DE69014228T2

DE69014228T2 - Verfahren und Gerät zum transparenten Ton-im-Band-Senden, Empfangen und Systemverarbeitung.

Info

Publication number: DE69014228T2
Application number: DE69014228T
Authority: DE
Inventors: Andrew Bateman
Original assignee: British Technology Group Ltd
Current assignee: BTG International Ltd
Priority date: 1989-04-12
Filing date: 1990-04-10
Publication date: 1995-04-06
Anticipated expiration: 2010-04-11
Also published as: AU5310890A; DE69014228D1; IN180053B; GB2231458B; AU621737B2; GB2231458A; CA2012917C; CA2012917A1; EP0392792A2; JP2876055B2; GB8908236D0; EP0392792A3; ES2065484T3; EP0392792B1; JPH02295231A; GB9008086D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren und Einrichtungen zur Verarbeitung von Transparent-Ton-im-Band (TTIB) -Signalen in Sendern und Empfängern.
TTIB-Systeme sind in den U.K. Patenten Nrn. 2163326B, 2161661B, 2168223B, 2180112 und 2187349 beschrieben.
Ein Problem, das in einigen früher beschriebenen TTIB-Systemen auftreten kann, bezieht sich auf ein Steuersignal, das abgeleitet wird, um sicherzustellen, daß dann, wenn das ursprüngliche Basisbandspektrum wiederhergestellt wird, d.h. der Frequenzeinschnitt entfernt wird, die Frequenz- und Phasenbeziehungen in dem wiederhergestellten Signal im wesentlichen so sind, wie sie in dem ursprünglichen Signal, aus welchem das den Einschnitt enthaltende Signal abgeleitet wurde, vorhanden waren. Das Steuersignal wird manchmal durch Korrelieren jener Teile des den Einschnitt enthaltenden Signals erhalten, welche in dem Bereich an dem oberen und unteren Rand des Einschnitts sind und von den gleichen Frequenzkomponenten in dem ursprünglichen Spektrum abgeleitet sind. Obwohl es eine starke Korrelation bei einer Fehlerfrequenz, bezogen auf Differenzen in der Frequenz und der Phase zwischen den Teilen oberhalb und unterhalb des Einschnitts gibt, gibt es auch signifikante Kreuzkorrelationsprodukte, welche Anlaß zu unerwünschtem Frequenz- und Phasenzittern in dem Steuersignal geben. Dieses Zittern kann durch selektive Filterung der Fehlerfrequenzkomponente minimiert werden, aber auf Kosten der Systemansprechzeit aufgrund der Verzögerung des verwendeten Filters. Eine Filterung ist eine praktische Lösung für viele Anwendungen von TTIB, aber sie ist nicht vollständig zufriedenstellend in jenen Anwendungen, wie Paketdatenübertragung, wo eine schnelle Wiederherstellung des ursprünglichen Spektrums erforderlich ist.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfängerprozessor zum Verarbeiten eines empfangenen Signals zur Verfügung gestellt, das durch einen Prozeß abgeleitet ist, der das Teilen des Spektrums eines Ursprungssignals bei einer vorbestimmten Frequenz und das Einfügen eines den oberen und unteren Teil des empfangenen Signals trennenden Einschnitts umfaßt, wobei das Spektrum des empfangenen Signals Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem Ursprungssignal entsprechen, und einen ersten und zweiten Randbereich des oberen bzw. unteren Teils, von denen jeder eine Überlappungsfrequenzkomponente enthält, die von der gleichen Frequenzkomponente in einem Überlappungsfrequenzband des Ursprungssignals abgeleitet ist, welches die vorbestimmte Frequenz aufweist, wenn das Überlappungsband eine solche Komponente enthält,
der Empfängerprozessor umfaßt Mittel zum
Selektieren eines ersten und zweiten Signals aus dem ersten und zweiten Randbereich an einer Stelle in der Verarbeitung, wo die Randbereiche durch eine erste und zweite "Abroll"-Charakteristik (HTR+(f) und HTR-(f)) für den oberen bzw. unteren Teil definiert werden bzw. sind,
wobei die Selektion des ersten und zweiten Signals unter Verwendung einer dritten und vierten "Abroll"-Charakteristik (HS-(f) und HS+(f)) für die Randbereiche des oberen bzw. unteren Teils erzielt wird,
wobei die erste und dritte sowie die zweite und vierte Abroll-Charakteristik jeweilige zusammengesetzte Abroll- Charakteristika (HTR+(f) HS-(f) und HTR-(f) HS+(f)) vorsehen, die jede jeweils symmetrisch um jene Frequenz des oberen und unteren Teils sind, welche von der vorbestimmten Frequenz abgeleitet wurde,
Ableiten eines Steuersignals von dem ersten und zweiten Signal, das für irgendeine Differenz in der Frequenz und Phase der Überlappungskomponente, wenn sie vorhanden ist, des oberen und unteren Teils repräsentativ ist, und
Ableiten, unter Verwendung des Steuersignals, eines Ausgangssignals, das Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil entsprechen, aber ein Spektrum haben, in welchem der Einschnitt entfernt ist und die Frequenz- und Phasenbeziehungen zwischen den Frequenzkomponenten des Ursprungssignals im wesentlichen wiederhergestellt sind.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals zur Verfügung gestellt, das durch einen Prozeß abgeleitet ist, der das Teilen des Spektrums eines Ursprungssignals bei einer vorbestimmten Frequenz und das Einfügen eines den oberen und unteren Teil des empfangenen Signals trennenden Einschnitts umfaßt, wobei das Spektrum des empfangenen Signals Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem Ursprungssignal entsprechen, und einen ersten und zweiten jeweiligen Randbereich des oberen bzw. unteren Teils, wobei jeder eine Überlappungsfrequenzkomponente enthält, die von der gleichen Frequenzkomponente in einem Überlappungsfrequenzbarid des Ursprungssignals abgeleitet ist, welches die vorbestimmte Frequenz aufweist, wenn das Überlappungsband eine solche Komponente enthält,
das Verfahren umfaßt die Schritte des
Selektierens eines ersten und zweiten Signals von dem ersten und zweiten Randbereich an einer Stelle in der Verarbeitung, wo die Randbereiche durch eine erste und zweite "Abroll"-Charakteristik (HTR+(f) und HTR-(f)) für den oberen bzw. unteren Teil definiert werden bzw. sind,
wobei die Selektion des ersten und zweiten Signals unter Verwendung einer dritten und vierten "Abroll"-Charakteristik (HS-(f) und HS+(f)) für die Randbereiche des oberen bzw. unteren Teils erzielt wird,
wobei die erste und dritte sowie die zweite und vierte Abroll-Charakteristik jeweilige zusammengesetzte Abroll-Charakteristika (HTR+(f) HS+(f) und HTR-(f) HS+(f)) vorsehen, welche jede jeweils symmetrisch um jene Frequenz des oberen und unteren Teils sind, die von der vorbestimmten Frequenz abgeleitet wurde,
Ableitens eines Steuersignals von dem ersten und zweiten Signal, das repräsentativ für irgendeine Differenz in der Frequenz und Phase der Überlappungskomponente, wenn vorhanden, des oberen und unteren Teils ist, und
Ableitens, unter Verwendung des Steuersignals, eines Ausgangssignals, das Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil entsprechen, aber ein Spektrum hat, in welchem der Einschnitt entfernt ist und die Frequenz- und Phasenbeziehungen zwischen den Frequenzkomponenten des Ursprungssignals im wesentlichen wiederhergestellt sind.
Ein wichtiger Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Kreuzkorrelationsprodukte, obwohl sie nicht eliminiert werden, so gemacht werden können, daß sie im wesentlichen eine perfekte Symmetrie um eine gewünschte Fehlerfrequenzkomponente aufweisen, so daß sich im wesentlichen alles Frequenz- und Phasenzittern der Fehlerkomponente ausgleicht. Das Steuersignal ist die Frequenz der Fehlerkomponente, und obwohl ein Filtern gewöhnlich noch erforderlich ist, kann ein verhältnismäßig breitbandiges Tiefpaßfilter verwendet werden, so daß die Filterzeitverzögerungen nicht signifikant sind.
Die Erfindung kann vorteilhafterweise in Bezug zu einem Übertragungssystem betrachtet werden, das einen Empfängerprozessor gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung und einen Senderprozessor zum Erzeugen eines Sendesignals, von welchem das Empfangssignal abgeleitet wird, umfaßt, wobei das Sendesignal ein Frequenzspektrum mit einem oberen und unteren Teil hat, die durch einen Einschnitt getrennt sind, und das von einem Basisbandsignal abgeleitet ist.
In einem Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß dem ersten und zweiten Aspekt der Erfindung können der erste und zweite Randbereich des oberen und unteren Teils benachbart dem Einschnitt sein.
Der Senderprozessor kann Mittel für die Frequenzverschiebung und die Sendefilterung des Basisbandsignals zum Erzeugen des Sendesignals aufweisen, wenn die erste und zweite "Abroll"-Charakteristik von dem Sendefilterungs- und dem Empfängerfilterungsprozeß abhängen.
Die Sendefilterung kann Spiegelfilter mit Filterkurven H&sub1;&sbplus; (f) und H&sub1;&submin;(f) beim Ableiten des oberen bzw. unteren Teils verwenden. Die ersten Empfängerfilterungsprozesse können dann vorteilhafterweise Spiegelfilter, und zwar auch mit Filterkurven H&sub1;&sbplus;(f) und H&sub1;&submin;(f), für den oberen bzw. unteren Teil verwenden, wenn die Selektion des ersten und zweiten Signals unter Verwendung von Spiegel filtern mit Filterkurven H&sub2;&submin;(f) und H&sub2;&sbplus;(f) für die Selektion des oberen bzw. unteren Teils gemacht werden kann. Bei diesen Filterkurven wird es bevorzugt, daß die folgenden Bedingungen erfüllt sind:
H&sub1;&sbplus;(f) ² = H&sub2;&sbplus;(f) 'und
H&sub1;&submin;(f) ² = H&sub2;&submin;(f).
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfängerprozessor zum Verarbeiten eines empfangenen Signals, das einen Einschnitt in dem Frequenzspektrum desselben hat, Trennen des oberen und unteren Teils des Empfangssignals, zur Verfügung gestellt, wobei das Spektrum Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in einem Ursprungssignal entsprechen,
und der Empfängerprozeß umfaßt Mittel zum
Ableiten eines Steuersignals, das für irgendeine Änderung in der Frequenz- und Phasenbeziehung zwischen den Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil repräsentativ ist, aber wobei das Steuersignal, wenn es in dem Frequenzbereich des ursprünglichen Signals wiederhergestellt ist, eine Frequenzkomponente mit einer vorbestimmten Frequenz enthält, die sich auf irgendeine solche Änderung bezieht, die größer als irgendeine andere Frequenzkomponente in dem Steuersignal ist, und
Ableiten, unter Verwendung des Steuersignals, eines Ausgangssignals, das Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil entsprechen, aber ein Spektrum haben, in welchem der Einschnitt entfernt ist, und die Frequenz- und Phasenbeziehungen zwischen den Frequenzkomponenten des Ursprungssignals im wesentlichen wiederhergestellt sind.
Gewisse Ausführungsformen der Erfindung werden nun, um ein Beispiel zu geben, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen:-
Figur 1 ein Blockschaltbild eines TTIB-Sendeprozesses ist,
Figur 2 ein Blockschaltbild eines TTIB-Empfangsprozesses ist,
Figuren 3(a) bis 3(b) Diagramme sind, welche die Faltung bzw. Einrollung von Frequenzkomponenten veranschaulichen, die beim Erzeugen eines Korrektursignals nach dem Stande der Technik für den Prozeß der Figur 2 ausgeführt wird,
Figuren 4(a) bis 4(d) Diagramme sind, welche einen Faltungs- bzw. Einrollungsprozeß für die Verwendung bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beim Ableiten eines Steuersignals für den Prozeß der Figur 2 veranschaulichen, und
Figuren 5(a) und 5(b) Blockschaltbilder von Prozessen für das Filtern, Normalisieren und Teilen der Ausgangsgröße eines Faltungs- bzw. Einrollungsprozesses, die gemäß dem Prozeß abgeleitet ist, welcher in den Figuren 4(a) bis 4(c) veranschaulicht ist, sind.
In Figur 1 wird ein Basisbandsignal A an einen Eingangsanschluß einer Verarbeitungsanordnung für die Verwendung in einem Sender zum Erzeugen eines TTIB-Signals angelegt. In den Figuren 1 und 2 erscheinen Wellenformen, deren Spektren veranschaulicht sind, in der Schaltung an der Stelle, wo ihr Bezeichnungsbuchstabe vermerkt ist. Die Wellenform A in Figur 1 und die anderen Wellenformen in den Figuren 1 und 2 werden in der komplexen Basisbandform betrachtet, d.h., sie sind in einigen Fällen so gezeigt, daß sie sich in den negativen Frequenzbereich erstrecken. Siehe das Buch "Digital Signal Processing Design" von Andrew Bateman und Warren Yates, publiziert von Pitman, London, 1988. Die Seiten 52 bis 55, 301 bis 307 und 325 bis 331 sind von besonderem Interesse.
Die Wellenform A wird an ein Paar Komplexquadratur-Spiegelfilter 11 und 12 angelegt, von denen das Filter 11 im Ergebnis eine Tiefpaßfilterung vorsieht, und das Filter 12 sieht eine Hochpaßfilterung vor.
Die Spiegelfilter 11 und 12 haben jeweils eine Übertragungscharakteristik H&sub1;&submin;(f) und H&sub1;&sbplus;(f), die derart definiert ist, daß
H&sub1;&submin;(f) ² + H&sub1;&sbplus;(f) &sub2; = 1 (1)
und
h&sub1;&sbplus;(n) = (-1)nh&sub1;&submin;(n) (2)
worin h(n) das diskrete (abgetastete) Impulsansprechen von H(f) repräsentiert. Die durch die Gleichung (2) definierte Bedingung macht die beiden Filter symmetrisch (d.h. spiegelbildlich), wobei H&sub1;&sbplus;(f) eine Hochpaßreproduktion von H&sub1;&submin;(f) ist. Es gibt jedoch einen Bereich an dem hohen Ende des Paßbands des Filters 11 und dem niedrigen Ende des Paßbands des Filters 12, wo es das Abrollen von beiden Filtern 11 und 12 ermöglicht, daß Frequenzkomponenten bei signifikanten Niveaus in dem gleichen "Überlappungs"-Band hindurchgehen.
Da das Eingangssignal in komplexer Basisbandform betrachtet wird, gilt dann H&sub1;&submin;(f) = H&sub1;&sbplus;(f).
Die Ausgangsgrößen B und C der Filter 11 und 12 sind demgemäß
B(f) = Y(f).H&sub1;&submin;(f) (3)
C(f) = Y(f).H&sub1;&sbplus;(f) (4).
Das Signal A ist nun um eine Frequenz fd geteilt worden, und um den spektralen Einschnitt einzufügen, welcher für TTIB charakteristisch ist, werden die beiden Signale B und C in den Multiplizierern 13 und 14 mit Quadratursignalen von einem Oszillator 15 multipliziert. Die Oszillatorausgangssignale werden durch e-jωt und ejwt repräsentiert, so daß sich Signale B' und C' ergeben, welche bei 16 summiert werden, um ein Ausgangssignal D zu ergeben, das gegeben ist durch
D(f) = Y(f).[H&sub1;&submin;(f).e-jωt + H&sub1;&sbplus;(f).ejωt] (5).
Der spektrale Spalt oder die "Einschnittbreite" ist gleich 2ω. Die Position des'Einschnitts innerhalb des Informationsbands Y(f) wird durch die Position von Y(f) mit Bezug auf die Subbandfilter H&sub1;&submin;(f) und H&sub1;&sbplus;(f) bestimmt. Zwei Frequenzkomponenten fd' sind in den Signalen B' und C' und auch in dem Signal D gezeigt, wobei diese Komponenten von der Frequenz fd abgeleitet worden sind.
Obwohl Figur 1 im Sinne von Filtern, Multiplizierern und Oszillatoren beschrieben worden ist, wird sie in der Praxis gewöhnlich, wie das in Figur 2 ist, durch Digitalsignalverarbeitung (DSP) in Betrieb gesetzt, die in einem Integrierte-Schaltungs-Proze'ssor ausgeführt wird. Demgemäß können die Filter, die Multiplizierer und der Oszillator als Filter-, Multiplizier- und Oszillationsprozesse betrachtet werden. DSP-Techniken und Filter-, Multiplizier- und Oszillationsprozesse sind in dem oben erwähnten Buch beschrieben. Geeignete Prozessoren sind auf Seite 40 angegeben und umfassen den TMS 32010 und den TMS 32020. Das Signal D kann in der Praxis in das reale Basisband übertragen werden und in Arten verwendet werden, welche in den vorher erwähnten Patenten und Anmeldungen erwähnt sind. Im besonderen wird ein Pilotsignal in den Einschnitt eingefügt, günstigerweise bei der Summierung 16, und als das Pilotsignal für ein Einseitenband (SSB)-Sender- und -Empfängersystem verwendet, wobei das Pilotsignal dann in dem Empfänger für die SSB-Detektion verwendet wird. In einem SSB-System wird das Basisband natürlich als das Eingangssignal zu den SSB-Senderschaltungen verarbeitet. Beim Empfang wird das SSB-Signal detektiert und in der Frequenz zum Basisband unter Verwendung konventioneller Techniken übertragen, aber das Pilotsignal kann, wenn es günstig ist, aus dem Einschnitt gewöhnlich unmittelbar vor der TTIB-Empfangsverarbeitung, gezeigt in Figur 2, herausgezogen werden. Das Signal wird dann zurückgespeist und in den SSB-Prozessen des Empfängers benutzt.
Das ursprüngliche Basisbandspektrum wird unter Verwendung der Anordnung der Figur 2 wiedergewonnen. Das Eingangsspektrum E kann geschrieben werden als
E(f) = D(f) + N(f) (6)
worin N(f) das additive weiße Gauss'sche Rauschen repräsentiert, das durch den Kanal zwischen den Prozessen der Figuren 1 und 2 beigetragen wird. In der Praxis kann das empfangene TTIB-Signal auch einem gemeinsamen Frequenz-, Phasen- oder Verstärküngsfehler unterworfen sein, der durch den Verbindungskanal eingeführt wird, welcher Teil des oben erwähnten Kanals ist, wie er durch Mehrwegfading in einem mobilen Hochfrequenzsystem verursacht wird. Jedoch kann gezeigt werden, daß diese Fehler die Leistungsfähigkeit der TTIB-Rekombinations-Schaltungsanordung, und durch Folgerung die Transparenz des TTIB-Kanals nicht signifikant beeinträchtigen.
Der Zweck der TTIB-Empfangsverarbeitung ist es, den Einschnitt zu entfernen und die beiden in der Frequenz verschobenen Unterbänder in ihrer ursprünglichen Spektralposition wiederherzustellen. Irgendein Frequenz- oder Phasenfehler zwischen dem Sende- und Empfangsverschiebungsprozeß führt zu einer gegenseitigen Interferenz, wo sich die Übergangsbereiche der beiden Unterbandfilter überlappen, und zwar zusätzlich zu der Fehlausrichtung der beiden Unterbänder selbst. Demgemäß muß zur Transparenz des TTIB-Prozesses jeder Frequenzfehler eliminiert und der Phasenfehler minimiert werden.
In Figur 2 werden die groben Komplementärfrequenzverschiebungsprozesse 20 und 21 zunächst an dem empfangenen Signal durch Multiplikation mit den komplexen Frequenzoperatoren ej(ω+δω)t und e-j(ω+δω)t von einem Oszillator 22 ausgeführt, worin δω einen willkürlichen Frequenzfehler zwischen dem Sende- und Empfangsverschiebungsoperator repräsentiert. In der Praxis ist dieser Frequenzfehler gewöhnlich extrem klein (< 0,05 Hz), da beide Verschiebungsoperatoren normalerweise von einem DSP-Prozessortaktgeber hoher Stabilität abgeleitet werden. Die beiden verschobenen Signale F und G sind:
F(f) = YfF).H&sub1;&submin;(f). e+jδωt + N(f). e+j(ω+δω)t (7)
und
G(f) = Y(f).H&sub1;&sbplus;(f). e-jδωt + N(f). e-j(ω+δω)t (8).
Als nächstes werden die verschobenen Signale unter Verwendung eines Paars von Spiegelfiltern 24 und 25, welche die gleichen wie die Filter 11 und 12 der Figur 1 sind, gefiltert.
Die gefilterten, teilweise wiederhergestellten Unterbänder sind demgemäß gegeben durch:
H(f) = Y(f) . H&sub1;&submin;(f) ².e+jδωt + N(f).H&sub1;&submin;(f). e+j(ω+δω)t (9)
und
I(f) = Y(f) . H&sub1;&sbplus;(f)².e-jδωt + N(f).H&sub1;&sbplus;(f) .e-j(ω+δω)t (10)
Die beiden gefilterten Signale bilden die Eingangsgrößen zu dem Unterbandübergangskorrelationsprozeß, welche eine Frequenz/Phasen-Abschätzung δω zur Korrektur des restlichen TTIB-Verschiebungsfehlers erzeugen. Die Komponenten fd' werden im allgemeinen durch δω von ihren korrekten Positionen getrennt und sind als fd'' in den Signalen F und G markiert. Aufgrund des Rauschens, welches das empfangene Signal begleitet, wird die Phasenabschätzung durch Phasenzittern Φ(t) verschlechtert. Der endgültige Frequenzverschiebungsoperator ist demgemäß e±j[δωt+Φ(t)]. Nach der Frequenzkorrektur durch Frequenzmultiplikationen 26 und 27 unter Verwendung von e-jω bzw. ejω gibt eine Summierung 28 der beiden relokalisierten Unterbänder die gewünschte Empfangs-TTIB-Ausgangsgröße J:
J(f) = Y(f).[ H&sub1;&submin;(f) ² + H&sub1;&sbplus;(f) ²] + Y(f).[ H&sub1;&submin;(f). ².e-jΦ(t) - H&sub1;&sbplus;(f) ².e+jΦ(t)] + N'(f) (11)
worin der Rauschterm N'(f) gegeben ist durch
N' (f) = N(f) .H&sub1;&submin;(f).e+j[Φ(t)+ωt] + N(f).H&sub1;&sbplus;(f).e-j[Φ(t)+ωt] (12)
Aufgrund dessen, daß die Filter H&sub1;&sbplus;(f) und H&sub1;&submin;(f) leistungskomplementär sind, und da die beiden gefilterten Rauschterme in der obigen Gleichung unkorreliert sind, ist die spektrale Dichte der Ausgangsrauschkomponente identisch mit jener des Eingangsrauschsignals N(f).
Es kann gezeigt werden, daß dann, wenn die Rauschbandbreite des Unterbandkorrelationsprozesses willkürlich klein gemacht wird, der Phasenzitterterm Φ(t) in dem endgültigen Verschiebungsoperator ignoriert werden kann. Für diesen Fall wird das TTIB-Ausgangssignal zu
J(f) = Y(f).[ H&sub1;&submin;(f) ² + H&sub1;&sbplus;(f) ²] + = Y(f) + N'(f) (13)
welches die gewünschte Nachrichtenwellenform Y(f) plus dem kanalinduzierten Rauschen ist. Der kombinierte Sende/Empfangs-TTIB-Prozeß ist demgemäß in der Tat transparent gegenüber dem Nachrichtensignal, vorausgesetzt, daß ein Teil der Energie von Y(f) gelegentlich in den Übergangsbereich der Unterbandfilter H&sub1;&sbplus;(f) und H&sub1;&submin;(f) fällt, um ein periodisches Aktualisieren der Fehlerfrequenz/-phasen-Abschätzung δω zu ermöglichen. Für fast alle Nachrichtensignale, auf die man in der Praxis trifft, im Bereich von analoger Sprache hindurch bis zu digital modulierten Wellenformen, wie MSK und M-ary-QAM wird diese Bedingung leicht erfüllt.
Jede Signalkomponente, die in den Übergangsbereich des Filters H&sub1;&sbplus;(f) fällt, korreliert mit Komponenten, welche in den Übergangsbereich des Fi1ters H&sub1;&submin;(f) fallen, das beide Sätze von Komponenten von einem gemeinsamen Teil (dem Überlappungsband) der Spektrumquelle innerhalb des Nachrichtensignals Y(f) abgeleitet sind. Es ist diese Korrelationseigenschaft zwischen den beiden Unterbändern, welche die Phasenfehlerabschätzung für eine korrekte Unterbandrekombination liefert. In dem unwahrscheinlichen Fall, daß keine Komponenten von Y(f) in den Filterübergangsbereich fallen, kann dann eine deterministische Komponente zu Korrelationszwecken hinzugefügt werden, welche später in der Empfangsverarbeitung entfernt wird. Die Hinzufügung einer separten Komponente erfordert Leistung und vermindert außerdem die Transparenz des Systems, was sie zu einer unerwünschten Alternative macht. Glücklicherweise ist für die meisten Nachrichtensignale Y(f), und gewiß FFSK, BPSK, QPSK und 16-QAM, genügend Energie innerhalb des Übergangsbereichs vorhanden, um eine im wesentlichen perfekte Rekombination ohne Zurückgreifen auf die Hinzufügung eines separten Korrelationsterms zu ermöglichen.
Die Filter 30 und 31 mit den Filterkurven H&sub2;&submin;(f) und H&sub2;&sbplus;(f) wählen die gemeinsamen Spektralkomponenten der beiden Unterbänder, die in den Unterbandüberlappungsbereich fallen, aus. Ignoriert man das Kanalrauschen, dann sind die Ausgangsgrößen K und L dieser Filter gegeben durch:
K(f) = Y(f). H&sub1;&submin;(f) ².H&sub2;&sbplus;(f). e+jδωt (14)
und
L(f) = Y(f). H&sub1;&sbplus;(f) ².H&sub2;&submin;(f).e-jδωt (15)
Die Signale K und L enthalten die Komponenten fd''.
Um eine Frequenz/Phasen-Fehlerabschätzung zu erhalten, werden diese beiden Signale miteinander multipliziert, und der Differenzterm wird in einer Operation 32 zurückgehalten. Da die Multiplikation im Zeitbereich eine Faltung bzw. Einrollung im Frequenzbereich impliziert, kann das Frequenzbereichsansprechen graphisch, wie in den Figuren 3(a) bis 3(c), abgeleitet werden.
Die Abweichung der Frequenz in der Mitte des Einschnitts von ihrer korrekten Position ist durch die Frequenzdifferenz δω in den Figuren 3(a) und 3(b) gezeigt.
Die Charakteristika 30' und 31' des Filters 30 bzw. 31 sind in den Figuren 3(a) und 3(b) gezeigt und sind als "Ziegelwand"-Filter definiert. Die Wirkung der Filter 11 und 24 ist als die Charakteristik 33 gezeigt, und das durchgelassene Spektrum ist bei 35 durch Spektrallinien angedeutet, wo sich die Charakteristika 31' und 33 überlappen. In entsprechender Weise deutet in Figur 3(b) der Bereich 36 den Spektralbereich an, der durch die Charakteristika 30' und 34 hindurchgelassen wird. Demgemäß repräsentieren die Bereiche 35 und 36 das Spektrum der Signale K und L, wenn die Leistungsspektraldichte Y(f) des Nachrichtensignals als flach über das Übergangsband angenommen wird, und zur Vereinfachung ist das Verstärkungsansprechen der zusammengesetzten Filter 11 und 24 sowie 12 und 25 so gemacht, daß es ein lineares Abrollen innerhalb des Übergangsbands zeigt.
Filtercharakteristika dieser Art geben Anlaß zu dem durch Figur 3(c) veranschaulichten Problem, wo die Faltung bzw. Einrollung der Bereiche 35 und 36 veranschaulicht ist. Figur 3(c) zeigt, daß es, obwohl es eine starke Korrelationskomponente 37 beim zweifachen der Fehlerfrequenz δω gibt, auch signifikante Kreuzkorrelationsprodukte in dem Bereich 38 gibt, welche Anlaß zu unerwünschtem Frequenz- und Phasenzittern des gewünschten Fehlerterms geben. Dieses Zittern kann durch selektive Filterung der Fehlerfrequenzkomponente minimiert werden, aber auf Kosten der Systemansprechzeit aufgrund der Zeitverzögerung des Filters. Obwohl eine solche selektive Filterung eine praktische Lösung für viele Anwendungen von TTIB ist, ist sie weit entfernt davon, zufriedenstellend in jenen Anwendungen, wie Paketdatenübertragung, zu sein, wo eine schnelle Unterbandrekombination erforderlich ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können die Kreuzkorrelationsprodukte, obwohl sie nicht eliminiert werden, durch geeignete Auswahl der Filterkurven für die Filter 30 und 31 so gemacht werden, daß sie im wesentlichen perfekte Symmetrie um die gewünschten Fehlerfrequenzkomponenten fd'' zeigen, die schließlich aus der Frequenz fd abgeleitet wurden, so daß sich alles Frequenz- und Phasenzittern der Fehlerkomponente aufhebt, wie durch die Figuren 4(a) bis 4(d) angedeutet ist. Das resultierende Signal kann im Ergebnis als eine Vollträger-AM-Wellenform angesehen werden, welche nach der Amplitudennormalisierung die gewünschte unverzerrte Fehlerfrequenzkomponente 2δω liefert.
Um Symmetrie der Kreuzkorrelationsprodukte zu erreichen, werden die Spektren der Komponenten innerhalb der beiden Unterbandübergangsbereiche, abgesehen von der gemeinsamen Frequenzverschiebung δω identisch gemacht. Damit dieses in der Tat so ist, erfüllen die Übertragungsfunktionen der Filter 30 und 31 die folgenden Beziehungen:
H&sub2;&submin;(f) = H&sub1;&submin;(f) ² (16)
H&sub2;&sbplus;(f) = H&sub1;&sbplus;(f) ² (17)
was sicherstellt, daß die Gleichungen (14) und (15), abgesehen von dem Frequenzverschiebungsfehler ±δω, identisch sind.
In Figur 4(a) ist die zusammengesetzte Filterkurve der Filter 11 und 24 wieder mit 33 bezeichnet, während die Filterkurve des Filter 31, wie sie in Gleichung (17) definiert ist, mit 40 bezeichnet ist. Als ein Ergebnis der Gleichung 17 ist das zusammengesetzte Abrollen der Filter 11 und 24 symmetrisch zu dem Abrollen des Filters 31 um die Vertikalachse der Figur 4(a), welche einer von der Frequenz fd abgeleiteten Frequenz entspricht. Der resultierende Spektralinhalt des Überlappungsbereiches ist durch die Spektrallinien im Bereich 41 angedeutet. In entsprechender Weise ist in Figur 4(b) die zusammengesetzte Filterkurve der Filter 12 und 25 bei 34 angedeutet, während die Filterkurve des Filters 30, wie es in Gleichung (16) definiert ist, bei 42 angedeutet ist. Wiederum ist das zusammengesetzte Abrollen der Filter 12 und 25 symmetrisch zu dem Abrollen des Filters 30, um die Vertikalachse der Figur 4(b), welche auch einer von der Frequenz fd abgeleiteten Frequenz entspricht. Der resultierende Spektralbereich, der durch die beiden Filter eingefangen wird, ist bei 43 angedeutet. Beim Multiplizieren der Ausgangsgrbßen der Filter 30 und 3l zusammen in der Operation 32, um die Ausgangsgrößen von den Filtern 30 und 31 zu korrelieren, wird das Signal M erhalten, dessen spektraler Inhalt in Figur 4(c) gezeigt ist und welches bei der Frequenz 2δω eine Spitze hat, d.h. beim zweifachen der Abweichung der nominellen mittigen Frequenz in dem Einschnitt von der Mitte des Einschnitts.
Demgemäß veranschaulicht Figur 4(c) das Spektrum, welches durch den Einrollungs- bzw. Faltungsprozeß erzeugt worden ist, der durch die Operation 32 ausgeführt wird. Bei Rauschfilterung, Normalisierung und Frequenzteilung durch zwei (Operation 39) wird das Signal N erhalten (mit der einzigen Spektrallinie, die in Figur 4(d) gezeigt ist), und dieses ist das für die Frequenzverschiebungsprozesse 26 und 27 erforderliche Signal, damit sich ein frequenz-/phasenfehlerfreies resultierendes Spektrum J nach der Summierung 28 ergibt. Wenn die oben erwähnte Symmetriebedingung der Gleichungen (16) und (17) erfüllt ist, kann die Zeitbereichsrepräsentation der Ausgangsgrößen der Filter 30 und 31 jeweils geschrieben werden als:
K(f) = an.e±j(ωnt + δωt) (18)
und
L(f) = am.e±j(ωmt - δωt) (19)
oder ausgedrückt werden als ein zusammengesetztes Signal, als:
K(f) = a(t).e±j[δωt + α(t)] (20)
und
L(f) = a(t).e±[-δωt + α(t)] (21)
worin a(t) und a(t) die resultierende zeitlich veränderliche Amplitude und Phase sind.
Das Differenzprodukt dieser beiden Wellenformen repräsentiert den Korrelatorausgang M(f), worin:
M(f) = a²(t).e±j2δωt (22)
Dieses Signal kann als eine Vollträger-AM-Wellenform, welche [a²(t) ist immer größer als null] betrachtet werden, welche nach Normalisierung und Frequenzteilung den gewünschten Frequenzkorrekturoperator ergibt:
N(f) = e±j2δωt (23)
Zwei Verfahren für die Fehlersignalnormalisierung und die nachfolgende Frequenz-/Phasen-Teilung für die Operation 39 sind in den Figuren 5(a) und 5(b) gezeigt. Eines beinhaltet diskret Amplitudennormalisierung, gefolgt durch Phasenteilung, das andere wendet eine Phasenregelkreis- bzw. phasenverriegelte Schleifen(PRK)-Anordnung an.
In Figur 5(a) wird nach einer Tiefpaßfilterung 46 die Hülle der Fehlersignalwellenform von der Operation 32 unter Verwendung von DSP-Techniken abgeleitet durch Quadrieren und Addition der beiden Quadraturfehlerterme, wodurch sich der quadrierte Hüllenterm a²(t) ergibt. Eine Nachschlagtabelle liefert die Umwandlung von a²(t) zu 1/a²(t), welches, wenn es mit dem Fehlerterm (Operation 47) multipliziert wird, die normalisierte Ausgangsgröße e±j2δωt ergibt. Eine Frequenzteilung-durch-zwei-Operation 48 liefert den Korrekturterm e±jδωt und wird unter Verwendung einer zweiten Nachschlagtabelle ausgeführt. Die Notwendigkeit zur Frequenzteilung führt eine 180º-Phasenmehrdeutigkeit in den endgültigen TTIB-Korrekturterm ein, was wiederum eine potentielle 180º-Phasenumkehr (oder Inversion) des TTIB-Ausgangssignals einführt. In den meisten Anwendungen von TTIB, wie Analogsprachenübertragung mit Im-Band-Signalisierung ist diese Phasenmehrdeutigkeit irrelevant und kann ignoriert werden. Für auf TTIB basierende Kohärentdatensysteme jedoch kann die Mehrdeutigkeit durch bekannte Techniken befriedigt werden, wie z.B. Differentialcodierung des Datenstroms oder durch Nutzung einer bekannten Auftaktdatenaufeinanderfolge oder von gültigen Datenworten, um eine Phaseninversion zu detektieren.
In Figur 5(b), die einen alternativen Weg des Ausführens der Operation 39 zeigt, umfaßt ein PRK 50 einen Schleifenphasendetektor 51, der eine Eingangsgröße von der Operation 32 erhält, und mit einer Ausgangsgröße die durch ein Schleifenfilter 52 verarbeitet wird, um ein Steuersignal bei δω für einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 53 vorzusehen. Die Amplitudennormalisierung wird automatisch innerhalb des PRK ausgeführt, da der VCO stets eine Ausgangsgröße konstanten Niveaus abgibt. Die Frequenzteilung wird dadurch bewerkstelligt, daß ein anderes Eingangssignal bei 2δω von einer Frequenz-Multiplizier-mit-zwei-Operation 54 zwischen dem Oszillator 53 (mit dem Ausgang bei δω) und dem Phasendetektor zu dem Schleifenphasendetektor 51 geschickt wird.
Die Verwendung einer PRK-Anordnung für die Normalisierung hat zwei ausgeprägte Vorteile gegenüber dem zuerst beschriebenen Verfahren. Erstens ist, wenn das Eingangssignal zu dem PRK weggenommen wird, noch ein Phasen-/Frequenz-Korrektursignal von dem VCO verfügbar, wohingegen es bei dem Diskretnormalisierungssystem verschwindet. Durch Pegelhaltung der VCO-Ansteuerung, wenn das Eingangssignal verschwindet (d.h., wenn keine Komponenten vorhanden sind, die in den Unterbandübergangsbereich fallen oder wenn das empfangene Signal einem starken Mehrwegfading unterworfen ist), kann eine sehr genaue Phasen- und Frequenzabschätzung über mehrere Minuten aufrechterhalten werden, bis ein geeignetes Korrelationssignal wiedererscheint. Der zweite Vorteil der Verwendung des PRK besteht darin, daß die Phasenmehrdeutigkeit, obwohl sie noch bei der PRK-Durchführung vorhanden ist, leichter kompensiert werden kann als mit dem direkten Verfahren.
Ein schneller Unterbandrekombinationsprozeß für TTIB ist für Anwendungen, wie Paketdatenübertragung, wo die Gemeinkosten von z.B. Trägersynchronisation, Symbolsynchronisation und TTIB-Unterbandverriegelung wesentlich werden, entscheidend. Bei dem Direktnormalisierungsverfahren ist die mit der Frequenzfehlerabschätzung verbundene Zeitverzögerung einfach die Zeitverzögerung, die mit den Filtern 24 und 25 und dem Fehlerfrequenztiefpaßfilter 46 verbunden ist. Der Einschluß eines Tiefpaßfilters dient dazu, kanalrauscheninduziertes Phasenzittern der Fehlerfrequenzabschätzung zu minimieren. Während der anfänglichen Unterbandrekombinationsphase kann dieses Filter überbrückt werden, um die Rekombinationsverzögerungszeit zu reduzieren. Wenn die Frequenzfehlerabschätzung einmal ausgeführt worden ist, kann das Filter 46 hineingeschaltet werden, und es kann ein sehr schmales Tiefpaßfilter sein, da der Frequenzfehler typischerweise weniger als 0,05 Hz ist, so daß ein vernachlässigbares Phasenzittern aufgrund des Kanalrauschens erfahren wird.
FIR-Techniken (Endliche-Impuls-Ansprech-Techniken) können dazu verwendet werden, die Filter 30 und 31 auszuführen, dann kann die eingeführte Verzögerung durch identische Verzögerungen 55 und 56 in dem Signalweg (siehe Figur 2) ausgeglichen werden, und es brauchen keine Daten während der Unterbandrekombinationsperiode verloren zu werden. Nur dann, wenn eine absolute Verzögerung in dem Empfangssignalweg von Bedeutung ist, wird die Verzögerung der Filter 30 und 31 wesentlich. Ein typischer Wert der absoluten Verzögerung für diese Filter beträgt, wenn eine Übergangsbreite von 100 Hz annimmt, 3 ms.
Für das PRK-Normalisierungssystem muß auch die Erfassungszeit der Schleife in Rechnung gestellt werden. Zu Anfangssynchronisationszwecken können die Schleifenbandbreite und der Schleifenverstärkungsfaktor sehr groß gemacht werden, so daß eine schnelle Schleifenerfassung erreicht werden kann (weniger als 100 us). Wenn einmal synchronisiert ist, können der Schleifenverstärkungsfaktor und demgemäß die Bandbreite extrem klein gemacht werden (aufgrund der genauen Kenntnis der Unterbandtrennfrequenz), so daß der Schleifennachlauffehler aufgrund des Kanalrauschens, der in die Korrelationsbandbreite fällt, wieder minimiert werden kann.
Obwohl Ausführungsformen der Erfindung speziell mit Bezug auf Komplexbasisbandform beschrieben worden sind, wird realisiert, daß die Erfindung in vielen anderen Weisen in die Praxis umgesetzt werden kann, umfassend jene, welche die Realbasisbandform verwenden, z.B. wie in den U.K. Patenten 2161661B und 2163326B sowie in dem U.K. Patent Nr. 2180112 beschrieben.
Der Einschnitt und der obere und der untere Teil des Spektrums können in Weisen abgeleitet werden, welche die von der Frequenz fd abgeleitete Frequenz fd' in anderen Positionen in den Teilen plazieren; z.B. kann die Frequenz fd' in dem unteren Grenzbereich sowohl des oberen als auch des unteren Teils, in dem oberen Grenzbereich von beiden Teilen, oder in dem oberen Grenzbereich des einen Teils und dem unteren Grenzbereich des anderen Teils sein. Die Erfindung kann unter jedem dieser Umstände verwendet werden, wenn die geeigneten Filter-"Abroll"-Charakteristika vorgesehen sind.

Claims

1. Empfängerprozessor zum Verarbeiten eines empfangenen Signals (E), das durch einen Prozeß abgeleitet ist, der das Teilen des Spektrums eines Ursprungssignals (A) bei einer vorbestimmten Frequenz (fd) und das Einfügen eines den oberen und unteren Teil des empfangenen Signals (E) trennenden Einschnitts umfaßt, wobei das Spektrum des empfangenen Signals (E) Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem Ursprungssignal (A) entsprechen, und einen ers,ten und zweiten Randbereich des oberen bzw. unteren Teils, von denen jeder eine Überlappungsfrequenzkomponente (fd') enthält, die von der gleichen Frequenzkomponente (fd) in einem Überlappungsfrequenzband des Ursprungssignals abgeleitet ist, welches die vorbestimmte Frequenz (fd) aufweist, wenn das Überlappungsband eine solche Komponente enthält,

der Empfängerprozessor umfaßt Mittel zum

Selektieren eines ersten und zweiten Signals (K, L) aus dem ersten und zweiten Randbereich an einer Stelle in der Verarbeitung, wo die Randbereiche durch eine erste und zweite "Abroll"-Charakteristik (HTR+(f) und HTR-(f)) für den oberen bzw. unteren Teil definiert werden bzw. sind,

wobei die Selektion des ersten und zweiten Signals (K, L) unter Verwendung einer dritten und vierten "Abroll"-Charakteristik (HS-(f) und HS+(f)) für die Randbereiche des oberen bzw. unteren Teils erzielt wird,

Ableiten eines Steuersignals (N) von dem ersten und zweiten Signal (K, L), das für irgendeine Differenz in der Frequenz und Phase der Überlappungskomponente, wenn sie vorhanden ist, des oberen und unteren Teils repräsentativ ist, und

Ableiten, unter Verwendung des Steuersignals (N), eines Ausgangssignals (J), das Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil entsprechen, aber ein Spektrum haben, in welchem der Einschnitt entfernt ist und die Frequenz- und Phasenbeziehungen zwischen den Frequenzkomponenten des Ursprungssignals im wesentlichen wiederhergestellt sind,

dadurch gekennzeichnet, daß die erste und dritte sowie die zweite und vierte Abroll-Charakteristik jeweilige zusammengesetzte Abroll-Charakteristika (HTR+(f) HS-(f) und HTR-(f) HS+(f)) vorsehen, die jede jeweils symmetrisch um jene Frequenz (fd) des oberen und unteren Teils sind, welche von der vorbestimmten Frequenz (fd) abgeleitet wurde.

2. Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals (E), das durch einen Prozeß abgeleitet ist, der das Teilen des Spektrums eines Ursprungssignals (A) bei einer vorbestimmten Frequenz (fd) und das Einfügen eines den oberen und unteren Teil des empfangenen Signals (E) trennenden Einschnitts umfaßt, wobei das Spektrum des empfangenen Signals (E) Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem Ursprungssignal (A) entsprechen, und einen ersten und zweiten jeweiligen Randbereich des oberen bzw. unteren Teils, wobei jeder eine Überlappungsfrequenzkomponente (fd') enthält, die von der gleichen Frequenzkomponente (fd) in einem Überlappungsfrequenzband des Ursprungssignals abgeleitet ist, welches die vorbestimmte Frequenz (fd) aufweist, wenn das Überlappungsband eine solche Komponente enthält,

das Verfahren umfaßt die Schritte des

Selektierens eines ersten und zweiten Signals (K, L) von dem ersten und zweiten Randbereich an einer Stelle in der Verarbeitung, wo die Randbereiche durch eine erste und zweite "Abroll"-Charakteristik (HTR+(f) und HTR-(f)) für den oberen bzw. unteren Teil definiert werden bzw. sind, wobei die Selektion des ersten und zweiten Signals (K, L) unter Verwendung einer dritten und vierten "Abroll"-Charakteristik (HS-(f) und HS+(f)) für die Randbereiche des oberen bzw. unteren Teils erzielt wird,

Ableitens eines Steuersignals (N) von dem ersten und zweiten Signal, das repräsentativ für irgendeine Differenz in der Frequenz und Phase der Überlappungskomponente, wenn vorhanden, des oberen und unteren Teils ist, und

Ableitens, unter Verwendung des Steuersignals (N), eines Ausgangssignals (J), das Frequenzkomponenten enthält, die allen signifikanten Frequenzkomponenten in dem oberen und unteren Teil entsprechen, aber ein Spektrum hat, in welchem der Einschnitt entfernt ist und die Frequenz- und Phasenbeziehungen zwischen den Frequenzkomponenten des Ursprungssignals im wesentlichen wiederhergestellt sind,

dadurch gekennzeichnet, daß die erste und dritte sowie die zweite und vierte Abroll-Charakteristik jeweilige zusammengesetzte Abroll-Charakteristika (HTR+(f) HS-(f) und HTR-(f) HS+(f)) vorsehen, welche jede jeweils symmetrisch um jene Frequenz (fd') des oberen und unteren Teils sind, die von der vorbestimmten Frequenz (fd) abgeleitet wurde.

3. Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Randbereich des oberen und unteren Teils benachbart dem Einschnitt sind.

4. Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und zweite Signal (K, L) beim Ableiten des Steuersignals korreliert werden.

5. Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das resultierende Signal (M) nach der Korrelation tiefpaßgefiltert (46) und normalisiert (47) und dann in der Frequenz geteilt (48) wird, um es auf eine geeignete Frequenz für die Verwendung als das Steuersignal (N) beim Demodulieren von Signalen zu bringen, die von dem oberen und unteren Teil abgeleitet werden bzw. sind, um das Ausgangssignal zu liefern.

6. Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Normalisierung, Tiefpaßfilterung und Frequenzteilung mittels einer Phasenregalschleife bzw. phasenstarren Schleife (50) ausgeführt werden, in welcher das resultierende Signal (M) und das Steuersignal (N), nach der Frequenzmultiplikation (54) mit zwei, miteinander multipliziert (51) werden und das Ergebnis tiefpaßgefiltert (52) und angewandt wird, um die Frequenz eines Oszillators (53) zu steuern, der das Steuersignal (N) erzeugt.

7. Empfängerprozessor oder Verfahren gemäß Anspruch 1 oder irgendeinem der Ansprüche 3 bis 6, insoweit sie vom Anspruch 1 abhängen, dadurch gekennzeichnet, daß

zwei Frequenzverschiebungsstufen beim Ableiten des Ausgangssignals (J) verwendet werden, wobei die erste Stufe (20, 21) eine Oszillation (22) fester Frequenz beim Ausführen der Frequenzverschiebung durch Frequenzvervielfachung in wenigstens einem der Teile verwendet, und die zweite Stufe (26, 27) das Steuersignal (N) beim Ausführen einer weiteren Frequenzverschiebung durch Frequenzvervielfachungssignale, die von der ersten Stufe (20, 21) abgeleitet sind, verwendet,

die Signale (F, G) von der ersten Stufe durch einen ersten Empfängerfilterungsprozeß zum Entfernen von unerwünschten Seitenbandsignalen vor der Anwendung auf die zweite Stufe gefiltert werden, und

die Signale (H, I) von dem ersten Empfängerfilterungsprozeß durch Selektionsfilterprozesse (30, 31) gefiltert werden, welche die dritte und vierte Abroll-Charakteristik haben, um das erste und zweite Signal (K, L) zu erzeugen.

8. Übertragungssystem, umfassend einen Empfängerprozessor gemäß irgendeinem vorhergehenden Anspruch, insoweit als er vom Anspruch 1 abhängt, und einen Senderprozessor zum Erzeugen eines Sendesignals, von welchem das empfangene Signal abgeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Sendesignal (D) von einem Ursprungssignal (A) abgeleitet wird und ein Frequenzspektrum hat, bei dem ein oberer und unterer Teil durch einen Einschnitt getrennt sind.

9. Übertragunssystem gemäß Anspruch 8, insoweit als er vom Anspruch 7 abhängt, dadurch gekennzeichnet, daß der Senderprozessor Mittel (13, 14, 15) zur Frequenzverschiebung und Sendefilterung (11, 12) des Basisbandsignals zum Erzeugen des Sendesignals aufweist, und

die erste und zweite Abroll-Charakteristik von dem Sendefilterungs- und dem ersten Empfängerfilterungsprozeß abhängen.

10. Übertragungssystem gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendefilterung Spiegelfilter mit Fllterkurven H&sub1;&sbplus;(f) und H&sub1;&submin;(f) beim Ableiten des oberen bzw. unteren Teils verwendet,

wobei die ersten Empfängerfilterungsprozesse Spiegelfilter auch mit Filterkurven H&sub1;&sbplus;(f) und H&sub1;&submin;(f) für den oberen bzw. unteren Teil verwenden,

wobei die Selektion des ersten und zweiten Signals unter Verwendung von Spiegelfiltern mit Filterkurven H&sub2;&submin;(f) und H&sub2;&sbplus;(f) für die Selektion von dem oberen bzw. unteren Teil erzielt wird und die folgenden Bedingungen erfüllt sind

H&sub1;&sbplus;(f) ² = H&sub2;&sbplus;(f), und

H&sub1;&submin;(f) ² = H&sub2;&submin;(f).