DE69204214T2

DE69204214T2 - Vorrichtung zur Messung einer Drehgeschwindigkeit.

Info

Publication number: DE69204214T2
Application number: DE69204214T
Authority: DE
Inventors: Piazza Silvio Dalla
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1991-05-31
Filing date: 1992-05-21
Publication date: 1996-04-18
Anticipated expiration: 2012-05-22
Also published as: FR2677127A1; EP0515981B1; JPH05149964A; US5287745A; EP0515981A1; KR920021991A; KR100228140B1; DE69204214D1; FR2677127B1

Description

Die vorliegende Erfindung hat eine Vorrichtung zum Messen einer Winkelgeschwindigkeit zum Gegenstand, umfassend:
- einen Wandler, dazu bestimmt, mit dieser Winkelgeschwindigkeit umzulaufen;
- Mittel zum Erzeugen eines periodischen Erregersignals mit einer ersten Frequenz;
- Mittel zum Erregen einer ersten Vibration des Wandlers in Reaktion auf das Erregersignal;
- Mittel zum Erzeugen eines periodischen Erfassungssignals, umfassend mindestens eine Komponente mit einer Amplitude, die repräsentativ ist für die Amplitude einer zweiten Vibration des Wandlers, welche zweite Vibration mit der ersten Vibration gekoppelt ist und eine Amplitude aufweist, die repräsentativ ist für diese Winkelgeschwindigkeit; und
- Mittel zum Erzeugen eines Meßsignals, das repräsentativ ist für diese Winkelgeschwindigkeit, in Reaktion auf das Erfassungssignal.
Es ist bekannt, daß ein Wandler, verwendet in einer Vorrichtung, die der obigen Definition entspricht, eine Achse im mathematischen Sinne dieses Ausdrucks besitzt, die als Hauptachse bezeichnet werden kann, und daß das Signal, das er erzeugt, ein Maß seiner Winkelgeschwindigkeit um diese Hauptachse ist oder in anderen Worten der Projektion auf diese Hauptachse des Vektors, welcher seine Winkelgeschwindigkeit repräsentiert.
Im übrigen ist eine solche Vorrichtung offensichtlich dazu bestimmt, tatsächlich die Winkelgeschwindigkeit eines Gegenstandes zu messen, an dem dieser Wandler befestigt ist.
Um nicht unnötig die nachfolgende Beschreibung zu komplizieren, wird in dieser der Begriff "Winkelgeschwindigkeit des Wandlers" verwendet, um die Winkelgeschwindigkeit des Objekts, an dem dieser Wand-1er befestigt ist, um die oben erwähnte Hauptachse zu bezeichnen.
Das Patent US-A-4 899 587 beschreibt beispielsweise einen in einer solchen Vorrichtung verwendbaren Wandler.
Dieser Wandler umfaßt zwei Stimmgabeln mit einer gemeinsamen Basis, die chemisch ausgeschnitten sind zusammen mit dieser Basis aus einer dünnen Quarzplatte des Schnittes Z, derart, daß die Längsachse dieser Stimmgabeln im wesentlichen parallel zur Y-Achse oder mechanischen Achse des Quarzes verläuft. Erregungselektroden einer ersten Schwingung des Wandlers sind auf den Armen einer der Stimmgabeln derart angebracht, daß eine alternative und periodische Flektion dieser Arme in der Ebene des Wandlers erfolgt, wenn er ein Erregungssignal E eines entsprechenden elektronischen Schaltkreises erhält.
Da die beiden Stimmgabeln mechanisch über ihre gemeinsame Basis gekoppelt sind, unterliegen die Arme der zweiten Stimmgabel ebenfalls einer alternativen und periodischen Flektion in der Ebene des Wandlers in Reaktion auf dieses Erregersignal E.
Wenn dieses Erregersignal E an den Wandler angelegt wird und dieser letztere zur Drehung um eine Achse parallel zur Längsachse der Stimmgabeln angetrieben wird, werden die Arme dieser letzteren der Coriolis-Kraft unterworfen, herrührend von dieser Drehung. Diese Coriolis- Kraft modifiziert die Schwingung des Wandlers, die demgemäß angesehen werden kann als aus der Überlagerung der ersten oben beschriebenen Schwingung und einer zweiten Schwingung gebildet zu sein, die durch eine Flektionsvibration der Zweige der Stimmgabeln in einer Richtung senkrecht zur Ebene des Wandlers gebildet ist.
Erfassungselektroden sind auf den Armen der zweiten Stimmgabel des Wandlers derart angebracht, daß sie ein Erfassungssignal D in Reaktio auf diese zweite Schwingung erzeugen.
Das Patent US-A-4 899 587 beschreibt keinerlei Schaltung, die geeignet wäre, dieses Erfassungssignal D zu verarbeiten, um ein Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers zu erzeugen.
Das Patent US-A-4 671 112, das einen anderen Wandlertyp beschreibt, der in einer Vorrichtung zur Messung einer Winkelgeschwindigkeit einsetzbar ist, beschreibt gleichermaßen eine Schaltung, die verwendet werden könnte, um ein Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers des Patents US-A 4 899 587 zu erzeugen oder irgendeines anderen Wandlers, der für denselben Zweck bestimmt ist.
Diese Schaltung umfaßt einen herkömmlichen Mischschaltkreis, der die Mischung eines ersten Signals P mit einer Amplitude proportional zur Amplitude des Erfassungssignals D mit einem Signal realisiert, das als Referenzsignal F bezeichnet wird, mit einer Amplitude proportional zur Amplitude des Erregungssignals E.
In dieser Schaltung wird das von diesem Mischschaltkreis erzeugte Mischsignal durch ein Tiefpaßfilter gefiltert, das seine Wechselkomponente unterdrückt und nur seine Gleichkomponente durchläßt, welche letztere danach durch einen Gleichstromverstärker verstärkt wird, der an seinem Ausgang ein Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers abgibt. Dieses letztere Signal wird als Signal M in der Abfolge dieser Beschreibung bezeichnet.
Um die nachfolgenden Überlegungen zu vereinfachen, sei eingeräumt, daß die Signale E, F, D und P sinusförmig sind, daß das Signal F in Phase mit dem Signal E ist und daß ein Signal P ebenfalls in Phase mit dem Signal D ist.
Unter diesen Bedingungen kann das Signal E durch die Gleichung ausgedrückt werden:
E = sin ωt (1)
wobei und ω die Amplitude bzw. die Schwingung dieses Signals E sind und das Signal F ausgedrückt werden kann durch die Gleichung:
F = K1 sin ωt (2)
worin K1 die Verstärkung des Schaltkreises ist, der das Signal F ausgehend vom Signal E erzeugt.
Es ist andererseits bekannt, daß das Erfassungssignal D eine erste Komponente umfaßt, gebildet durch das Signal, das zwischen den Erfassungselektroden des Wandlers erscheint, wenn die Winkelgeschwindigkeit desselben null ist, und eine zweite Komponente umfaßt, gebildet von dem Signal, das sich dieser ersten Komponente überlagert, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers nicht gleich null ist.
Die erste Komponente des Signals D, die als Komponente D&sub1; in der Abfolge der Beschreibung bezeichnet wird, kann ausgedrückt werden durch die Gleichung:
D&sub1; = &sub1; sin (ωt + ∅&sub1;) (3)
worin &sub1; und ∅&sub1; die Amplitude dieser Komponente D&sub1; bzw. ihre Phasenverschiebung relativ zum Erregungssignals E sind, welche beiden Ausdrücke konstant sind und nur von dem verwendeten Wandler abhängen, jedoch natürlich nicht von seiner Winkelgeschwindigkeit.
Die zweite Komponente des Signals D, die als Komponente D&sub2; bezeichnet wird, kann ausgedrückt werden durch die Gleichung:
D&sub2; = &sub2; sin (ωt + ∅&sub1; + ∅&sub2;) (4)
worin &sub2; und ∅&sub2; die Amplitude dieser Komponente D&sub2;, welche von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers abhängt, bzw. die Phasenverschiebung dieser Komponente D&sub2; relativ zur Komponente D&sub1; sind, welche ebenfalls konstant sind und unabhängig von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers.
Das Signal D, das durch die Überlagerung dieser Komponenten D&sub1; und D&sub2; gebildet wird, kann demgemäß durch die Gleichung ausgedrückt werden:
D = &sub1; sin (ωt + ∅&sub1;) + &sub2; sin (ωt + ∅&sub1; + ∅&sub2;) (5)
Das oben erwähnte Signal P kann demgemäß ausgedrückt werden durch die Gleichung:
P = K2 [D&sub1; sin (ωt + ∅&sub1;) + &sub2; sin (ωt + ∅&sub1; + ∅&sub2;)] (6)
worin K2 die Verstärkung des Schaltkreises ist, der das Signal P ausgehend vom Signal D erzeugt.
Wie oben erwähnt, sind die Signale F und P gemischt, und das Signal, das aus dieser Mischung resultiert, wird durch ein Tiefpaßfilter gefiltert, das nur seine Gleichkomponente durchläuft, welche letztere schließlich verstärkt wird durch einen Gleichstromverstärker, der das Meßsignal M abgibt.
Man erkennt leicht, daß unter diesen Bedingungen das Signal M ausgedrückt wird durch die Gleichung:
M = K3 [ &sub1; cos ∅&sub1; + &sub2; cos (∅&sub1; + ∅&sub2;)] (7)
worin K3 gleich dem Produkt der Verstärkungsfaktoren K1 und K2 ist, die oben erwähnt wurden, des Tiefpaßfilters, der Verstärkung des Gleichstromverstärkers und eines Faktors 1/2, der herrührt von der Berechnung der Gleichung (7), ausgehend von den Gleichungen (1) und (6).
Wie bereits erwähnt, hängen die Amplitude D&sub1; der Komponente D&sub1; des Signals D und die Phasenverschiebungen 0&sub1; und 0&sub2;, die oben definiert wurden, nur von dem verwendeten Wandler ab, jedoch nicht von der Winkelgeschwindigkeit des letzteren, wobei der einzige Faktor, der von dieser Winkelgeschwindigkeit in der Gleichung (7) abhängt, demgemäß die Amplitude D&sub2; der Komponente D&sub2; des Signals D ist.
Das Signal M umfaßt demgemäß eine konstante Komponente M&sub1;, die repräsentiert wird durch den Ausdruck K3 &sub1; cos ∅&sub1; der Gleichung (7) und eine Komponente M&sub2;, die variabel ist in Abhängigkeit von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers und die repräsentiert wird durch den Ausdruck K3 &sub2; cos + (∅&sub1; + ∅&sub2;) dieser Gleichung (7).
In erster Annäherung ist die Phasenverschiebung ∅&sub1; jedoch null, da die Schwingung des Wandlers, die die Komponente D&sub1; des Signals D erzeugt, in Phase mit jener ist, die durch das Erregungssignal E hervorgerufen wird. Im übrigen ist immer in erster Annäherung die Phasenverschiebung ∅&sub2; gleich π/2, da dann, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers nicht null ist, die Verlängerung jedes Punktes dieses Wandlers, der in der Schwingung vibriert, welche die Komponente D&sub2; des Signals D erzeugt, proportional ist zu der Coriolis-Kraft, die auf ihn einwirkt, welche Coriolis-Kraft proportional ist der Geschwindigkeit dieses Punktes in der Schwingung, welche die Komponente D&sub1; des Signals D erzeugt, und daß diese Geschwindigkeit außer Phase ist um π/2 relativ zur Verlängerung dieses Punkts in dieser letzteren Schwingung, welche Verlängerung offensichtlich in Phase ist mit dem Erregungssignal E.
In dieser ersten Annäherung ist demgemäß das Signal M unabhängig von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers, da der Faktor Cosinus (∅&sub1; + ∅&sub2;) der Komponente M&sub2; dieses Signals M gleich null ist.
In der Praxis sind die Phasenverschiebungen ∅&sub1; und ∅&sub2; im allgemeinen etwas unterschiedlich von null bzw. π/2 wegen der mechanischen Verluste, die in dem Wandler vorliegen.
Der Faktor Cosinus (∅&sub1; + ∅&sub2;) der Komponente M&sub2; des Signals M ist demgemäß nicht null, und dieses Signal M ist demgemäß effizient variabel in Abhängigkeit von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers.
Dieser Faktor Cosinus (∅&sub1; + ∅&sub2;) ist jedoch immer sehr klein, da die Summe der Phasenverschiebungen ∅&sub1; und ∅&sub2; nahe bei π/2 liegt, derart, daß die Komponente M&sub2; des Signals M immer viel kleiner ist als die Komponente M&sub1;, zumindest dann, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers und demgemäß die Amplitude &sub2; der Komponente D&sub2; des Signals D nicht sehr groß sind.
Man erkennt, daß die in dem Patent US-A-4 671 112 beschriebene Schaltung nicht sehr gut verwendet werden kann in einer Vorrichtung zum Messen einer relativ kleinen Winkelgeschwindigkeit, da demgemäß das Signal M, das sie erzeugt, im wesentlichen aus einer Komponente M&sub1; besteht, die unabhängig ist von dieser Winkelgeschwindigkeit und zu welcher sich eine Komponente M&sub2; überlagert mit einer kleinen Amplitude oder sogar sehr kleinen Amplitude relativ zu der dieser Komponente M&sub1;. Ein solches Signal ist schwierig in der Praxis verwendbar.
Es ist festzuhalten, daß dieser selbe Nachteil bei allen Schaltungen dieser Art vorliegt wie jene, die in diesem Patent US-A-4 671 112 beschrieben ist, d.h. bei Schaltungen, die in der einen oder anderen Weise die Mischung eines Signals realisieren, das direkt erzeugt wird oder indirekt durch die Erfassungselektroden des Wandlers, mit einem Signal, abgeleitet vom Erregungssignal dieses Wandlers.
Mit anderen Worten ist die Empfindlichkeit der Winkelgeschwindigkeitsmeßvorrichtungen unter Verwendung solcher Schaltungen gering.
Im übrigen hat das Vorhandensein in solchen Schaltungen von Analogverstärkern, deren Komponenten Charakteristiken aufweisen, die sich in Abhängigkeit von der Zeit und/oder der Temperatur ändern können, zur Konsequenz, daß das von diesen Schaltungen erzeugte Signal M sich ebenfalls in Abhängigkeit dieser Parameter ändert. Dieses Signal M ist demgemäß nicht stabil.
Man kann sich offensichtlich vorstellen, diese Art von Schaltung durch eine Schaltung zu komplettieren, die in der Lage ist, von dem Signal M ein konstantes Kompensationssignal zu subtrahieren, das gleich der Komponente M&sub1; desselben ist, derart, daß nur die verwertbare Komponente M&sub2; dieses Signals M beibehalten wird, und soweit wie notwendig das aus dieser Substraktion resultierende Signal zu verstärken.
Die Amplitude &sub1; und die Phasenverschiebung 0&sub1; der Komponente D&sub1; des Signals D können sich jedoch von einem Wandler zum anderen ändern, selbst für Wandler desselben Typs. Die Erzeugung des oben erwähnten Kompensationssignal impliziert demgemäß nicht nur die Messung dieser Amplitude &sub1;, was im allgemeinen kein besonderes Problem darstellt, sondern auch die Messung dieser Phasenverschiebung 0&sub1;, was viel delikater ist, da sie sehr nahe bei null liegt. Im übrigen können die Charakteristiken von Komponenten der Schaltung, welche dieses Kompensationssignal erzeugt und die Subtraktion des Signals M realisiert, sich ebenfalls in Abhängigkeit von der Zeit und/oder der Temperatur ändern, was eine zusätzliche Verschlechterung der Stabilität des Meßsignals M mit sich bringt.
Die Patentanmeldung DE-A- 3 805 250, die noch einen anderen Typ von Wandler beschreibt, der in einer Vorrichtung zum Messen einer Winkelgeschwindigkeit einsetzbar ist, beschreibt gleichermaßen eine Schaltung, die dazu bestimmt ist, ein Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit dieses Wandlers zu erzeugen oder irgendeines anderen Wandlers, der für denselben Zweck bestimmt ist.
Diese Schaltung umfaßt einen Verstärker, ein Filter, dessen Natur nicht präzisiert ist, und einen Amplitudendetektor, welche gemeinsam ein erstes Wechselsignal erzeugen, das repräsentativ ist für die Amplitude des Erfassungssignals, geliefert von dem Wandler, wie auch einen Gleichrichter und einen Umsetzer, die auf dieses erste Wechselsignal ansprechen, um ein erstes numerisches Signal zu erzeugen, das gleichermaßen repräsentativ ist für diese Amplitude des Erfassungssignals. Diese Schaltung umfaßt noch einen Komparator, der ein zweites Wechselsignal erzeugt, das repräsentativ ist für die Phasendifferenz zwischen dem Erregungssignal des Wandlers und dem Erfassungssignal, das von letzterem geliefert wird, wie auch einen zweiten Gleichrichter und einen zweiten Umsetzer, die auf dieses zweite Wechselsignal ansprechen zum Liefern eines zweiten numerischen Signals, das gleichermaßen repräsentativ ist für diese Phasendifferenz.
Diese selbe Schaltung umfaßt ferner einen Rechner, der das erste oben erwähnte numerische Signal verwertet, um durch eine entsprechende Einrichtung die Anzeige einer Information zu bewirken, die repräsentativ ist für den Absolutwert der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers und das zweite numerische Signal verwertet, um die Anzeige einer Information zu bewirken, die repräsentativ ist für die Richtung dieser Winkelgeschwindigkeit.
Wie die in dem Patent US-A-4 671 112, die oben erwähnt wurde, beschriebene Schaltung weist auch die Schaltung der Patentanmeldung DE- A- 3 805 250 den Nachteil auf, eine geringe Empfindlichkeit und eine schlechte Stabilität über Zeit und/oder in Abhängigkeit von der Temperatur aufzuweisen. In dieser letzteren Schaltung nämlich wird das erste Wechselsignal ebenfalls von der Überlagerung einer ersten Komponente, die unabhängig von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers ist, und einer zweiten Komponente gebildet, die effizient von dieser Winkelgeschwindigkeit abhängt, deren Amplitude jedoch viel kleiner sein kann als jene der ersten Komponente. Im übrigen wird dieses erste Wechselsignal mit Hilfe von Analogschaltungen erzeugt, deren Komponenten Charakteristiken haben, welche die Amplitude dieses ersten Signals beeinflussen und sich in Abhängigkeit von der Zeit und/oder der Temperatur ändern können.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Meßvorrichtung für eine Winkelgeschwindigkeit vorzuschlagen, die diese Nachteile nicht aufweist, d.h. die ein stabiles und gut auswertbares Meßsignal liefert, unabhängig davon, welcher Wandler und welche Winkelgeschwindigkeit desselben vorliegen.
Dieses Ziel wird erreicht durch die Vorrichtung, die durch den beigefügten Anspruch 1 definiert wird.
Andere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung mit Hilfe der beigefügten Zeichnungen, in welchen:
- Fig. 1 ein Blockschema einer ersten Ausführungsform der Erfindung ist;
- Fig, 2 ein Diagramm ist, welches die Meßsignale an einigen Punkten des Schemas der Fig. 1 repräsentiert, und
- Fig. 3 bis 5 schematisch andere Ausführungsformen der Meßvorrichtung für eine Winkelgeschwindigkeit gemäß der Erfindung repräsentieren.
Bei der in Fig. 1 mit Bezugszeichen 1 markierten Vorrichtung wird der Wandier, der dazu bestimmt ist, mit der Winkelgeschwindigkeit umzulaufen, die man messen möchte, durch den Block 2 repräsentiert.
Dieser Wandler 2 ist nicht im einzelnen wiedergegeben, da er ähnlich irgendeinem der zahlreichen bekannten Wandler sein kann, beispielsweise dem Wandler, der in dem Patent US-A-4 899 587 beschrieben ist, das bereits erwähnt wurde.
In bekannter Weise umfaßt der Wandler 2 Erregungselektroden für seine Vibration (nicht dargestellt), die mit einer Anregungsschaltung dieser Vibration verbunden sind, welche mit dem Bezugszeichen 3 bezeichnet ist. Der von dem Wandler 2 und dem Erregungsschaltkreis 3 gebildete oszillierende Schaltkreis liefert ein periodisches Erregungssignal, dessen Frequenz im wesentlichen bestimmt wird durch die Charakteristiken des Wandlers 2. Dieses Signal wird als Erregungssignal E wie oben in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet.
Aus einem Grund, der in der nachfolgenden Beschreibung deutlich wird, ist es notwendig, in der Vorrichtung der Fig. 1 ein periodisches Logiksignal zu haben, d.h. ein Signal, das periodisch die Logikzustände "0" bzw. "1" annimmt, mit derselben Frequenz und derselben Phase wie das Erregungssignal E. Dieses periodische Logiksignal soll als Referenzsignal F' bezeichnet werden.
In bestimmten Fällen sind der Wandler 2 und die Erregungsschaltung 3 derart ausgebildet, daß das Erregungssignal E bereits die Form und die Amplitude eines Logiksignals hat und demgemäß als Referenzsignal F' verwendet werden kann. Es ist ein solcher Fall, der in Fig. 1 dargestellt ist.
In anderen Fällen können der Wandler 2 und der Erregungsschaltkreis 3 derart ausgebildet sein, daß das Erregungssignal E nicht die Form under/oder Amplitude eines Logiksignals hat. Dieses Erregungssignal kann sogar in bestimmten Fällen eine Gleichkomponente aufweisen, überlagert seiner Wechselkomponente. In solchen Fällen kann man der Vorrichtung nach Fig. 1 einen entsprechenden Verstärker-und/oder Formierschaltkreis hinzufügen, dessen Eingang mit dem Ausgang des Erregungsschaltkreises 3 verbunden ist und der derart ausgebildet ist, daß er an seinem Ausgang ein periodisches Logiksignal in Phase mit dem Signal E erzeugt, d.h. ein Logiksignal, das zu jedem Zeitpunkt von seinem Zustand "0" auf seinen Zustand "1" übergeht, wenn das Signal E oder gegebenenfalls seine Wechselkomponente durch seinen Nullwert geht, d.h. aus seinen negativen Werten auf seine positiven Werte und umgekehrt. Dieses Logiksignal kann demgemäß als Referenzsignal F' verwendet werden.
Ein solcher Verstärker- und/oder Formierschaltkreis ist nicht dargestellt, da sein Aufbau von der Form und der Amplitude des Erregersignals E abhängt, und seine Realisierung keinerlei Problem für den Fachmann darstellt.
In gleichermaßen bekannter Weise umfaßt der Wandler 2 Erfassungselektroden (nicht dargestellt), die das Erfassungssignal D, das oben beschrieben wurde, erzeugen.
Aus einem Grunde, der in der nachfolgenden Beschreibung deutlich wird, ist es erforderlich, in der Vorrichtung nach Fig. 1 ein periodisches Logiksignal in Phase mit diesem Signal D vorzusehen, das als Signal D' bezeichnet wird.
In der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung - wie übrigens in der Mehrzahl der Vorrichtungen dieser Art - ist das Erfassungssignal D kein Logiksignal, und es kann je nach der Art des verwendeten Wandlers eine Gleichkomponente und eine überlagerten Wechselkomponente aufweisen.
Das Signal D wird demgemäß an den Eingang eines Verstärker- und/oder Formierschaltkreises, mit 4 bezeichnet, angelegt, der derart ausgebildet ist, daß sein Ausgang das gewünschte Signal D' liefert, d.h. ein Logiksignal, das periodisch von seinem Zustand "0" auf seinen Zustand "1" wechselt, in jedem Zeitpunkt, wo das Signal D oder seine Wechselkomponente durch seinen Nullwert geht, d.h. von seinen negativen Werten auf seine positive Werte wechselt und umgekehrt.
Dieser Verstärker- und/oder Formierschaltkreis 4 wird hier nicht im einzelnen beschrieben, da sein Aufbau von der Form und der Amplitude des Signals D abhängt und seine Realisierung keinerlei Problem für den Fachmann darstellt.
Die Vorrichtung 1 der Fig. 1 umfaßt noch einen Flipflop 5 vom SR-Typ, dessen Eingänge S bzw. R die Signale F' bzw. D' empfängt, die oben erwähnt wurden. Dieser Flipflop 5 ist derart ausgebildet, daß sein Ausgang Q den Logikzustand "1" bzw. den Logikzustand "0" annimmt in Reaktion auf die Übergänge an seinem Eingang S bzw. seinem Eingang R vom Logikzustand "0" auf den Logikzustand "1".
Der Ausgang Q dieses Flipflops 5 ist mit einem ersten Eingang eines UND-Gatters 6 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang eines 0szillatorkreises 7 verbunden ist.
Dieser 0szillatorschaltkreis 7 liefert ein periodisches Logiksignal, gebildet von Impulsen, die als Impulse 17 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet werden. Wie im übrigen offensichtlich wird in der Abfolge dieser Beschreibung, hängt die Genauigkeit und die Auflösung der Winkelgeschwindigkeitsmessung des Wandlers 2 stark von der Genauigkeit der Frequenz der Impulse 17 ab, geliefert von dem 0szillator 7, und dem Verhältnis zwischen dieser Frequenz und jener des Erregersignals E dieses Wandlers 2. Dieser 0szillator 7 ist demgemäß derart ausgebildet, daß die Frequenz der Impulse 17 stabil ist und sehr viel höher, beispielsweise mehrere hundert oder sogar tausend mal höher ist als die Frequenz dieses Signals E. Dieser 0szillator 7 kann beispielsweise ein Quarz-0szillator sein.
Der Ausgang des Gatters 6 ist mit dem Takteingang C8 eines Zählers 8 verbunden, der in herkömmlicher Weise aus einer Mehrzahl von Flipflops besteht, die nicht getrennt dargestellt sind.
Der Zähler 8 umfaßt ferner einen Nullrücksetzeingang 8, der mit dem Eingang S des Flipflops 5 verbunden ist und demgemäß ebenfalls das Signal F' empfängt, und er ist derart ausgebildet, daß die Ausgänge der Flipflops, aus denen er besteht, sämtlich den Logikzustand "0" annehmen, wenn dieses Signal F' vom Logikzustand "1" geht.
Diese Ausgänge der Flipflops, welche den Zähler 8 bilden, werden als Ausgänge des Zählers 8 bezeichnet und gemeinsam durch das Bezugszeichen S8 markiert, und die Binärzahl, gebildet aus den Logikzuständen "0" oder "1" dieser Ausgänge S8 wird als Zahl B8 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet.
Die Ausgänge S8 des Zählers 8 sind jeder mit einem der Ausgänge einer Speicherschaltung 9 verbunden, die vom bekannten Typ ist und häufig mit ihrem englischen Namen als "Latch" bezeichnet wird und die ebenfalls aus einer Anzahl von Flipflops wie der Zähler 8 aufgebaut ist. Die Zahl B8, die oben erwähnt wurde, ist demgemäß permanent an den Eingängen dieser Speicherschaltung 9 angelegt, welche gemeinsam mit dem Bezugszeichen E9 bezeichnet werden.
In herkömmlicher Weise umfaßt die Speicherschaltung 9 einen Steuereingang C9, der verbunden ist mit dem Ausgang des Verstärkers 4 und demgemäß das Signal D' empfängt, und Ausgänge, die gemeinsam mit dem Bezugszeichen S9 bezeichnet sind, welche von den Ausgängen der Flipflops gebildet werden, aus denen die Speicherschaltung 9 aufgebaut ist.
Die von den Logikzuständen "0" oder "1" dieser Ausgänge S9 gebildete Binärzahl soll als Zahl B9 in der nachfolgenden Beschreibung verwendet werden.
In immer noch herkömmlicher Weise ist die Speicherschaltung 9 derart aufgebaut, daß der Logikzustand jedes ihrer Eingänge auf den entsprechenden Ausgang übertragen wird oder mit anderen Worten, daß die Zahl B9 gleich der Zahl B8 wird in Reaktion auf den Übergang ihres Eingangs C9 vom Logikzustand "0" auf Logikzustand "1".
Die Funktion der Vorrichtung 1 der Fig. 1 wird mit Hilfe der Fig. 2 beschrieben, in der die verschiedenen Diagramme mit denselben Bezugszeichen markiert sind wie die Signale, welche sie repräsentieren.
In dieser Beschreibung werden die Zeitpunkte, wo die Signale F' bzw. D' vom Logikzustand "0" zum Logikzustand "1" übergehen, als Zeitpunkte t&sub0; bzw. t&sub1; bezeichnet, und die Perioden, die jeden Zeitpunkt t&sub0; vom unmittelbar folgenden Zeitpunkt t&sub1; trennen, werden als Perioden T bezeichnet. Gegebenenfalls werden diese Bezeichnungen durch einen Index verdeutlicht oder durch einen Zusatzindex, um die Unterscheidung der einen von den anderen zu ermöglichen.
Vor dem Zeitpunkt t&sub0;&sub1;, der willkürlich als Ausgangspunkt dieser Beschreibung gewählt wurde, sind die Zahlen B8 und B9, die oben definiert wurden, gleich aus einem Grunde, der im Nachfolgenden verdeutlicht wird, und haben einen Wert n&sub0;.
Zum Zeitpunkt t&sub0;&sub1; bewirkt der Übergang des Signals F aus seinem Logikzustand "0" auf seinen Logikzustand "1" das Rücksetzen auf "0" des Zählers 8 und das Setzen auf den Logikzustand "1" des Ausgangs Q von Flipflop 5. Die Zahl B8 wird demgemäß gleich null, jedoch behält die Zahl B9 ihren Wert n&sub0;.
Unmittelbar nach dem Rücksetzen auf "0" beginnt der Zähler 8, die Impulse 17 zu zählen, die an seinen Eingang C8 von dem Gatter 6 übertragen werden dank der Tatsache, daß der Ausgang Q des Flipflops 5 jetzt auf Logikzustand "1" liegt. Die Zahl B8 vergrößert sich demgemäß um eine Einheit durch jeden Impuls 17, der am Eingang C8 des Zählers 8 empfangen wird, doch ändert sich die Zahl B9 nicht.
Zum Zeitpunkt t&sub1;&sub1;, welcher der Zeitpunkt t&sub1; ist, der unmittelbar dem Zeitpunkt t&sub0;&sub1; folgt, erfolgt der Übergang des Signals D' aus seinem Logikzustand "0" auf seinen Logikzustand "1" und bewirkt das Rücksetzen auf den Logikzustand "0" des Ausgangs Q vom Flipflop 5, was das Gatter 6 blockiert und das Anhalten des Zählers 8 mit sich bringt, dessen Eingang CS keine Impulse mehr erhält. Die Zahl B8 hat zu diesem Zeitpunkt t&sub1;&sub1; einen Wert n&sub1; erreicht, der gleich der Zahl von Impulsen 17 ist, welche von dem 0szillator 7 zwischen den Zeitpunkten t&sub0;&sub1; und t&sub1;&sub1;, d.h. während der Periode T&sub1;, erzeugt worden sind.
Zum gleichen Zeitpunkt t&sub1;&sub1; bewirkt derselbe Übergang des Signals D' von seinem Logikzustand "0" auf seinen Logikzustand "1" auch die Übertragung der Zahl B8 an die Ausgänge S9 der Speicherschaltung 9. Die Zahl B9 nimmt demgemäß den Wert n&sub1; an.
Da die Frequenz der Impulse 17 stabil ist, ist dieser Wert n&sub1; der Zahl B9 proportional der Dauer d&sub1; der Periode T&sub1;.
Man erkennt ohne weiteres, daß sich der oben beschriebene Prozeß zu jedem Zeitpunkt t&sub0; wiederholt, beispielsweise zum Zeitpunkt t&sub0;&sub2;, der in Fig. 2 angedeutet ist. In diesem Beispiel nimmt nach dem Zeitpunkt t&sub1;&sub2;, der unmittelbar diesem Zeitpunkt t&sub0;&sub2; folgt, die Zahl B9 den Wert n&sub2; an, die proportional der Dauer d&sub2; der Periode T&sub2; ist.
In allgemeiner Weise nimmt die Zahl B9 zu jedem Zeitpunkt t&sub1; einen Wert n an proportional zu der Dauer d der Periode T, die zu diesem Zeitpunkt t&sub1; endet, und demgemäß zu der Phasenverschiebung des Signals D' relativ zum Signal F'. Diese Phasenverschiebung, die nachfolgend als ∅ bezeichnet wird, ist demgemäß gegeben durch die Gleichung:
∅ = n T&sub7; ω (8)
worin T&sub7; die Periode der Impulse 17 ist und ω wie oben die Pulsation des Signals F' ist.
Da die Signale F' und D' in Phase mit dem Erregersignal E des Wandlers 2 bzw. mit dem Erfassungssignal D, erzeugt von diesem, sind, ist diese Phasenverschiebung ∅ auch die Phasenverschiebung dieses Signals D relativ zu diesem Signal E.
Diese Phasenverschiebung ∅ kann offensichtlich auch berechnet werden ausgehend von der Gleichung des Signals D.
Man hat oben gesehen, daß je nach dem verwendeten Wandler dieses Signal D sinusförmig oder nicht sinusförmig sein kann.
Im ersten Falle wird dieses Signal D ausgedrückt durch die bereits erwähnte Gleichung (5).
Im zweiten Fall ist die Gleichung dieses Signals D komplizierter als diese Gleichung (5), kann jedoch immer in die Form einer Fourier-Reihe gebracht werden, deren erster, nicht konstanter Term identisch ist mit dem zweiten Glied der Gleichung (5) und die Grundkomponente des Signals D repräsentiert. Diese Grundkomponente ist offensichtlich in Phase mit dem Signal D selbst, so daß die Gleichung (5) demgemäß verwendet werden kann zum Berechnen der Phasenverschiebung des Signals D, unabhängig von der Form desselben relativ zum Signal E.
Diese Berechnung, die hier nicht im einzelnen ausgeführt wird, da sie nur auf bekannte Regeln der Trigonometrie zurückzuführen ist und keinerlei besondere Schwierigkeiten aufweist, zeigt, daß diese Phasenverschiebung ∅ gegeben ist durch die Gleichung:
Diese Phasenverschiebung ∅ des Signals D relativ zum Signal E und demgemäß gleichermaßen des Signals D' relativ zum Signal E' hängt demgemäß von der Amplitude &sub2; des Signals D&sub2; ab, was seinerseits abhängt von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2. Diese Phasenverschiebung ∅ und der Wert n der Zahl B9, die zu ihr proportional ist, wie dies aus der obigen Gleichung (8) hervorgeht, sind demgemäß Maße dieser Winkelgeschwindigkeit.
Durch Kombinieren der obigen Gleichungen (8) und (9) erkennt man leicht, daß der Wert n der Zahl B9 zu irgendeinem Zeitpunkt t&sub1; gegeben ist durch die Gleichung:
Diese Gleichung zeigt, daß wie das Signal M, repräsentiert durch die obige Gleichung (7), der Wert n der Zahl B9 eine erste Komponente nv0 umfaßt, die unabhängig von der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 ist, was ausgedrückt wird durch die Gleichung:
und eine zweite Komponente nv, die abhängt von dieser Winkelgeschwindigkeit und die ausgedrückt wird durch die Gleichung:
Im Gegensatz zu dem, was mit dem Signal M, ausgedrückt durch die Gleichung (7) geschieht, annuliert sich diese zweite Komponente nv nicht, wenn der Wandler derart ausgebildet ist, daß die Phasenverschiebung ∅2 gleich π/2 ist, da die Gleichung (12) dann zu:
wird.
Man erkennt, daß die Vorrichtung 1 ein Meßsignal liefert, gebildet durch die Binärzahl B9, unabhängig von den Charakteristiken des Wandlers 2, was nicht der Fall ist für die bekannte Vorrichtung, beschrieben in dem oben erwähnten Patent US-A-4 671 112. Man erkennt ferner, daß dieses Meßsignal viel stabiler ist als jenes, das von dieser bekannten Vorrichtung geliefert wird, da es überhaupt nicht abhängt von dem Verstärkungsfaktor eines oder mehrerer analogen Schaltkreise.
Die Phasenverschiebung ∅&sub1; der Komponente D&sub1; des Erfassungssignals D relativ zum Erregersignal E ist immer nahe bei null oder sogar gleich null.
Da die Vorrichtung 1 dazu bestimmt ist, relativ hohe Winkelgeschwindigkeiten zu messen, kann demgemäß die erste Komponente nv0 des Wertes n der Zahl B9 vernachlässigt werden, da sie klein ist gegenüber der zweiten Komponente nv dieses Wertes n.
Im Gegensatz dazu kann, wenn die Vorrichtung 1 dazu bestimmt ist, niedrige Winkelgeschwindigkeiten zu messen, und die Phasenverschiebung ∅&sub1; ihres Wandlers 2 von null abweicht, was im allgemeinen der Fall ist, diese erste Komponente nv0 nicht vernachlässigt werden, da sie größer sein kann als die zweite Komponente nv oder in zumindest der gleichen Größenordnung wie diese letztere liegen kann.
Da darüberhinaus die Phasenverschiebung ∅&sub1; sich von einem Wandler zum anderen verändern kann, kann sich auch diese erste Komponente nv0 von einer Meßvorrichtung zur anderen ändern.
Die Fig. 3 zeigt schematisch eine Ausführungsform der Meßvorrichtung für eine Winkelgeschwindigkeit gemäß der Erfindung, die ein Meßsignal dieser Winkelgeschwindigkeit liefert, das unabhängig ist von der Phasenverschiebung 0&sub1; ihres Wandlers.
Die in Fig. 3 dargestellte Vorrichtung ist mit Bezugszeichen 10 markiert. Die Elemente 2 bis 9 dieser Vorrichtung 10 sind identisch mit den Elementen mit gleichen Bezugszahlen in der Vorrichtung 1 der Fig. 1 und sind in derselben Weise miteinander verschaltet wie die letzteren. Diese Elemente 2 bis 9 werden deshalb nicht hier erneut beschrieben.
Zusätzlich zu den Elementen 2 bis 9 umfaßt die Vorrichtung 10 eine Speicherschaltung 11, einen Unterbrecher 12 und eine binäre Subtrahierschaltung 13.
Die Speicherschaltung 11 hat eine Speicherkapazität identisch mit jener der Speicherschaltung 9, und jeder ihrer Eingänge, die insgesamt mit Bezugszeichen E11 markiert sind, ist mit einem der Ausgänge S9 dieser Speicherschaltung 9 verbunden.
Aus einem später deutlich werdenden Grunde ist die Speicherschaltung 11 vorzugsweise vom Typ von Speicherschaltungen, welche die Information selbst bei Abwesenheit einer Speisespannung beibehalten, welche Information jedoch je nach Wunsch modifiziert werden kann. Derartige Schaltungen werden häufig mit dem Akronym EPROM bezeichnet, gebildet aus den Anfangsbuchstaben der Worte, welche ihre englische Bezeichnung "Electrically Programmable Read 0nly Memory" bilden.
Der Steuereingang C11 der Speicherschaltung 11 ist mit einer ersten Klemme des Unterbrechers 12 verbunden, dessen zweite Klemme mit einer Versorgungsquelle, nicht dargestellt, der Vorrichtung 10 verbunden ist, deren Potential dem Logikzustand 1 entspricht.
Dieser Unterbrecher 12 kann beispielsweise durch einen nicht dargestellten Druckknopf betätigt werden, um diesen Logikzustand "1" an diesen Steuereingang C11 unter Umständen anzulegen, die weiter unten beschrieben werden.
Der Subtrahierschaltkreis 13 umfaßt erste Eingänge, die gemeinsam mit E13&sub1; bezeichnet sind, deren Anzahl gleich der Zahl der Ausgänge S9 des Speicherschaltkreises 9 ist und von denen jeder mit einem dieser letzteren Ausgänge verbunden ist. Diese Schaltung 13 umfaßt außerdem zweite Eingänge, die gemeinsam mit dem Bezugszeichen E13&sub2; bezeichnet sind, deren Anzahl gleich der Zahl der Ausgänge S11 der Speicherschaltung 11 und von denen jeder mit einem dieser letzteren verbunden ist.
Die Schaltung 13 umfaßt außerdem Ausgänge, die gemeinsam mit S13 bezeichnet sind, und sie ist derart ausgebildet, daß die Binärzahl, gebildet von den Logikzuständen "0" oder "1" dieser Ausgänge S13, was als Zahl B13 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet wird, gleich ist der Differenz zwischen der Zahl S9 und der Binärzahl, gebildet von den Logikzuständen "0" oder "1" der Ausgänge S11 des Speicherkreises 11, was als Zahl B11 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet wird.
Die Funktionsweise der Partie der Vorrichtung 10, die von den Elementen 2 bis 9 gebildet wird, ist identisch mit der der Vorrichtung 1 und wird hier deshalb nicht erneut im einzelnen beschrieben.
Man hat oben gesehen, daß dann, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandler 2 null ist, die Zahl B9 den Wert nv0 hat, gegeben durch die Gleichung (11), welche konstant ist für einen gegebenen Wandler 2 und proportional der Phasenverschiebung ∅&sub1;, die für diesen Wandler 2 spezifisch ist.
Wenn immer noch bei Winkelgeschwindigkeit null des Wandlers 2 man kurz den Unterbrecher 12 schließt, wird die Zahl B11 gleich dieser Zahl B9 und nimmt demgemäß auch den Wert nv0 an, gegeben durch die Gleichung (11), welche konstant ist für einen gegebenen Wandler 2 und proportional der Phasenverschiebung ∅&sub1;, die für diesen Wandler 2 spezifisch ist.
Wenn immer noch bei Winkelgeschwindigkeit null des Wandlers 2 man kurz den Unterbrecher 12 schließt, wird die Zahl B11 gleich dieser Zahl B9 und nimmt demgemäß auch den Wert nv0 an. Die Zahl B13, die dabei gleich der Differenz der beiden gleichen Zahlen ist, wird demgemäß zu null.
Nach diesem Schließen des Unterbrechers 12 ist demgemäß der Wert der Zahl B13 dauernd gleich dem Wert nv, gegeben durch Gleichung (12) oben, da sie immer gleich ist der Differenz zwischen dem Wert n der Zahl B9, gegeben durch Gleichung (10) und dem Wert nv0 der konstanten Komponente dieses Wertes n. Diese Zahl B13 bildet demgemäß ein Meßsignal für die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2, was unabhängig von der Phasenverschiebung ∅&sub1; ist, die spezifisch für diesen letzteren ist und die insbesondere immer null ist, wenn diese Winkelgeschwindigkeit null ist.
Dieses kurze Schließen des Unterbrechens 12 bildet eine Eichoperation der Vorrichtung 10, welche Operation kombiniert werden kann mit den Versuchen, welchen jede Vorrichtung unterworfen wird nach Montage ihrer Komponenten oder die man ausführen kann, nachdem diese Vorrichtung an ihrem endgültigen Aufstellort montiert worden ist.
Es ist offensichtlich, daß nach dieser Eichung der Unterbrecher 12 inaktiv gemacht werden muß, zumindest wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 nicht null ist, um zu verhindern, daß die Zahl B11 durch eine andere Zahl ersetzt wird, deren Wert unterschiedlich wäre von dem Wert nv0.
Nur wenn der Wandler einer Vorrichtung 10 aus irgendeinem Grund durch einen anderen Wandler ersetzt werden muß, muß der Unterbrecher 12 erneut betätigt werden, um diese Vorrichtung wieder zu eichen, indem er in der oben beschriebenen Weise die Abspeicherung durch den Speicherschaltkreis einer Zahl B9 bewirkt, die einen neuen Wert nv0 entsprechend dem neuen Wandler hat.
Man erkennt ferner, daß es bevorzugt ist, gleichermaßen einen EPROM-Schaltkreis für den Speicherschaltkreis 11 zu verwenden, da auf diese Weise der Wert nv0, den er abspeichert, nicht verschwindet im Fall einer Unterbrechung der Spannungszufuhr der Vorrichtung 10.
Die Beziehung zwischen der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 und der Amplitude &sub2; der Komponente D&sub2; des Signals D, abhängend von dieser Winkelgeschwindigkeit, ist im allgemeinen linear, kann jedoch von einem Wandler zum anderen unterschiedlich sein.
Im übrigen zeigt die obige Gleichung (12), daß der Wert nv der Zahl B13 sich nicht linear mit dieser Amplitude &sub2; ändert und abhängt von der Amplitude &sub1; und der Phasenverschiebung ∅&sub2;, welche oben definiert wurden, welches Konstanten sind für einen gegebenen Wandler, jedoch ebenfalls sich von einem Wandler zum anderen ändern können.
Daraus folgt, daß die Relation zwischen der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 und dem Wert nv der Zahl B13 nicht linear ist und daß sie sich von einer Meßvorrichtung zur anderen ändern kann.
Es ist jedoch festzuhalten, daß in der Praxis die Phasenverschiebung ∅&sub2; zwischen der Komponente D&sub2; des Erfassungssignals D und dem Erregungssignal E sehr nahe bei π/2 liegt, derart, daß man annehmen kann, daß die Komponente nv des Wertes n der Zahl B9 gegeben ist durch die obige Gleichung (13).
Wenn im übrigen die Amplitude &sub2; dieser Komponente 2 des Erfassungssignals D klein ist relativ zur Amplitude &sub1; der konstanten Komponente D&sub1; dieses Signals D, was der Fall ist, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 gering ist, kann man davon ausgehen, daß die Relation zwischen dieser Winkelgeschwindigkeit und dem Wert n der Zahl B9 im wesentlichen linear ist, da man in der Gleichung (13) den Term
durch den Ausdruck
ersetzen kann.
Die Fig. 4 zeigt schematisch eine Ausführungsform der Vorrichtung gemäß der Erfindung, die ein Meßsignal liefert, dessen Relation zu der gemessenen Winkelgeschwindigkeit dieselbe ist für alle Vorrichtungen, die gemäß dieser Ausführungsform hergestellt werden.
Die Elemente 2 bis 9, 11 und 12 der dargestellten Vorrichtung in Fig. 4, wo sie insgesamt mit 20 bezeichnet ist, werden nicht erneut beschrieben, da sie identisch sind mit jenen, welche die gleichen Bezugszeichen in Fig. 3 haben und miteinander in derselben Weise wie in jener verbunden sind.
Zusätzlich zu diesen Elementen 2 bis 9, 11 und 12 umfaßt die Vorrichtung 20 eine Speicherschaltung 21, einen Unterbrecher 22 und einen Mikroprozessor 23.
Die Speicherschaltung 21 hat dieselbe Speicherkapazität wie die Speicherschaltungen 9 und 11 und ist wie diese letzteren vorzugsweise von dem Typ, der mit der Abkürzung EPROM bezeichnet wird. Jeder der Eingänge dieses Speicherschaltkreises 21, welche gemeinsam mit E21 bezeichnet sind, ist mit einem der Ausgänge S9 der Speicherschaltung 9 verbunden.
Der Steuereingang C21 der Speicherschaltung 21 ist mit einer ersten Klemme des Unterbrechers 22 verbunden, dessen zweite Klemme wie die zweite Klemme des Unterbrechers 12 mit der Klemme der Versorgungsquelle der Vorrichtung 20 verbunden ist, deren Potential dem Logikzustand "1" entspricht.
Dieser Unterbrecher 22 kann betätigt werden beispielsweise mittels eines nicht dargestellten Druckknopfes zum Anlegen dieses Logikzustands "1" an diesen Steuereingang C21, wobei die Speicherschaltung 21 auf diesen Logikzustand "1" reagiert, indem sie an ihre Ausgänge, insgesamt mit S21 bezeichnet, die Binärzahl B9 überträgt, die an ihren Eingängen S21 anliegt.
Der Mikroprozessor 23 kann von irgendeinem der zahlreichen Typen von Mikroprozessoren sein, die gegenwärtig erhältlich sind.
In dem in Fig. 4 wiedergegebenen Beispiel umfaßt er erste, zweite und dritte Eingänge, die mit E23&sub1;, E23&sub2; bzw. E23&sub3; bezeichnet sind und mit den Ausgängen S9, S11 bzw. S21 der Speicherschaltungen 9, 11 bzw. 21 verbunden sind, sowie Ausgänge, die insgesamt mit dem Bezugszeichen S23 bzeichnet sind.
Die Programmierung des Mikroprozessors 23 wird hier nicht beschrieben, da sie abhängt vom Typ des Mikroprozessors und ein Fachmann keinerlei Schwierigkeiten hat, sie nach Lektüre der nachfolgenden Funktionsbeschreibung der Vorrichtung 20 zu realisieren.
Die Funktion der Elemente 2 bis 9 der Vorrichtung 20 ist identisch mit der der Elemente der Vorrichtung 10 der Fig. 3, welche die gleichen Bezugszeichen haben und deshalb hier nicht erneut beschrieben werden.
Wie diese Vorrichtung 10 kann die Vorrichtung 20 einem Eicharbeitsgang überworfen werden, beispielsweise während Kontrollen, denen sie am Ende der Herstellung unterworfen wird.
Diese Eichoperation der Vorrichtung 20 besteht darin, zunächst kurz den Unterbrecher 12 zu schließen, wobei die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers null ist, derart, um in dem Speicherschaltkreis 11 den Wert nv0 der Zahl B9 abzuspeichern entsprechend diesem Wandler 2, wie dies im Falle der Vorrichtung 10 bereits beschrieben wurde.
Man läßt danach den Wandler 2 mit einer bekannten vorbestimmten Geschwindigkeit umlaufen und schließt kurz den Unterbrecher 22.
In Reaktion auf dieses Schließen dieses Unterbrechers 22 speichert die Speicherschaltung 21 den Wert der Zahl B9, die zu diesem Zeitpunkt an den Ausgängen S9 der Speicherschaltung 9 ansteht, welcher Wert mit nv1 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet wird. Mit anderen Worten nimmt die Binärzahl, gebildet durch die Logikzustände "0" bzw. "1" der Ausgänge S21 dieser Speicherschaltung 21, welche Zahl mit B21 in der nachfolgenden Beschreibung bezeichnet wird, diesen Wert nv1 an.
Man erkennt, daß nach dieser Eichung die Eingänge E23&sub1;, E23&sub2; und E23&sub3; des Mikroprozessors 23 die Zahl B9, deren Wert n gegeben ist durch Gleichung (10), B11, deren Wert nv0 gegeben ist durch Gleichung (11) bzw. B21, deren Wert nv1 gleich dem Wert ist, den die Zahl B9 annimmt, wenn der Wandler 2 mit der vorbestimmten oben erwähnten Winkelgeschwindigkeit umläuft, erhalten.
Dieser Mikroprozessor 23 ist programiert, um an seinen Ausgängen, die mit S23 bezeichnet sind, eine Binärzahl B23 abzugeben, deren Wert n' berechnet wird ausgehend vom Wert n der Zahl B9 unter Berücksichtigung der Werte nv0 und nv1 der Zahlen B11 bzw. B21, derart, daß sie null wird, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 null ist, und daß sie im übrigen abhängt von dem verwendeten Wandler 2.
Es ist offensichtlich, daß in dieser Ausführungsform der Vorrichtung gemäß der Erfindung der Wert n' der Zahl B23 sich praktisch linear mit der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 ändert, solange diese Winkelgeschwindigkeit hinreichend klein ist, daß man zugestehen kann, in Gleichung (13) den Ausdruck
durch den Ausdruck
zu ersetzen.
In einer anderen Ausführungsform, die nicht im einzelnen beschrieben wird, weil ihre Realisierung für Fachleute keine Probleme aufwirft, umfaßt die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zusätzlich zu den in Fig. 4 dargestellten Elementen einen oder mehrere zusätzliche Speicherschaltkreise identisch zu Schaltkreis 21, deren Eingänge ebenfalls mit den Ausgängen 59 der Speicherschaltung 9 verbunden sind, deren Ausgänge ebenfalls mit Eingänge des Mikroprozessors 23 verbunden sind, und von denen jeder Steuereingang mit einem Unterbrecher ähnlich dem Unterbrecher 22 verbunden ist.
In dieser Ausführungsform umfaßt wie oben die Eichoperation der Vorrichtung das Schließen des Unterbrechers 12, während die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 null ist, mit dem Zweck, den Wert nv0 der Zahl B9 in dem Speicher 11 abzuspeichern.
Diese Eichoperationen umfassen ferner das Indrehungversetzen des Wandlers 2 mit vorbestimmten Winkelgeschwindigkeiten, die untereinander unterschiedlich sind, und jedesmal dann, wenn der Wandler bei einer dieser vorbestimmten Geschwindigkeiten umläuft, das Schließen des Unterbrechers, zugeordnet dem Speicherschaltkreis 21 oder einem zusätzlichen Speicherschaltkreis, derart, daß in diesem Speicherschaltkreis des Speichers 21 und jedem zusätzlichen Speicherschaltkreis der Wert der Zahl B9 entsprechend einer der vorbestimmten Geschwindigkeiten des Wandlers 2 abgespeichert wird.
In dieser Ausführungsform ist der Mikroprozessor 23 programmiert, um den Wert n' der Zahl B23 zu berechnen, ausgehend von dem Wert n der Zahl B9 unter Berücksichtigung der Werte der Zahlen, abgespeichert in den Speicherschaltkreisen 11 und 21 und in dem oder den zusätzlichen Speicherschaltkreisen, derart, daß die Relation zwischen diesem Wert n' und der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 nicht nur unabhängig ist von dem verwendeten Wandler, sondern auch noch linear.
Es ist festzuhalten, daß die Mikroprozessoren im allgemeinen nur eine begrenzte Anzahl von Eingangs- und/oder Ausgangsklemmen besitzen und daß es demgemäß im allgemeinen nicht möglich ist, die Vorrichtung gemäß der Erfindung genau in der Ausführungsform herzustellen, die gerade diskutiert wurde, oder jener der Fig. 4. Es ist jedoch für den Fachmann offensichtlich, daß die Speicherschaltungen 11 und 21 sowie gegebenenfalls die zusätzlichen Speicherschaltungen ersetzt werden können durch bekannte Schaltkreise mit praktisch derselben Funktion, deren Ausgänge jedoch bei Fehlen eines spezifischen Steuersignals, angelegt an einen oder mehrere Zustandssteuereingänge, die zu diesem Zweck vorgesehen sind, einen Zustand annehmen können, wo ihre Impedanz sehr hoch ist. Diese Speicherschaltungen und der Mikroprozessor 23 sind demgemäß in ebenfalls bekannter Weise verbunden und werden deshalb hier nicht beschrieben mittels einer Gruppe von Leitern, die im allgemeinen als Bus bezeichnet wird. Immer noch in bekannter Weise wird der Mikroprozessor 23 derart programmiert, daß er an diesen Bus das spezifische Steuersignal für einen der Speicherkreise anlegt, wenn er die Notwendigkeit hat, die abgespeicherte Information aus dieser Schaltung zu verwenden, um den Wert der Zahl B23 zu berechnen, welche Information ihm dann gleichermaßen über diesen Bus übertragen wird.
Es ist offensichtlich für den Fachmann, daß alle Ausführungsformen der Vorrichtung gemäß der Erfindung unter Verwendung eines Mikroprozessors ausgeführt werden können, der derart programmiert ist, daß er alle anderen elektronischen Schaltkreise ersetzt mit Ausnahme des Anregungsschaltkreises 3 und des Verstärkerschaltkreises 4. In diesem Fall werden die diversen Binärzahlen, die oben erwähnt wurden, in dem internen Speicher dieses Mikroprozessors registriert, und dieser letztere wird vorzugsweise mit einer Batterie gespeist oder einer Monozelle, damit seine Werte nicht verlorengehen, wenn die Vorrichtung nicht eingesetzt wird.
In allen Ausführungsformen der Vorrichtung gemäß der Erfindung, wie sie oben beschrieben wurden, wird das Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 erhalten durch Messen der Phasenverschiebung ∅ des Erfassungssignals D relativ zum Erregungssignal E, d.h. indem man das letztere als Referenzsignal verwendet.
Wenn diese Phasenverschiebung ∅ klein ist, ist auch die Genauigkeit des Meßsignals der Winkelgeschwindigkeit des Wandlers 2 klein.
In einem solchen Falle ist es möglich, ein Meßsignal dieser Winkelgeschwindigkeit zu erhalten, das genauer ist, indem man die Rolle der Signale F' und D' vertauscht, d.h. beispielsweise durch Verbinden des Ausgangs des Erregungsschaltkreises 3 mit dem Eingang R des Flipflops 5 und des Eingang C9 der Speicherschaltung 9, und indem man den Ausgang des Verstärker- und/oder Formierschaltkreises 4 mit dem Eingang S des Flipflops 5 und dem Nullrücksetzeingang R8 des Zählers 8 verbindet.
Auf diese Weise ist es das Signal D, das als Referenz verwendet wird, und es ist die Phasenverschiebung ∅' = 2 π - ∅ des Signals E relativ zu diesem Signal D, welche gemessen wird. Diese Phasenverschiebung ∅' ist größer als die Phasenverschiebung ∅, wenn diese letztere kleiner als π ist und die Genauigkeit des Meßsignal der Winkelgeschwindigkeit, die man aus dieser Phasenverschiebung ∅' erhält, ist größer als in den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen.
Die Fig. 5 zeigt eine andere Ausführungsform der Vorrichtung gemäß der Erfindung, bei der die Genauigkeit des Winkelgeschwindigkeitsmeßsignals des Wandlers 2 ebenfalls gesteigert ist.
Die Komponenten 2 bis 9, die in dieser Fig. 5 wiedergegeben sind, sind identisch mit jenen gleicher Bezugszeichen in den Fig. 1, 3, und 4 und werden deshalb hier erneut beschrieben.
In dieser Ausführungsform umfaßt die Vorrichtung zusätzlich zu diesen Komponenten 2 bis 9 einen Zähler 31, dessen Eingang mit dem Ausgang des Verstärker- und/oder Formierschaltkreises 4 verbunden ist und demgemäß das Signal D' empfängt, und dessen Ausgang mit Eingängen R von Flipflop 5 und C9 der Speicherschaltung 9 verbunden ist.
In herkömmlicher Weise steigt der Zählstand dieses Zählers 31 um eine Einheit immer dann, wenn sein Eingang, d.h. das Signal D', aus Zustand "0" in Zustand "1" übergeht, und dies solange, bis sein Zählstand gleich seinem Maximalwert ist. Beim nachfolgenden Übergang des Signals D' vom Zustand "0" auf Zustand "1" wird dieser Zählstand wieder "0" und beginnt erneut anzusteigen. Im übrigen ist der Ausgang des Zählers 31 auf Logikzustand "1", wenn der Zählstand dieses Zählers gleich seinem Maximalwert ist, und während des Restes der Zeit auf Logikzustand "0".
Die in Fig. 5 dargestellte Vorrichtung umfaßt ferner ein UND-Gatter 32, dessen Eingänge mit dem Ausgang der Erregungsschaltung 3 bzw. dem Ausgang Q des Flipflops 5 verbunden sind und dessen Ausgang mit dem Eingang R8 für das Rücksetzen auf null des Zählers 8 verbunden ist.
Man erkennt, daß dann, wenn die Ausgänge Q bzw. des Flipflops 5 auf Zustand "0" bzw. Zustand "1" liegen, der Übergang des Signals F' aus seinem Zustand "0" auf seinen Zustand "1" wie in den anderen oben beschriebenen Ausführungsformen bewirkt, daß der Zähler 8 auf null rückgesetzt wird, und unmittelbar nach diesem Rücksetzen auf null den Beginn der Zählung von Impulsen 17 durch diesen Zähler 8.
In dieser Ausführungsform jedoch nimmt nur dann, wenn der Zähler 31 eine bestimmte Anzahl von Übergängen des Signals D' von seinem Zustand "0" auf seinen Zustand "1" gezählt hat, welche Zahl gleich der Zählkapazität dieses Zählers 31 ist, der Flipflop 5 erneut seinen Zustand an, wo seine Ausgänge Q bzw. auf Zustand "0" bzw. Zustand "1" liegen, was das Zählen der Impulse 17 durch den Zähler 8 unterbricht und den Transfer der Zahl B8 an die Ausgänge S9 des Speicherschaltkreises 9 bewirkt.
Im übrigen wird, solange der Ausgang Q des Flipflops 5 auf Zustand "0" ist, der Zähler 8 nicht auf null zurückgesetzt durch die Übergänge des Signals F' aus Zustand "0" auf Zustand "1".
Der Zähler 8 zählt demgemäß die Impulse 17 während mehrerer Perioden des Signals D' zwischen zwei aufeinanderfolgenden Rücksetzungen auf null. Seine Zählkapazität wie auch die Speicherkapazität der Speicherschaltung 9 müssen offensichtlich entsprechend gewählt werden.
Zu dem Zeitpunkt, wo die Zahl B8 von den Eingängen E9 auf die Ausgänge S9 der Speicherschaltung 9 transferiert wird, ist ihr Wert demgemäß deutlich größer als in den Ausführungsformen der Fig. 1, 3 und 4, während alles andere gleichbleibt. Die Genauigkeit des Meßsignals, gebildet von dieser Zahl B8, ist demgemäß höher als in diesen Ausführungsformen.
Es ist gleichermaßen offensichtlich, daß in allen Ausführungsformen der Vorrichtung gemäß der Erfindung die Binärzahl, die repräsentativ ist für die Winkelgeschwindigkeit des Wandlers, verwendet werden kann zum Steuern einer Hilfsvorrichtung, bei der es sich beispielsweise um eine Anzeigevorrichtung der gemessenen Winkelgeschwindigkeit handeln kann oder um eine Alarmvorrichtung, die einfach ein Signal liefert, wenn diese Winkelgeschwindigkeit einen vorbestimmten Wert erreicht. Solche Hilfsvorrichtungen werden hier nicht beschrieben, da sie von sehr unterschiedlicher Natur je nach Lage des Falles sein können.

Claims

1. Vorrichtung zum Messen einer Winkelgeschwindigkeit, umfassend:

- einen Wandler (2), dazu bestimmt, mit dieser Winkelgeschwindigkeit umzulaufen;

- Mittel (3) zum Erzeugen eines periodischen Erregersignals (E) mit einer ersten Frequenz;

- Mittel zum Erregen einer ersten Vibration des Wandlers (2) in Reaktion auf das Erregersignal (E);

- Mittel zum Erzeugen eines periodischen Erfassungssignals (D), umfassend mindestens eine Komponente (D&sub2;) mit einer Amplitude, die repräsentativ ist für die Amplitude einer zweiten Vibration des Wandlers (2), welche zweite Vibration mit der ersten Vibration gekoppelt ist und eine Amplitude aufweist, die repräsentativ ist für diese Winkelgeschwindigkeit; und

- Mittel (5 bis 9; 5 bis 9, 11 bis 13; 5 bis 9, 11, 12, 21 bis 23; 5 bis 9, 31) zum Erzeugen eines Meßsignals, das repräsentativ ist für diese Winkelgeschwindigkeit, in Reaktion auf das Erfassungssignal (D),

dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Mittel zum Erzeugen eines Meßsignals (5 bis 9; 5 bis 9, 11 bis 13; 5 bis 9, 11, 12, 21 bis 23; 5 bis 9, 31) ausschließlich gebildet werden von Mitteln zum Erzeugen eines Signals, das repräsentativ ist für die Phasenverschiebung (∅, ∅') zwischen dem Erregersignal (E) und dem Erfassungssignal (D), welche Phasenverschiebung (∅, ∅') repräsentativ ist für die Amplitude der Komponente (D2) des Erfassungssignals (D) und demgemäß für diese Winkelgeschwindigkeit.

2. Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen eines für die Phasenverschiebung (∅, ∅') repräsentativen Signals umfassen:

- Mittel, die auf das Erregersignal (E) reagieren zum Erzeugen eines ersten periodischen Logiksignals (F') mit der genannten ersten Frequenz und in Phase mit dem Erregersignal (E);

- Mittel (4), die auf das Erfassungssignal (D) reagieren zum Erzeugen eines zweiten periodischen Logiksignals (D') in Phase mit dem Erfassungssignal (D);

- Mittel (7) zum Erzeugen eines Signals, das eine Mehrzahl von periodischen Impulsen (17) mit einer zweiten Frequenz, die höher ist als die genannte erste Frequenz, umfaßt; und

- Zählmittel, umfassend einen Zähler (8) und Schaltmittel (5; 5, 31), die auf eines der Logiksignale reagieren zum Auslösen der Zählung der genannten Impulse (17) durch den Zähler (8) und auf das andere der genannten Logiksignale reagieren zum Bewirken des Beendens der Zählung, wobei die Ausgänge (S8) des Zählers (8) unmittelbar nach dem Beenden eine erste Zahl (B8) aufweisen gleich der Anzahl der genannten Impulse (17), die von dem ersten Zähler (8) zwischen dem Auslösen und dem Beenden gezählt wurden, und wobei der Wert der ersten Zahl (B8) repräsentativ ist für die Phasenverschiebung (∅, ∅').

3. Meßvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen eines für die Phasenverschiebung (∅, ∅') repräsentativen Signals ferner Mittel (11, 12) umfassen zum Abspeichern einer zweiten Zahl (B11), deren Wert gleich dem Wert der ersten Zahl (B8) ist, wenn die Winkelgeschwindigkeit null ist, und Mittel (13) zum Erzeugen einer dritten Zahl (B13), deren Wert gleich der Differenz zwischen den Werten der ersten (B8) und zweiten (B11) Zahl ist.

4. Meßvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen eines für die Phasenverschiebung (∅, ∅') repräsentativen Signals ferner Mittel (11, 12) umfassen zum Abspeichern einer zweiten Zahl (B11), deren Wert gleich dem Wert der ersten Zahl (B8) ist, wenn die Winkelgeschwindigkeit null ist, Mittel (21, 22) zum Abspeichern einer dritten Zahl (B21), deren Wert gleich dem Wert der ersten Zahl (B8) ist, wenn die Winkelgeschwindigkeit einen von null abweichenden bestimmten Wert aufweist, und Mittel (23), die auf die erste, zweite und dritte Zahl reagieren zum Erzeugen einer vierten Zahl (B23) mit einem von dem Wandler unabhängigen Wert, der für die Winkelgeschwindigkeit repräsentativ ist.

5. Meßvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel (5, 31) einen zweiten Zähler (31) umfassen, der auf das genannte andere der Logiksignale reagiert zum Bewirken des Beendens der Zählung, wenn der zweite Zähler (31) eine bestimmte Anzahl der Perioden des genannten anderen der Logiksignale gezählt hat.