DE69121701T2 - Pulsradar und Bauelemente dafür - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft einen Detektor zur Verwendung in einem Millimeterwellen-Monopolsempfänger, wo- bei der Detektor folgendes enthält:
• mindestens einen symmetrischen Mischer auf einem Substrat, wobei der Mischer ein Paar gleichgepolter Stab- leitungsdioden (Beam-Lead-Dioden) enthält;
• Mittel zum optischen Hinlenken des Strahls von zu detektierenden Millimeterwellensignalen auf den oder jeden Mischer, wobei die Signale an das jeweilige Paar von Dioden des oder jedes Nischers angekoppelt werden;
• Mittel zur Lieferung von Millimeterwellen-Lokaloszillatorsignalen an den oder jeden Mischer, wobei die Lokaloszillatorsignale an das jeweilige Paar von Dioden des oder jedes Mischers angekoppelt werden; und
• eine jeweilige Ausgangsleitung, die an die Verbindung des Paares von Stableitungsdioden (Beam-Lead-Dioden) des oder jeden Mittels angeschlossen ist.
• Panzerabwehr-Waffensysteme, welche in der Endphase gelenkte Gefechtsköpfe verwenden, befinden sich in solcher Weise in Entwicklung, daß sie selbständig gepanzerte Zielobjekte in einer Hintergrundumgebung mit hohem Rauschecho suchen, identifizieren und angreifen. Um eine Allwetterqualität zu erreichen, verwenden solche Gefechtsköpfe im allgemeinen Millimeterwellen-Radarsuchköpfe, und damit man den erforderlichen Grad von Zielobjektunterscheidung erhält, muß der Millimeterwellen-Suchkopf mit einem verhältnismäßig hoch entwickelten Radarsystem ausgestattet werden, beispielsweise einem Radarsystem mit synthetischer Apertur oder einem polarimetrischen Radarsystem. Beide Arten von Radar sind aber verhältnismäßig kompliziert. Die Kompliziertheit eines derartigen Radarsystems wird deutlich, wenn man sich vergegenwärtigt, daß bei einer Betriebsfrequenz von beispielsweise 94 GHz die üblichen Wellenleitungsabmessungen in der Größenordnung von 0,05 bis 0,1 Zoll (1,27 bis 2,54 mm liegen), wobei Toleranzen von besser als 0,001 Zoll (0,025 mm) in vielen kritischen Anordnungen erfordenich sind. Zwar ist es wohl möglich, solche Millimeterwellenapparaturen zu etwas verminderten Kosten unter Einsatz moderner Robotertechnik herzustellen, doch können die Ausgaben im Zusammenhang mit der Abstimmung und der Prüfung von Apparaturen mit solch kritischen Toleranzen sich durchaus als unannehmbar herausstellen.
• Die Probleme der Packung und Abstimmung eines aktiver Millimeter-Suchkopfes in einem herkömmlichen Gefechtskopf werden erkennbar, wenn man zur Kenntnis nimmt, daß ein polarimetrischer oder mit dualer Polarisation arbeitender Monopuls-Suchkopf ohne eine Monopuls-Verfolgungsfähigkeit mit Wellenleitungsbauteilen durchaus über 20 verschiedene Wellenleitungsbauteile benötigen kann, um die Führung und Verzweigung der verschiedenen Signale zu steuern, die von dem Sender kommen und zum Empfänger zurückkehren. Wenn eine Monopuls-Verfolgungsfähigkeit erforderlich ist, dann müsser sämtliche der zuvor erwähnten Wellenleitungsbauteile sowohl bezüglich Amplitude als auch bezüglich Phase aufeinander abgestimmt sein. Bei einer Betriebsfrequenz bis 94 GHz ist jede Dimension von 0.0254 mm in einer Wellenleitungsanordnung äqivalent zu etwa 2 Grad Phase. Man erkennt daher, daß das Erreichen der erforderlichen Phasen- und Amplitudenabstimmung zwischen den verschiedenen Kanälen allenfalls extrem schwierig ist.
• Ein weiteres Problem, das für aktive Millimeterwellen- Radarsuchköpfe, in denen Wellenleitungseinrichtungen verwendet werden, eigentümlich ist, besteht darin, eine ausreichende Isolation zwischen dem Sender und dem Empfänger vorzusehen. Diese Schwierigkeit wird durch die Tatsache vergrößert daß Wellenleitungsschalter und Zirkulatoren, die ein hohes Maß von Isolation bieten, für eine Betriebsfre quenz von 94 GHz nicht allgemein erhältlich sind. Demzufolge ist es im allgemeinen notwendig, den Sender während der Perioden zwischen den Impulsen des Radar auszuschalten, um die erforderliche Isolation zu verwirklichen. Diese Lösung macht jedoch die Verwendung einer komplizierten phasengesperrten Regelschleife erforderlich, wie sie etwa in der US-Anmeldung Seriennummer 356 696 (US-Nummer 4 470 049, erteilt am 04.September 1984) beschrieben ist, um sicherzustellen, daß die Phase des Senders während der Impulssendeperioden ordnungsgemäß gesteuert wird.
• Ein anderes für Millimeterwellen-Radarsysteme mit Wellenleitungsbauteilen eigentümliches Problem ist das einer verhältnismäßig niedrigen Betriebsbandbreite in erster Linie aufgrund der kritischen Wellenleitungstoleranzen. Eine verhältnismäßig schmale Betriebsbandbreite erhöht die Empfindlichkeit des Millimeterwellenradars gegenüber elektronischen Gegenmaßnahmen.
• Die vorliegende Erfindung soll in Radarsuchköpfen für Lenkflugkörper verwendet werden, und insbesondere in aktiven Suchköpfen, die bei Frequenzen arbeiten, bei. welchen optische Techniken eingesetzt werden können, um die Größe zu vermindern, die Kosten herabzusetzen und die Arbeitsweise solcher Suchköpfe zu verbessern.
• Die US-A-4 491 977 beschreibt einen Detektor der zuvor eingangs definierten Art, in welchem das Paar von Stableitungsdioden (Beam-Lead-Dioden) über eine Wellenleitung hinweg geschaltet ist, die in einem Metallbelag auf einer ersten Oberfläche des Substrates gebildet ist, und sich in einer ausgewählten Lage zwischen zwei Schlitzantennen befindet, die sich quer zu der Wellenleitung erstrecken. Die Ausgangsleitung ist ein Traversenelement, welches sich von der Mitte einer der Schlitzantennen an einem Ende der Wellenleitung aus durch die Mitte der anderen Schlitzantenne und zu einem Zwischenfrequenz-Tiefpaßfilter an dem anderen Ende der Wellenleitung erstreckt. Das Traversenelement, die Schlitzantennen, die Wellenleitung und der Tiefpaßfilter werden durch photolitographisches Entfernen des Metallbelages von Teilen der ersten Oberfläche des Substrates erzeugt. Eine sphärische Linse aus einem dielektrischen Material mit einer Dielektrizitätskonstanten in dem Bereich von 2,0 bis 2,5 richtet optisch einen Strahl von Millimeterwellensignalen aus, welche zu detektieren sind, um diese Hochfrequenzleistung auf den Schlitzantennenbereich des Schlitzes zu focusieren. Die so von den Schlitzantennen empfangenen Signale werden dann mit dem Wellenleitungsübergang von der Schlitzleitung zur koplanaren Wellenleitung an die Dioden angekoppelt. Die richtige Phasenbeziehung wird durch Versatz der Dioden aus der Mitte relativ zu den beiden Schlitzantennen erreicht. Die Lokaloszillatorsignale werden den Dioden durch eine herkömmliche Wellenleitung mit Rechteckquerschnitt zugeführt, die unmittelbar hinter den Dioden und zu ihnen zentriert angeordnet ist, wobei das Ende dieser Wellenleitung sich an der zweiten Oberfläche des Substrates, d.h. an derjenigen Seite befindet, die der Metallbeschichtung und der sphärischen Linse gegenüberliegt. Die von den Dioden erzeugten gemischten Signale breiten sich längs des Traversenelementes zum Tiefpaßfilter aus. Für einen Mischer des D-Bandes (123 bis 130 GHz) in dieser bekannten Form war die Lokaloszillatorfrequenz 141 GHz. Für einen Mischer des V-Bandes (60 bis 68,9 GHz) in dieser Form war die Lokaloszillatorfrequenz 59,75 GHz.
• Die US-A-4 980 925 beschreibt einen Detektor zur Verwendung in einem Millimeterwellen-Monopulsempfänger, wobei der Detektor eine Schaltungsanordnung aufweist, die durch Ablagern oder Drucken von Leitermaterial auf einen Teil einer Frontfläche eines Galliumarsenid-Substrates gebildet ist, das auf seiner Rückseite eine metallische Schicht aufweist, die eine Erdungsebene für die Schaltungsanordnung bildet. Die Schaltungsanordnung enthält vier symmetrische Mischer, welche mit antiparallelen Diodenpaaren aufgebaut sind. Weiter enthält die Schaltungsanordnung vier Rechteckplattenstrahler zum Empfang der Millimeterwellensignale, welche zu detektieren sind. Jeder Plattenstrahler ist in der Schaltungsanordnung mit einem entsprechenden der Diodenpaare gekoppelt. Ein Lokaloszillatorsignal der vierten Harmonischen wird an den Eingangsanschluß eines Leistungs- aufteilungssystems gelegt, das in der Schaltungsanordnung als drei Leistungsteiler ausgebildet ist, von denen zwei die Lokaloszillatorsignale für die vier Diodenpaare liefern. Geeignete Filter und Abschlußfortsätze sind in der Schaltungsanordnung vorgesehen, um sicherzustellen, daß die verschiedenen Frequenzen sich in der gewünschten Weise aus- breiten. Die zu detektierenden Signale werden als Strahl linear polarisierter Signale von einem Ausgangsanschluß eines Diplexers auf die Plattenstrahler gerichtet. Zwischen den Diplexerausgangsanschluß und den Detektor kann eine Linse gelegt sein, um die zu detektierenden Signale auf einen Punkt zu focusieren, der in der Mitte der Gruppe der Plattenstrahler gelegen ist. Die Apertur des Detektors ist mit einer Maske eines hochfrequenzabsorbierenden Materials versehen, ausgenommen der durch die Plattenstrahler eingenommenen Fläche, um den Empfang ungewünschter Signale zu verhindern.
• Die US-A-4 509 209 beschreibt einen quasi optischen symmetrischen Mischer mit Polarisation-Duplexbetrieb in der Gestalt einer integrierten planaren Antennen-Mischer-Einheit zur Verwendung bei der Umwandlung von Mikrowellenstrahlungssignalen des freien Raumes in Signale niedriger Frequenz. Die Antennen-Mischer-Einheit besteht aus einem kreisförmigen Schlitz, der in einem von einer dielektrischen Schicht rückwärtig abgestützten kontinuierlichen metallischen Blech gebildet ist, ferner vier Dioden, welche jeweils über den kreisförmigen Schlitz geschaltet sind und mit ihren Anoden und Kathoden abwechselnd mit der zentrischen Scheibe des Metallbleches verbunden sind und gleichen winkelmäßigen Abstand von Horizontal- und Vertikalachsen in der Ebene des Bleches haben, sowie einer Hochfrequenzdrossel, die an die zentrische Scheibe angeschlossen ist und als Ausgangsleitung für Zwischenfrequenzsignale dient. Das Hochfrequenzsignal, welches zu detektieren ist, kommt als horizontal polarisierte Welle an, die senkrecht auf die Antenne auf deren Dielektrikumsseite trifft. Das Lokaloszillatorsignal ist vertikal polarisiert und kann von jeder Seite der Konstruktion her eintreffen. Das Zwischenfrequenzsignal erscheint als eine Spannung zwischen der zentrischen Scheibe und der umgebenen Erdungsebene. Es wird vorgeschlagen, daß die Filter auf beiden Seiten der Antennen-Mischer-Einheit eingesetzt werden, so daß die horizontalpolarisierte Hochfrequenzenergie durch einen frontseitigen dieser Filter durchtritt und von der Antennen-Mischer- Einheit empfangen wird, wobei das rückseitige Filter so orientiert ist, daß es die horizontal polarisierte Hochfrequenzenergie reflektiert, um die Richtwirkung in Vorwärtsrichtung zu erhöhen. Vertikal polarisierte Lokaloszillatorenergie, welche nicht von der Antennen-Mischer-Einheit absorbiert wird, wird durch das frontseitige Filter blockiert und zu der Antenne zurückreflektiert. Eine derartige Antennen-Mischer-Einheit wurde für zu detektierende Signale von GHz unter Verwendung von 10,001 GHz-Lokaloszillatorsignalen gebaut und untersucht. Für den Millimeter-Wellenlängenbereich ergab sich, daß eine geeignete Lokaloszillatorquelle fehlte. Antennenstrahlungsmuster für Schlitzringantennen mit einzelnen Detektordioden wurden für 65,2 GHz und 95,5 GHz gemessen. Für 65,2 GHz und ein Aluminiumoxidsubstrat waren der innere und der äußere Ringradius 0,0325 cm bzw. 0,0375 cm. Für 65,2 GHz und ein Kunststoffsubstrat waren diese Radien 0,045 cm und 0,070 cm. Für die Zwischenfrequenz-Ausgangsleitung wird vorgeschlagen, daß dann, wenn ein dünner Draht, der senkrecht an der zentralen Scheibe befestigt ist, nicht geeignet ist, als Alternative eine koplanare Leitung vorgesehen werden kann, welche sich mit der zentralen Scheibe nach Art des Stiles an einem Lutschbonbon verschneidet. Es ist auch vorgeschlagen, daß man ein Tiefpaßfilter aus verschiedenen Abschnitten einer Leitung mit verschiedenen Impendanzen bilden könnte. Weiter ist vorgeschlagen, daß Gruppen von Einrichtungen eine phasenkoherente Abbildung von Millimeterwellenfeldern in einer Focusebene liefern könnten und den Wirkungsgrad des Gesamtsystems erhöhen könnten, indem typischerweise großen quasi optischen Strahlenbündeln eine größere effektive Apertur dargeboten wird.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Detektor der zuvor eingangs definierten Art dadurch gekennzeichnet, daß auf einem gemeinsamen Substrat vier der Mischer angeordnet sind, die um einen zentralen Punkt gruppiert sind, und daß die Mittel zur Lieferung der Lokaloszillatorsignale folgendes enthalten:
• Mittel zum Hinlenken der Lokaloszillatorsignale als ein Strahl auf das gemeinsame Substrat und, in jedem Mischer, einen Viertelwellenlängen-Monopol, der orthogonal zu dem jeweiligen Paar von Dioden angeordnet ist, um die Lokaloszillatorsignale an die Dioden anzukoppeln.
• Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung kann in einem billigen, wenig Raum einnehmenden, breitbandigen aktiven Millimeterwellen-Radarsuchkopf verwendet werden, der eine verbesserte Isolation zwischen dem Sendekanal und dem Empfangskanal aufweist und eine Monopuls-Verfolgungsfähigkeit besitzt, wobei der Suchkopf kompakter ist als bekannte Suchköpfe dieser Art und in der Lage ist, zirkular polarisierte Strahlung zu senden und zu empfangen.
• In einem aktiven Millimeterwellen-Suchkopf, in dem ein optischer Diplexer dazu verwendet wird, die erforderliche Isolation zwischen dem Sender und dem Empfänger, sowie eine Polarisationsdrehungsfähigkeit vorzusehen, welche das Aussenden eines zirkular polarisierten Signals und den gleichzeitigen Empfang sowohl rechtssinnig als auch linkssinnig zirkular polarisierter Echosignale ermöglichen, ist genauer gesagt der Diplexer optisch an ein Antennensystem angekoppelt, das einen hyperbolischen 45º-Reflektor, einen parabolischen Reflektor und einen ellipsenförmigen flachen plattenartigen Abtastreflektor enthält. Sowohl linkssinnig als auch rechtssinnig zirkular polarisierte Echosignale werden von dem Diplexer in entsprechende eben (linear) polansierte Signale umgeformt, welche an entsprechenden Ausgangsanschlüssen des Diplexers zur Verfügung gestellt werden. Die Ausgangssignale von dem Diplexer werden optisch an Hochfrequenz-Mischergruppen von zwei Einrichtungen nach der Erfindung innerhalb eines Hochfrequenzempfängers angekoppelt, um eine Umsetzung nach abwärts auf ein erstes Zwischenfrequenzsignal von 500 MHz vorzunehmen, indem die Ausgangssignale mit einem Lokaloszillatorsignal überlagert. werden, das optisch von dem Sender-Ausgangskanal zu der Hochfrequenzmischergruppe überkoppelt wird. Die Zwischenfrequenz-Ausgangssignale von den Mischergruppen werden in herkömmlichen Monopulsvergleichern kombiniert und die resultierenden Summen- und Differenzsignale entsprechend jeder der empfangenen Polarisation werden einer Quadraturdetektierung unterzogen, digitalisiert und als Eingangssignale an eine herkömmliche digitale Signalverarbeitungsschaltung gegeben, um die erforderlichen Lenkbefehlssignale abzuleiten.
• Die Erfindung wird nunmehr beispielsweise unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in welchen
• Figur 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines aktiven Millimeter-Suchkopfes ist, in dem zwei Einrichtungen nach der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
• Figuren 1a und 1b jeweils eine Querschnittsdarstellung und eine Aufsicht des Antennensystems von Figur 1 zeigen;
• Figur 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild des Senders von Figur 1 ist;
• Figur 3 eine Querschnittsansicht des Diplexers von Figur 1 darstellt;
• Figur 4 ein Querschnitt des Faradayrotators ist, der in dem Diplexer von Figur 3 verwendet wird;
• Figur 5 eine etwas vereinfachte Skizze zur Verdeutlichung der Art und Weise wiedergibt, wie der Diplexer von Figur 3 optisch an den Empfänger von Figur 1 durch eine Ausführungsform nach der Erfindung angekoppelt wird;
• Figur 6 eine Aufsicht auf eine Mischergruppe der Ausführungsform von Figur 5 zeigt; und
• Figur 7 ein vereinfachtes Blockschaltbild des Empfängers von Figur 1 ist.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
• Es sei nun auf Figur 1 Bezug genommen. Hier ist ein aktiver Millimeterwellen-Radarsuchkopf 10 gezeigt, welcher einen Sender 11 enthält, der über eine herkömmliche Hornantenne 13 an einen Diplexer angekoppelt ist. Letzterer, welcher weiter unten im einzelnen beschrieben wird, ist in der Weise wirksam, daß er Signale von dem Sender 11 in zirkular polarisierte Ausgangssignale für ein Antennensystem 12 umwandelt, das nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1A und 1B im einzelnen beschrieben wird. Es genügt hier die Feststellung, daß das Antennensystem einen unter einem Winkel von 45º geneigten hyperbolischen Spiegel 17, einen parabolischen Spiegel 19 und einen ellipsenartigen flachen Abtastspiegel 21 enthält, der an einem herkömmlichen nicht dargestellten Kardansystem befestigt ist. Im Sendebetrieb wird 94 GHz-Strahlung, die auf den feststehenden 45º-Spiegel 17 trifft, über den parabobidischen Spiegel 19 auf den ellipsenartigen flachen Abtastspiegel 21 hingelenkt. Der Fachmann erkennt, daß der ellipsenartige flache Reflektor 21 in der Weise wirkt, daß auf ihn treffende Energie eine Abtastung bei einem Winkel durchführt, welcher das Doppelte des Kardanwinkels ist. Für die Empfangspause gilt das Reziproke, so daß Radarechosignale, welche auf den ellipsenar tigen Abtastspiegel 21 treffen, über den parabobidischen Spiegel und den feststehenden 45º-Spiegel 17 auf den Diplexer 15 gelenkt werden. Im Empfangsbetrieb wirkt der Diplexer 15 in der Weise, daß er sowohl linkksinnig als auch rechtssinnig zirkular polarisierte Echosignale (entsprechend Reflexionen von entweder einfach- oder zweifachreflektierenden Objekten) in die eben (linear) polarisierten Signale auflöst und diese eben polarisierten Signale optisch an einen Empfänger 25 ankoppelt, der nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 6 und 7 näher beschrieben wird. Ein Lokaloszillatorsignal, welches innerhalb des Senders 11 erzeugt wird, wird über eine Hornantenne 26 ebenfalls dem Empfänger 25 zugeführt. Der Empfänger 25 bewirkt folgendes:
• a) er setzt die Radarechosignale auf erste Zwischenfrequenzsignale von beispielsweise 500 MHz herunter;
• b) er bildet die Monopol-Summensignale und -Differenzsignale bei dieser Zwischenfrequenz;
• c) er setzt die ersten Zwischenfrequenzsignale auf eine zweite Zwischenfrequenz von 1 GHz herauf; und
• d) er führt eine Quadraturdetektierung der Monopulssummensignale und Monopulsdifferenzsignale durch.
• Die Ausgangssignale von dem Empfänger 25 werden in einem Analog-/Digital-Umsetzer (A/D) 27 digitalisiert und als Eingangssignale zu einer Signalverarbeitungseinrichtung 29 für eine schnelle Fouriertransformation (FFT) geführt. Letztere ist im Sinne einer Durchführung der Zielobjekt-Erkennungsfunktion in bekannter Weise wirksam. Die Ausgangssignale von der FFT-Signalverarbeitungseinrichtung 29 werden durch einen digitalen Rechner 31 geführt, der vorliegend ein 16-Bit-Mikroprozessor Modell 8086 von Firma Intel Corporation, Santa Clara, Kalifornien 95051, sein kann, der unter anderem in der Weise arbeitet, daß er die Zielobjektverfolgung und die Radarzeitsteuerung vornimmt. Die Lenkungssteuersignale&sub1; welche innerhalb des digitalen Rechners 31 abgeleitet werden, gelangen zu einem gebräuchlichen Autopiloten 33, in welchem die erforderlichen Steuersignale für die Leitwerksflächen (nicht dargestellt) des Gefechtskopfes erzeugt werden.
• Es sei jetzt auf die Figuren 1A und 1B Bezug genommen. Das hier gezeigte Abtastspiegel-Antennensystem enthält den feststehenden 45º-Spiegel 17, der unter einem Winkel von 45º gegenüber der Längsachse des Gefechtskopfes (nicht bezeichnet) geneigt ist. Der feststehende 45º-Spiegel 17 ist durch eine Stütze 14 gehalten, die an dem Körper des Gefechtskopfes (nicht bezeichnet) befestigt ist, und die Mitte des feststehenden 45º-Spiegels 17 fällt mit dem Brennpunkt der Ausgangslinse des Diplexers 15 (Figur 1) zusammen. Im Sendebetreib ist der feststehende 45º-Spiegel 17 in der Weise wirksam, daß er die 94 GHz-Strahlung, welche auf ihn trifft, auf den parabobidischen Spiegel 19 lenkt, der sich längs der Hälfte des Innenumfanges des Gefechtskopfes (nicht bezeichnet), erstreckt. Der parabobidische Spiegel 19 ist so geformt, daß er ein im wesentlichen kollimiertes Strahlenbündel auf den elliptischen flachen Spiegel 21 lenkt. Ist der elliptische flache Plattenspiegel 21 an einer herkömmlichen Kardankonstruktion (nicht dargestellt) gehaltert, so kann hier das im wesentlichen kollimierte Strahlenbündel über einen Azimutwinkel von mindestens ± 30º und einen minimalen gesamten Abtastwinkel von in Elevationsrichtung zu Abtastbewegungen veranlaßt werden. Der ellipsenartige flache Plattenspiegel 21 hat eine Duchtrittsöffnung (nicht bezeichnet), welche in seiner Mitte für den feststehenden 45º-Spiegel 17 vorgesehen ist. Die elliptische Gestalt des flachen Abtastspiegels ist erforderlich, um eine Strahlenverlegung während der vertikalen und horizontalen Abtastungen zu verhindern. Die rückwärtige Oberfläche (nicht bezeichnet) des feststehenden 45º-Spiegels 17 ist mit einem hochfrequenzabsorbierenden Material (nicht dargestellt) beschichtet, um die Schwierigkeiten sekundärer Reflexionen der Radarechosignale 25, weche direkt auf ihn treffen, zu minimalisieren. Unter Bezugnahme auf Figur 2 sei nun der Sender 11 in seinen Einzelheiten beschrieben. Bevor jedoch hier fortgefahren wird, sei bemerkt, daß für die Zwecke der Signalverarbeitung der vorliegend betrachtete Millimeterwellen-Radarsuchkopf 10 (Figur 1) eine Chirp-Wellenform (linear frequenzmoduliert) verwendet. Eine solche Chirp-Wellenform wird hier durch Anlegen einer Sägezahnspannungswellenform als Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 42 für das Q-Band erzeugt, der hier über einen Frequenzbereich von 15,66 GHz bis 15,75 GHz abstimmbar ist. Die Sägezahn-Spannungswellenform wird in einem herkömmlichen Sägezahnspannungsgenerator 41 in Abhängigkeit von einem Steuersignal erzeugt, das von einem Zeittaktgenerator 49 geliefert wird. Letzterer wird seinerseits, wie gezeigt, durch ein Steuersignal gesteuert, das von dem digitalen Rechner 31 (Figur 1) dargeboten wird. Die Chirp-Wellenform von dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 wird in einem Feldeffekttransistorverstärker (FET) 45 verstärkt, dessen Ausgangssignal einem PIN-Dioden-Absorptionsmodulator 47 zugeführt wird, der in der Weise wirksam ist, daß er Impulswellenformen in Abhängigkeit von Steuersignalen erzeugt, die von dem Zeittaktgenerator 49 geliefert werden. Die Chirp-Impuls-Wellenformen von dem PIN-Diodenabsorptionsmodulator 47 erfahren eine Freqenzvervielfachung in einem Varactor-Dioden-Multiplizierer 51, um Ausgangssignale von 94,0 GHz bis 94,5 GHz zu erhalten. Diese Ausgangssignale werden über einen Zirkulator 53 als Injektionssperrsignale zu einem IMPATT-Diodenoszillator 55 geführt. Letzterer, welcher vorliegend ein Gerät mit einer einzigen Diode ist, wird durch einen IMPATT-Diodenmodulator 57 moduliert, der seinerseits durch ein Steuersignal von dem Zeittaktgenerator 45 ausgelöst wird. Die verstärkten Ausgangssignale von dem IMPATT- Diodenoszillator 55, welche sich hier auf einem Niveau von annähernd 150 Milliwatt befinden, gelangen über den Zirkulator 53 und die Hornantenne 13 (Figur 1) als Eingangssignale zu dem Diplexer 15 (Figur 1).
• Wie oben kurz erwähnt, werden auch die Lokaloszillatorsignale für den Empfänger 25 (Figur 1) innerhalb des Senders 11 erzeugt. Die Lokaloszillatorsignale werden von einem 93,90 GHz-Stabil-Lokaloszillator (STALO) 59 geliefert, der hier ein Gunndiodenoszillator ist. Da letzterer nicht chirp-moduliert ist, muß zu dem Empfänger 25 (Figur 1) ein zweites chirp-moduliertes Lokaloszillatorsignal geliefert werden, um die Radarechosignale zu entchirpen. Ein solches zweites Lokaloszillatorsignal wird dadurch erzeugt, daß in einem Richtungskoppler 61 ein Teil des Ausgangsignales von dem stabilen Lokaloszillator 59 an einen harmonischen Mischer 63 angekoppelt wird. Das zweite Eingangssignal zu diesem Mischer erhält man durch Ankoppeln eines Teiles des chirp-modulierten Ausgangsignales von dem FET-Verstärker 45 über einen Koppler 65. Das resultierende Zwischenfrequenzausgangssignal von dem harmonischen Mischer 63 wird in einem Verstärker 67 verstärkt, bevor es zu einem L-Band-Signal nach aufwärts umgesetzt wird, indem es im Mischer 69 mit dem Ausgangssignal von einem 1,0 GHz-kristallgesteuerten Oszillator (XCO) 71 überlagert wird. Die Ausgangsignale von dem Mischer 69 werden in einem Hochpaßfilter 73 gefiltert, welches in der Weise wirksam ist, daß es nur das obere Seitenbandsignal von dem Mischer 69 durchläßt. Das resultierende Ausgangssignal von 1,10 bis 1,60 GHz von dem Filter 73 wird in einem Verstärker 75 verstärkt, bevor es als das zweite Lokaloszillatorsignal an den Empfänger 25 (Figur 1) geliefert wird.
• Nunmehr sei auf Figur 3 Bezug genommen. Wie gezeigt enthält der Eingangsanschluß 81 des Diplexers 15 eine Linse 83, die zum Kollimieren der 94 GHz-Signale dient, die von dem Sender 11 (Figur 2) über die Hornantenne 13 (Figur 1) empfangen werden. Die Linse 83, welche hier ein Bauteil mit der Bezeichnung Modell Nr. OILQBO2B von Melles Griot, 1770 Kettering Street , Irvine, Kalifornien 922714 ist, hat die Gestalt einer Linse aus Quarzgut mit zwei konvexen Oberflächen. Die Linse 83 hat einen Durchmesser von annähernd 0,800 Zoll (20,3 mm) und besitzt eine Brennweite von 1 Zoll (25,4 mm). Die Linse 83 ist mit einem Antireflexionsbelag aus Polyäthylen (nicht dargestellt) beschichtet, welcher eine Dicke von einem Viertel der Wellenlänge im dielektrischen Medium hat (Polyäthylen hat eine relative Dielektrizitätskonstante von 2,0). Die 94 GHz-Signale von der Linse 83 treffen auf ein herkömmliches Polarisationsgitter 85, das unter einem Winkel von 450 gegenüber der Vertikalachse geneigt ist und hier ein antireflektierend beschichtetes, eine halbe Wellenlänge dickes Quarzsubstrat aufweist, das ein Muster von parallel Drahtstreifen (nicht gezeigt) trägt, die auf einer Oberfläche abgelagert sind. Diese parallelen Streifen sind orthogonal zu der Vertikalachse orientiert. Wenn wie vorliegend das elektrische Feld (E) der eintreffenden Signale orthogonal zu den Drahtstreifen (nicht gezeigt) ist, so erscheinen die Streifen kapazitiv und die Signale treten ungehindert durch das Polaritationsgitter 85. Die 94 GHz-Signale, welche aus dem Polarisationsgitter 85 austreten, durchqueren eine zweite Linse 87, die identisch zu der Linse 83 ausgebildet ist, und treffen auf einen Faradayrotator 89.
• Es sei jetzt kurz Figur 4 betrachtet. Der Faradayrotator 89 enthält einen ringförmigen Samarium-Kobalt-Permanentmagneten 91, in dessen Zentrum sich eine Ferritscheibe 93 befindet. Die Ferritscheibe ist hier ein 0,550 Zoll (14 mm) im Durchmesser messendes, 2,5 mm dickes Stück aus Magnesiumferritmaterial (hier das Material TT1-3000 von Firma Trans-Tech, Inc. Gaithersbury, Md.). Auf beiden Seiten der Ferritscheibe befinden sich 0,016 Zoll (0,4 mm) dicke Quarzgut-Anpassungsscheiben 95 und 97. Der ringförmige Samarium-Kobalt-Magnet 91 hat einen Durchmesser von 1,5 Zoll (38 mm) und eine Dicke von 0,5 Zoll (12,7 mm) und erzeugt eine axiale Feldkomponente über 3000 Gauss. Man erkennt, daß der Faradayrotator 89 die Wirkung hat, daß er die Polarisationsrichtung für linear polarisierte eintreffende Signale dreht. Wenn daher, wie hier, die transversale E-Feldkomponente der auf den Faradayrotator 89 treffenden Signale parallel zu Vertikalachse ist, so wird die transversale E-Feldkomponente für von letzterem austretende Signale relativ zur Vertikalachse um 45º (vorliegend im Gegenuhrzeigersinn) gedreht.
• Kehrt man nun in der Betrachtung zu Figur 3 zurück, so erkennt man, daß die von dem Faradayrotator 89 austretenden Signale eine weitere Linse 99 (identisch zu den Linsen 83 und 87 ausgebildet) zu einem zweiten Polarisationsgitter 101 hin durchtreten. Die Parallelstreifen dieses Gitters befinden sich in einem Winkel von 45º relativ zur Vertikalachse. Es folgt dann daraus, daß das E-Feld der auftreffenden Signale parallel zu den Metallstreifen ist, so daß die Signale zu einer Linse 103 reflektiert werden, die identisch zu den Linsen 83, 87 und 89 ist. Die die Linse 103 verlassenden Signale treffen auf eine Saphir-Viertel.wellenplatte 105. Die Viertelwellenplatte 105 hat hier einen Durchmesser von 0,7 Zoll (17,8 mm) und eine Dicke von 0,094 Zoll (2,3 mm) und besitzt einen Reflexionsbelag aus MYLARTM (nicht dargestellt) in einer Dicke von einer Viertelwellenlänge, welche auf beide Oberflächen aufgebracht ist. Die Viertelwellenplatte 5 wirkt derart, daß sie linear (eben) polarisierte Signale, die auf sie treffen, in zirkular polarisierte Ausgangssignale umwandelt. Bei dem optischen Weg durch den Diplexer 15, wie dieser eben beschreiben wurde, sind die resultierenden Signale am Ausgang der Viertelwellenplatte 105 rechtssinnig zirkular polarisierte Signale.
• Jm Empfangsbetrieb werden linkssinnig zirkular polarisierte Signale (entsprechend Echos von sogenannten einfachreflektierend streuenden Zielen, beispielsweise dutter), die auf die Viertelwellenplatte 105 treffen, in reziproker Weise zu dem, was oben beschrieben wurde, in linear (eben) polarisierte Strahlung umgewandelt, wobei das E-Feld eine 45º-Orientierung relativ zu der Vertikalachse hat, jedoch eine senkrechte Orientierung relativ zu den Metallstreifen auf dem Polymerisationsgitter 101. Demzufolge gelangen diese linear (eben) polarisierten Signale, nachdem sie die Linse 103 durchlaufen haben, durch das Polarisationsgitter 101 und eine Linse 107 (identisch zu den Linsen 83, 87, 89 und 103) und treten an dem sogenannten linkssinnig zirkularen Empfangsanschluß 109 aus.
• Rechtssining zirkular polarisierte Echosignale (entsprechend Echos von sogenannten doppelt reflektierenden Streuobjekten, beispielsweise bei künstlichen Objekten) werden von der Viertelwellenplatte 105 in linear (eben) polarisierte Signal umgeformt, wobei das E-Feld eine 45º-Orientierung relativ zu der Vertikalachse und eine parallele Orientierung relativ zu den Metallstreifen auf dem Polarisationsgitter 101 hat. Solche Signale werden, nachdem sie die Linse 103 durchlaufen haben, von dem Polarisationsgitter 101 zurück durch die Linse 99 zu dem Faradayrotator 89 reflektiert. Im Empfangsbetrieb dreht dieser Rotator aufgrund seiner nicht reziproken Eigenschaft eintreffende Signale um 45º in derselben Richtung (demselben Richtungssinn) wie demjenigen der gesendeten Signale, was bedeutet, die aus dem Faradayrotator 89 austretenden Signale ein E- Feld aufweisen, das eine Orientierung von 90º relativ zu der Vertikalachse und parallel zu den Metallstreifen auf dem Polarisationsgitter 85 hat. Solche Signale werden also, nachdem sie durch die Linse 87 getreten sind, von dem Polarisationsgitter 85 reflektiert und durch eine Linse (identisch zu den Linsen 83, 87, 99, 103 und 107) zu dem sogenannten rechtssinnig zirkularen Empfangsanschluß 113 hingelenkt. Das Gehäuse 120 für den Diplexer 15 weist vorliegend zwei Hälften 122a und 122b auf. Diese sind Kunststoffformteile, um sowohl ihr Gewicht zu vermindern als auch die Kosten herabzusetzen. Ausnehmungen (nicht bezeichnet) sind in jeder der Hälften 122a und 122b vorgesehen, um die Polarisationsgitter 85 und 101, die Linsen 87 und 99 und den Faradayrotator 89 aufzunehmen. Die beiden Hälften 122a und 122b sind in irgendeiner üblichen Weise, etwa durch Schrauben (nicht dargestellt) aneinander befestigt, welche durch in der oberen Hälfte 122a vorgesehene Durchgangsbohrungen 123 geführt sind, um in Gewindebohrungen 124 in der unteren Hälfte 122b einzugreifen. Insgesamt sind fünf mit Gewinde versehene Öffnungen (nicht bezeichnet) in dem Gehäuse 121 für die verschiedenen Eingangs- und Ausgangslinsen vorgesehen. Jede der Linsen 83, 107 und 111 wird in dem Gehäuse 121 mittels Kunststoff-Gewinderingen 125 an ihrem Platz gehalten. Die beiden Öffnungen (nicht bezeichnet), die in der oberen Hälfte 122a vorgesehen sind, sind im Durchmesser etwas größer als die entsprechenden Öffnungen (nicht bezeichnet), die sich in der unteren Hälfte 122b befinden. Dies ist erforderlich, um Platz für ein mit Gewinde versehenes Kunststoffteil 126, für die Linse 103 und die Saphir-Viertelwellenplatte 105 vorzusehen. Die beiden zuletzt genannten Bauteile werden in dem Gehäuse 120 durch einen Kunststoff-Gewindering 127 festgehalten und ein Abstandshalter 128 dient dazu, die Linse 103 von der Viertelwellenplatte 105 getrennt zu halten. Schließlich erkennt man, daß eine der Öffnungen (nicht bezeichnet), die in der oberen Hälfte 122a vorgesehen ist, durch einen Deckel 129 verschlossen ist.
• Nun sei Figur 5 betrachtet und die Art und Weise im einzelnen beschrieben, in der die Ausgangssignale von dem Diplexer 15 (Figur 3) optisch an den Empfänger 25 angekoppelt werden. Bevor hier fortgefahren wird, sei jedoch in Erinnerung gerufen, daß in dem hier betrachteten Empfänger die 94 GHz-Eingangssignale von dem Diplexer 15 (Figur 3) durch überlagerung mit einem 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignal vom Sender 11, das auch optisch an den Empfänger 25 angekoppelt wird, in erste Zwischenfrequenzsignale von beispielsweise 100 MHz herabgesetzt werden. Es sei bemerkt, daß die entgegengesetzt polarisierten Eingangssignale von dem Diplexer 15 (Figur 3) unter Verwendung einer Gruppe von vier symmetrischen Mischern nach abwärts umgesetzt werden, so daß Monopuls-Summensignale und -Differenzsignale bei der ersten Zwischenfrequenz für jedes der entgegengesetzt polarisierten Eingangssignale gebildet werden können. Schließlich sei angemerkt, daß zur Vereinfachung der Zeichnung nur ein einziger Polarisationskanal des dualen Polarisations- empfängers 25 im einzelnen behandelt wird.
• Die 94 GHz-Strahlung von dem linkssinnig zirkularen Empfängeranschluß 109 (Figur 3) des Diplexers 15 (Figur 3) trifft, wie dargestellt, auf den Empfänger 25 an einer kreisförmigen Öffnung von 0,8 Zoll (20,3 mm) Durchmesser, die durch den Empfängerkörper 30 und dann durch die Erdungsebene 130 und das Dielektrikum 133 reicht, das in einem 0,8 mm starken Duroid -Mikrostreifen-Plattenmateria] (nicht bezeichnet) besteht, das die nicht dargestellte Zwischenfrequenzschaltung prägt. Am Eingang der kreisförmigen Öffnung befindet sich ein Polarisationsgitter 130, das hier identisch zu dem Polarisationsgitter 101 (Figur 3) ausgebildet ist, und dessen Metallstreifen orthogonal zu dem E-- Feld der eintreffenden Signale ausgerichtet sind, so daß diese Signale hindurchtreten. Diese Signale durchqueren auch ein Quarzsubstrat 137, das die Mischergruppe trägt (Figur 6), die nachfolgend im Einzelnen unter Bezugnahme auf Figur 6 beschrieben wird. Das Quarzsubstrat 137 und daher die Mischergruppe befindet bzw. befinden sich an einem Punkt entsprechend dem Brennpunkt der Linse 107 (Figur 3). Die 94 GHz-Signale, welche von dem Quarzsubstrat 137 ausgehen, treffen auf ein zweites Polarisationsgitter 141, dessen Metallstreifen (nicht gezeigt) parallel zu dem E-Feld dieser Signale ausgerichtet sind. Demzufolge werden diese Signale auf das Quarzsubstrat 137 zurückreflektiert, um an die Mischerdioden angekoppelt zu werden, welche im Einzelnen in Figur 6 gezeigt sind. Das Polarisationsgitter 141 kann innerhalb eines Gehäuses (nicht dargestellt) relativ zu dem Quarzsubstrat 137 in Axialrichtung bewegt werden, um die Größe der 94 GHz-Signale, die an die Mischerdioden angekoppelt werden, zu steuern und die komplexe Impendanz der Mischerdioden anzupassen.
• Das 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignal von der Hornantenne 26 (Figur 1) wird über das Polarisationsgitter 141 und das Quarzsubstrat 137 zu dem Polarisationsgitter 135 hingekoppelt, von wo es auf das Quarzsubstrat 137 zurückreflektiert. wird. Die Art und Weise, in der das 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignal auf die Mischerdioden einwirkt, wird weiter unten in Bezugnahme auf Figur 6 im einzelnen beschrieben. Es genügt hier die Feststellung, daß das Polarisationsgitter 135 in Axialrichtung innerhalb eines Gehäuses (nicht dargestellt) relativ zu dem Quarzsubstrat 137 bewegt werden kann, um die Ankoppelung des 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignals an die Mischerdioden zu steuern und die komplexen Impendanzen anzupassen.
• Es sei hier angemerkt, daß das Quarzsubstrat nur eine Dicke von 0,007 Zoll (0,178 mm) hat und das Substrat 137 daher in einen dielektrischen Schaum 143 (hier das Material Eccofoam FPH der Firma Emerson-Cummings, Canton, Massachusetts) eingebettet ist, um eine bauliche Festigkeit zu erreichen.
• Es sei nun Figur 6 betrachtet. Hier ist eine Mischergruppe 150 der hier untersuchten Art gezeigt, welche vier Mischer 156 enthält, die durch Ätzen von vier quadratischen Öffnungen (ebenfalls nicht bezeichnet) in einer metallischen Plattierung 152 gebildet sind, die auf der Oberseite des Quarzsubstrates 137 vorgesehen ist. Jeder Mischer 156 enthält, wie dargestellt, ein Paar von Stableiterdioden (Beam-Lead-Dioden) 151a und 151b, welche hier von Bauele menten Modell DC1346 der Firma Marconi Electronic Devices, Doddington Road, Lincoln, Großbritannien, gebildet sind. Die Bauelemente sind in Serie geschaltet, so daß die Anode der Dioden 151A und die Kathode der Dioden 151b mit einer Kopplungsleitung 153 verbunden sind und die Kathode der Dioden 151a und die Anode der Dioden 151b mit der metallischen Plattierung 152, d.h., mit Erde verbunden sind. Die Dioden 151a und 151b sind im Thermokompressionsverfahren über den quadratischen Öffnungen (nicht bezeichnet) befestigt, mit dem Ergebnis, daß die 94 GHz-Signale, welche dort hindurchtreten, einen Stromfluß erzeugen, der in Phase mit dem E-Feld der 94 GHz Strahlung ist. Das bedeutet, die Dioden 151a und 151b sind parallel zu dem eintreffenden E- Feld und daher induziert das H-Feld der eintreffenden Strahlung einen Stromfluß in ihnen. Das 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignal wird durch die entgegengesetzte Seite des Quarzsubstrates 137 hindurch an die Mischer 156 optisch angekoppelt. Da jedoch das E-Feld des Lokaloszillatorsignals orthogonal relativ zu dem 94,0 GHz-Signal ist, ist ein Viertelwellenlängen-Monopol 155 orthogonal zu jedem Paar von Dioden 151a und 151b vorgesehen, um das Lokaloszillatorsignal an jedes Paar von Dioden 151a und 151b anzukoppeln.
• Das Polarisationsgitter 141 (Figur 5) ist nicht nur dazu da, die Einkopplung der 94 GHz-Signalstrahlung in den Lokaloszillatorkanal (nicht bezeichnet) zu verhindern, sondem eine axiale Bewegung des ersteren dient auch dazu, die komplexe Impedanz der Mischer 156 bei der Signalfrequenz von 94 GHz anzupassen. In gleicher Weise ist das Polarisationsgitter 135 (Figur 5) in der Weise wirksam, daß es das 93,9 GHz-Lokaloszillatorsignal am Eintritt in den Diplexer (Figur 3) hindert und eine Anpassung der komplexen Impendanz des Mischers 156 und des Monopols 155 bei der Lokaloszillatorfrequenz von 93,9 GHz bewirkt. Da die Polarisationsgitter 135 und 141 (Figur 5) unabhängig voneinander justiert werden, kann man über eine verhältnismäßig große Bandbreite hin eine Anpassung des Mischer 156 sowohl bei der Signalfrequenz als auch bei der Oszillatorfrequenz erreichen.
• Tiefpaß-Anspassungsfilter 157, welche in einem koplanaren Leitungsmedium gebildet sind, dienen zur Ankopplung der Zwischenfrequenz-Ausgangssignale von den Mischern 156 an den Empfänger 25 (Figur 1). Die Ausbildung dieser Tiefpaß Anpassungsfilter ist dem Fachmann wohl bekannt und bedarf daher hier keiner neuerlichen Beschreibung.
• Unter Bezugnahme auf Figur 7 sei nun die Wirkungsweise des Empfängers 25 im einzelnen beschrieben. Bevor hier jedoch fortgefahren wird, sie bemerkt, daß nur eine Hälfte des Empfängers 25 entsprechend dem sogenannten Kanal der linkssinnigen Polarisation gezeigt und beschrieben werden soll. Man erkennt, daß der nicht dargestellte Kanal der rechtssinnigen Polarisation zu dem beschriebenen Kanal identisch ausgebildet ist. Die Ausgangssignale der ersten Zwischenfrequenz von den Mischen 156 in der Mischergruppe 25 150 gelangen durch die Tiefpaß-Anpassungsfilter 157, um in einem herkömmlichen Monopuls-Vergleicher 161 verglichen zu werden, in dem Monopuls-Summensignale, - Steigungsfehlersignale und -Gier-Fehlersignale abgeleitet werden. Man erkennt, daß diese Monopulssignale immer noch eine Chirp-Modulation haben und daher bezüglich der Chirp-Modulation demoduliert (korreliert) und in das L-Frequenzband heraufgesetzt werden, indem sie in Mischern 163 mit verzögerten Wiederholungen des Sendesignals überlagert werden, welche durch Hindurchleiten der zweiten Lokaloszillatorsignale von dem Sender 11 (Figur 2) durch eine herkömmliche angezapfte Verzögerungsleitung 165a erhalten werden, welche, wie dargestellt, durch ein Steuersignal, gesteuert wird, das von dem digitalen Rechner 31 (Figur 1) geliefert wird. Die Ausgangssignale von den Mischern 163 werden in Bandpaßfiltern 165 gefiltert, um gewünschte Störsignale zu beseitigen, die sich innerhalb der Mischer 162 bilden. Die gefilterten Ausgangssignale von den Bandpaßfiltern 165 werden in Verstärkern 167 verstärkt, bevor sie einer Quadratur-Detektierung und einer Abwärtsversetzung zu Basisband-Videosignalen unterzogen werden, indem sie in Mischern 169I und 169Q mit phasenrichtig (I) und in Phasenquadratur (Q) gelegenen Ausgangssignalen von einem kristallgesteuerten L-Band-Oszillator 171 überlagert werden. Die Phasenquadratur-Bezugsignale für die Mischer 169Q werden dadurch gebildet, daß ein Teil des Ausgangssignales von dem kristallgesteuerten Oszillator 171 durch einen 90º-Phasenschieber 173 geführt wird. Die I- und Q-Ausgangssignale im Basisband von dem Empfänger 25 werden als Eingangssignale an den A/D-Umsetzer 27 (Figur 1) gegeben.

Claims (6)

1. Detektor zur Verwendung in einem Millimeterwellen-Monopulsempfänger, enthaltend:

mindestens einen symmetrischen Mischer (156) auf einem Substrat (137), wobei der Mischer ein Paar gleichgepolter Stableitungsdioden (Beam-lead Dioden) (151a, 151b) enthält;

Mittel (107) zum optischen Hinlenken eines Strahls von zu detektierenden Millimeterwellensignalen auf den oder jeden Mischer (156), wobei die Signale an das jeweilige Paar von Dioden (151b, 151b) des oder jedes Mischers (156) angekoppelt werden;

Mittel (26) zur Lieferung von Millimeterwellen-Lokaloszillatorsignalen an den oder jeden Mischer (156), wobei die Lokaloszillatorsignale an das jeweilige Paar von Dioden (151a, 151b) des oder jedes Mischers (156) angekoppelt werden; und

eine jeweilige Ausgangsleitung (157), die an die Verbindung (153) des Paars von Stab-Leitungsdioden (Beam-lead Dioden) (151a, 151b) des oder jedes Mischers (156) angeschlossen ist,

dadurch gekennzeichnet, daß auf einem gemeinsamen Substrat (137) vier solche Mischer (156) angeordnet sind, die um einen zentralen Punkt gruppiert sind und daß die Mittel zur Lieferung der Lokaloszillatorsignale folgendes enthalten:

Mittel (26) zum Hinlenken der Lokaloszillatorsignale als ein Strahl auf das gemeinsame Substrat (137), und, in jedem Mischer (156),

einen Viertelwellenlängen-Monopol (155), der orthogonal zu dem jeweiligen Paar von Dioden (151a, 151b) angeordnet ist, um die Lokaloszillatorsignale an die Dioden (151a, 151b) anzukoppeln.

2. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das gemeinsame Substrat (137) ein Blatt aus dielektrischem Material enthält, das gegenüber den zu detektierenden Millimeterwellensignalen im wesentlichen transparent ist und auf seiner einen Fläche eine metallische Beschichtung (152) aufweist, wobei die Beschichtung (152) erste, zweite, dritte und vierte Öffnungen hat, die die Beschichtung durchdringend gebildet und um den zentralen Punkt auf dem gemeinsamen Substrat gruppiert sind, und wobei jede dieser Öffnungen einen im wesentlichen quadratischen Teil und einen im wesentlichen rechteckigen Teil aufweisen, der an einer ersten Seite des im wesentlichen quadratischen Teiles an diesen an der Mitte dieser Seite angrenzt und sich bis zur Peripherie des Blattes des dielektrischen Materials erstreckt;

daß jedes Paar von Stableitungs-Dioden (Beam-lead Dioden) (151a, 151b) in Serie zwischen die Mitten einer zweiten Seite und einer dritten Seite eines entsprechenden der quadratischen Teile geschaltet ist; und

daß ein Mittelleiter (157) einer elektrischen Übertragungsleitung von der Verbindung (153) jedes Paars von Stableitungs-Dioden (Beam-lead Dioden) (151a, 151b), von dort zentrisch zu dem im wesentlichen rechteckigen Teil bis zu dem Rand des Blattes aus dielektrischem Material verlaufend gebildet ist, wobei die elektrische Übertragungsleitung die jeweilige Ausgangsleitung bildet.

3. Detektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelleiter (157) derart innerhalb des jeweiligen rechteckigen Teiles jeder Öffnung ausgebildet ist, daß ein Tiefpaßfilter gebildet wird.

4. Detektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschnitt (155) des Mittelleiters innerhalb des jeweiligen quadratischen Teiles jeder Öffnung derart geformt ist, daß ein Viertelwellenlängen-Monopol (155) gebildet wird.

5. Detektor nach einem beliebigen vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (107) zum optischen Hinlenken eines Strahls der zu detektierenden Signale den Strahl gegen eine erste Fläche des gemeinsamen Substrats (137) richten, daß die Mittel (26) zum Hinlenken der Lokaloszillatorsignale den Strahl dieser Signale gegen eine zweite Fläche des gemeinsamen Substrats (137) richten, wobei die erste Seite und die zweite Seite einander gegenüberliegende Flächen des gemeinsamen Substrates sind, daß ein erstes Polarisationsgitter (135) sich im Abstand von der genannten ersten Fläche befindet und so ausgebildet ist, daß durch das Substrat (137) gelangende linearpolarisierte Lokaloszillatorsignale zu dem Substrat (137) zuruck reflektiert werden, und daß ein zweites Polarisationsgitter (141) sich im Abstand von der genannten zweiten Fläche befindet und so ausgebildet ist&sub1; daß es die genannten linearpolarisierten Lokaloszillatorsignale durchläßt, wobei die jeweiligen Polarisationsrichtungen des ersten und des zweiten Polarisationsgitters (135, 141) jeweils wechselseitig orthogonal sind und das gemeinsame Substrat (137) gegenüber den Lokaloszillatorsignalen transparent ist, und daß die Dioden (151a, 151b) jedes Mischers (156) parallel zu der Polarisationsrichtung der zu detektierenden Signale sind, die durch das erste Polarisationsgitter (135) gelangen.

6. Detektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand jedes Polarisationsgitters (135, 141) von dem gemeinsamen Substrat (137) einstellbar ist.