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Die vorliegende Erfindung hat einen Stromleistungswandler zum
Gegenstand, umfassend eine Quelle elektrischer Spannung
gleichbleibender Richtung und einen Spannungswendekreis, angeordnet um
besagte Spannung gleichbleibender Richtung in eine - eventuell
mehrphasige - Wechselspannung umzuformen, die dazu bestimmt ist,
eine induktive Last wie z.B. einen Elektromotor zu speisen.
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Bei ihrem industriellen Einsatz werden die
Stromleistungswandler vor allem dazu verwendet, induktive Lasten wie z.B.
Elektromotoren zu versorgen. Gegenwärtig werden Elektromotoren
vorwiegend durch Wechselstrom versorgt. Wenn man die mit Spannung
versorgten Schaltungen betrachtet, so wird die Erzeugung der zur
Versorgung der Elektromotoren bestimmten Spannung erreicht durch
Modulation und Inversion einer Versorgungsgleichspannung (oder
Spannung mit gleichbleibender Richtung, d.h. mit einem Mittelwert
nicht gleich null und immer demselben Vorzeichen), die ihrerseits
meist hergestellt wird durch Umwandlung einer Wechselspannung.
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Die Figur 1 der beigefügten Zeichnungen zeigt das
Grundschaltbild für die Erzeugung von variablen dreiphasigen
Wechselspannungen für eine induktive Last wie z.B. einen
Elektromotor NE, ausgehend von einer Quelle E von Spannung mit
gleichbleibender Richtung Vbus. Der Wechselrichter bzw. Wender INV
wird gebildet durch eine bestimmte Anzahl sogenannter "Schenkel"
(legs), gleich der Anzahl der zu erzeugenden Phasen, also drei
Schenkel G1, G2, G3 für einen dreiphasigen Wender. Jeder Schenkel
des Wenders besteht aus Ventilen, gebildet durch Halbleiter, die
die Idealfunktion eines bidirektionellen Schalters erfüllen,
obwohl diese Komponenten an sich unidirektionell sind, wie die
Dioden und Transistoren, und er wird gesteuert durch eine
Steuerschaltung CC, die die Umschaltungen der Transistoren
erzwingt (Zwangsumschaltung).
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Die Figur 2 zeigt eine Ausführungsform mit einem Wender-
Schenkel bei Verwendung von zwei Transistoren T+, T- und von zwei
Rezirku-lationsdioden D+, D-. Bei Vernachlässigung der
Spannungsabfälle an den Halbleitern kann die an die Laste gelegte
Spannung vu in jedem Zeitpunkt nur zwei Werte annehmen, nämlich 0
oder vbus, unabhängig vom Vorzeichen des Stroms iu' der durch die
Last fließt und den wir als positiv betrachten werden, wenn er in
Richtung des Pfeils in Figur 2 fließt. Wenn der Strom iu positiv
ist, muß T+ leitend sein, um vu = vbus zu erhalten,
umgekehrtenfalls man vu = 0 hat hinsichtlich der Leitung durch die
Rezirkulationsdiode D-. Demnach - indem man den Transistor T+
entsprechend ansteuert - kann man den Durchschnittswert der
Ausgangsspannung willkürlich zwischen 0 und vbus regeln durch
Modulieren der Permanenzperioden auf die beiden Augenblickswerten
0 und vbus mit einer ausreichend hohen Umschaltfrequenz, um die
Stromwelligkeiten zu begrenzen, erzeugt durch die Wellenform mit
zwei Werten der Spannung uv.
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Die technischen Probleme bei der Herstellung einer solchen
Zwangsumschaltungsschaltung werden hervorgerufen durch die hohe
Schaltfrequenz (typischerweise mehr als 1 kHz), weil jeder
Umschaltung der Ausgangsspannung eine größere abzuführende Energie
und eine höhere elektrische Belastung der Halbleiter entspricht.
Die in einer vollständigen Periode durch die Umschaltung verlorene
Energie multipliziert mit der Umschaltfrequenz ergibt einen
Leistungsverlust-Mittelwert, der eine Begrenzung der anwendbaren
Maximalfrequenz verlangt; oft wird bei der Umschaltfrequenz ein
Kompromiß gewählt, indem man die Dissipationen durch Leitung und
durch Umschaltung teilt.
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Außerdem verlangt die elektrische Belastung während der
Umschaltung eine Unterbeanspruchung der Komponenten mit dem Zweck,
eine ausreichend große Betriebsicherheit der Schaltung zu
erhalten. Die Figur 3 zeigt eine typische v-i-Kurve (Spannungs-
Strom-Diagramm) für einen in eine Zwangsumschaltungs-Schaltung
eingesetzten Transistor. Der Bereich S des Betriebs unter
Sicherheitsbedingungen wird idealerweise bestimmt durch die
Maximalspannung Vmax sowie den Maximalstrom Imax, die der
Transistor aushalten kann; Ap gibt die Öffnungsbedingung und Co
die Leitungsbedingung des Transistors an; die Linie 1 ist das
Diagramm der Betriebsbedingungen des Transistors während eines
Übergangs von der Leitung zur Öffnung, und die Linie 2 ist das
Diagramm der Betriebsbedingungen des Übergangs von der Öffnung zur
Leitung. Man kann feststellen, daß - damit die momentanen
Betriebsbedingungen immer in dem Bereich S des Betriebs unter
sicheren Bedingungen enthalten sind - die Maximalspannung VA, die
man an den Transistor bei Öffnung legen kann, deutlich kleiner ist
als Vmax, und der Maximalstrom IC, der den Transistor bei Leitung
durchfließen kann, deutlich kleiner ist als Imax.
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Es kann darüberhinaus vorkommen, daß im Falle eines
Kurzschlusses an der Last die Stromgrenzen der Transistoren
überschritten werden, und es bedarf hochentwickelter Diagnose- und
Interventionssysteme, um zu vermeiden, daß dies eintritt.
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Auf jeden Fall verlangt die Koexistenz dieser drei Faktoren
eine Unterbeanspruchung der Halbleiter, es sei denn, man
akzeptiert die Alternative einer gefährlichen Kritizität der
Schaltung bezüglich einer Störung und/oder vorübergehenden
Überbeanspruchung.
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Man kennt Schaltungslösungen, die den Halbleitern während der
Umschaltungen helfen, aber diese Lösungen verlangen reaktive
Dipole mit den relativen Kosten und Abmessungen sowie
Komplikationen bei den Modulationsalgorithmen, aber jedenfalls
lösen diese Beiträge das Problem nicht qualitativ, d.h. daß sie
nicht eine effizienteren Einsatz der Halbleiter zulassen.
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Außerdem muß man bedenken, daß man bei Zwangsumschaltungs-
Schaltungen keine Thyristoren verwenden kann, die robuster sind
als die Transistoren in bezug auf den Betrieb in den Zuständen
Öffnung und Leitung, die aber nur von Leitung auf Öffnung
umschalten können, wenn sie von keinem Strom durchflossen werden.
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Einen Typ eines Spannungswender-Schaltkreises, der sich
deutlich unterscheidet von dem bis jetzt erwähnten mit
Zwangsumschaltung, liefert die "Resonanzbus"-Technik, entsprechend
der die an den Wender gelegte Versorgungsspannung Vbus eine
Spannungsschwingung (gleichbleibender Richtung für die
Leistungsanwendungen) mit hoher Frequenz ist, hergestellt mittels
eines Leistungsresonators L-C. Die Figur 4 zeigt ein
Prinzipschaltbild eines Resonanzbus-Leistungswandlers, versorgt
durch eine Gleichspannungsquelle E, mit einem Resonanzschaltkreis
L-C in Reihenschaltung mit einer mittleren Spannung nicht gleich
null. In diesem Fall haben die Schenkel des Wenders INV keine
Umschaltprobleme, da bei jeder Schwingungsperiode die Spannung
vbus Null durchläuft; indem man diese Zeitintervalle zum Ausführen
der Umschaltungen wählt, hat man an den Halbleitern keine hohen
Belastungen. Bei diesem Schaltungstyp ist nur der direkte Einsatz
von Abschaltthyristoren (GTO) zulässig, während man die
gewöhnlichen Thyristoren nicht verwenden kann, außer um den Preis
von weiteren hinzuzufügenden Schaltungen.
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Das einzige Problem, das die Ventile verursachen, die einen
Resonanzbus-Wender bilden, betrifft die Unterdimensionierung
bezüglich der Spannung, denn prinzipiell ist die Spitzenspannung,
die sie aushalten müssen, größer oder gleich zweimal der mittleren
Versorgungsspannung, die geeignet ist, um Leistung zu erzeugen.
Dies wird verdeutlicht durch die Figur 5, die (ähnlich der Figur
3) eine typische v-i-Kurve für ein Leistungsventil zeigt, das in
einer Resonanzbus-Wendeschaltung verwendet wird. Man stellt fest,
daß die Spitzenspannung Vpk doppelt so hoch ist wie die mittlere
Spannung vout, geeignet für die Leistungserzeugung. Auch begegnet
man in diesem Fall einer beträchtlichen Unterbeanspruchung der
Halbleiter.
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Jedoch werden die charakteristischen und schwierigsten Probleme
einer Resonanzbus-Wendeschaltung verursacht durch die
Dimensionierung des Leistungsresonators L-C und durch die damit
verbundenen Erregungs- und Regelungstechniken, die ausgeführt
werden mittels speziellen Leistungsschaltungen, in Figur 4
schematisiert durch die Blöcke SW1 und SW2. Verbesserungen unter
der Bedingung der Unterbeanspruchung der Halbleiter können nur
erreicht werden durch eine weitere Komplizierung des Aufbaus der
Blöcke SW1 und SW2.
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Durch das Dokument DE-A-2.937.087 ist ein Wendeschaltkreis
mittels Thyristoren bekannt, bei dem zur Durchführung der
Umschaltung eine Kapazität vorgesehen wurde, die in Serie
geschaltet ist mit einer parallelgeschalteten Gruppe aus einer
Diode und einer gesteuerten Komponente, um momentan die positive
Versorgungsspannung während der Umschaltintervalle zu annullieren,
und einer Gruppe, die eine gesteuerte Komponente umfaßt, in Serie
geschaltet mit einer negativen Spannungsguelle, um besagte
positive Versorgungsspannung durch eine negative Spannung zu
ersetzen während der genannten Umschaltintervalle.
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In der oben erwähnten Situation der vorhergehenden Technik ist
es der Zweck der vorliegenden Erfindung, die Stromleistungswandler
zu perfektionieren, speziell für die Versorgung von elektrischen
Motoren, um einen oder mehrere der folgenden Vorteile zu erzielen:
maximale Ausnützung der den Wendeschaltkreis bildenden Halbleiter;
Herstellen der größten Betriebssicherheit und der besten
Systemschützbarkeit; Beseitigen oder Verringern der Notwendigkeit
von komlizierten Steuerschaltungen und Schutztechniken zum Schutze
des Schaltkreises bei Störungen.
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Dieses Ziel wird erfindungsgemäß erreicht durch einen
Stromleistungswandler wie definiert in Anspruch 1.
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Insbesondere umfaßt das Komponentensystem einen Kondensator,
über eine Diode im Nebenschluß an die Gleichspannungsquelle
angeschlossen, ein erstes gesteuertes Schaltelement, im
Nebenschluß zu besagter Diode geschaltet, und ein zweites
Schaltelement, im Nebenschluß zum Eingang des Wendeschaltkreises
geschaltet.
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Diese Merkmale und weitere und die Vorzüge des Gegenstands der
Erfindung gehen besser aus der nachfolgenden Beschreibung von
bestimmten, schematisch dargestellten Ausführungarten hervor, mit
Bezug auf die beigefügten Zeichnungen, die den Stand der Technik
erläutern sollen:
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Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild (schon erklärt) einer
Schaltung zur Erzeugung von an eine induktive Last gelegten
dreiphasigen Wechselspannungen;
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Fig. 2 zeigt eine typische Ausführungsart (schon erklärt) eines
Schenkels eines Wendeschaltkreises mit Transistoren und
Rezirkulationsdioden;
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Fig. 3 zeigt eine typische v-i-Kurve (schon erklärt) für einen
Transistor in einem Zwangsumschaltungs-Wendeschaltkreis;
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Fig. 4 zeigt das Prinzipschaltbild (schon erklärt) eines
Resonanzbus-Leistungswandlers;
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Fig. 5 zeigt eine typische v-i-Kurve (schon erklärt) für ein
Leistungsventil in einem Resonanzbus-Wendeschaltkreis;
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Fig. 6. zeigt den Grundschaltplan eines erfindungsgemäßen
Wendeschaltkreises.
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Fig. 7 zeigt das Grundschaltbild eines Dreiphasen-
Leistungswandlers, dem Stand der Technik entsprechend; und
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Fig. 8 zeigt, wie das Schaltbild nach Figur 7 modifiziert
werden muß, um die vorliegende Erfindung zu verwirklichen.
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In Figur 6 ist ein erfindungsgemäßer Leistungswandler
schematisiert, dessen Wendeschaltkreis INV (der einen Elektromotor
ME steuert) versorgt wird durch eine Gleichstromquelle E; die
Versorgungsschaltung enthält eine Induktivität L. Der Schaltkreis
wird zunächst ohne die Komponenten EA, DA und SWA beschrieben, die
weiter unten erklärt werden. Zwischen der
Spannungsversorgungsguelle und dem Wender ist ein System von Komponenten
eingeschaltet, umfassend einen Kondensator C, im Nebenschluß
verbunden mit der Versorgungsspannungsguelle E über eine Diode D,
ein erstes gesteuertes Schaltelement SW+, im Nebenschluß zu
besagter Diode D geschaltet, und ein zweites Schaltelement SW-, im
Nebenschluß zum Eingang des Wendeschaltkreises INV geschaltet.
Dieses Komponentensystem hat die Funktion, auf aktive Weise die
Spannung Vbus am Eingang des Wendeschaltkreises INV zwischen zwei
Werten 0 und vc zu steuern, während der Mittelwert dieser Spannung
gleich der Versorgungsspannnung E bleibt.
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Die Funktion des Kondensators C ist einerseits das Absorbieren
des Versorgungsspannungsüberschusses in bezug auf die Ladespannung
vc des Kondensators. Dies schließt ein, wobei die Schaltungen
derart gesteuert werden, daß die Ladespannung des Kondensators C
innerhalb einer festgelegten Höchstgrenze gehalten wird, daß mit
Sicherheit das Anlegen von jeglicher höherer Spannung an den
Wendeschaltkreis vermieden wird. Die Funktion des Kondensators ist
andererseits auch, vorübergehend den durch den Wendeschaltkreis
absorbierten Strom iinv zu liefern, größer als der durch die
Versorgungsquelle gelieferte Strom iL. Dies findet statt durch die
Wirkung des Schalters SW+, dessen Funktion darin besteht, daß,
wenn er leitend ist, er einem Teil der in dem Kondensator C
gespeicherten Energie ermöglicht, abzufließen in Richtung
Wendeschaltkreis INV.
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Die Funktion des gesteuerten Schaltelements SW- ist die, einen
momentanen Kurzschluß herzustellen an den Eingangsanschlüssen des
Wendeschaltkreises INV und somit die Spannung zu annulieren, die
an ihn gelegt ist.
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Demnach genügt es, um vbus = 0 zu erhalten, entweder SW+ zu
öffen oder SW- zu schließen, je nach positivem oder negativem
Vorzeichen des Differenzialstroms (iL-iinv). Wenn die Bedingung
vbus = 0 bestätigt ist, können die Ventile des Wenders ohne
Belastung geschaltet werden. Außerdem kann die Zeit, in der die
Bedingung Vbus = 0 aufrechterhalten wird, aktiv verwaltet werden
hinsichtlich einer späteren Optimierung der Umschaltung. Auf jeden
Fall ist diese Zeit immer sehr kurz und während der restlichen
Zeit wird die an den Eingang der Wendeschaltkreises gelegte
Spannung bestimmt durch: vbus = vc, eine Bedingung, die man
erhält, indem man SW- öffnet und eventuell auch, indem man SW+
schließt, je nach dem momentanen Wert von (iL-iinv) Folglich ist
E etwas kleiner als vc, und dies ist wichtig, denn vc stellt
spannungsmäßig die Höchstbelastung an den Ventilen des Wenders dar
und die Spannung E, die die Leistung produziert, ist nicht
notwendigerweise geringer als sie. Die Ausnutzung der Halbleiter
des Wenders ist folglich die größmögliche.
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Die Dimensionierungeprobleme sind alle verlagert auf die
gesteuerten Schaltelemente SW+ und SW-, auf eine Weise, die
abhängig ist von der quantitativen Dimensionierung von L und von
C.
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Was SW- betrifft, so soll er unter Betriebsbedingungen die
Umschaltungen unterstützen, wenn der Differentialstrom (iL-iinv)
ein positives Vorzeichen hat; auf Grund der Tatsache, daß die
Leitung eine kurze Zeitdauer hat (z.B. 5 bis 10 um), ist die durch
Leitung in Wärme umgesetzte Leistung praktisch vernachlässigbar.
Die Dimensionierung von L beeinflußt vor allem die
Öffnungsschaltung von SW-; wenn L einen kleinen Wert hat, kann
während der Leitungsperiode die Stromzunahme groß sein, was die
Dissipation während der Öffnungsschaltung erhöht, bezogen auf das
für den Betrieb erforderliche Minimum (das erreicht wäre, wenn L
nach Unendlich strebt).
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Was SW+ betrifft, so soll er unter Betriebsbedingungen die
Umschaltungen unterstützen, wenn der Differentialstrom (iL-iinv)
ein negatives Vorzeichen hat; die Leitung könnte beträchtlich
sein, da SW+ über ausgedehne Zeiträume leitend ist (fast immer),
in der Praxis jedoch, aufgrund der Tatsache, daß der
Differentialstrom (iL-iinv) den Mittelwert Null aufweisen muß, ist
die wirkliche Leitungszeit von SW+ sehr viel geringer; während der
restlichen Zeit hat der Strom (iL-iinv) ein positives Vorzeichen
und beeinflußt dann die Leitung der Diode D. Man kann zeigen, daß,
je größer der Differentialstrom (iL-iinv) in bezug auf eine seiner
Komponenten, um so geringer die Leitungszeit von SW+.
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Man versteht aus dem Vorhergehenden und vor allem bei
Betrachtung von Figur 6, daß die Schaltelemente SW+ und SW- genau
gesteuert werden müssen, um die Umschaltungen zu erzwingen.
Demnach sind für diese Steuerung hochentwickelte Schaltkreise
notwendig und außerdem können Umschalt-Hilfsschalkreise nützlich
sein, genauso wie bekannt bezüglich der Steuerung der Ventile des
Wendeschaltkreises. Hingegen besteht eine solche Notwendigkeit
nicht für die Ventile des Wenders, die völlig frei von
Umschaltproblemen sind. Da die Anzahl Ventile des Wenders größer
ist als die Anzahl (nur zwei) der erfindungsgemäß gesteuerten
Schaltelemente ist es möglich, eine vollständige
Umwandlungsstruktur zu erhalten, die wirtschaftlicher ist und
weniger Wärme abgibt, trotz der offensichtlichen Komplizierung der
Schaltkreise, entstanden durch das Vorhandensein eines Struktur
zur aktiven Steuerung der Gleichstromversorgung.
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Es werden nun Ideen bezüglich der Schützbarkeit eines
erfindungsgemäßen Wandlers entwickelt. Die hauptsächlich in
Betracht zu ziehende Störung ist der Kurzschluß in der Last. In
diesem Fall kann ein dem Schaltplan der Figur 6 entsprechener
Schaltkreis Probleme nur aufweisen unter den Leitungsbedingungen
von SW+. Es ist daher nötig, SW+ mit einem Echtzeitschutz gegen
Überstrom zu versehen, d.h. mit einem hochentwickelten und
komplizierten Schaltkreis, im wesentlichen nach der bekannten
Technik. Nachdem SW+ geöffnet wurde, kann man SW- schließen und
anschließend die Ventile des Wenders öffnen, um die Auswirkungen
des Kurzschlusses auf die Last zu annulieren. Anschließend
erschöpft sich der in L hervorgerufene Kurzschluß-Überstrom-
Schwingvorgang.
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Im Störungsfall (Kurzschluß) eines Ventils des Wenders ist der
Prozeß dem oben bezüglich des Kurzschlusses in der Last
geschilderten sehr ähnlich. Im Störungsfall (Kurzschluß) der
beiden Ventile von ein und demselben Schenkel des Wenders kann der
Schutz gegen den überstrom in L hergestellt werden mittels
Schmelzsicherungen und/oder magneto-thermischen Schaltern, in
Reihe zu L geschaltet, und die Dimensionierung dieser
Schutzeinrichtungen wird begünstigt durch das Vorhandensein von L,
die den Wert der Ableitung bzw. Abweichung (dérivée) des
Störstroms begrenzt.
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Der Schaltplan nach Figur 6, der der Grundschaltplan eines
erfindungsgemäßen Leistungswender-Schaltkreises ist, ermöglicht,
die Umschaltverluste beträchtlich zu reduzieren und den Schutz des
Wandlers einfacher zu machen.
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Dies erreicht man durch die Einführung einer Quelle EA einer
kleinen Spannung in Bezug auf die Arbeitsspannung; die Quelle EA
bildet eine Gruppe mit einer Diode DA und sie kann
parallelgeschaltet werden zum Schalter SW- mittels der Steuerung
eines Schalters SWA. Der durch die Komponenten EA, DA und SWA
gebildete Block wird jedesmal aktiviert durch Schließen von SWA
vor dem Schließen von SW+, wenn die Spannung Vbus, nachdem sie
durch SW annuliert wurde, wieder aufgefrischt werden soll auf
ihren Maximalwert. Folgende Phasen laufen dann ab:
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Erste Phase: beim Schließen von SWA verursacht das Anlegen
einer kleinen positiven Spannug (z.B. in der Größenordnung von 10
Volt) die Wiederherstellung der direkten Polarisation von
SW-sowie von allen Ventilen, die Teil des aktiven Schenkels des
Wenders INV sind, durch einen geringen Stromverbrauch aufgrund des
kleineren Werts der Spannung EA.
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Zweite Phase: Nach Herstellung von besagter direkter
Polarisation bis zu der Spannung EA kann die Situation eventuell
gesteuert werden durch geeignete Signalisationsschaltungen, um die
Fortsetzung des Betriebs nur zuzulassen, wenn die Polarisation
tatsächlich hergestellt ist, währen im gegenteiligen Fall der
Betrieb blockiert werden kann.
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Dritte Phase: man kann schließlich SW+ wieder schließen und die
volle Spannung Vc anlegen und die volle Leistung, ohne daß diese
volle Spannung verwendet werden darf für das sogenannte
"recovery", d.h. zur Neutralisierung der in den Komponenten
aufgespeicherten Ladungen, die vorher eine sehr geringe Spannung
aufwiesen.
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Auf diese Weise reduziert man in hohem Maße die
Umschaltverluste und gleichzeitig dehnt man den Schutz gegen
überlasten auch auf die Komponente SW- aus und ermöglicht dabei
eine Vereinfachung der zu ihrem Schutz bestimmten Schaltungen.
Selbstverständlich sind nun Schaltungen zum Schutze von SWA nötig,
aber diese Schaltungen sind einfach und wirtschaftlich
herzustellen wegen des kleinen Werts der Spannung EA und folglich
der geringen implizierten Energie. Diese Schutzschaltungen könnten
äußerstenfalls einfach vom abstrahlenden bzw. abführenden Typ
sein.
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Man kann schon jetzt feststellen, daß die Gruppe der
Komponenten DA, EA und SWA auch in irgendeinen der weiter vorn
beschriebenen Schaltpläne übernommen werden kann, um dieselben
beschriebenen Vorteile zu erhalten.
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Bis jetzt hat man angenommen, daß der Wandler mit einem Strom
gleicher Richtung versorgt wird, jedoch ist in der industriellen
Elektronik die Drehstromversorgung von Elektromotoren aus einem
Dreiphasennetz mit im allgemeinen 50 bis 60 Hz von besonderem
Interesse. Die Erfindung ist insbesondere an diese Anwendung
angepaßt, selbst und vor allem wenn man die Rückgewinnung von
mechanischer Energie ins Netz fordert.
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Nach der vorhergehenden, die Spannungswandler betreffenden
Technik wird dies durch zwei Wender erreicht, INV1 in Richtung
Netz E' und INV2 in Richtung Last ME, gleichstromgekoppelt mit
zusätzlich Filtrierkondensatoren und mit einer lnduktivität L&sub3; in
Richtung Versorgungsnetz E' wie dargestellt auf dem Schaltplan
der Figur 7. Bei diesem Wandler zeigen alle in den Wendern
enthaltenen Ventile die im Oberbegriff dargelegten Probleme.
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Durch Anwendung der Erfindung ist es möglich, durch ein
einziges Komponentensystem, das eine Unterstützungsstruktur für
die Umschaltung bildet, die beiden Wender so zu unterstützen, daß
es möglich ist, sie nur für die Leitung zu dimensionieren. Den
betreffenden Schaltplan zeigt die Figur 8. Das Verhalten des
Komponentensystems, kennzeichnend für die Erfindung, bleibt wie
erläutert betreffs der vorhergehenden Ausführungsarten und
verständlicherweise erstrecken sich die Auswirkungen, außer auf
den Wender INV2 in Richtung Last ME, auch auf den Wender INV1 in
Richtung Netz E'. In einem solchen Fall wird der Vorteil, den die
Übernahme der Erfindung gewährleistet, folglich multipliziert
durch ein hinzugefügtes System EA, DA, SWA zur Reduzierung der
Umschaltverluste, wie in Figur 6 gezeigt.
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Man muß präzisieren, daß der erfindungsgemäß kennzeichnende
Betrieb der gesteuerten Schaltelemente SW+ und SW-, bestimmt zur
Unterstützung der Umschaltung der in den Wendern enthaltenen
Ventile, nach Bedarf gesteuert werden kann, d.h. daß er jedesmal
erfolgt, wenn die Steuerschaltkreise CC eine Umschaltoperation an
den Wendern steuern, oder im Takt mit einer ausreichend hohen
Frequenz gesteuert werden kann, und in diesem Fall jede erwünschte
Umschaltung im Wartezustand gehalten wird bis zu dem Zeitpunkt, in
dem sich eine für die Umschaltung günstige Bedingung einstellt.
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Man sieht also, wie die Anwendung der Erfindung es ermöglicht,
einen Leistungswandler auf eine sehr viel einfachere und
wirtschaftlicher Weise zu dimensionieren, wobei die Bedingungen
der Betriebssicherheit und Schützbarkeit sogar verbessert werden.
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Obgleich spezifische Ausführungsarten der Erfindung beschrieben
wurden, ist die Erfindung selbstverständlich nicht beschränkt auf
diese Ausführungen. Jedes zusätzliche Zubehör, das man nicht
beschrieben hat, weil es für das Verständnis der Erfindung nicht
erforderlich war, kann hinzugefügt werden, die Charakteristika der
verschiedenen gezeigten Schaltpläne können kombiniert werden, die
Erfindung kann übernommen werden in Anwendungen, die den
angegebenen ähnlich sind oder ähnliche Anforderungen haben, und
Veränderungen sowie jedes Austauschen von technisch gleichwertigen
Einrichtungen kann erfolgen an dem, was beschrieben und
illustriert wurde.