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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Sprachcodiersystem mit
einem Sprachcodierer und einem Sprachdecodierer, der mit dem genannten
Sprachcodierer zusammenarbeitet, wobei der Sprachcodierer einen
Vorprozessor und einen ADPCM-Codierer
(adaptive Delta-Pulscodemodulation, engl. adaptive differential
pulse code modulation, ADPCM) mit einem Quantisierer und Schrittweitenanpassungsmitteln
umfasst und wobei der Sprachdecodierer einen ADPCM-Decodierer mit
den gleichen Schrittweitenanpassungsmitteln wie in dem ADPCM-Codierer
und einen Nachprozessor umfasst.
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Es
wurde beobachtet, dass Sprachaufzeichnungen nahe dem Mikrofon die
Auswirkungen der Raumakustik auf ein Sprachsignal reduzieren oder
entfernen, indem der Abstand der Sprachquelle (des Mundes) zum Mikrofon,
beispielsweise in einem Handapparat eines Telefons, minimiert wird.
Wenn diese Sprachsignale in dem Codierer eines Standard-P2CM-Audiocodiersystem, beispielsweise einem
ADPCM-Codierer mit Vorprozessor, verarbeitet werden, treten Probleme
in Bezug auf die Wiedergabe der impulsartigen Beschaffenheit der
Sprachaufzeichnung nahe am Mikrofon verglichen mit der Aufzeichnung
aus größerer Entfernung
auf. Ein ADPCM-Codierer verfügt über einen
Quantisierer, in dem dessen Eingangssignal, d. h. die Differenz
zwischen einem abgetasteten Audioeingangssignal und einem entsprechenden
vorhergesagten quantisierten Wert, mit einer Schrittweite quantisiert
wird, die an das Eingangssignal des Quantisierers angepasst wird.
In impulsartigen Bereichen bei der Sprachaufzeichnung nahe dem Mikrofon
kann das Eingangssignal für
den Quantisierer im ADPCM-Codierer zu hoch oder zu schnell für den Quantisierer
sein, so dass dieser seine Schrittweite nicht anpassen kann. Der
Nachhall im Raum faltet die Energie des Sprachsignals über die
Zeit und ermöglicht
so eine langsamerer Anpassung der Schrittweite.
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Zur
Verbesserung der Leistung des P2CM-Audiocodiersystems
für impulsartige
Signale muss das Eingangssignal des ADPCM-Codierers daher so verarbeitet
werden, dass das Eingangssignal für den Quantisierer keine schnellen
Energiezunahmen über
kurze Zeitrahmen aufweist. Die Ausgabe des Sprachdecodierers sollte
jedoch wie das Original ohne jegliche Artefakte klingen. Somit ist
die Option der Simulation der Raumwirkung zur Erzeugung einer Version
der Originalaufzeichnung mit Abstand und der Anwendung der Codierung
auf dieses Signal nicht ausreichend.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das oben genannte Problem
abzuschwächen
und ein Sprachcodiersystem mit verbesserter Aufzeichnung und Wiedergabe
insbesondere für
impulsartige Sprachsignale zu schaffen.
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Erfindungsgemäß ist das
Sprachcodiersystem, wie es eingangs beschrieben wurde, dadurch gekennzeichnet,
dass der Vorprozessor mit Phasenfaltungsfiltermitteln versehen ist,
die die Auswirkung von hohen bzw. schnellen Energieänderungen
am Eingang des Quantisierers glätten,
und dass der Nachprozessor mit Filtermitteln versehen ist, die den
genannten Phasenfaltungsfiltermitteln entgegenwirken.
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Die
Phasenfaltungsfilterung kann zwar im Zeitbereich erfolgen, es wird
jedoch vorgezogen, diese Filterung, falls der Vor- und der Nachprozessor
mit Mitteln zum Verzerren der spektralen Amplitude bzw. Mitteln zum
Rückgängigmachen
des Effekts einer derartigen Verzerrung versehen sind, im Frequenzbereich
durchzuführen,
da die genannten Verzerr- und Entzerrmittel im Frequenzbereich funktionieren.
Daher werden insbesondere die Phasenfaltung und die Verzerrung wie
auch die inverse Phasenfaltung und Entzerrung in demselben Verarbeitungsblock
durchgeführt.
Da die Phasenfaltung ein linearer Prozess ist, während die Verzerrung der spektralen
Amplitude ein nicht linearer Prozess ist, werden beide Prozesse
nicht zusammen sondern einer nach dem anderen im Frequenzbereich
ausgeführt;
die gefilterten Signale werden einer Verzerrung unterzogen. Die
Verzerrung der spektralen Amplitude ist an sich bekannt, siehe „Spectral
Amplitude Warping (SAW) for Noise Spectrum Shaping in Audio Coding" von R. Lefebre,
C. Laflamme, erschienen 1997 in ICASSP, Band 1, auf den Seiten 335–338.
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Diese
und weitere Aspekte der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt
und werden im Folgenden näher
beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines P2CM-Codiersystems
mit Mitteln für
die Vor- und Nachbearbeitung
einschließlich
Phasenfaltungsfiltermitteln bzw. inversen Phasenfaltungsfiltermitteln,
die im Zeitbereich funktionieren;
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2A, 2B Blockschaltbilder
eines ADPCM-Codierers bzw. eines ADPCM-Decodierers;
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3A–3D verschiedene
Kennlinien eines ersten Ausführungsbeispiels
für einen
Phasenfaltungsfilter;
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4A–4D verschiedene
Kennlinien eines zweiten Ausführungsbeispiels
für einen
Phasenfaltungsfilter;
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5 ein
Blockschaltbild eines Vor-/Nachprozessors für einen P2CM-Audiocodierer und
-decodierer, bei dem die Phasenfaltung im Frequenzbereich funktioniert;
und
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6 die
Rahmenbildung und Fensterung im Vorprozessor.
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Das
P2CM-Audiocodiersystem aus 1 besteht
aus einem Codierer 1 und einem Decodierer 2. Der Codierer 1 umfasst
einen Vorprozessor 3 und einen ADPCM-Codierer 4, während der
Decodierer 2 einen ADPCM-Decodierer 5 und einen
Nachprozessor 6 umfasst. Der ADPCM-Codierer 4 ist
in 2A und der ADPCM-Decodierer 5 ist in 2B dargestellt.
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Als
Beispiel wird in dem P2CM-Audiocodierer 1 ein
PCM-Eingangssignal in Rahmen (Frames) von beispielsweise 10 ms unterteilt.
Bei einer Abtastfrequenz von beispielsweise 8 kHz besteht ein Rahmen
aus 80 Abtastwerten. Jeder Abtastwert wird beispielsweise durch
16 Bits dargestellt. Dieses Eingangssignal wird dem Vorprozessor 3 zugeführt, während das
als Reaktion hierauf erhaltene Ausgangssignal dem ADPCM-Codierer 4 zugeführt wird.
Ein weiteres Eingangssignal für
den ADPCM-Codierer 4 wird aus einem Codec-Modussignal CMS
gebildet, das die Bitzuordnung für
die Codewörter
im Bitstromausgang des ADPCM-Codierers 4 bestimmt. Der
ADPCM-Codierer 4 erzeugt ein Codewort für jeden Abtastwert in dem vorverarbeiteten
Signalrahmen. Die Codewörter
werden dann in Rahmen von in dem vorliegenden Beispiel 80 Codes
gepackt. In Abhängigkeit
von dem gewählten
Codec-Modus hat der resultierende Bitstrom eine Bitrate von beispielsweise
11,2, 12,8, 16, 19,2, 21,6, 24 oder 32 KBits/s.
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In
dem P2CM-Audiodecodierer 2 wird
das Eingangssignal des ADPCM-Decodierers 5 aus
einem Bitstrom aus Coderahmen und dem Codec-Modus gebildet. In dem
vorliegenden Beispiel bestehen die Coderahmen aus 80 Codes, die
von dem ADPCM-Decodierer 5 decodiert
werden, um einen PCM-Ausgangsrahmen von 80 Abtastwerten zu bilden,
die im Nachprozessor 6 nachbearbeitet werden.
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Im
Vorprozessor 3 werden die Signalkennlinien so verändert, dass
das resultierende Signal besser für die Codierung geeignet ist.
Durch die Vorverarbeitung wird das Signalspektrum vor der Codierung
verändert. Daher
kann eine nichtlineare Transformation, beispielsweise eine Quadratwurzeltransformation,
auf die spektralen Amplituden angewendet werden. Durch eine derartige,
als „Verzerrung
der spektralen Amplitude" bezeichnete Transformation
werden relativ kleine spektrale Amplituden in Bezug auf relativ
große
spektrale Amplituden erhöht,
damit ein Großteil
von ihnen oberhalb des im ADPCM-Codierer 4 entstehenden
Quantisierungsrauschens bleibt. Damit das Signalspektrum auf diese
Art verändert
werden kann, umfasst der Vorprozessor 3 eine Verarbeitungsvorrichtung 7 mit
einer Zeit-Frequenz-Transformationseinheit, die die Rahmen von Abtastwerten
von Audiosignalen im Zeitbereich in den Frequenzbereich transformiert,
Mittel zum Verzerren der spektralen Amplitude, und eine Frequenz-Zeit-Transformationseinheit,
die die verzerrten Audiosignale vom Frequenzbereich in den Zeitbereich
transformiert. Diese Transformation ist auf der P2CM-Audiodecodiererseite
reversibel, ohne dass zusätzliche
Bits gesendet werden müssen.
Daher umfasst der Nachprozessor 6 Verarbeitungsmittel 8 mit
einer Zeit-Frequenz-Transformationseinheit, die die Rahmen von Abtastwerten
von Audiosignalen im Zeitbereich in den Frequenzbereich transformiert,
Mittel, die den Effekt der im Vorprozessor auf der Codiererseite
durchgeführten
Verzerrung der spektralen Amplitude rückgängig machen, und eine Frequenz-Zeit-Transformationseinheit,
die die entzerrten Audiosignale vom Frequenzbereich in den Zeitbereich transformiert.
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Der
in 2A dargestellte ADPCM-Codierer 4 umfasst
einen Quantisiererblock 9, einen Schrittweiten-Anpassungsblock 10,
einen Decodiererblock 11 und einen Prädiktorblock 12. Das
Eingangssignal für
den ADPCM-Codierer 4 ist ein abgetastetes Audiosignal,
das von dem Vorprozessor 3 zugeführt wird. Wenn ein Abtastsignal
n einen Wert s(n) hat, wird für
jeden Eingangssignalwert s(n) die Differenz zwischen diesem Wert und
dem geschätzten
(vorhergesagten) Wert s(n-1) als Fehlersignal e(n) genommen, das
dann von dem Quantisiererblock 9 quantisiert und codiert
wird, woraus sich der Ausgangscode c(n) ergibt. Der Ausgangscode
c(n) bildet einen Bitstrom, der von dem ADPCM-Decodierer 5 des P2CM-Audiocodierers
gesendet oder gesendet und empfangen wird. In 1 wird
dies durch die gestrichelte Linie 13 wiedergegeben. Der
Ausgangscode c(n) wird auch für
die Anpassung der Quantisiererschrittweite Δn durch Block 10 und
von dem Decodiererblock 11 zur Erzeugung eines quantisierten
Fehlersignals e'(n)
verwendet. Das quantisierte Fehlersignal e'(n) wird zu dem vorhergesagten Wert
s(n-1) addiert und ergibt den quantisierten Eingangwert s'(n). s'(n) wird von dem Prädiktorblock 12 dazu
verwendet, seine Vorhersagekoeffizienten anzupassen.
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Der
ADPCM-Decodierer 5 ist lediglich eine Teileinheit des Codierers 4;
er liest den empfangenen quantisierten Code c(n) aus dem Bitstrom
und nutzt den gleichen wie der Codierer 4, um seine internen
Variablen zu aktualisieren. Der ADPCM-Decodierer 5 umfasst
daher einen Schrittweiten-Anpassungsblock 14, einen Decodiererblock 15 und
einen Prädiktorblock 16.
Das Ausgangssignal des Decodiererblocks 15 ist das quantisierte
Fehlersignal e'(n),
das, nachdem es zu dem vorhergesagten Wert s(n-1) addiert wurde,
das quantisierte Audiosignal s'(n)
ergibt.
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Obwohl
dies in den 2A und 2B nicht
weiter angegeben ist, bildet das Codec-Modussignal CMS auch ein
Eingangssignal für
den Decodiererblock 11 im ADPCM-Codierer 4 und
für den
Decodiererblock 15 im ADPCM-Decodierer 5.
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Anstelle
der oben genannten ADPCM-Codierer und Decodierer können auch
andere Codierer und Decodierer angewendet werden.
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Wie
bereits eingangs in der Beschreibung erwähnt, treten Probleme in Bezug
auf die Wiedergabe der impulsartigen Beschaffenheit der Aufzeichnung
nahe dem Mikrofon verglichen mit der Aufzeichnung mit einem größeren Abstand
auf. In impulsartigen Bereichen der Aufzeichnung nahe dem Mikrofon
wird das Eingangssignal für
den Quantisiererblock 9 zu hoch und zu schnell für den Quantisierer
sein, so dass dieser seine Schrittweite Δn nicht anpassen kann.
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Erfindungsgemäß besteht
die Lösung
dieses Problems darin, einen Phasenfaltungsfilter im P
2CM-Audiocodierer
1 zu
verwenden. Dieser Filter weist eine Allpasskennlinie auf, was bedeutet,
dass die Signalenergie für
alle Frequenzen unverändert
bleibt. Es ist ebenfalls einfach, zu der ursprünglichen ungefilterten Form zurückzukehren,
indem die zeitlich umgekehrte Version des gleichen Filters im P
2CM-Audiodecodierer
2 verwendet
wird.
1 zeigt den Phasenfaltungsfilter
17.
Dessen Eingangssignal besteht aus den PCM-Eingangssignalen des P
2CM-Audiocodierers
1, während die
gefilterten Ausgangssignale dem Verarbeitungsblock
7 zugeführt werden.
In dem Phasenfaltungsfilter
17 wird ein Filtervorgang mit
Finite Impulse Response (FIR) durchgeführt, wobei p(m) die Filterimpulsantwort,
L die Filterlänge,
s(n) das Eingangssignal und s
p(n) das gefilterte Ausgangssignal
darstellen, gemäß der Gleichung:
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Die
umgekehrte Phasenfaltung erfolgt mit Hilfe des inversen Phasenfaltungsfilters
18 am
Ausgang des Verarbeitungsblocks
8 im P
2CM-Audiodecodierer
2 mit
demselben Filter, jedoch mit umgekehrter zeitlicher Reihenfolge,
gemäß der Gleichung:
wobei s
p'(n) das Eingangssignal
und s'(n) das gefilterter
Ausgangssignal ist.
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Durch
diese Operation ergibt sich eine Gesamtverzögerung der Länge L am
Ausgang. Eine starke Verarbeitungsverzögerung ist unerwünscht, wenn
der Codierer für
die Kommunikation eingesetzt wird, beispielsweise für den Fernsprechverkehr.
Daher muss die Filterlänge
L so klein wie möglich
gehalten werden.
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Da
die Filterung im Zeitbereich eine relativ große Filterlänge erfordert, wird es vorgezogen,
die Filterung im Frequenzbereich durchzuführen. Im Folgenden wird ein
Beispiel für
ein Phasenfaltungsfilter gegeben, bei dem der Filter im Frequenzbereich
konstruiert ist und eine konstante Amplitude und eine variierende
Phase für
jede Frequenzkomponente verwendet wird. Das Frequenzverhalten dieses
Filters entspricht der folgenden Gleichung: P(k) = exp[–j π . k(k – ½ N)N–1]
mit 0 ≤ k ≤ ½ N (C)
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Für Echtwertdaten
muss die negative Frequenzachse symmetrisch sein: R{P(k)} = R{P(N-k)} und I{P(k)}
= –I{P(N-k)}
mit ½ N < k < N, (D)wobei R und
I jeweils die reellen und imaginären
Teile des Spektrums sind.
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Die
Transformation in den Zeitbereich erfolgt gemäß der folgenden Gleichung:
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Die
Länge N
der diskreten Fourier-Transformation (DFT) und die Filterlänge L können beide
auf den gleichen Wert eingestellt werden. Der Filter ist genau genommen
eine Sinuskurve mit linear ansteigender Frequenz zwischen 0 und
der Nyquist-Frequenz fN. Die Filterkennlinien
sind in den 3A–3D dargestellt. 3A zeigt
die Amplituden-Zeit-Abhängigkeit, 3B die
Amplitude-Frequenz-Abhängigkeit, 3C die Frequenz-Zeit-Abhängigkeit
und 3D die Beziehung der entzerrten Phase zur Frequenz.
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Dieser
Filter funktioniert zwar ziemlich gut, ist jedoch nicht optimal.
Zwei Kriterien müssen
bei der Auslegung des Filters berücksichtigt werden: Das eine
besagt, dass im Allgemeinen die niedrigeren Frequenzen in gesprochener
Sprache (unter 1 kHz) aufgrund der glottalen Impulsform bereits über die
Zeit gefaltet werden. Das andere besagt, dass bei hohen Frequenzen
(über 3
kHz) die Energie der gesprochenen Sprache relativ niedrig ist. Außerdem legt
die in vielen Anwendungsbereichen, beispielsweise in der Telefonsprache
zwischen 300 und 3400 Hz, durchgeführte Bandpassfilterung eine
effizientere Nutzung der verfügbaren
Filterlänge
nahe, indem eine weitere Phasenfaltung zwischen 1 und 3 kHz angewendet
wird.
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Daher
wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der folgende Frequenzgang im P2CM für die Erzeugung
des Phasenfaltungsfilters verwendet: P(k)
= exp[A jπ sin(2 π kN–1)]
mit 0 ≤ k ≤ ½ N. (F)
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Die
Konstante A hängt
von der gewünschten
Phasenfaltung, insbesondere von der Filterlänge und somit der verwendeten
Fensterung ab. Die Kennlinien eines derartigen Filters sind in den 4A–4D dargestellt.
Diese Figuren entsprechen den 3A–3D.
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Die
DFT-Länge
kann auf 256 eingestellt werden. Die effektive Filterlänge beträgt ungefähr 96 (12
ms). Bei dieser Filterlänge
liegt eine günstige
Wahl der Konstante A bei 6,44. Der Wert von 96 ergibt sich aus der Differenz
zwischen der verwendeten Eingangsfensterlänge (256) und der Ausgangsfensterlänge (160)
des Vor-/Nachprozessors. Dadurch kann der Phasenfaltungsfilter in
den Verarbeitungsblock 7 und der entgegengesetzt wirkende
Filter in den Verarbeitungsblock 8 integriert werden, wie
es im Folgenden ausführlicher
erläutert
wird.
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5 zeigt
ein Blockschaltbild eines Vorprozessors 3. Der Vorprozessor
umfasst eine Eingangsfensterbildungseinheit 19, eine FFT-Einheit
(engl. Fast Fourier Transform) 20, eine Phasenfaltungsfilterungs-
und Spektralamplitudenverzerrungseinheit 21, eine inverse
FFT-(IFFT)-Einheit 22, eine Ausgangsfensterbildungseinheit 23 und
eine Überlappungs-
und Additionseinheit (engl. overlap-and-add) 24. In dem
vorliegenden Beispiel werden die 80 Abtastwert-Eingangsrahmen der
Eingangsfensterbildungseinheit 19 in einen Pufferspeicher
von 256 Abtastwerten verschoben, um das Eingangsfenster s(n) zu
bilden (siehe 6). Die Art des Eingangsfensters
ist ein Rechteck mit der gleichen Länge wie das Eingangsfenster,
so dass keine zusätzliche Operation
für die
Gewichtung erforderlich ist. Das Spektrum S(k) wird mit Hilfe einer
256-Punkt-FFT 20 berechnet. Nachdem das Signal S(k) der
Phasenfaltung und nachfolgend der Verzerrung der spektralen Amplitude unterzogen
wurde, wird das erhaltene Signal Sfw(k)
in der IFFT 22 transformiert, wodurch man die Zeitdarstellung
sfw(n) dieses Signals erhält. Damit
ein glatter Übergang
zwischen zwei aufeinander folgenden Rahmen ermöglicht wird, wird eine Überlappung
und Addition mit einem Hanning-Ausgangsfenster von 20 ms (160 Abtastwerten)
eingesetzt. Dieses Ausgangsfenster wird im FFT-Pufferspeicher von
256 Abtastwerten zentriert. Eine zusätzliche Verzögerung von
32 Abtastwerten wird addiert, um ein Vielfaches der Rahmenlänge (160
Abtastwerte) als Gesamtverzögerung
dieses Prozesses zu erhalten. Diese Ausrichtungsverzögerung ist
für den Vorprozessor
lediglich erforderlich, um die synchrone Datenrahmenbildung zwischen
dem Vor- und dem Nachprozessor sicherzustellen. Der Auf- Aufbau des Nachprozessors
entspricht demjenigen des Vorprozessors lediglich mit dem Unterschied,
dass in einer Einheit, die der Einheit 21 entspricht, der
Effekt der Verzerrung der spektralen Amplitude rückgängig gemacht und nachfolgend
ein inverser Phasenfaltungsfilter angewendet wird. Da sowohl die
Verzerrung als auch die Entzerrung der spektralen Amplitude im Frequenzbereich
erfolgen, können
die Phasenfaltung und die entsprechende umgekehrte Verarbeitung
ebenfalls im Frequenzbereich erfolgen. Eine genaue Transformation
vom Zeitbereich in den Frequenzbereich sollte zwar getrennte Verarbeitungsblöcke für die Filteroperation
vorsehen, jedoch kann dies durch die Integration in den existierenden Ver-/Entzerrungsblock
in Näherung
erreicht werden. Dadurch reduziert sich nicht nur die Verarbeitungszeit
des Filters, sondern kann auch die zusätzliche Verarbeitungsverzögerung eliminiert
werden. Die Filteroperationen im Zeitbereich der Formeln (A) und
(B) werden ersetzt durch die Filteroperationen im Frequenzbereich
der Formeln (G) für
den Vorprozessor und der Formeln (H) für den Nachprozessor: R{Sp(k)}
= R{S(k)}.R{P(k)} – I{S(k)}.I{P(k)}
I{Sp(k)} = I{S(k)}.R{P(k)} + R{S(k)}.I{P(k)} (G)und R{Sp(k)}
= R{S(k)}.R{P(k)} + I{S(k)}.I{P(k)}
I{Sp(k)}
= I{S(k)}.R{P(k)} – R{S(k)}.I{P(k)} (H)mit 0 ≤ k < ½ N.
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S(k),
P(k) und Sp(k) sind die Fourier-Transformierten
der entsprechenden Funktionen s(n), p(n) bzw. sp(k)
in den Formeln (A) und (B) und R und I die reellen und imaginären Teile
dieser Signale.
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Es
ist offensichtlich, dass diese Annäherung an die getrennten Verarbeitungsblöcke für die Filterung einen
Nachteil aufweist: Die Verzerrung der spektralen Amplitude im Vorprozessor
erfolgt mit Amplitudenwerten von nicht verarbeiteten Eingangsfenstern,
während
die Entzerrung im Nachprozessor mit Amplitudenwerten von der Version
dieses Signals mit Phasenfaltung erfolgt. Ist die Korrelation zwischen
aufeinander folgenden Rahmen gering, kann dies zu Artefakten führen. In
der Praxis scheint diese Korrelation jedoch hoch genug zu sein,
so dass die Qualitätsminderung
aufgrund dieser Annäherung
vernachlässigbar
bleibt.
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Eine
weitere Vereinfachung erfolgt durch den Wegfall der zusätzlichen
Verzögerung,
die am Ausgang des Vorprozessors addiert wird. Diese Verzögerung wurde
eingeführt,
um die Eingangssignale für
den Vor- und den Nachprozessor zu synchronisieren.
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Aufgrund
der eingefügten
Phasenfaltung ist diese Synchronisierung nicht mehr möglich, da
jede Frequenzkomponente eine unterschiedliche Verzögerung aufweist.
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Die
oben beschriebene Ausführungsform
wird durch einen Algorithmus realisiert, der die Form eines Computerprogramms
haben kann, das in den Signalverabeitungsmitteln eines P2CM-Audiocodierers und -Decodierers laufen
kann. Soweit Teile der Figuren Einheiten zur Durchführung bestimmter
programmierbarer Funktionen zeigen, müssen diese Einheiten als untergeordnete
Teile des Computerprogramms betrachtet werden.
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Die
beschriebene Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt.
Es sind Abwandlungen möglich.
Es ist insbesondere anzumerken, dass die in den beschriebenen Ausführungsbeispielen
erwähnten
Frequenzgangfunktionen und Werte nur als Beispiele gegeben sind;
andere Frequenzgangfunktionen und Werte sind möglich.
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Text in den
Figuren
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6
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- Sample – Abtastwert
- Frame – Rahmen
- Input Frame – Eingangsrahmen
- Input Window – Eingangsfenster
- Output Window – Ausgangsfenster
- Output Frame – Ausgangsrahmen
