimoulse

Der konstante, positive Wert der Resonanzkondensatorspannung VCR während des Zs-Modus jedes einzelnen Pulses ist gegeben durch:
VCR(Zs) = VLD + KZRI,RiR,max
wobei:
ZRI,R = [(LR + LT)/CR]+1/2
iR,max = maximale Koppelstrom, welcher auf iLB gehalten wird
VLD = Absolutwert von VLD
0 < K < 1
ZRI,R ist der charakteristische Leistungswiderstand des LR-LI-CR- Resonanzkreises, welcher bewirkt, daß der Koppelstrom während des T-Modus auf Null zurückgeht. Der Faktor K ist stets positiv, weist einen maximalen Einheitswert auf und ist im übrigen eine Funktion der Treiberkoppelspannung VLD und des Wertes der Resonanzkondensatorspannung VCR während des Fs-Modus. K erreicht einen Mindestwert, wenn VLD Null ist. Um das zu gewährleisten, ist deshalb die Resonanzkondensatorspannung VCR während des Zs-Modus höher als der Höchstwert der Treiberkoppelspannung VLD. Eine umständliche, durch Experimente bestätigte Analyse zeigt, daß es notwendig ist, ZRI,R so zu wählen, daß es ungefähr 1,3 bis 1,8 mal der für ZR,R gewählte Wert ist. Die Voraussetzung für die Wahl von ZR,R war früher gegeben.
Der T-Modus beläßt während des gesamten Z-Modus eine beständige Rück- Vorspannung (back-bias voltage) an allen Schaltern, welche den Koppelstrom iR während der anderen Modi übertragen. Die erhältliche, rückwärtige Gesamtvorspannung gleicht (VCR - VLD) und kann zu jedem gewünschten Wert durch die Wahl von ZRI,R bemessen werden.
Obwohl der Thyristor TR 80 zusammen mit dem Einschalten des Schalters SI 88 gezündet werden kann, um den Zs-Modus einzuleiten, ist es vorzuziehen, den TR unmittelbar nach der Vollendung des T-Modus auszulösen, d. h., wenn der Koppelstrom iR zum Zeitpunkt t&sub1;&sub0; auf Null zurückgegangen ist. Dieser Vorgang fördert das Nullspannungsschalten des TR, weil die Spannung an TR ungefähr ist, wenn TR zu leiten beginnt, wenn der Schalter SI eingeschaltet wird. Darüber hinaus wird die rückwärtige Gesamtvorspannung ausschließlich von den Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 geteilt.
Schließlich wird angemerkt, daß die verlustfreien Elemente des Koppelstromerzeugers 70 niedrige RMS-Ströme (quadratische Mittelwert) übertragen und folglich niedrige Verluste erleiden. Dieser Vorteil kommt zustande, weil es keine Resonanzoszillation dieser Koppelelemente während des F-Modus gibt. Die Leistungsübertragung von der Quelle 24 zur Last 25 oder umgekehrt während des F- Modus wird durch den Stromfluß durch den Pufferinduktor LB 95 und den Schalter SI 88 erreicht. Während des F-Modus überträgt der Induktor LB 95 nur Gs-Strom, so daß der Induktor LB keinen Ws-bedingten Skineffektverlusten ausgesetzt ist, wie jene, die früheren Konverter erlitten, welche Koppelstromimpulse zur Gänze durch Resonanz-(Ws)-Oszillation erzeugen.

H. Stabilität von Koppelstromimpulsen

Eine Voraussetzung für die ordnungsgemäße Funktionsfähigkeit des Konverters ist die Stabilität der Koppelstromimpulse, welche die Leistung von der Quelle 24 zur Last 25 und umgekehrt übertragen. Wie oben erörtert, erreicht die Resonanzkondensatorspannung VCR sowohl positive als auch negative Höchstwerte, welche für jeden vollständigen Impulszyklus begrenzt sind. Da der Maximalstrom in den jeweiligen Induktoren der Koppelelemente den Pufferinduktorstrom iLB nicht überschreitet, werden Energieanstieg und -abfalle innerhalb der Koppelelemente des Konverters verhindert. Deshalb wird die Leistungsübertragung durch den Konverter 22 mittels Erzeugung einer Folge von unipolaren Koppelstromimpulsen, wie in Fig. 7 gezeigt wird, auf stabile Weise geleitet.

I. Spitzenwert der Koppelstromimoulse

Es ist klar, daß der Spitzenwert der Koppelstromimpulse durch den Pufferinduktor LB in der Amplitude begrenzt ist. Der Induktivitätswert des Induktors LB 95 ist relativ hoch, um zu gewährleisten, daß sich der Strom während einer Zeitdauer, welche länger ist als die beabsichtigte Dauer eines vollständigen Impulszyklus des Koppelstroms, stabil verhält. Der Strom iLB durch den Induktor LB 95 wird gesteuert, indem die Kapazität der Thyristoren TA und TB der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 ausgewählt wird, um den Koppelstrom zu übertragen. Während des F-Modus wird der Koppelstrom iR auf die durch den Pufferinduktor LB fließende Stromamplitude iLB gehalten. Dieser Haltevorgang des Induktors LB 95 verleiht den Koppelstromimpulsen iR eine beinahe rechteckförmige Wellenform eher als eine sinusförmige Wellenform wie in den früheren Serienresonanzkonvertern.
Für eine geeignete Leistungsübertragung bei Vollast-Betriebsbedingungen kann der Konverter 22 derart konzipiert werden, daß der Durchschnittswert der Koppelstromimpulse iR während eines vollständigen Impulszyklus mindestens gleich dem für einen Vollastbetrieb erforderlichen Maximallaststrom ist. Wenn der Konverter 22 zum Beispiel für gleich bemessene Eingangs- und Ausgangsspannungen bei einem maximalen Vollaststrom von i0,max konzipiert ist, kann der Konverter 22 konzipiert werden, um einen durchschnittlichen Koppelstrom iR,ave, welcher mindestens gleich dem maximalen Vollaststrom von i0,max ist, ausgleichen. Daraus folgt:
iR,ave = i0,max
Da die Koppelstromimpulse iR beinahe rechteckförmig sind, ist der Koppelstromimpuls-Spitzenwert iR,peak, für welchen der Konverter 22 bemessen ist, gegeben durch:
iR,peak = iR,ave/D = i0,max/D
wobei D das Tastverhältnis des Pulses ist, der durch das Verhältnis der Dauer der Nichtnullstromsegmente (I-, F- und T-Modus) zum vollständigen Impulszyklus gegeben ist.
Im Handel erhältliche Umkehrstufenthyristoren mit einer Sperrspannungsleistung von 1.200 U können für die Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 eines Konverters 22 mit einer Leitung-Leitung-Nennspannung von 480 V verwendet werden. Derartige Thyristoren schaffen einen Ausschalt-Zeitpunkt, der einer Nullsegmentdauer von ungefähr 14 us entspricht. Infolgedessen kann ein in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung kontrahierter Konverter 22 eine Modulationsfrequenz von 16 KHz bei einem Tastverhältnis D von ungefähr 0,77 aufweisen. Aus der oben gegebenen Beziehung ergibt sich ein Koppelstromspitzenwert iR,peak von ungefähr 1,3 mal dem Maximalstrom für Vollastbetrieb.
Für frühere Konverter liegt dieser Faktor im Bereich von 3 bis 9, was wesentlich höher als der Wert von 1,3 für den Konverter 22 ist. Deshalb müssen die stromübertragenden Elemente der früheren Konverter einen viel höheren Nennstrom haben, was ihre Kosten steigert, sowohl was die Anschaffungskosten für die Bauteile betrifft als auch die Betriebskosten infolge der I²R-Heizverluste.
Die früheren Serienresonanzkonverter erzeugen nichtsinusförmige Koppelstromimpulse, so daß das gesamte Nichtnullstromsegment der Impulse durch die Resonanzoszillation erzeugt wird. Das bewirkt eine Beziehung zwischen dem Spitzenwert und dem Durchschnittswert des Koppelstroms und folglich, daß der maximale Vollaststrom in den früheren Konvertern durch
iR,peak = (π/2)(iR,ave) = (π/2D)[i0,max]
bestimmt wird. Folgedessen ist der erforderliche Koppelstromspitzenwert der früheren Konverter sogar für das gleiche Tastverhältnis größer als der Koppelstromspitzenwert des Konverters 22 um einen Faktor von π/2. Wenn praktische Konstruktionsaspekte berücksichtigt werden, ist dieser Faktor größer als π/2, weil die Dauer des Nullstromsegments erhöht werden muß, was eine Abnahme des Tastverhältnisses D zur Folge hat. Diese Tastverhältnisabnahme in den früheren Konvertern kann nur dann verhindert werden, wenn durch das Steigern der Dauer des Impulszyklus die Modulationsfrequenz geopfert wird.
Bei einer praktischen Konstruktion der früheren Konverter umfaßt jeder Thyristor der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen Snubber-Elemente (nicht dargestellt), um die Dauer der Wechsel-Zeit der Durchlaßsperrspannung an diesen Thyristoren zu begrenzen und infolgedessen unbeabsichtigtes Einschalten der Thyristoren zu vermeiden. Diese Snubber-Elemente umfassen für gewöhnlich einen sättigbaren Induktor in Serie mit dem Thyristor und die Serienkombination eines kleinen Kondensators und eines Widerstands parallel gekoppelt zum Thyristor.
Bei den früheren, herkömmlichen Serienresonanzkonvertern, die Paare antiparalleler Thyristoren verwendeten, um bidirektionale Schalter zu bilden, mußte jedes dieser Thyristorpaare mit einem sättigbaren Induktor versehen werden. In den dargestellten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden nur unidirektionale Schalter, d. h., ein einzelner Thyristor für einen unidirektionalen Schalter, in den Schalterbaugruppen 40, 50 verwendet. Deshalb verringert der Resonanzinduktor LR 62 vorteilhafterweise die Rate der Wechsel-Zeit für eine Durchlaßsperrspannung der Thyristoren TA und TB in den Schalterbaugruppen 40, 50.
Wenn einige Anwendungen darüber hinaus eine noch höhere Rate der Reduktions-Zeit erfordern, kann ein einzelner sättigbarer Induktor Las 299 in Serie zum Resonanzinduktor LR 62 eher als ein sättigbarer Induktor in Serie zu jedem Thyristor der Schalterbaugruppen wie bei den früheren Konvertern (siehe Fig. 5) angeordnet werden.
Auf alternative Weise kann im Konverter 22 von Fig. 1 ein sättigbarer Induktor LRS 399 zwischen den Knotenpunkt 75 und dem Leiter 66 (siehe Fig. 20) eingekoppelt werden. Ein andere geeignete Stelle für den sättigbaren Induktor im Konverter 22 wird durch eine gestrichelte Linie in Fig. 20 als ein sättigbarer Induktor LRS 399' dargestellt, welcher zwischen den Knotenpunktleiter 66 und die Anode des Thyristors TR 80 gekoppelt wird. Diese sättigbaren Induktoren 299, 399 und 399' verringern vorteilhafterweise die Einschaltverluste des Schalters SI 88. Der Stotterinduktor 399' verringert auch den Erholungsrückstrom des Thyristors Te 80.
Mit Bezug auf Fig. 7 wird der Schalter SI 88 zum Zeitpunkt t&sub1;, t&sub1;&sub1; eingeschaltet, um den Zt-Modus einzuleiten, welcher den durch den Resonanzkondensator CR 64 und den Induktor LI 92 gebildeten Resonanzkreis aktiviert. Durch das Einbauen eines Induktors (nicht dargestellt) entweder zwischen dem Leiter 66 und dem Knotenpunkt 75 oder der Anode des Thyristors TR 80 wird der CR/LI-Resonanzkreis mit zusätzlicher Induktivität versehen. Diese zusätzliche Induktivität setzt die Wechselrate des Stroms durch den Schalter SI 88 herab, wenn er eingeschaltet wird.
Die Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40 und 50 verwenden vorteilhafterweise Thyristoren TA und TB als unidirektionale Schalter. Um unbeabsichtigtes Einschalten der Thyristoren TA und TB zu unterbinden, wird verhindert, daß die wiederangelegte Wechselrate von der Anoden- zur Kathodenspannung (den Fachleuten als "das wiederangelegte DV/DT-Einschaltphänomen") Übermäßige Werte erreicht, indem ein fakultativer sättigbarer Induktor LRS 199 in Serie zum Resonanzinduktor LR 62 eingefügt wird, zum Beispiel wie in Fig. 5 gezeigt wird. Wahlweise kann der Induktor LRS 199 auch in die Konverter 22, 100, 200 und 300 von Fig. 1-4 eingebaut werden.
Im Gegensatz dazu erfordern die früheren Konverter Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen, die bidirektionale Schalter aufweisen, welche von Paaren antiparalleler, gekoppelter Thyristoren gebildet werden, was die Bauteilkosten weiter erhöht. Diese früheren Konverter machen es notwendig, daß eine Sättigungsdrossel in Serie zu jedem bidirektionalen Schalter eingebaut wird, so daß soviel wie zwölf sättigbare Induktoren für einen dreiphasigen Ws-Ws-Konverter benötigt werden. Um Spannungssprünge an den Thyristoren zu vermeiden, die keinen Koppelstrom übertragen, ist es notwendig, Thyristoren mit höheren Sperrspannungsleistungen zu verwenden, welche gleichbleibend ungewünschte, höhere Einschalt-Zeiten aufweisen. Folglich muß die Dauer des Nullstromsegments des Koppelstroms bei den früheren Konvertern erhöht werden.
Alternativ dazu vermeiden die früheren Konverter Spannungssprünge an nichtleitenden Thyristoren durch die Verwendung von zwölf Induktoren, die im Vergleich zur Induktivität des Resonanzinduktors eine niedrige Induktivität aufweisen. Diese niedrigen Induktivitätswerte machen es notwendig, die Thyristoren höheren wiederangelegten dV/dT-Werten auszusetzen, wodurch eine Zunahme der Dauer des Nullstromsegments erzwungen wird, die über dem von den Thyristorerzeugern angegebenen Ausschalt Zeitpunkt liegt. Die dargestellten Konverter 22, 100, 200 und 300 werden durch diese Restriktionen nicht eingeschränkt, weil es für diese nicht nötig ist, Paare antiparalleler Thyristoren in den Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen wie bei früheren Konvertern einzusetzen.
Um die Zunahme der Dauer des Nullstromsegments, welche über den von den Erzeugern angegebenen Ausschalt-Zeitpunkten liegt, zu vermeiden, werden alle aus zuschaltenden Thyristoren TA und TB für eine Dauer, welche dieser angegebenen Ausschalt-Zeitpunkt gleicht, einer beständigen Rück-Vorspannung (back-bias voltage) unterworfen, wie oben in bezug auf die Resonanzkondensatorspannung VCR während des Zs-Modus (Fig. 7 und 8) erörtert wurde. Dieses Merkmal ist beim Einsatz früheren Koppel-Gs-Konverter nicht anwendbar.

MTSL-STEUERUNG

Die MTSL-Steuerung 400 trifft die für den Betrieb der USGL-Steuerung 500 notwendige Entscheidung auf Basis von Überlegungen darüber, wie Leistung durch den Konverter über unipolare Koppelstromimpulse iR fließt. Die MTSL-Steuerung 400 kann mittels im Handel erhältlichen, analogen oder digitalen Logikelementen oder deren strukturellen Äquivalenten, welche den Fachleuten bekannt sind, ausgeführt werden. Der Begriff "Haupt" bezieht sich auf die Hauptthyristoren TA und TB 41-46, 51-56 und 241-244 der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 und 240 eher als auf die Thyristoren TR 80 und TT 86 des Koppelstromerzeugers 70.
In der unten folgenden Erörterung werden die Hauptthyristoren TA und TB auch als Thyristoren TAmn und TBmn (mit den Variablen m und n gleich den Zahlen 1, 2 oder 3) bezeichnet, wie in Fig. 1 und 2 gezeigt wird. In Übereinstimmung mit den Erfordernissen der Leistungsübertragung wählt die MTSL-Steuerung 400 die Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 und 240 aus, welche den Strompfad für die Koppelstromimpulse iR bilden werden. Zum Zweck der Veranschaulichung wird der Konverter 22 von Fig. 1 verwendet, um die Funktionsweise der MTSL-Steuerung 400 zu beschreiben.

A. Fehlererkennungseinrichtung

Die erste Aufgabe der MTSL-Steuerung 400 ist die Erkennung der Fehler der Wellenformen der Eingangs- und Ausgangsspannung an den jeweiligen Eingangs- und Ausgangsknotenpunkten Am und Bm. Die MTSL-Steuerung 400 weist eine Fehlererkennungseinrichtung 402 auf, um diese zwei ersten Basisfunktionen zu bewerkstelligen, insbesondere:
1. um der Ausgangswellenform durch das Steuern der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms gemäß einem Referenzsignal, das die gewünschte Ausgangswellenform darstellt, Form zu geben und
2. um den Koppelstromimpuls iR während des Nichtnullstromsegments auf einen gewünschten Spitzenwert zu halten, indem der Strom iLB durch den Induktor LB 95 gesteuert wird, um einem Referenzwert iLB,REF zu entsprechen.
Die Funktion der Ausgangswellenformgebung kann bewerkstelligt werden, indem ein Ausgangsspannungsfehler-Erkennungsabschnitt oder -Detektor 404 der Fehlererkennungseinrichtung 402 verwendet wird, wie in Fig. 17 dargestellt. Die Funktion des Haltens des Koppelstromimpulses kann bewerkstelligt werden, indem ein Ausgangsspannungsfehler-Erkennungsabschnitt oder -Detektor 406 der Fehlererkennungseinrichtung 402 verwendet wird, wie in Fig. 18 dargestellt.
Es geht aus dem in Detektor 406 gezeigten Eingangsspannungsfehler-Erkennungsschema klar hervor, daß die MTSL-Steuerung 400 konzipiert werden kann, um zusätzliche Funktionen zu bewerkstelligen. Zum Beispiel kann die MTSL-Steuerung 400 konzipiert werden für die Wellenformgebung am Konvertereingang, um die Steuerung des Eingangsleistungsfaktors zu erreichen. Die MTSL-Steuerung 400 kann auch konzipiert werden, um begrenzte Nennspannungen der Koppelelemente und die Thyristoren TA und TB der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen auszugleichen.
Die Durchführung beider Funktionen, Ausgangswellenformgebung und Steuerung des Stroms iR, bezieht ein Modulationsverfahren zum Steuern der Leistungsübertragung durch den Konverter 22 durch Steuern der Koppelstromimpulse iR mit ein. Es kann eine Anzahl von Modulationstechniken, welche den Fachleuten bekannt sind, verwendet werden, jede als Impulsbreitemodulation, Impulsfrequenzmodulation, Impulsbereichsmodulation und Integralzyklusmodulation, wie in der oben erwähnten Textsammlung von Mohan, Undeland und Robbins: Power Electronics: Converters. Applications and Design erörtert. Für diese Modulationstechniken sind sowohl offene als auch geschlossene Schleifenschemata möglich. Bei geschlossenen Schleifenschema wird der Fehler der aktuellen Ausgangsgröße (Spannung oder Strom) in bezug auf ein Referenzsignal erkannt. Die Aufgabe des Modulationsverfahrens ist es, den Fehler auf ein Minimum herabzusetzen, das sich innerhalb einer annehmbaren Grenze hält.
Obwohl all diese Modulationstechniken auf den Konverter der vorliegenden Erfindung anwendbar sind, wird die Technik der Impulsbereichsmodulation mit geschlossener Schleife ("CL/PA") bevorzugt. Die CL/PA-Modulationstechnik steigert die Flexibilität der zwischen den Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 erzeugten Koppelstromimpulse bis aufs äußerste. Bei der CL/PA-Modulation sind die Höhe und Dauer der Null- und Nichtnullsegmente der Koppelstromimpulse steuerbar. Das Verwenden des CL/PA-Modulationsverfahrens ermöglicht dem Konverter 22, sogar während des Betriebs mit weniger als Vollastbedingungen einen hohen Wirkungsgrad beizubehalten. Der hohe Wirkungsgrad wird aufrechterhalten, weil die Höhe und/oder die Frequenz der Koppelstromimpulse und folglich die Schaltverluste herabgesetzt werden können, wenn sich der Bedarf der Last 25 auf weniger als Vollastleistung verringert. Bei den früheren Reaktanzkonvertern war eine derartige Flexibilität nicht möglich, weil Höhe und Dauer der Null- und Nichtnullsegmente der Impulse nicht steuerbar waren.

(1) Steuerung der Wellenform der Ausgangsspannung

Die Funktion der Ausgangsspannungswellenformgebung der MTSL-Steuerung 400 wird mittels der CL/PA-Modulationstechnik bewerkstelligt, indem eine geeignete Methode zum Abtasten des Bereichs des Koppelstromimpulses verwendet wird, d. h., das Zeitintegral des Koppelstromimpulses. Der Koppelstromimpulsbereich wird durch das Abtasten der Leitung-Leitung-Ausgangsspannung eher als des Koppelstroms iR selbst bestimmt. Die Leitung-Leitung-Ausgangsspannung ist ein Maß des Impulsbereichs, weil die Ausgangsabschlüsse B&sub1;, B&sub2; und B&sub3; durch die Kondensatorfilterreihe 128 abgeschlossen werden, wodurch die Hochfrequenzelemente des Koppelstroms yR kurzgeschlossen werden.
Mit Bezug auf Fig. 6 und 17 empfängt der Detektor 404 der Fehlererkennungseinrichtung 402 ein Leitung-Leitung-Ausgangsspannung-Sensorsignal VBmn 408 von einem Spannungssensorabschnitt 410 der Ausgangssensorbaugruppe 98. Das Sensorsignal VBmn 408 stellt die aktuelle Spannung zwischen den Ausgangsleitungen an den Ausgangsknotenpunkten oder Abschlüssen Bm und Bn dar. Die MTSL-Steuerung 400 kann einen Referenzsignalgenerator 412 aufweisen, welcher Referenzen für die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom VBmn,REF beziehungsweise iBn,REF erzeugt. Der Signalgenerator 412 weist einen Spannungsreferenzabschnitt 414 auf, welcher ein Ausgangsspannungswellenform-Referenzsignal VBmn,REF 416 erzeugt. Das Referenzsignal VBmn,REF 416 entspricht einer gewünschten Wellenform für die Leitung-Leitung- Ausgangsspannung. Auf alternative Weise kann der Ausgangsreferenzwähler 412 fern vom Konverter 22 angeordnet werden und kann ein Abschnitt einer Steuerung höheren Niveaus (nicht dargestellt) sein.
Für den Spannungsquellenbetrieb, d. h., der Konverter 22 erscheint für die Last 25 als eine Spannungsquelle, sind die Schalter 418 und 440 des Detektors 404 geschlossen bzw. geöffnet. Bei diesem Spannungsquellenmodus wird das Sensorsignal VBmn 408 vom Referenzsignal VBmn,REF 416 subtrahiert mittels einer Summiervorrichtung 420, um das Ausgangsspannungsfehlersignal EBmn 422 gemäß
EBmn = VBmn,REF - VBmn
zu bestimmen. Jedes Dreiphasenspannungsfehlersignal 412 wird von der Summiervorrichtung 420 erhalten, welche den Unterschied der Leitung-Leitung- Ausgangsspannungssignale VB12, VB23 und VB31 408 und der jeweiligen Referenzsignale VB12,REF, VB23,REF Und VB31,REF 416 mißt.
Für die "Spannungsfehlermodulation" wird das Ausgangsspannungsfehlersignal EBmn 422 dem CL/PA-Modulationsverfahren unterworfen. Die Spannungsfehlermodulation ist direkter und genauer als die Koppelstrom-Impulsbereichsmodulation, weil der Konverter 22 die Last 25 in Übereinstimmung mit dem Ausgangsspannungsmuster-Referenzsignal 422 mit Leistung versorgt. Durch dieses Spannungsfehler-Modulationsverfahren erscheint der Konverter 22 für die Last 25 als eine Spannungsquelle.
Der Konverter 22 kann für die Last 25 als eine schnell wirkende Stromquelle erscheinen, indem die Hochfrequenz der Koppelstromimpulse ausgenutzt wird. Die Stromquellenfunktion des Konverters 22 ist möglich, weil der Konverter mit einer Modulationsfrequenz konzipiert werden kann, die bedeutend höher als die Frequenz der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms ist. Das Spannungsfehler-Modulationsverfahren kann noch angewandt werden, auch wenn die Stromsignale für das Überwachen des Ausgangs des Konverters 22 verwendet werden, um den Ausgangsstromfehler auf ein Minimum herabzusetzen.
Für den Stromquellenbetrieb wählt die MTSL-Steuerung 400 den Ausgangsstrom für die Referenzsignale vom Referenzsignalgenerator 412, indem der Schalter 418 geöffnet und der Schalter 440 geschlossen wird. Der Referenzsignalgenerator 412 weist auch einen Stromreferenzabschnitt 424 auf, welcher ein Ausgangsstrom- Wellenformreferenzsignal iBmn,REF 426 erzeugt. Das Referenzsignal iBmn.REF 426 entspricht einer gewünschten Ausgangsstrom-Wellenform eher als einer Ausgangsspannungswellenform. Die Ausgangssensorbaugruppe 98 weist einen Stromsensorabschnitt 428 zum Erzeugen eines Stromsensorsignals iBn 430 als Antwort auf den Leitungsstrom am Ausgangsknotenpunkt Bm auf.
Fig. 17 zeigt, daß das Fehlererkennungsschema eine Proportional-Differential ("PD")-Steuerung 432 umfassen kann, wenn die MTSL-Steuerung 400 den Betrieb im Stromquellenmodus wählt. Die PD-Steuerung 432 kann in Software, Hardware oder Kombinationen davon, welche den Fachleuten bekannt sind, ausgeführt sein. Die PD- Steuerung erhöht sowohl die Genauigkeit als auch die Ansprechgeschwindigkeit der Steuerung 398 bedeutend. Der Differenzierabschnitt der PD-Steuerung 432 kann vorteilhafterweise erhalten werden, indem kleine Induktoren (nicht dargestellt) zwischen der Ausgangssensorbaugruppe 98 und den Lastabschlüssen B&sub1;, B&sub2; und B&sub3; eingebaut werden. Die Leitung-Leitung-Spannungen auf beiden Seiten dieser Induktoren können abgetastet und die Spannungsunterschiede bestimmt werden, um direkt die gewünschten Differenziersignale der Leitungsströme zu schaffen.
Die PD-Steuerung 432 versorgt eine Stromsummiervorrichtung 436 mit aufbereiteten Stromsignalen 434, an Stelle der Ausgangsleitungsströme iB1, iB2 und iB3, zum Subtrahieren von den jeweiligen Referenzsignalen 426 iB1,REF, 1B2,REF beziehungsweise iB3,REF. Die Stromsummiervorrichtung 436 versieht einen Stromquellenschalter 440 des Detektors 404 mit einem Stromfehlersignal 438. Für den Stromquellenbetrieb muß der Stromquellenschalter 440 geschlossen sein, und um den Spannungsquellenmodus zu deaktivieren, muß der Schalter 418 geöffnet sein. Wenn der Schalter 440 geschlossen wird, subtrahiert die Summiervorrichtung 420 das Sensorsignal VBmn 408 vom Stromfehlersignal 438, um das Ausgangsspannungsfehlersignal EBmn 422 zu bestimmen.
Mit Bezug auf Fig. 19 ist die Wirkung des CL/PA-Modulationsverfahrens auf die Leitung-Leitung-Ausgangsspannungswellenform für die Spannung VB12 an den Knotenpunkten B&sub1; und B&sub2; des Konverters 22 dargestellt. Das Schaubild der Koppelstromimpulse iR,B12 zeigt die Verteilung und das Routing der Koppelstromimpulse iR in Verbindung mit den Knotenpunkten B&sub1; und B&sub2;. Die Referenzspannung VB12,REF wird in Fig. 19 ebenfalls dargestellt, um die Art und Weise zu zeigen, in welcher die Leitung-Leitung-Spannung VB12 der Referenzwellenform VB12,REF folgt. Der Fehler EB12 an einem Punkt zu gegebenem Zeitpunkt wird ebenfalls in Fig. 19 dargestellt.

(2) Steuerung des Eingangsleistungsfaktors und Steuerung des Pufferinduktorstroms

Die zweite Basisfunktion der MTSL-Steuerung 400 ist es, die Koppelstromimpulsspitze auf dem Wert des durch den Pufferinduktor LB 95 fließenden Stroms ixe zu halten. Mit Bezug auf Fig. 17 und 19 bewerkstelligt der Eingangsspannungsfehlerdetektor 406 der Fehlererkennungseinrichtung 402 diese zweite Funktion durch Erkennen des Fehlers des Stroms iLB 96 in bezug auf ein Referenzsignal 442. Das Referenzsignal 442 stellt einen ausgewählten Wert des Pufferstroms dar, welcher durch einen Referenzsignalgenerator iLB 444 erzeugt werden kann. Dieses Fehlersignal 450 schafft die notwendige Information für die Steuerungsstrategie, um die Eingangsthyristoren TAmn zu wählen, welche den Koppelstrom iR übertragen. Die obige Erörterung zeigte die Grundsätze des Auswählens der Thyristoren TBmn der Ausgangsschalterbaugruppe auf der Basis des Spannungsfehler-Modulationsverfahrens. Die Grundsätze für das Wählen der Eingangsthyristoren TAmn zeigen, daß ein ähnliches Modulationsverfahren angewandt werden kann, mit Ausnahme dessen, daß das Fehlersignal auf dem Pufferstrom und den Eigangsstromwellenformen basiert.
Die MTSL-Steuerung 400 ist mit dem Stromreferenzsignalgenerator 442 versehen, welcher ein Pufferstrombezugssignal iLB,REF 444 erzeugt. Das Referenzsignal iLB,REF 444 entspricht einer gewünschten Größe des Pufferstroms iLB, welcher seinerseits einem gewünschten Spitzenwert der Koppelstromimpulse iR während des Betriebsmodus F (siehe Fig. 7) entspricht. Auf alternative Weise kann der Pufferstromreferenzwähler 442 fern vom Konverter 22 angeordnet werden und kann ein Abschnitt einer Steuerung höheren Niveaus sein (nicht gezeigt).
Der Eingangsspannungsfehlerdetektor 406 empfängt eine Pufferstromsensorsignal iLB 446 vom Stromsensor iLB 96. Das Pufferstromsensorsignal iLB 446 stellt den aktuellen, durch den Induktor LB 95 fließenden Strom iLB dar. Der Detektor 406 weist eine Summiervorrichtung 448 auf, um die Abweichung des aktuellen Stroms iLB von der Referenz zu bestimmen, indem das Sensorsignal iLB 446 vom Referenzsignal iLB,REF 444 subtrahiert wird, um das Fehlersignal ELB 450 gemäß
ELB = iLB,REF - iLB
zu bestimmen. Durch Steuern des Pufferstroms iLB kann die Höhe des Koppelstromimpulses iR zu jedem gewählten Wert iLB,REF gesteuert werden. Das Begrenzen des Koppelstroms iR auf einen gewählten Spitzenwert hilft beim Verringern der Nennleistung der Elemente für den Konverters 22.
Die Eingangssensorbaugruppe 97 weist einen Stromsensorabschnitt 452 und einen Spannungssensorabschnitt 454 auf. Der Spannungssensorabschnitt 454 erzeugt ein Leitung-Leitung-Spannungssensorsignal von 456 in Antwort auf die aktuelle Spannung zwischen den Eingangsleitungen an den Knotenpunkten Am und An. Der Stromsensorabschnitt 452 erzeugt ein Stromsensorsignal iAm 458 in Antwort auf den Leitungsstrom am Eingangsknotenpunkt AM.
Der Detektor 406 weist eine Proportional-Differential ("PD")-Steuerung 460 auf, welche wie oben für die PD-Steuerung 432 sein kann. Die PD-Steuerung 460 erhöht die Genauigkeit und Ansprechgeschwindigkeit der Steuerung 398. Der Differentialabschnitt der PD-Steuerung 460 kann vorteilhafterweise durch Einfügen kleiner Induktoren (nicht dargestellt) zwischen der Eingangssensorbaugruppe 97 und den Eingangsknotenpunkten A&sub1;, A&sub2; und A&sub2; erhalten werden. Die Leitung-Leitung-Spannungen auf beiden Seiten dieser Induktoren können abgetastet und die Spannungsunterschiede bestimmt werden, um direkt die gewünschten Differentialsignale der Leitungsströme zu schaffen. Die PD-Steuerung 460 versorgt eine Stromsummiervorrichtung 464 mit aufbereiteten Eingangsstromsignalen 462, an Stelle der Eingangsleitungsströme iA1, iA2 und iA3.
Obwohl der Referenzgenerator 442 den vom Ausgangsreferenzgenerator 412 erzeugten Referenzsignalen ähnelnde Stromreferenzsignale (nicht dargestellt) umfassen kann, kann das Pufferstromfehlersignal ELB 450 verwendet werden, um die Referenzsignale iB1,REF, iB2,REF und iB3,REF für die jeweiligen Eingangsströme iA1, iA2 und 3 zu erzeugen. Durch diese Eingangsstrom-Referenzsignalerzeugung werden folgende zwei Ziele gleichzeitig erreicht:
1. Herabsetzung des Pufferinduktorstromfehlers auf ein Minimum und
2. Steuerung des Leistungsfaktors an den Konverter-Eingangsknotenpunkten A&sub1;, A&sub2; und A&sub3;.
Das erste Ziel wird durch den Summierer 448 des Detektors 406 erreicht. Das zweite Ziel der Steuerung des Eingangsleistungsfaktors wird durch getrenntes Erzeugen der Wirk- und Blindelemente der Eingangsströme erreicht. Das Wirkreferenzsignal für das phasengleiche oder Wirkelement des Eingangsstroms wird einfach vom Eingangsspannungssensorsignal VAmn, 456 erhalten. Das Signal 456 wird durch das Fehlersignal ELB 450 vervielfacht, um gleichzeitig das Fehlersignal 450 auf ein Minimum herabzusetzen und ein phasengleiche Referenzsignal 468 für den Eingangsstrom herzustellen. Das Wirkreferenzsignal für das phasenverschobene oder Blindelement der Eingangsstromreferenz wird hergestellt, indem zuerst das phasengleiche Referenzsignal 468 einer Phasenschiebevorrichtung 470 zugeführt wird. Die Phasenschiebevorrichtung 470 verleiht dem phasengleichen Referenzsignal 468 eine 90º-Phasenverschiebung, um ein Blindstromreferenzsignal 72 zu erzeugen. Ein einstellbarer Verstärker 474 mit einer einstellbaren Verstärkung K empfängt das Signal 472 vom Phasenschieber. Der Verstärker verleiht dem Signal 472 die Verstärkung K, um ein verstärktes Blindstromreferenzsignal 476 zur Summiervorrichtung 464 zu erzeugen. Der Eingangsspannungsfaktor wird durch Einstellen der Verstärkung K zu einem gewählten Wert gesteuert. Zum Beispiel wird der Einheitsleistungsfaktor am Eingang des Konverters 22 durch Einstellen der Verstärkung des Verstärkers 44 auf Null erreicht.
Die erzeugten Signale 462. 468 und 476 werden für ein Logikschema der Eingangspannungsfehlererkennung verwendet, wobei der Summierer 464 mit dem Sensorsignal 456, welches die aktuellen Eingangsspannungen darstellt, versehen wird. Dieses Logikschema schafft ein Ausgangssignal für den Eingangsspannungsfehlerdetektor 406, umfassend ein Eingangsspannungsfehlersignal 478, welches die Ausgabe der Summiervorrichtung 464 ist. Infolgedessen ähnelt die Eingangsfehler-Erkennungslogik des Detektors 406 dem Logikschema der Ausgangsfehlererkennung des Detektors 404, wenn beim Stromquellenmodus der Schalter 440 geschlossen und der Schalter 418 eröffnet ist. Allerdings umfaßt der Eingangsspannungsfehlerdetektor 406 die Information, um den Leistungsfaktor am Eingang des Konverters 22 infolge der Sensorsignale 456 und 458 zu steuern, sowie auch den ausgewählten Pufferstrom iLB. Die Ansprechbarkeit der Pufferstromsteuerung kann verbessert werden, indem eine Proportional-Integral-Differential-("PID")-Steuerung zwischen den Summiervorrichtungen 448 und dem Vervielfacher 466 eingebaut wird. Der Aufbau der PID-Steuerung ist den Fachleuten wohlbekannt.

B. Koppelstromimpulsauslöser

Die zweite Aufgabe der MTSL-Steuerung 400 ist das Auslösen des Beginns eines neuen Koppelstromimpulses iR. Mit Bezug auf Fig. 6 weist die MTSL-Steuerung 400 einen Koppelstromimpulsauslöser-Untersteuerungsabschnitt oder Auslöser 480 zum Erzeugen eines Freigabesignals 482 auf. Das Freigabesignal 482 wird durch mehrere andere Abschnitte der MTSL-Steuerung 400 angewandt, damit die USGL-Steuerung 500 den Beginn des Koppelstromimpulses iR auslöst.
Das Freigabesignal 482 steuert die Dauer des Nullstromsegments, d. h., das Auslösen des Einschaltsignals für den Schalter SI 88. Wie in Fig. 7 gezeigt wird, werden zum Zeitpunkt t&sub3; die Thyristoren TA und TB der Schalterbaugruppen 40, 50 durch Nullspannungsschaltung (ZVS) eingeschaltet. Der Z-Modus hört zur Zeitpunkt t&sub4; auf, wenn der Koppelstrom IR zuzunehmen beginnt, während Strom durch die Thyristoren TA und TB (auch als der Beginn des Auslöse- oder Y-Modus definiert) fließt. Vorzugsweise ist die Dauer des Z-Modus zumindest länger als die Ausschalt -Zeit der Thyristoren TA und TB, da der Z-Modus mit dem Ausschalten dieser Hauptthyristoren beginnt.
Um den hohen Wirkungsgrad bei weniger als Vollastbetriebsbedingungen aufrecht zu erhalten, kann die Dauer des Nullstromsegments (Z-Modus) vom Höchstwert der Eingangs- und Ausgangsspannungsfehlersignale 478, 422, welche jeweils Eingaben an den Auslöser 480 sind, unabhängig gemacht werden. Zum Beispiel kann die Dauer des Nullstromsegments (Z-Modus) derart eingestellt werden, daß kein neuer Koppelstromimpuls erzeugt wird, solange sowohl die Eingangs- als auch Ausgangsspannungsfehlersignale 422, 478 unter einem gewählten Ansprechniveau bleiben.

C. Koppelstromimpulsverteiler

Die dritte Aufgabe der MTSL-Steuerung 400 ist das Verteilen des Koppelstromimpulses iR unter Paaren der Eingangsknotenpunkte A&sub1;, A&sub2; und A&sub3; für eine mehrphasige Eingabe und unter Paaren der Ausgangsknotenpunkte B&sub1;, B&sub2; und B&sub3;. Mit Bezug auf Fig. 6 weist die MTSL-Steuerung 400 einen Koppelstromimpulsverteiler- Untersteuerungsabschnitt oder Verteiler 484 auf, welcher das Freigabesignal 482 vom Auslöseabschnitt 480 und die Fehlersignale 422 und 476 von der Fehlererkennungseinrichtung 402 empfängt.
Als Antwort auf diese Eingaben und das ausgewählte Bestimmungsschema bestimmt der Verteiler 484 die Verteilung jedes Koppelstromimpulses iR an einem Paar von Eingangsknotenpunkten und an einem Paar von Ausgangsknotenpunkten. Der Verteiler 484 erzeugt ein Knotenpunktwahlsignal 486, um anzuzeigen, welche Paare von Eingangs- und Ausgangsknotenpunkten vom Verteiler für die Übertragung des Stroms iR bestimmt wurde. Die Durchführung dieser Logik, die Vergleichseinrichtungen und deren strukturelle Äquivalente verwendet, ist den Fachleuten wohlbekannt.
Der Verteiler 484 ist die erste Stufe in einem Hauptthyristor-Auswahlverfahren, um die Paare von Thyristoren TA und TB der Schalterbaugruppen 40, 50 auszuwählen, welche den Koppelstromimpuls iR übertragen sollen. Wenn der Verteiler zum Beispiel das Ausgangsknotenpunktpaar B&sub2; und B&sub3; für die Übertragung des Koppelstromimpulses iR bestimmt, kann eines von zwei Thyristorpaaren ausgewählt werden, um den Impuls iR durch die Ausgangsschalterbaugruppe zu übertragen. Zum Beispiel kann Strom dem Ausgangsknotenpunktpaar B&sub2; und B&sub3; entweder durch das Thyristorpaar TB21 52 und TB32 56 oder das Thyristorpaar TB22 55 und TB31 53 zugeführt werden. Eine andere Untersteuerung (unten beschrieben) führt eine zweite und letzte Stufe des Haupthyristor-Auswahlverfahrens (vierte Aufgabe der MTSL- Steuerung 400) aus und wählt aus, welches Thyristorpaar den Impuls iR an die Knotenpunkte B&sub2; und B&sub3; überträgt.
Ein Vielfalt von Bestimmungsschemata kann vom Verteiler 484 verwendet werden, um die Eingangs- und Ausgangsknotenpunktpaare auszuwählen. Zum Beispiel kann der Verteiler 484 für einen mehrphasigen Konverter ein maximalen Spannungsfehlerkriterium verwenden. Unter einem maximalen Spannungsfehlerkriterium wählt der Verteiler 484 die Ausgangsknotenpunkte B&sub1;, B&sub2; und Ba mit dem größten Spannungsfehler, und die Ts-Thyristoren der Ausgangsschalterbaugruppe 50 werden ausgelöst, so daß der Koppelstromimpuls iR durch den ausgewählten Knotenpunkt fließt. Der Knotenpunkt, welcher den größten Spannungsfehler aufweist, kann von der Ausgangsspannungsfehlersignal 422-Ausgabe des Detektors 404 bestimmt werden.
Der Verteiler 484 kann auch ein maximales Spannungsfehlerkriterium verwenden, um die Steuerung der TA-Thyristoren der Eingangsschalterbaugruppe 40 verwenden, so daß der Impuls iR durch die ausgewählten Eingangsknotenpunkte A&sub1;, A&sub2; und A&sub3; fließt. Das vom Detektor 406 erzeugte Eingangsspannungsfehlersignal 478 wird vom Verteiler 484 verwendet, um zu bestimmen, welcher Eingangsknotenpunkt den größten Spannungsfehler aufweist.
Gemäß dem Kirchhoffschen Spannungsgesetz ist die Stärke der Leitung- Leitung-Eingangsspannung Null, und die Stärke der Leitung-Leitung-Ausgangsspannung ist Null. Infolgedessen ist auch die Stärke des Spannungsfehlersignals am Ausgang und ebenso am Eingang Null. Da der Koppelstromimpuls iR durch die Eingangsfilterkondensatorbaugruppe CA 26 und durch die Ausgangsfilterkondensatorbaugruppe CB 28 fließt, setzt das Maximalspannungsfehlerkriterium gleichzeitig die Spannungsfehler auf ein Minimum herab.

D. Koppelstromimpulsrouter

Die vierte Aufgabe der MTSL-Steuerung 400 ist die letzte Stufe im Hauptthyristor-Auswahlverfahren, um die Paare der TA-Thyristoren der Eingangsschalterbaugruppe 40 und die Paare der TB-Thyristoren der Ausgangsschalterbaugruppe 50 zu wählen, welche den Koppelstromimpuls iR übertragen sollen. Mit Bezug auf Fig. 6 weist die MTSL-Steuerung 400 einen Untersteuerungsabschnitt mit einer Koppelstromimpuls-Überleiteinrichtung oder Router 488 auf, um die Paare von TA- und TB-Thyristoren auszuwählen, welche den Impuls iR an die jeweiligen, vom Verteiler 484 ausgewählten Eingangs- und Ausgangsknotenpunkte zu liefern. Der Router 488 erzeugt eine Thyristorauswahlsignal 490, um anzuzeigen, welche Paare von Eingangs- und Ausgangsthyristoren vom Router bestimmt wurden, um den Impuls iR zu übertragen. Die Hauptthyristorpaare werden vom Router 488 ausgewählt, um den Fehler der aktuellen Spannung in bezug auf die Referenzspannung zu verringern, wie von der Fehlererkennungseinrichtung 402 bestimmt.
Eine Vielfalt von Auswahlschemata kann vom Router 488 verwendet werden, um die Eingangs- und Ausgangshauptthyristorpaare auszuwählen. Für einen mehrphasigen Konverter kann der Router 488 zum Beispiel ein Filterkondensatorladekriterium verwenden, das auf einer Entscheidung darüber basiert, ob die Kondensatoren von Filter 26 und 28 durch den neuen Koppelstromimpuls iR zu laden oder zu entladen sind. Das Kriterium kann auf dem Vorzeichen des Spannungsfehlers basieren, wenn man sich vergegenwärtigt, daß die Richtung des Impulses iR durch den Filterkondensator davon abhängt, welche Thyristorpaare vom Router 488 ausgewählt werden. Da die Koppelstromimpulsfolge unipolar ist, wird die gewünschte Richtung des Koppelstromimpulses durch die Filterkondensatoren 26 und 28 mittels unidirektionalen Schaltern hergestellt. Dieses Merkmal ist verschieden von den herkömmlichen Serienresonanzkonvertern, welche bidirektionale Schalter benötigen, um den alternierenden Koppelstrom (Ws)-Fluß auszugleichen.
Die Folgerung aus obigen Beispiels, bei welchem der Verteiler 484 die Ausgangsknotenpunktpaare B&sub2; und B&sub3; für die Übertragung des Koppelstromimpulses iR wählt, ist, dass der Fehler der Leitung-Leitung-Ausgangsspannung von an den Ausgangsknotenpunkten B&sub2; und B&sub3; größer ist als der Fehler an den restlichen zwei Spannungen (VB31 und von). Der Router 488 kann jeweils das Thyristorpaar TB21 52 und 832 56 oder das Thyristorpaar TB22 55 und TB31 53 wählen, um den Impuls iR an die Knotenpunkte B&sub2; und B&sub3; zu übertragen. Wenn die Spannung VB23 an diesen Leitungen positiv, aber unter dem Referenzspannungssignal VB23,REF 416 (Fig. 17) ist, muß der Ausgangsfilterkondensator CB 38 geladen werden, um den Spannungsfehler zu verringern. Ist die Richtung des Koppelstromimpulses iR zur Last 25 hin gegeben, wählt der Router 488 das Thyristorpaar TB21 52 und TB32 56. Wenn die Leitung- Leitung-Spannung VB23 höher als das Referenzsignal VB23,REF 416, muß der Filterkondensator CB 38 entladen werden, und das andere Thyristorpaar, d. h., die Thyristoren TB22 55 und TB31 53, wird vom Router 488 gewählt. Wenn das Vorzeichen des Spannungsfehlers EB23 = VB23,REF - VB23 positiv ist, wählt der Router 488 im allgemeinen das Thyristorpaar TB21 52 und TB32 56. Im gegenteiligen Fall wählt der Router 488 das Thyristorpaar TB22 55 und TB31 53.
Grundsätzlich leitet der Router 488 den Koppelstrom gemäß dem Vorzeichen des Spannungsfehlersignals so, dass Fehler verringert werden, zum Beispiel der Fehler EB12. Das Vorzeichen des Fehlersignals EB12 422 und das Vorzeichen des Leitung-Leitung-Ausgangsspannungssensorsignals VB12 408 zeigen an, ob den Lastabschlüssen B&sub1; und B&sub2; Energie zuzuführen oder von ihnen abzuziehen ist. Wie in Fig. 19 gezeigt wird, folgt die aktuelle Ausgangsspannung V12 der Referenzspannung VB12,REF, wenn Verteilung, Timing und Routing der unipolaren Koppelstromimpulse iR an und zu den Knotenpunkten B&sub1; und B&sub2; so sind, wie in Fig. 19 für die Impulse iR,B12 gezeigt wird.
Schließlich können die unipolaren Koppelstromimpulse iR an den Ausgangsknotenpunkten B&sub1; und B&sub2; umgeleitet werden. Werden zum Beispiel die Thyristoren TB11 51 und TB22 55 gewählt, um den Koppelstrom iR auf die Ausgangsknotenpunkte B&sub1; und B&sub2; umzuleiten, wird der Koppelstrom in eine entgegengesetzte Richtung gezwungen, als wenn stattdessen die Thyristoren TB21 52 und TB12 54 gewählt würden. Als Folge nimmt in Abhängigkeit vom Routing der Koppel stromimpulse 18,812 durch die Ausgangsschalterbaugruppe die Ausgangsspannung V12 entweder zu oder ab, wie in Fig. 19 gezeigt wird.
In einer aktuellen Konverterkonstruktion wird eine bedeutend höhere Anzahl von Koppelstromimpulsen verwendet, als in Fig. 19 dargestellt sind, welche vereinfacht wurde, um die Grundsätze des CL/PA-Modulationsverfahrens zu veranschaulichen. Mit einer höheren Anzahl von Impulsen, d. h., einer Koppelstromhochfrequenz, nehmen die aktuellen Ausgangsspannungen gleichmäßige, fastsinusförmige Wellenformen mit geringer harmonischer Verzerrung an. Für eine mehrphasige Ausgabe wird eine höhere Anzahl von Koppelstromimpulsen iR verwendet, damit die Impulse an mehrfache Ausgangsknotenpunktpaare verteilt werden können. Für den dreiphasigen Konverter 22 von Fig. 1 werden die Koppelstromimpulse iR auf drei verschiedene Koppelstromimpulsrouten verteilt:
1. iR,B23 für die Knotenpunkte B&sub2; und B&sub3;,
2. iR,B31 für die Knotenpunkte B&sub3; und B&sub1; und
3. iR,B12 für die Knotenpunkte B&sub1; und B&sub2; (Fig. 19).
Die Ausführung der Logik von Router 488 mittels digitaler Logikelemente, welche den Fachleuten wohlbekannt sind, wird bevorzugt, obwohl der Router 488 in Hardware. Software und Kombinationen davon, welche den Fachleuten als strukturelle Äquivalente bekannt sind, ausgeführt werden kann. Der Router 488 kann dasselbe Filterkondensatorladekriterium und Fehlerauswertungsverfahren einsetzen, um TAmn- Thyristorpaare der Eingangsschalterbaugruppe 40 auszuwählen.

E. Fakultativer Treiberkoppelspannungs

(VLD)- Begrenzer

Die fünfte Aufgabe der MTSL-Steuerung 400 wird vorzugsweise nur ausgeführt, wenn die Treiberkoppelspannung VLD für den nächsten Koppelstromimpuls iR eine gewählte Maximalspannungsgrenze überschreiten soll. Durch das Begrenzen der Treiberkoppelspannung VLD werden die Spannungsbelastungen an den Koppelelementen und an den Thyristoren der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 gesteuert. Mit Bezug auf Fig. 6 weist die MTSL-Steuerung 400 einen Treiberkoppelspannungsbegrenzungs-Untersteuerungsabschnitt oder Koppelspannungsbegrenzer 492 auf, um diese Funktion zu bewerkstelligen. Der Begrenzer 492 erzeugt ein begrenztes Gang- und Auswahlsignal 494, welches als Eingabe der USGL-Steuerung 500 zugeführt wird. Die ursprüngliche Wahl der Thyristorpaare durch den Verteiler 484 und den Router 488 kann durch den Koppelstrombegrenzer 492 außer Kraft gesetzt werden, ohne die Wirksamkeit der Ausgangsspannungswellenformgebung und Koppelstrom-Haltefunktionen wesentlich zu vermindern.
Die folgende Erörterung veranschaulicht die Grundsätze des bevorzugten Ausführungsbeispiels des Koppelstrombegrenzers 492.
Beim Verfahren der Energieübertragung durch den Konverter 22 von Koppelstromimpulszyklus zu Koppelstromimpulszyklus werden alle TA- und TB- Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 einer gewissen Sperrspannung ausgesetzt, und alle Koppelelemente werden ebenfalls gewissen Spannungen ausgesetzt. Die Höchstwerte dieser Spannungen bestimmen die Nennspannung dieser Konverterelemente.
Diese Höchstwerte sind proportional zu den Leitung-Leitung-Maximalspannungen VLL,max der Quelle 24 und der Last 25 und sind auch proportional zur Maximalspannung VCR,max am CR Resonanzkondensator 64.
Zum Beispiel ist für den dreiphasigen Ws-Ws-Serienresonanzkonverter 22 eine maximale Rück-Vor (Kathode zu Anode)-Spannung an den TA- und TB-Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 im schlimmsten Fall durch
VBB,max = VLL,max + (VLD,max + VCR,max)/4
gegeben. Der Höchstwert VCR,max der Resonanzkondensatorspannung kommt während des Zs- Modus zustande, wie in Fig. 7 dargestellt, und ist gegeben durch
VCR,max - VLD,max + ZRI,RiR,max
wobei iR der Koppelstromimpuls und ZRI,R der charakteristische Leistungswiderstand des durch LR, CR und LI gebildeten Resonanzkreises ist, bei ZRI,R = [(LR + LI)/CR]+1/2 (siehe Fig. 14).
Der Höchstwert von iR wird durch Steuern des Pufferstroms iLB zu einem gewünschten Spitzenwert in Verbindung mit dem von der Last angetriebenen Maximalstrom eingestellt. Der Strom iLB wird durch Steuern der Treiberkoppelspannung VLD gesteuert. In Anbetracht der beiden obigen Beziehungen kann deshalb klarerweise die erforderliche Nennspannung der TA- und TB-Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 und aller Koppelelemente verringert werden, indem der Höchstwert der Treiberkoppelspannung VLD begrenzt wird.
Mit Bezug auf den Konverter 22 von Fig. 1 kann die Treiberkoppelspannung VLD für den nächsten Impuls iR durch den Unterschied der VA- und VB-Busspannungen (VLD = VA - VB) bestimmt werden. Die VA- und Va-Busspannungen werden durch Messungen der Leitung-Leitung-Spannungen mittels Sensoren 452 und 410 (Fig. 17-18) an den Eingangs- und Ausgangsabschlüssen bestimmt.
Für eine wirksame Steuerung unter allen Betriebsbedingungen wird die Spannung VLD durch den Begrenzer 492 auf einen Höchstwert beschränkt, und zwar sowohl unter regulären als auch irregulären Bedingungen. Mehrere verschiedene Methoden können vom Begrenzer 492 eingesetzt werden, um den Höchstwert von VLD zu steuern. Diese Methoden werden in bezug auf die Leistungsausgleichsgleichungen des Konverters 22 beschrieben.
Mit Bezug auf Fig. 7 kann angenommen werden, daß die Treiberkoppelspannung VLD = VA - VB während des Nichtnullstromsegments, wenn die Leistung durch die Verbindungsleitung übertragen wird, praktisch auf den Filterkondensatoren 26 und 28 beruht. Durch Multiplizieren beider Seiten dieser Gleichung mit dem Strom ergibt sich die Leistungsausgleichsgleichung für den Nichtnullstromsegment jedes einzelnen Koppelstromimpulses (ungeachtet der Verluste) gemäß
pLD = pA - pB
wobei
pLD = VLDiR = vom Pufferinduktor LB aufgenommene Leistung;
pA = VAiR = von der Quelle erzeugte Leistung und
pB = VBiR = von der Last aufgenommene Leistung
ist.
Da jeder unipolare Koppelstromimpuls iR in dieselbe Richtung fließt, von Leiter 65 zu Leiter 66, ist der Koppelstrom in der oben angegebenen Leistungsausgleichsgleichung stets positiv. Die Busspannung VA kann gesteuert werden, um positiv, negativ oder Null zu sein, indem gewisse TA-Thyristoren der Eingangsschalterbaugruppe 40 gewählt werden, um den Koppelstromimpuls zu übertragen.
Wenn die TA-Thyristoren so gewählt werden, daß die Busspannung VA positiv ist, dann ist pA positiv, und die Quelle 24 erzeugt Energie. Wenn die TA-Thyristoren so gewählt werden, daß die Busspannung VA negativ ist, dann ist pA ebenfalls negativ, und von der Quelle 24 wird Energie aufgenommen. Die TA-Thyristoren können gewählt werden, um die Verbindungsleitung an der Eingangsschalterbaugruppe 40 durch Auslösen des Thyristorpaares TAk1 und TAk2 bei k gleich 1, 2 oder 3 kurzzuschließen. Wenn die Verbindungsleitung an der Eingangsschalterbaugruppe 40 kurzgeschlossen wird, dann ist die Busspannung VA Null, pA ebenfalls Null, und die Quelle 24 wird an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren gehindert.
Auf dieselbe Weise werden die TBmn-Thyristoren der Ausgangsschalterbaugruppen 50 gewählt, um den Koppelstrom so zu übertragen, daß die Busspannung VB und folglich pB positiv, negativ oder Null ist, und dann die Last 25 Energie aufgenommen, Energie erzeugt beziehungsweise an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren gehindert wird. Für die Ausgangsschalterbaugruppe 50 wird hier die Verbindungsleitung durch Auslösen des Thyristorpaars TBk1 und TBk2 bei k gleich 1, 2 oder 3 kurzgeschlossen. Wenn die maximale Leitung-Leitung-Spannung am Ein- und Ausgang des Konverters 22 gewählt wird, um 1,0 pro Einheit ("p.u.") zu sein, dann kann die Treiberspannung VLD auf 1,0 p.u. begrenzt werden, indem die Verbindungsleitung entweder an der Eingangs- oder Ausgangsschalterbaugruppe 40 bzw. 50 kurzgeschlossen wird.
Beim Übertragen von Durchschnittsenergie durch den Konverter 22 können sich vier Energieübertragungsbedingungen ergeben, wovon zwei regulär und zwei irregulär sind. Von den regulären Energieübertragungsbedingungen ist die erste eine Bedingung der Energieübertragung in Vorwärtsrichtung, wobei die Quelle 24 Energie erzeugt, welche von der Last 25 aufgenommen wird. In diesem ersten Fall der Energievorwärtsübertragung sind pA, VA, pB und VB alle positiv. Die zweite reguläre Energieübertragungsbedingung ist eine Bedingung der Energieübertragung in Rückwärtsrichtung, wobei die Quelle 24 Energie aufnimmt, welche von der Last 25 erzeugt wird. In diesem zweiten Fall der Energierückwärtsübertragung sind pA, VA, pB und VB alle negativ. Da die Treiberkoppelspannung als VLD = VA - VB definiert ist und da die Werte von VA und VB (durch Kurzschließen der Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50) auf ein Maximum von 1,0 p.u. begrenzt werden, wird auch die Treiberkoppelspannung VLD unter der ersten und zweiten regulären Energieübertragungsbedingung auf ein Maximum von 1,0 p.u. begrenzt.
Von den zwei ersten irregulären Energieübertragungsbedingungen ergibt sich die erste, wenn sowohl die Quelle 24 als auch die Last 25 Energie erzeugen, und die zweite ergibt sich, wenn sowohl die Quelle 2 als auch die Last 25 Energie absorbieren. Für diese irregulären Fälle weisen pA und pB entgegengesetzte Vorzeichen auf, und folglich weisen auch die Busspannungen VA und VB gleichermaßen entgegengesetzte Vorzeichen auf. Wenn die Busspannungen VA und VB entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen, erreicht die Treiberkoppelspannung VLD = va - vB im schlimmsten Fall einen Höchstwert von 2,0 p.u.
Glücklicherweise wird kein bedeutender Steuerverlust herbeigeführt, wenn VLD auf ein Maximum von zum Beispiel 1,0 p.u. beschränkt wird. Die Spannung VLD wird am Überschreiten dieses Höchstwertes durch Wählen der TA- und TB-Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 gehindert, um entweder die Busspannung VA oder VB (durch Kurzschließen der Verbindungsleitung) während derartiger, irregulärer Energieübertragungsbedingungen auf Null zu treiben, während VLD sonst 1,0 p.u. überschreiten würde. Dieser Verhinderungsschritt kann auf drei Arten bewerkstelligt werden.
Nehmen wir zuerst den irregulären Fall an, bei welchem sowohl die Quelle 24 als auch die Last 25 Energie erzeugen, so daß VA positiv und VB negativ ist. In diesem Fall ist die Treiberkoppelspannung VLD positiv, wodurch seinerseits bewirkt wird, daß der Pufferinduktorstrom iLB gemäß
LB (diLB/dt) = VLD
zunimmt.
Um den Strom iLB zu erhöhen, ist es jedoch nicht notwendig daß sowohl die Quelle 24 als auch die Last 25 Energie erzeugen. Die Auswahl gewisser TA- und TB- Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 bringt eine zweite Art mit sich, wie die Zunahme des Stroms iLB erzwungen werden kann, bei welcher nur die Quelle 24 Energie erzeugt und die Last 25 unterbrochen wird, um sie an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren zu hindern. In diesem Fall ist VA positiv und VB Null, wodurch der Strom iLB gezwungen wird, zuzunehmen, weil VLD noch immer positiv ist.
Letztendlich ist eine dritte Möglichkeit, den Pufferinduktorstrom iLB zwingen, zuzunehmen, die Last 25 zu zwingen, Energie zu erzeugen, während die Quelle 24 kurzgeschlossen wird, um sie an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren zu hindern.
Auf ähnliche Weise kann während jedes einzelnen Koppelstromimpuls der Pufferinduktorstrom iLB auf drei Arten gezwungen werden, abzunehmen:
1. indem sowohl die Quelle 24 als auch die Last 25 gezwungen werden, Energie zu absorbieren,
2. indem die Quelle 24 Energie absorbiert, während die Last 25 unterbrochen wird, um sie an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren zu hindern, und
3. indem die Last 25 gezwungen wird, Energie zu absorbieren, während die Quelle 24 kurzgeschlossen wird, um sie an der Teilnahme am Energieübertragungsverfahren zu hindern.
Da jede dieser drei Methoden verhindert, daß VLD 1,0 p.u. überschreitet, gibt es keinen großen Steuerverlust des Pufferinduktorstroms iLB, wenn die MTSL- Steuerung 400 lediglich die zweite und dritte Methode eher als die erste anwendet, um den Strom iLB zu erhöhen oder zu verringern, während VLD sonst 1,0 p.u. (überschreiten) würde. Infolgedessen wird bevorzugt, entweder die Quelle 24 oder die Last 25 zu zwingen, Energie zu erzeugen oder zu absorbieren, während die andere kurzgeschlossen wird, um iLB und VLD zu steuern. Dieser Logikablauf kann im Koppelspannungsbegrenzer 492 in Hardware. Software oder Kombinationen davon, welche den Fachleuten wohlbekannt sind, ausgeführt werden. Nachdem die Tn- und TB. Thyristoren vom Router 489 ausgewählt sind, überprüft der Begrenzer 492 den sich ergebenden Wert der Treiberkoppel Spannung VLD = VA - VB. Wenn die Spannung VLD 1,0 p.u. übersteigt, ändert der Begrenzer 492 das Auswahlverfahren von TA und TB, indem die Verbindungslinie mit den Thyristoren entweder an der Eingangsschalterbaugruppe 40 oder an der Ausgangsschalterbaugruppe 50 unterbrochen wird, wodurch VA beziehungsweise VB auf Null gezwungen werden. Null zu sein. Auf diese Weise schränkt der Begrenzer 492 die Treiberkoppelspannung VLD ein, damit sie 1.0 p.u. nicht überschreitet, wodurch Überspannungsschaden an den Koppelelementen und den Hauptthyristoren TA und TB verhindert wird.

HALTEN DER RESONANZKONDENSATORSPANNUNG

Fig. 20 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel des Koppelabschnitts der Konverter 22, 100, 200 und 300 von Fig. 1, 2, 3, 4 und 5, welcher zwischen den Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen eingebaut werden kann. Mit Bezug auf Fig. 1 kann der Konverter 22 zum Beispiel eine doppelseitige, verlustfreie Fetshalte- Vorrichtung, wie eine Spannungsklemme VCR 600, umfassen, angeschlossen in Parallele zum Resonanzkondensator CR 64.
Auf diese Weise ist weder eine Veränderung der Schaltkreise irgendeines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Konverter 22, 100, 200 und 300 erforderlich noch müssen die Koppelemente und ihre Zwischenverbindungen verändert werden, um die Klemme 600 einzugliedern. Obwohl die Klemme 600 als eine vom Erzeuger 70 getrennte Vorrichtung dargestellt ist, ist klar, daß der Erzeuger der vorliegenden Erfindung so aufgebaut sein kann, daß er die Klemme 600 umfaßt. Die Klemme 600 begrenzt die Nennspannungen aller im Konverter 22 verwendeten Schalter und Thyristoren zusätzlich zum schützenden Merkmal der Spannungsbegrenzung des Treiberkoppelspannungsbegrenzers 492.
Die Spannungsklemme 600 umfaßt eine Brückenanordnung von vier Dioden, insbesondere einem ersten Diodenpaar DN1 602 und DN2 604 und einem zweiten Diodenpaar DP1 606 und DP2 608. Die Klemme 600 weist auch zwei steuerbare Schalter SD1 610 und SD2 612 auf, auf welche unten als Entladungsschalter Bezug genommen wird und welche jeweils in Parallele zu den Dioden Dpi 606 und DP2 608 gekoppelt sind. Die Klemme 600 umfaßt einen Kondensator Cc 614, welcher so gewählt werden kann, daß er eine bedeutend höhere Kapazität aufweist als der Resonanzkondensator CR 64. Der Kondensator Cc 614 fungiert als ein Gs-Pufferkondensator, ähnlich jenen, welche bei herkömmlichen Gs-Koppelkonvertern, wie zum Beispiel PWM-Konvertern, verwendet werden.
Die Klemme 600 hält die Resonanzkondensatorspannung vci, um die erforderlichen Nennspannungen aller in den Konvertern der vorliegenden Erfindung verwendeten Schalter und Thyristoren zu verringern. Die maximale Sperrspannungen aller Schalter und Dioden im Erzeuger 70 werden im wesentlichen durch den Höchstwert der Resonanzkondensatorspannung VCR bestimmt. Darüber hinaus hängt die maximale Sperrspannung der TA- und TB-Thyristoren der Schalterbaugruppen 40, 50 nicht nur von der Treiberkoppelspannung VLD ab, sondern auch von der Resonanzkondensatorspannung VCR. Dies folgt aus der Beziehung, die früher für die maximalen Rück-Vorspannungen VBB,max der Thyristoren TA und TB gegeben war, insbesondere:
VBB,max = VLL,max + (VLD,max + VCR,max)/4
wobei VLL,max die Leitung-Leitung-Maximalspannung ist.
Das Halten der Resonanzkondensatorspannung erfolgt vorzugsweise doppelseitig. Das heißt, daß die Klemme 600 sowohl die positiven als auch die negativen Polaritäten der Spannung VCR hält. Dieses doppelseitige Halten wird bevorzugt, weil die Resonanzkondensatorspannung VCR einen positiven Höchstwert während des Betriebsmodus Zs erreicht und einen negativen Mindestwert während des Fs-Modus, wie in Fig. 7 dargestellt.
Um den Vorteil der Einbeziehung der Spannungsklemme VCR 600 zu veranschaulichen, nehmen wir an, daß die Leitung-Leitung-Maximalspannung VLL,max an den Eingangs- und Ausgangsabschlüssen des Konverters 22 1,0 p.u. ist und der maximale Koppelstrom 2 iR ebenfalls 1,0 p.u. ist. Um Nullspannungsschaltung (ZVS) und Nullstromschaltung (ZCS) zu gewährleisten, sowie um die Schwankungen im Pufferinduktorstrom iLB zu erklären, können die charakteristischen Leistungswiderstände zum Beispiel als ZR,R = 1,3 p.u. Und ZRI,R = 1,5 p.u. gewählt werden. Bei diesen gegebenen Werten würde der Höchstwert der Resonanzkondensatorspannung ohne die Spannungsklemme 600
VCR,max = + 2,5 p.u. während des Zs-Modus und
VCR,max = - 2,3 p.u. während des Fs-Modus
erreichen, wobei vorausgesetzt wird, daß der Treiberkoppelspannungsbegrenzer 492 von Fig. 6 eingegliedert ist, um die Treiberkoppelspannung VLD auf den Höchstwert von 1,0 p.u. zu begrenzen. Für die erfolgreiche Erzeugung von Koppelstromimpulsen iR, sowie für die ordnungsmäßige Übertragung von Energie durch den Konverter kann jedoch die Resonanzkondensatorspannung VCR auf Werte begrenzt werden, welche nur geringfügig über 1,0 p.u. liegen, um eine ausreichende Rück-Uorspannung für die TA- und TB-Thyristoren in den Schalterbaugruppen 40, 50 zu erhalten. Den Höchstwert der Resonanzkondensatorspannung VCR,max zum Beispiel auf 1.3 p.u. zu begrenzen, ist mehr als geeignet, wenn die Leitung-Leitung-Maximalspannung von 1.0 p.u. einer RMS-Spannung von 480 V entspricht.
Die Grundsätze des Haltens der Resonanzkondensatorspannung VCR an diesen Wert von 1.3 p.u. (oder an irgendeinen anderen ausgewählten Wert) mit der Spannungsklemme 600 kann wie folgt veranschaulicht werden. Berücksichtigt wird, dass der Kondensator Cc 614 auf eine ausgewählten Gs-Spannung VCC von 1,3 p.u., mit der Polarität wie in Fig. 20 gezeigt, vorgeladen ist.
Die Schaubilder von Fig. 7 zeigen, daß die Resonanzkondensatorspannung VCR während des T-Modus auf einen positiven Höchstwert ansteigt. Wenn VCR 1.3 p.u. erreicht, beginnen die Dioden DP1 606 und DP2 608 zu leiten, wodurch bewirkt wird, daß der Pufferkondensator Cc 614 die Resonanzkondensatorspannung VCR hält. Wenn die Resonanzkondensatorspannung VCR auf gleiche Weise während des I-Modus auf einen negativen Mindestwert sinkt, beginnen die Dioden DN1 602 und DN2 604 zu leiten, wenn VCR die Pufferkondensatorspannung VCR von 1,3 p.u. erreicht. Die Klemme 600 wird automatisch inaktiv, sobald die Größe der Resonanzkondensatorspannung VCR weniger als 1,3 p.u. ist, weil alle Dioden der Klemme 600 im wesentlichen in einem Stromsperrzustand sind.
Wenn die Resonanzkondensatorspannung VCR durch die Pufferkondensatorspannung VCC gehalten wird, wird der Pufferkondensator Cc im wesentlichen geladen durch den Resonanzkondensator CR 64, und mit dem Zeitpunkt kann VCC auf ein unannehmbares Spannungsniveau ansteigen. Die Entladungsschalter SD1 610 und SD2 612 vermeiden diesen Pufferkondensatorspannungsanstieg, indem sie kurz vor oder gleichzeitig mit dem Schließen des Schalters SI 88 zum Zeitpunkt t&sub1; und t&sub1;&sub1;, wenn der Zt-Modus beginnt (siehe Fig. 7), ebenfalls schließen. Das Schließen der Entladungsschalter 610 und 612 erfolgt bei im wesentlichen Nullspannungsschaltung (ZVS). Wenn die Schalter SD1 610 und SD2 612 schließen, wird die Spannung VCC des Kondensators Cc 614 in den Induktor LB 95 entladen. Die Entladungsschalter 610 und 612 können geschlossen gehalten werden, bis das ausgewählte Spannungsniveau des Pufferkondensators Cc, in diesem Fall 1,3 p.u., wieder erreicht ist. Das Wiederöffnen der Schalter SD1 und SD2 erfolgt bei im wesentlichen Nullspannungsschaltung (ZVS), um das Halten an die Resonanzkondensatorspannung VCR zu lösen. Zu diesem Zeitpunkt kann die weitere Funktionsweise des Konverters wie oben in bezug auf Fig. 7 beschrieben sein.

VORTEILE

Der Konverter der vorliegenden Erfindung und insbesondere wie dargestellt durch die Konverter 22, 100, 200 und 300 von Fig. 1-4 ist bezüglich Kosten wettbewerbsfähig mit den früheren Arten von statischen Leistungswandlern, welche die vorteilhaften Merkmale von Serienresonanzkonvertern im allgemeinen nicht umfassen. Diese Merkmaie umfassen Bidirektional- und Vierquadrantenfähigkeiten, Leistungsübertragung von niedrigeren auf höhere Spannungen (Aufwärts-Modus). Erzeugung symmetrischer, sinusförmiger Ausgangsspannungen, welche für unsymmetri sche Lasten unempfänglich sind, und Toleranz gegenüber dynamischen Änderungen der Spannungsversorgung, um nur einige zu nennen.
Aus einem Vergleich der Konverter von Fig. 1-4 geht klar hervor, daß der Konverter der vorliegenden Erfindung einphasige oder mehrphasige Gs- oder Ws-Eingangsleistung auf vorteilhafte Weise in einphasige oder mehrphasige Gs- oder Ws- Ausgangsleistung umwandelt.
Als ein anderer Vorteil kann der Konverter der vorliegenden Erfindung den Spitzenwert der Koppelstromimpulse auf ein Minimum herabsetzen und steuern. Den Koppelstromimpuls auf ein Minimum herabzusetzen, verringert die Kosten für alle Konverterbauteile bedeutend im Vergleich zu früheren Konvertern. Zum Beispiel kann der Konverter der vorliegenden Erfindung unter Vollastbetriebsbedingungen das Verhältnis des Spitzenwertes zum Durchschnittswert der Koppelstromimpulse so begrenzen, daß während einem vollständigen Impulszyklus dieses Verhältnis die Einheit eher nur um ein Bruchstück als ein Mehrfaches, wie bei den früheren Konvertern, übersteigt.
Als weiterer Vorteil kann der Konverter der vorliegenden Erfindung die Anzahl der Schalter in den Eingangs- und Ausgangsschalterbaugruppen 40, 50 auf ein Minimum gegenüber jenen herabsetzen, welche bei herkömmlichen Vollbrücken- Serienresonanzkonvertern erforderlich sind. Des weiteren verwendet der Konverter der vorliegenden Erfindung in den Baugruppen 40, 50 Schalter der kostenwirksamsten Art, d. h., unidirektionale, einzelne TA- und Ts-Thyristoren eher als kostspielige, steuerbare Ausschalter oder bidirektionale Schalter, welche Paare von unidirektionalen Schaltern umfassen, die in gegenparallele oder Gegenserie geschaltet werden. Darüber hinaus weist der Konverter dieser Erfindung keinen Bedarf an sättigbaren, in Serie eingebauten Induktoren mit den Eingangs- und Ausgangsschaltern zur Verhinderung des unbeabsichtigten Einschaltens der Thyristoren auf, wie es bei den bidirektionalen Schaltern der früheren Vollbrücken- und Halbbrückenkonvertern erforderlich war.
Der Konverter der vorliegenden Erfindung wird wirtschaftlicher konstruiert als frühere Konverter, weil die Nennspannungen der Schalter und Speicherelemente auf ein Minimum herangesetzt werden. Im Ausführungsbeispiel von Fig. 20 zum Beispiel erfüllt der Konverter der vorliegenden Erfindung verlustfreie Konstruktionskriterien durch Begrenzen der Maximalspannung am Resonanzkondensator. Dieses Begrenzungsmerkmal begrenzt seinerseits die maximale Sperrspannung auf eher nur einen Bruchteil als ein Mehrfaches - wie bei früheren Konvertern - über der maximalen Leitung-Leitung-Eingangs- oder Ausgangsspannung.
Die vorliegende Erfindung schafft auch eine Methode zur entweder unidirektionalen oder bidirektionalen Steuerung des Leistungsflusses zwischen einer Quelle 24, 124 oder 224 und einer Last 25, 125 oder 325. Die dargestellte Methode gewährleistet geringste Schaltverluste für alle Konverterschalter, indem eine im wesentlichen Nullstromschaltung (NCS) oder im wesentlichen Nullspannungsschaltung (NVS) eingesetzt wird.
Die dargestellte Methode der vorliegenden Erfindung schafft eine flexible Steuerung der Koppelstromimpulseigenschaften, einschließlich der Impulshöhe, Impulsbreite und der Breite jedes Impulszyklus, d. h., daß die Breite des Null- und Nichtnullsegments jedes Zyklus kontrollierbar ist. Diese flexible Methode kann verwendet werden, um auf vorteilhafte Weise einen höheren Wirkungsgrad des Konverters zu erhalten, wenn der Konverter bei weniger als Vollastbedingungen betrieben wird.

Claims

1. Unipolarer Serienresonanzkonverter (32, 100, 200, 300) zum Austauschen von Energie zwischen ersten und zweiten Ws-Kreisen (24, 25, 124, 125, 224, 325), umfassend:

erste und zweite steuerbare Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) zum Ankoppeln an die jeweiligen ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325);

einen Resonanztank (60, 160), welcher zwischen die ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) gekoppelt ist, wobei der Resonanztank (60, 160) in Serie einen Resonanzkondensator (64, 164) und einen Resonanzinduktor (62, 162) aufweist;

dadurch gekennzeichnet, daß

der Konverter einen Koppelstromsynthesizer (70, 270) umfaßt, welcher an den Resonanzkondensator (64, 164) angekoppelt ist, wobei der Synthesizer auf ein Synthesizersteuersignal zum Erzeugen eines Koppelstromes, der eine Folge aus unipolaren Koppelstromimpulsen umfaßt, ansprechempfindlich ist, einen Sperrschalter (80, 180, 280), der an den Synthesizer und den Resonanzkondensator (64, 164) angeschlossen ist, um das Schwingen des Resonanzkessels (60, 160) beim Anstoßen jedes unipolaren Koppelstromimpulses zu deaktivieren und den Impuls mit Null- und Nichtnullsegmenten zu versehen, wobei mindestens eines davon von einstellbarer Dauer ist und eine beliebige Dauer aufweist, welche durch das Steuersignal gesteuert wird.

2. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Null- als auch die Nichtnull-Stromsegmente in ihrer Dauer unabhängig steuerbar sind und eine beliebige Dauer aufweisen, welche durch das Steuersignal gesteuert wird.

3. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Koppelstrompuffervorrichtung, um den Koppelstrom während des Energieaustausches an einen gewählten Wert zu klemmen, an den Synthesizer angekoppelt ist.

4. Unipolarer Serienresonanzkonverter (22, 100, 200, 300) nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppelstromsynthesizer (70, 270) mindestens einen Schalter (88) umfaßt, wobei beim Energieaustausch höchstens ein Schalter leitend ist.

5. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppelstromsynthesizer (70, 270) mindestens ein Induktorelement (92) zum Schalten jedes Synthesizerschalters auf zumindest eines aus der Gruppe, umfassend Nullspannung und Nullstrom, umfaßt.

6. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter des weiteren eine verlustlose Spannungsklemmschaltung (84) umfaßt, die mit dem Resonanzkondensator (64) parallel geschaltet ist, zum Begrenzen der Spannung jedes Konverterschalters.

7. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsklemmschaltung eine Brückenanordnung aus einem ersten Paar Dioden, einem Paar steuerbarer Entladeschalter (88, 90), von denen jeder mit einem zweiten Paar Dioden parallel gekoppelt ist, und einen Gs-Pufferkondensator, welcher parallel zum Resonanzkondensator (64, 164) an die Brückenanordnung angekoppelt ist, umfaßt.

8. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sperrschalter (80, 180, 280) einen Thyristor umfaßt, welcher von natürlicher Kommunikation durch Resonanzoszillation ausgeschaltet wird.

9. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50. 150, 240, 340) jeweils Thyristorbrücken umfassen.

10. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter des weiteren eine Steuerung zum Erzeugen von Steuersignalen für die Thyristoren der ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) umfaßt, um bei im wesentlichen Nullspannung und -strom einzuschalten und mittels natürlicher Kommunikation durch Resonanzoszillation auszuschalten.

11. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Synthesizer (70, 270) mindestens eine Diode und mindestens einen Entladeschalter umfaßt, wobei jede Diode bei im wesentlichen Nullspannung in Leitung gebracht wird und jeder Entladeschalter bei im wesentlichen Nullspannung ein- und ausgeschaltet wird.

12. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Koppelstromsynthesizer (70, 270) eine Koppelstrompuf fervorrichtung (92) umfaßt, welche an den Synthesizer zum Klemmen der Koppelstromimpulse angekoppelt ist.

13. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter des weiteren umfaßt:

Mehrfachsensoren (97, 98) zum Überwachen des Koppelstromes und von Strömen und Spannungen der ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325), wobei die Sensoren als Reaktion darauf Sensorsignale erzeugen; und

eine Steuerung, welche auf die Sensorsignale zum Erzeugen des Synthesizersteuersignales ansprechempfindlich ist.

14. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter des weiteren einen sättigbaren Induktor in Serie mit einem Element aus der Gruppe von Elementen, umfassend den Resonanzinduktor (62, 162) und den Sperrschalter (80, 180, 280), umfaßt.

15. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 30, daß der Resonanzkessel (60, 160) mit den ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) in Serie gekoppelt ist.

16. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) jeweils eine Brückenanordnung aus mehreren Thyristoren umfassen, von denen jeder auf ein Steuersignal ansprechempfindlich ist;

erste und zweite Filterbaugruppen zum Ankoppeln an die jeweiligen ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325);

der Sperrschalter (80, 180, 280) einen Thyristor umfaßt, welcher mittels natürlicher Kommunikation durch Resonanzoszillation ausgeschaltet wird;

der Koppelstromsynthesizer (70, 270) umfaßt:

mindestens einen Entladeschalter, wobei beim Energieaustausch höchstens ein Entladeschalter leitend ist, wobei jeder Entladeschalter bei im wesentlichen Nullspannung ein- und ausgeschaltet wird;

mindestens eine Diode, wobei jede Diode bei im wesentlichen Nullspannung in Leitung gebracht wird;

eine Koppelstrompuffervorrichtung, welche an den Synthesizer angekoppelt ist, und mindestens ein Induktorelement zum Schalten jedes Synthesizerschalters zu Zeiten von mindestens einem aus der Gruppe, umfassend Nullspannung und Nullstrom;

wobei der Konverter auch eine verlustfreie Spannungsklemmschaltung umfaßt, welche parallel zum Resonanzkondensator (64, 164) geschaltet ist, zum Begrenzen der Spannung der mehreren Konverterschalter, wobei die Spannungsklemmschaltung eine Brückenanordnung aus einem ersten Paar von Dioden, einem Paar steuerbarer Entladeschalter, von denen jeder parallel mit einem zweiten Paar von Dioden gekoppelt ist, und einem Gs-Pufferkondensator, welcher parallel mit dem Resonanzkondensator (64, 164) an die Klemmbrückenanordnung gekoppelt ist, umfaßt; und

der Konverter des weiteren eine Steuerung zum Erzeugen von Steuersignalen für die Thyristoren der ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) umfaßt, um bei im wesentlichen Nullspannung und -strom einzuschalten und mittels natürlicher Kommunikation durch Resonanzoszillation auszuschalten.

17. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzkessel (60, 160) mit den ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) in Serie gekoppelt ist.

18. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1. 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzkessel (60, 160) mit den ersten und zweiten Schalterbaugruppen (40, 50, 150, 240, 340) parallel gekoppelt ist.

19. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325) geerdete Systeme umfassen, welche ein gemeinsames neutrales Potential gemein haben; der Konverter des weiteren einen ersten Kurzschließthyristor (106) zum selektiven Koppeln des Resonanzkessels (60, 160) an das neutrale Potential und einen zweiten Kurzschließthyristor (108) zum selektiven Koppeln des Sperrschalters (80, 180. 280) an das neutrale Potential umfaßt.

20. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kreis ein Gs-System mit zwei Leitern umfaßt;

der Konverter des weiteren ein erstes Abschlußkondensatorfilter zum Koppeln über die beiden Gs-Leiter des ersten Kreises umfaßt; und

die erste Schalterbaugruppe einen ersten Thyristor zum Koppeln in Serie mit dem Gs-Leiter des ersten Kreises und eine Freilaufdiode zum Koppeln über die beiden Gs-Leiter umfaßt.

21. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kreis ein Ws-System umfaßt und die erste Schalterbaugruppe umfaßt:

eine Diodenbrückenbaugruppe welche einen C-Ausgang mit zwei Gs- Brückenausgangsleitern und einen Ws-Eingang zum Ankoppeln an den ersten Kreis aufweist;

ein erstes Abschlußkondensatorfilter zum Koppeln über die beiden Brückenausgangsleiter; und

einen ersten Thyristor zum Koppeln in Serie mit einem Brückenausgangsleiter und eine Freilaufdiode zum Koppeln über die beiden Brückenausgangsleiter.

22. Unipolarer Serienresonanzkonverter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter des weiteren Sperrschalter (80, 180, 280) umfaßt, welche mit dem Resonanzkondensator (64, 164) in Serie gekoppelt sind.

23. Verfahren des Konvertierens von Leistung zwischen ersten und zweiten Ws- Kreisen (24, 25, 124, 125, 224, 325) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren des weiteren die folgenden Schritte umfaßt:

Synthetisieren eines Koppelstromes, welcher eine Folge aus im wesentlichen rechteckförmigen unipolaren Koppelstromimpulsen umfaßt, welche durch Resonanzoszillationen eines Serienresonanzkessel (60, 160)-Kreises angestoßen und beendet werden, wobei jeder Impuls ein Nullamplitudensegment und ein Nichtnullamplitudensegment aufweist; und

Steuern der Dauer von mindestens einem aus der Gruppe, umfassend das Nullamplitudensegment und das Nichtnullamplitudensegment der Koppelstromimpulse, um eine einstellbare beliebige Dauer vorzusehen, welche durch ein Synthesizersteuersignal gesteuert wird.

24. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren des weiteren den Schritt umfasst, dass das Schalten einer Mehrzahl von Schaltern umfasst, welche die ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325) koppeln; und dass der Steuerschritt das Steuern des Schaltschrittes der mehrzahl von Schaltern bei im wesentlichen Nullspannung und Nullstrom umfasst.

25. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Synthetisierschritt das Synthetisieren des Koppelstromes mittels einer Regelmodulationsmethode umfaßt.

26. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Synthetisierschritt das Synthetisieren des Koppelstromes für den Betrieb in einem einstellbaren Strommodus umfaßt.

27. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Synthetisierschritt das Synthetisieren des Koppelstromes für den Betrieb in einem einstellbaren Spannungsmodus umfaßt.

28. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren des weiteren den Schritt des Begrenzens der Amplitude jedes Koppelstromimpulses auf einen gewählten Wert umfaßt.

29. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzungsschritt das Begrenzen der Amplitude jedes Koppelstromimpulses auf einen gewählten Wert von weniger als 1, 5 je Einheit ausgehend von einem maximalen Nennstrom von einem der ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325) umfaßt.

30. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschritt umfaßt, bidirektionalen Leistungsfluß zwischen den ersten und zweiten Kreisen (24, 25, 124, 125, 224, 325) zuzulassen.

31. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschritt umfaßt, Leistungsfluß von einem niedrigeren Spannungsniveau zu einem höheren Spannungsniveau der ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325) zuzulassen.

32. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 23, wobei:

der Synthetisierschritt das Synthetisieren des Koppelstromes mittels einer Regelmodulationsmethode umfaßt;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren des weiteren folgende Schritte umfaßt:

Begrenzen der Amplitude jedes Koppelstromimpulses auf einen gewählten Wert von weniger als 1, 5 je Einheit ausgehend von einem maximalen Nennstrom eines der ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325); und

Schalten einer Mehrzahl von Schaltern, welche die ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325) aneinanderkoppeln; und

wobei der Steuerschritt folgende Schritte umfaßt:

Vorsehen von bidirektionalem Leistungsfluß zwischen den ersten zweiten Kreisen (24, 25, 124, 125, 224, 325) von einem niedrigeren Spannungsniveau zu einem höheren Spannungsniveau der ersten und zweiten Kreise (24, 25, 124, 125, 224, 325); und

Steuern des Schaltschrittes zum Schalten der Mehrzahl von Schaltern bei im wesentlichen Nullspannung und Nullstrom.

33. Verfahren des Austauschens von Energie nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschritt den Schritt des Begrenzens der Spannung über jeden der Mehrzahl von Schaltern umfaßt.