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Die vorliegende Erfindung bezieht auf den Bereich der Synchronisation von
Digitalsignalen und befaßt sich genauer mit einem Verfahren zur Erweiterung der
Durchlassfrequenzbandbreite von spannungsgesteuerten Quarzoszillatoren und
mitverbundenen Schaltkreisen.
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Wie bekannt erscheint beim Empfang von über einen physischen Träger
übertragenen Digitalsignalen das Problem, die Eingangsdaten mit Hilfe eines örtlich
erzeugten Taktsignals auszulesen.
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Eine in Empfangsgeräten für Digitalsignale oft verwendete Lösung besteht darin, daß
die Eingangsdaten mit einem örtlichen Taktsignal ausgelesen werden, das mit den
Übergangspegeln der Eingangsdaten phasensynchronisiert ist. Das erlaubt ein
einwandfreies Auslesen der Eingangsdaten und bietet gleichzeitig eine hohe
Zuverlässigkeit des im Gerät verwendeten Taktsignals. Die Erzeugung und
Synchronisierung des örtliche Taktsignals erfolgt gewöhnlich mittels
Phasenregelschleife (PLL).
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Die PLL-Theorie ist in verschiedenen Artikeln und Büchern weithin entwickelt und
veröffentlicht worden. Als Referenz kann z.B. der Band mit dem Titel "Phaselock
Techniques" von F.M. Gardner erwähnt werden, herausgegeben von John Wiley &
Sons, zweite Ausgabe, 1979; oder der Band "Phase-locked Loops" von R.E.Best,
herausgegeben von McGraw-Hill, 1984, Kapitel drei; ein anderes Beispiel ist in dem
Patent US-A-4023115 beschrieben.
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Wie bekanntlich beruht die Phasenregelschleife PLL auf einem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), dessen Ausgang das gewünschte örtliche Taktsignal ist.
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Der VCO ist ein Oszillator mit einem Steuereingang an dem eine Spannung anliegt,
welche die Frequenzverschiebungen des Oszillators steuert. Diese
Frequenzverschiebungen sind im gesamten Frequenzbereich nahe der Nennfrequenz
des VCO der Steuerspannung proportional.
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In einigen speziellen Sektoren des Anwendungsbereichs der Erfindung, wie z.B. der
Synchronisierung von über Glasfaser übertragenen Digitalsignalen, ist ein Taktsignal
mit extrem stabiler Frequenz erforderlich. Dieses Ziel wird gewöhnlich mit
spannungsgesteuerten Kristalloszillatoren (VCXO) erreicht. Tatsächlich haben
Quarzoszillatoren eine sehr temperaturstabile Resonanzfrequenz, die sich auch auf
Grund der Alterung wenig verändert.
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Die VCXO-Theorie ist seit langer Zeit bekannt und das Beispiel einer sehr lehrreichen
VCXO-Konstruktion ist in dem Artikel mit dem Titel "Linearization of Direkt FM
Frequency Modulators" von J.Lipoff enthalten, herausgegeben in den IEEE-
Transactions on Vehicular Technology, Band vt-27, Nr. 1, Februar 1978, Seite 7 ... 17.
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Ein charakteristischer Parameter des VCXO ist die Durchlassfrequenzbandbreite
seines Frequenzganges in Abhängigkeit von einem sinusförmigen Steuersignal.
Dieser wird genauer durch den folgenden Ausdruck definiert:
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wobei ein Vektorausdruck ist, der anzeigt, wie die vom spannungsgesteuerten
Oszillator VCXO erzeugte Frequenz sich in der Nähe der Nennfrequenz fx = ωx/2π
mit der Änderung der am Steuereingang angelegten sinusförmigen Spannung Vi
ändert, wobei fc = ωc/2π die Frequenz des Steuersignals Vi darstellt.
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Eine Analyse des Vektors vcxo (jωc) zeigt, daß Modul und Phase konstant bleiben,
solange die Frequenz des Kontrollsignals niedriger ist als ein kritischer Wert fcr, der
seinerseits von den physischen und geometrischen Kennwerten des benutzten
Quarzes und der besonderen Konfiguration des Oszillatorschaltkreises abhängt. Für
Frequenzen höher als fcr bleiben die Werte für Modul und Phase der
Übertragungsfunktion nicht länger konstant.
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Aus den obigen Bemerkungen kann man ableiten, daß es zulässig ist, den
Frequenzbereich eines VCXO als die -3 dB-Bandbreite von vcxo (jωc)
auszudrücken, eine Bedingung, die für vcxo (jωcr) bestätigt wird wobei
ωcr= 2πfcr ist.
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Spannungsgesteuerte Quarzoszillatoren (VCXO) haben unglücklicherweise eine sehr
enge Durchlaßfrequenzbandbreite, typisch in der Größenordnung von einigen kHz.
Sie sind deshalb in PLL-Strukturen praktisch unbrauchbar, wenn die vom PLL
geforderte Durchlaßfrequenzbandbreite groß sein muß. Diese Forderung tritt auch im
Falle von auf Glasfaserkabel übertragenen Signalen auf. Tatsächlich wird das
Taktsignal, auf das der PLL einrasten muß, von schnellem Phasenjitter beeinflußt.
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Folglich ist der hauptsächliche Zweck der vorliegenden Erfindung, wie in den
beiliegenden Ansprüchen definiert wird, die obengenannten Mängel aus dem Wege
zu räumen und ein Verfahren zur Erweiterung der Durchlaßfrequenzbandbreite von
spannungsgesteuerten Kristalloszillatoren anzugeben.
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Zur Erreichung dieses Zwecks stellt sich die vorliegende Erfindung die Aufgabe, ein
Verfahren zur Erweiterung der Durchlaßfrequenzbandbreite von
spannungsgesteuerten Kristalloszillatoren anzugeben, das hauptsächlich in der
direkten Verwendung des vom VCXO erzeugten Signals besteht, vorausgesetzt, daß
der Frequenzgang des VCXO konstant bleibt, andernfalls in der Nachmodulation des
vom VCXO erzeugten Signals mit dem gleichen Signal, das den VCXO steuert, und
damit in der Erweiterung der Amplitude der Durchlaßfrequenzbandbreite, wie es
besser im Anspruch 1 beschrieben wird.
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Ein weiterer Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Schaltkreis für das oben
genannte Verfahren, wie in Anspruch 3 beschrieben.
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Ein VCXO, dessen Durchlaßfrequenzband breite durch ein Verfahren erweitert wurde,
das den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildet, kann in einem PLL
Verwendung finden, dessen Durchlaßfrequenzbandbreite groß genug ist für das
Einrasten auf die Phase eines Taktsignals mit Phasenjitter.
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Andere Verwendungszwecke und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind in der ins
einzelne gehenden Beschreibung einer praktischen Verwirklichung der Erfindung und
in den Zeichnungen im Anhang gegeben, wobei diese jedoch nur als nicht
einschränkendes Beispiel gelten sollen, wobei folgendes gezeigt wird:
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Bild 1 das ganz allgemeine Blockschaltbild eines VCXO mit
Phasennachmodulator,
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Bild 2 das Blockschaltbild eines VCXO mit Phasennachmodulator nach den
Angaben der vorliegenden Erfindung,
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Bild 3 ein von dem Blockschaltbild in Bild 2 abgeleitetes Schaltbild.
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FLP in Bild 1 zeigt ein Tiefpaßfilter, an dessen Eingang das Signal Vi(s) anliegt und
an dessen Ausgang das gefilterte Signal Vv(s) erscheint, das den Steuereingang des
VCXO-Blocks erreicht, der einen spannungsgesteuerten Quarzoszillator darstellt. Die
Ausgangsschwingung des VCXO geht an den Signaleingang des Phasenmodulators
PM weiter, wenn auch zur Vereinfachung das Signal θx(s) lediglich die die dem oben
genannten Eingang zugehende Schwingungsphase am Ausgang des VCXO darstellt.
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Das Signal Vi(s) erreicht ebenfalls den Eingang des Filternetzwerkes FLA, an dessen
Ausgang das Signal Vp(s) erscheint, das dem Steuereingang des Modulators PM
zugeht. Das Signal Vp(s) steuert die zu der Phase der Oszillatorschwingung addierte
Phasenabweichung, die dem Modulator PM zugeht.
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Am Ausgang des Phasenmodulators PM erscheint das Signal θo(s), das den Ausgang
für die Schwingungsphase des Phasenmodulators PM darstellt.
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Das Signal Vi(s) ist das Eingangssignal für den von dem Blockschaltbild in Bild 1
abgeleiteten Schaltkreis, und falls der genannte Schaltkreis in einer
Phasenregelschleife (PLL) verwendet würde, würde es das Phasenfehlersignal
darstellen; im übrigen ist Vi(s) ein allgemeines Signal zur Steuerung der
Frequenzänderungen des VCXO.
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Eine Analyse dieses Vorgangs wird mittels Laplace-Tranformation durchgeführt. Alle
Signale sind deshalb eine Funktion der Veränderlichen . Falls der sinusförmige
Zustand betrachtet werden soll, wird angenommen daß gleich jω ist. Die einzelnen
Blöcke können mit ihren Übertragungsfunktionen dargestellt werden.
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Für die Analyse wird eine lineare Annäherung benutzt. Das ist zulässig, falls die vom
Modulator PM kommenden, von dem Eingangssignal Vi hervorgerufenen
Frequenzänderungen des Ausgangssignals klein sind gegenüber der Nennfrequenz
des VCXO.
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Im Schaltkreis von Bild 3 werden die oben angegeben Randbedingungen respektiert.
Tatsächlich hat der VCXO eine Nennfrequenz von 19440 kHz, die wesentlich höher
ist als die höchste Frequenzänderung des vom Modulator PM komenden
Ausgangssignals, die in der Größenordnung von 50 kHz liegt.
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Für die Zwecke der Analyse besteht keine Beschränkung für die Bandbreite des
Eingangssignals Vi(s), das den VCXO steuert. Deshalb darf die höchste Frequenz
fcmax im Band Vi(s) den kritischen Wert fcr überschreiten, wodurch aber das
Verhalten des VCXO nicht mehr ideal ist. Das Blockschaltbild in Bild 1 zeigt, wie man
die wegen des nicht-idealen Verhaltens auftretende Beschränkung der
Durchlaßfrequenzbandbreite des VCXO berichtigen kann, die gerade bei fcmax > fcr
auftritt.
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Als Resultat der obigen Ausführungen und zur Vereinfachung der Analyse wird weiter
unten gezeigt, daß es möglich ist, den VCXO-Block durch die Übertragungsfunktion
eines idealen VCXO zu charakterisieren, ohne daß nennenswerte Fehler auftreten.
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Fxo(s) sei die Übertragungsfunktion des VCXO-Blockes mit Bezug nur auf die Phase
θx(s). Es gilt die Beziehung:
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Fxo(s) = θx(s)/Vv(s) = Kvcxo/s
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wobei Kvcxo eine in Radianten/(Volt x Sekunde) ausgedrückte Größe ist und die
Frequenzverstärkung des VCXO charakterisiert, die bereits definiert wurde.
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Die Übertragungsfunktion des Tiefpaßfilters FLP ist (s) = Vv(s)/Vi(s) = 1/(1 + sτ&sub1;),
wobei τ&sub1; die Zeitkonstante des Filters FLP darstellt.
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Die Übertragungsfunktion des Filternetzwerks FLA ist F&sub2;(s) = Vp(s)/Vi(s). Dieser
Ausdruck wird weiter unten weiter definiert.
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Fpm(s) sei die Übertragungsfunktion des Phasenmodulators PM, mit Bezug auf die
Phase θo(s) des Ausgangssignals. Es gilt die Beziehung
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Fpm(s) = θx(s) + KpmVp(s)
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wobei Kpm eine in Radianten/Volt ausgedrückte Größe ist, welche die
Phasenverstärkung des Modulators charakterisiert.
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Da wir die Übertragungsfunktionen der einzelnen Blöcke kennen, kann eine
Gesamtübertragungsfunktion des in dem Blockschaltbild in Bild 1 dargestellten
Schaltkreises aufgestellt werden. Wenn man die oben angegebene Funktion mit F&sub3;(s)
bezeichnet, haben wir:
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θo(s) = F&sub3;(s)Vi(s)
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Es ergibt sich:
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θo(s) = θx(s) + KpmVp(s) =
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= Fxo(s)Vv(s) + KpmVp(s) =
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= Fxo(s)F&sub1;(s)Vi(s) + KpmF&sub2;(s)Vi(s) =
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= [Fxo(s)F&sub1;(s) + KpmF&sub2;(s)]Vi(s) =
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= [(Kvcxo/s)(1/(1 + sτ&sub1;)) + KmpF&sub2;(s)]Vi(s)
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Deshalb gilt:
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F3(s) = [Kvcxo/(s(1 + sτ&sub1;)) + KpmF&sub2;(s)]
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Der Blockschaltkreis in Bild 1 hat den Zweck, das Frequenzverhalten eines
spannungsgesteuerten Quarzoszillators zu erweitern, der in einem Blockschaltkreis
wie dem VCXO ebenfalls enthalten ist. Es folgt, daß der gesamte Blockschaltkreis
einem spannungsgesteuerten Quarzoszillator ähnlich gemacht werden kann, der eine
breitere Durchlaßfrequenzbandbreite hat als der ursprüngliche Oszillator. Innerhalb
dieser erweiterten Bandbreite verhält sich der neue im Blockschaltkreis dargestellte
gesteuerte Oszillators wie ein idealer Oszillator.
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Folglich muß die Übertragungsfunktion F&sub3;(s) des gesamten Blockschalkreises in Bild
1 bezüglich der Phase des Ausgangssignals mit Kvcxo/s übereinstimmen, was der
Übertragungsfunktion eines idealen VCXO entspricht. Deshalb muß die folgende
Beziehung gültig sein:
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F&sub3;(s) = Kvcxo/s
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woraus sich nach entsprechender Umsetzung die folgende endgültige Beziehung
ableiten läßt:
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Kvcxoτ1/(1 + sτ&sub1;) = KpmF&sub2;(s)
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Diese ist geichwertig mit den beiden folgenden Beziehungen:
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Kvcxoτ&sub1; = Kpm
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1/(1 + sτ&sub1;) = F&sub2;(s) = F&sub1;(s)
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Die erste Beziehung stellt ein Kriterium zur Verfügung, das angibt, wie das Filter FLP
und die VCXO- und PM-Verstärkungen zu dimensionieren sind. Die zweite Beziehung
zeigt ganz klar, daß das Filternetzwerk FLA überflüssig ist, da: Vp = F&sub2;(s)Vi(s) =
F&sub1;(s)Vi(s) = Vv(s). Das Signal Vv(s) kann deshalb an die Steuereingänge sowohl
des VCXO als auch des Modulators PM angelegt werden. Die davon abgeleitete
Auslegung der Schaltung ist in dem Blockschaltkreis von Bild 2 dargestellt.
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Bezüglich Bild 2, wo die mit Bild 1 gemeinsamen Elemente mit den gleichen
Symbolen bezeichnet sind, ist zu bemerken, daß Bild 1 sich lediglich durch die
Abwesenheit des Filternetzwerks FLA unterscheidet, und darin, daß das Signal Vv(s)
direkt auch mit dem Steuereingang des Modulators PM verbunden ist.
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Die Übertragungsfunktion des Blockschaltkreises von Bild 2 wird F&sub4;(s) genannt und
stammt direkt von F&sub3;(s), wobei Kpm und F&sub2;(s) jeweils mit den oben gefundenen
Ausdrücken ersetzt worden sind. Wenn man sich außerdem erinnert, daß τ&sub1; = 1/ω&sub1;
= 1/2π mit f&sub1; als Grenzfrequenz des Filters FLP, so finden wir:
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F&sub4;(s) = [Kvcxo/s + Kvcxo/ω&sub1;]1/(1 + s/ω&sub1;) = Kvcxo/s
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wobei der erste der beiden Summanden in eckigen Klammern den Beitrag des
Blockes VCXO zum Signal θo und der zweite Summand den Beitrag des
Phasenmodulators PM zum Signal θo darstellt.
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Unter der Annahme = jω kann man die Tendenz des Frequenzverlaufs von
F4(jω) beurteilen. Man stellt sofort fest, daß der erste Summand hyperbolisch mit der
Frequenz abnimmt, während der zweite Summand konstant bleibt. Bei Frequenzen,
für die ω < ω&sub1; ist, dominiert der Beitrag von VCXO und folglich ist θo etwa gleich θx.
Bei einer Frequenz, für die ω = ω&sub1; ist, sind die beiden Summanden gleich und die
Beiträge zu θo werden zu gleichen Teilen von VCXO und PM geleistet. Bei
Frequenzen, für die ω > ω1 ist, dominiert der Beitrag des Phasenmodulators PM, da
der Wert des ersten Summanden für Frequenzen, die etwas höher liegen als ω&sub1;/2π,
schnell vernachlässigbar wird. Beide genannten Beiträge werden außerdem mit dem
Ausdruck 1/(1 + s/ω&sub1;) multipliziert, was zwar den Beitrag des VCXO nicht wesentlich
verringert, die Empfindlichkeit für den Beitrag von PM aber lediglich bei Frequenzen
erhöht, für die ω > ω&sub1;
ist.
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Die Analyse ging von der Vorausetzung aus, daß der Block VCXO eine
Phasen/Spannungs-Übertragungsfunktion hat, die einem idealen VCXO entspricht.
Damit diese Voraussetzung gültig bleibt, ist es erforderlich, daß die Grenzfrequenz f1
des Filters FLP niedriger liegt als die Frequenz fcr des VCXO. Falls dies feststeht,
ergibt sich das Resultat, daß bei Frequenzen, bei denen das Verhalten des VCXO
von dem idealen Verhalten abweicht, das Eingangssignal Vi(jω) soweit gedämpft wird,
daß keine wesentlichen Verschiebungen der Phase θx auftreten. Der
Phasenmodulator PM kompensiert den auftretenden Modulationsverlust der Phase
θx, beginnend bei Frequenzen höher als f&sub1;.
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Bezüglich Bild 3, wo die mit Bild 2 gemeinsamen Elemente mit den gleichen
Symbolen bezeichnet sind, bemerkt man den Tiefpaßfilter FLP, an dessen Eingang
das Signal Vi anliegt. Das genannte Filter enthält den Widerstand R1 und die
Kapazität C1, die in der charakteristischen Konfiguration eines Tiefpaßfilters erster
Ordnung miteinander verbunden sind. Der Filterausgang ist über den Kondensator C2
hoher Kapazität mit dem Steuereingang des spannungs-gesteuerten Quarzoszillators
VCXO und dem Eingang des Verstärkers BUF1 verbunden.
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Der Oszillator VCXO hat eine Colpitts-Konfiguration, dessen Oszillatorfrequenz auf
bekannte Weise gesteuert wird. Der verwendete Quarzkristall hat eine
charakteristische Resonanzfrequenz von 19440 kHz. Der Ausgang des VCXO ist über
die Kapazität C3 mit der Basis des bipolaren p-n-p Transistors TR verbunden. Mit der
Basis von TR ist außerdem das eine Ende der beiden Widerstände R2 und R3
verbunden, deren anderes Ende mit Masse beziehungsweise mit dem negativen Pol
der Batterie verbunden ist, und auch der Emitter von TR ist über den Widerstand R4
mit dem negativen Pol der Batterie verbunden.
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Der Kollektor von TR ist mit dem einen Ende des Resonanzkreises RIS verbunden,
der aus der Parallelschaltung des Widerstandes R5 mit der Induktivität Lr, der
Kapazität Cr und dem Varicap-Diodenpaar D1 und D2 mit gleichen physikalischen
Kennwerten besteht, die in Serie mit gegenüberliegenden Anoden und gemeinsamen
Kathoden geschaltet sind. Das andere Ende des Resonanzkreioses RIS ist mit Masse
verbunden.
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Der Pasenmodulator PM besteht aus dem Transistor TR, dem Resonanzkreis RIS und
den Widerständen R2, R3, R4 zur Erzeugung der korrekten Vorspannung für TR.
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Der Ausgang des Verstärkers BUF1 ist mit den Kathoden der Varicap-Dioden D1 und
D2 verbunden. Der genannte Verstärker versorgt das am Ausgng von FLP anliegende
Steuersignal Vv mit geeigneter Polarität und geeignetem Pegel zur einwandfreien
Steuerung der Varicap-Dioden.
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Der Kollektor von TR ist außerdem über den Kondensator C4 geringer Kapazität mit
dem Eingang des Verstärkers BUF2 verbunden, dessen Ausgang an die
Ausgangsklemme des Schaltkreises angeschlossen ist, der den Gegenstand der
vorliegenden Erfindung bildet. Der Verstärker BUF2 empfängt das am Kollektor von
TR anliegende modulierte Signal und und gibt ihm die erforderliche Ausgangsleistung.
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Die Arbeitsweise des Schaltkreises von Bild 3 lehnt sich an die oben beschriebene
Arbeitsweise des Blockschaltkreises von Bild 2 an, von dem der Schaltkreis abgeleitet
ist. Deshalb stimmt die Übertragungsfunktion des im Bild gezeigten Schaltkreises mit
dem Ausdruck F4(s) überein, wo die Werte für Kvcxo und ω&sub1; unter Berücksichtigung
externer Beschränkungen der Schaltungsauslegung angegeben sind.
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Der Schaltkreis des nicht einschränkenden Beispiels von Bild 3 ist in eine im Bild nicht
sichtbare Phasenregelschleife eingebunden, an dessen Eingang ein Digitalsignal
hoher Stabilität anliegt. Die höchstzulässige Frequenzabweichung für das genannte
Signal ist gleichbleibend niedriger als 1 kHz.
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Die Frequenzverstärkung Kvcxo des verwendeten VCXO ist 1260 Rad/(Volt x
Sekunde), was etwa 200 Hz/V entspricht. Mit diesem Kvcxo-Wert löst der
größtmögliche Spannungshub der Steuerspannung Vv eine Frequenzänderung des
VCXO in der Größenordnung von ± 1 kHz aus. Das ist mehr als genug, um dem PLL
das Einrasten auf die Phase des Eingangssignals zu erlauben und außerdem alle
weiteren Frequenzänderungen des VCXO wegen Alterung und thermischen
Abweichungen allgemein zu berücksichtigen.
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So kleine Werte für die Frequenzabweichung des VCXO, auf jeden Fall ausreichend
für die gegebenen Anforderungen, sind durch die Tatsache gerechtfertigt, daß die
Frequenzstabilität eines VCXO um so größer ist, je geringer sein möglicher
Frequenzabweichungsbereich ist.
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Die Werte für R1 und C1 sind so gewählt, daß f&sub1; = 2,5 kHz ist, ein Wert, der
sicherlich geringer ist als die kritische Frequenz fcr des verwendeten VCXO. Mit den
oben angebenen Werten wird folgendes erreicht: Kpm = Kvcxo/ω&sub1; =
1260/2π x 2,5 x 10³ = 8 x 10&supmin;² Rad/V, entsprechend 4,6 Grad/Volt.
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Der Transistor TR ist ein Verstärker in Kollektorschaltung, der das vom VCXO
kommende Signal zu den Anschlüssen des Resonanzkreises RIS weiterleitet, ohne
selbst die Phase des durchgehenden Signals wesentlich zu beeinflussen. In der
Praxis verhält er sich wie eine Pufferstufe zwischen VCXO und RIS.
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Der Wert von Lr, Cr und die Nennkapazität der Varicap-Dioden ist so ausgelegt, daß
die Nennfrequenz des Resonanzkreises RIS einen Wert von 19440 kHz annimmt, der
mit dem Wert von fx übereinstimmt. Eine Pegelabweichung der Steuerspannung Vv
löst eine Kapazitätsveränderung der Varicap-Dioden D1 und D2 aus, d.h. eine
Erhöhung oder Erniedrigung gegenüber der Nennkapazität. Das bedingt eine
Veränderung der Gesamtkapazität des Schaltkreises RIS und folglich eine
Veränderung der Resonanzfrequenz und damit der Phase θo.
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Der Wert von R2 ist so gewählt, daß der Gütefaktor Q des Resonanzkreises RIS
niedrig ist. Das erlaubt vollständige Ausnutzung der Dynamik des Abweichungspegels
der Steuerspannung Vv, ohne den Linearitätsbereich Kpm zu verlassen. Außerdem ist
bekannt, daß ein niedriger Gütefaktor Q den Einfluß von Temperaturschwankungen
auf die Resonanzfrequenz des Schaltkreises abmildert.