DE602006000910T2

DE602006000910T2 - Paketedatenübertragung über einen gemeinsam genutzten Übertragungskanal

Info

Publication number: DE602006000910T2
Application number: DE602006000910T
Authority: DE
Inventors: Enrico Casini; Oscar Del Rio Herrero; Riccardo De Gaudenzi; Daniel Maurice Eliane Delaruelle; Jean-Pierre Georges Joseph Ghislain Choffray
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 2005-01-31
Filing date: 2006-01-30
Publication date: 2009-07-23
Anticipated expiration: 2026-01-31
Also published as: DE602006000910D1; FR2881590B1; EP1686746B1; EP1686746A8; ES2304769T3; US8094672B2; IL173417A0; FR2881590A1; IL173417A; US20060171418A1; EP1686746A1; ATE392762T1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren für die digitale Kommunikation durch Pakete über einen von einer Mehrzahl von Anwendern gemeinsam genutzten Sendekanal. Insbesondere zielt sie darauf ab, die Zugangskonflikte, die sich einstellen, wenn zwei oder mehr Anwender gleichzeitig über diesen Kanal senden möchten, zum Großteil zu lösen.
Die Erfindung ist für verschiedene Anwendungen geeignet, wurde aber insbesondere im Zusammenhang mit digitalen Ausstrahlungen mit Rückkanal mittels Satellit oder Breitbandzugangssystemen mittels Satellit (wie beispielsweise solche unter Anwendung der Norm ETSI DVB-RCS oder auch der Norm TIA IPoS) entwickelt.
Die Vermarktung von kostengünstigen interaktiven Satellitenendstellen erfordert die Entwicklung von Mehrfachzugriffsprotokollen, die in der Lage sind, eine große Vielfalt von Verkehrsprofilen zu unterstützen, welche die verschiedenen Klassen von Anwendern kennzeichnen. Insbesondere häusliche Anwender ("residential users" in der englischsprachigen Literatur) erzeugen ein großes Verkehrsvolumen in Bursts ("bursty traffic") mit einem niedrigen Nutzungskoeffizienten, bei dem die gegenwärtig in den Kommunikationssystemen mittels Satellit verwendeten Zuteilungsprotokolle als Funktion der Anfrage (DA) nicht sehr effizient sind, da sie starke Übertragungsverzögerungen einbringen, oder auch eine Ineffizienz im Zusammenhang mit der Signalisierung, die von Systemen mit Zuweisung von Ressourcen benötigt wird. Dieses Problem ist dem Fachmann bekannt: siehe hierzu das Werk "Digital Video Broadcasting Return Channel via Satellite (DVB-RCS) Background Book", 15.11.2002, verteilt durch die Fa. Nera Broadband Satellites AS, Bergerveien 12 PO Box 91 N-1375 Billingstad, Norwegen, über die Internetseite http://www.nera.no. Absatz 1.4.3 dieses Werkes erläutert, dass das einzige Zugangsprotokoll, das unter diesen Bedingungen praktisch verwendbar ist, das Aloha-Protokoll mit zeitlicher Segmentierung ("slotted Aloha", SA; unterteiltes Aloha) ist, das jedoch nur eine geringe Effizienz bei der realen Nutzung der Kapazität des Kanals hat, um eine annehmbare, d. h. ausreichend geringe Wahrscheinlichkeit von Paketverlusten aufzuweisen. Das Dokument "ETSI TR 101 790 v1.2.1 (2003-01) – Digital Video Broadcasting (DVB); Interaction Channel for Satellite Distribution Systems; Guidelines for the use of EN 301 790", Absatz 10.3.3.3, beschreibt auch die Verwendung des Aloha-Protokolls für den Rückkanal in einem digitalen Ausstrahlungssystem mittels Satellit. Dieses Dokument wie auch das Dokument ETSI EN 301 790 V.1.3.1, März 2003, welche die Normen für den Interaktionskanal im Rahmen der Norm für DVB mittels Satellit definieren, sind beim "European Telecommunications Standard Institute" (ETSI), 650 Route des Lucioles, F-06921 Sophia Antipolis Cedex, Frankreich, erhältlich.
In der Praxis wird das Aloha-Protokoll im Wesentlichen für Funktionen der Signalgabe, der Anorderung einer Zuweisung von Sendekapazität, und manchmal für die Übertragung von kleinen Datenpaketen verwendet.
Das Aloha-Protokoll oder -Verfahren ist ein RA("Random Access"; Direktzugriff)-Protokoll, das 1970 entwickelt wurde: siehe N. Abramson, "The Aloha System – another Alternative for Computer Communications", AFIPS Conf. Proc. Vol. 37, S. 281–285, 1970. Sein Prinzip ist äusserst einfach: jeder Anwender sendet seine Daten unabhängig von den anderen und wartet auf eine Empfangsbestätigung. Falls er sie nicht empfängt, überträgt er die gleichen Daten erneut mit einer Zufallsverzögerung, und so fort, bis sie korrekt empfangen werden. Wenn zwei oder mehrere Anwender gleichzeitig senden, tritt offensichtlich ein Zugangskonflikt ein, d. h. eine Kollision, die den Verlust der gesendeten Daten (eine so genannte destruktive Kollision) beinhalten kann. Aus diesem Grund kann das System nur dann funktionieren, wenn der Nutzungskoeffizient jedes Anwenders (die effektiv für die Übertragung verwendete Zeitfraktion) niedrig ist. Durch eine statistische Analyse kann gezeigt werden, dass der erzielbare normalisierte, maximale Durchsatz nur 18% beträgt. Dieser maximale Durchsatz wird erhalten, wenn die Anzahl von Sendeversuchen von Paketen mit einer einheitlichen Zeitdauer pro Zeiteinheit gleich 0,5 ist.
Das Aloha-Protokoll mit zeitlicher Segmentierung (slotted Aloha; SA) ist eine Variante des "reinen" Aloha-Verfahrens, das es ermöglicht, den maximalen Durchsatz im Vergleich mit dem vorherigen Fall zu verdoppeln. Ein normalisierter Durchsatz in der Größenordnung von 36% wird somit erhalten, wenn die Anzahl von Sendeversuchen von Paketen mit einer einheitlichen Zeitdauer pro Zeiteinheit gleich 1 ist. Diese Verbesserung der erbringbaren Leistungsfähigkeit wird durch Synchronisieren der Anwender erhalten, indem die Zeit in Intervalle mit einer vorgegebenen Dauer (beispielsweise gleich der Zeit für die Übertragung eines Datenpaketes) unterteilt und die Übertragung der Pakete in Entsprechung zu diesen Intervallen durchgeführt wird. Siehe hierzu L. G. Roberts "ALOHA Packet Systems with and without Slots and Capture" ARPANET System note 8 (NIC11290), Juni 1972.
Der Artikel von Gagan L. Chouldhury und Stephen S. Rappaport, "Diversity ALOHA – A Random Access Scheme for Satellite Communications", IEEE Transactions an Communications, Vol. COM-31, No. 3, März 1983, beschreibt eine Verbesserung des SA-Protokolls mit der Bezeichnung "Diversity Slotted Aloha" (DSA). Das Prinzip dieses Verfahrens besteht darin, k > 1 Repliken von jedem Paket zu senden, und zwar entweder mit einem zufälligen zeitlichen Abstand (bei TDMA-Systemen), oder gleichzeitig auf unterschiedlichen Frequenzkanälen (bei FDMA-Systemen). Der erwähnte Artikel zeigt, dass es eine geeignete Wahl des Wertes von k ermöglicht, die Leistungsfähigkeit des SA-Protokoll sowohl hinsichtlich der Kapazität als auch der Sendeverzögerung zu verbessern, insbesondere wenn das System nur schwach ausgelastet ist (weniger als ein Sendeversuch pro Zeiteinheit). Da die Vorteile dieser Variante relativ beschränkt sind, ist das SA-Protokoll nach wie vor das am meisten verwendete. Eines der seltenen Beispiele für die Anwendung des DSA-Protokoll ist die von der Telecommunication Industry Association (TIA) entwickelte Norm IPoS, die in dem Dokument TIA-1008 "IP over Satellite", Oktober 2003, beschrieben ist.
Damit die Übertragungsverzögerungen und die Paketverlustrate in der Realität innerhalb der akzeptablen Grenzen bleiben, müssen die Protokolle der "Aloha"-Familie mit einer normalisierten mittleren Belastung (Anzahl von übertragenen Paketen pro Zeitsegment, oder Anzahl von Paketen mit einer einheitlichen Zeitdauer pro Zeiteinheit im Falle des "reinen" SA-Verfahrens) in der Größenordnung von nur 2 bis 5% verwendet werden, was zu viel geringeren durchschnittlichen Durchsätzen als den vorstehend genannten theoretischen maximalen Werten mit begrenzten Differenzen zwischen den Protokollen "pure Aloha", SA und DSA führt. Siehe hierzu den Artikel von D. Raychaudhuri und K. Joseph, "Channel Access Protocols for Ku-band VSAT networks: A Comparative Evaluation", IEEE Comm. Magazine, Vol. 26, No. 5, S. 34–44, Mai 1998.
Die Schrift WO 01/17171 beschreibt ein Verfahren für die Übertragung von TCP/IP-Daten einer Vermittlungsstation an eine Mehrzahl von Endstellen über eine Satellitenverbindung unter Verwendung der DVB-Norm. Ein Feld im Header jedes DVB-Rahmens wird verwendet, um den Anfang eines neuen TCP/IP-Paketes in dem Rahmen zu lokalisieren. Dies ermöglicht eine variable Lokalisierung der TCP/IP-Pakete im DVB-Rahmen, mit dem Ergebnis einer besseren Nutzung der Bandbreite.
Es besteht somit ein Bedarf nach einem Direktzugriff-Steuerungsverfahren das eine bessere Leistungsfähigkeit als diejenigen des SA-Verfahrens besitzt und im Rahmen eines Satelliten-Kommunikationssystems oder eines interaktiven Fernsehsystems verwendet werden kann. Das Verfahren ist auf proprietäre Systeme wie auch auf standardisierte System anwendbar, unter anderem diejenigen, welche die Norm DVB-RCS oder die Norm IpoS verwenden. Auf vorteilhafte Weise müsste ein solches Verfahren eine begrenzte Anzahl von Modifikationen an der physikalischen Schicht der gegenwärtigen TDMA-FM-Systeme (Zeitvielfachzugriff mit Frequenzmultiplex) erfordern. Auf vorteilhafte Weise müsste ein solches Verfahren auch mit Verfahren für eine Zuweisung als Funktion der Anforderung (AD) einfach kombinierbar sein, um auf effektive Weise eine große Vielfalt von Verkehrsprofilen verwalten zu können. Dieser Bedarf wird verschärft durch die Entwicklung von öffentlichen interaktiven Satellitenendstellen, welche die Bündelung des Verkehrs an der Satellitenendstelle verringern und dadurch eine vermehrte Verwendung der Direktzugriffsprotokolle erzwingen.
Eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Übertragung von Datenpaketen zur Verfügung zu stellen, das auf einer Verbesserung des Diversity Aloha-Protokolls basiert und es ermöglicht, wenn eine der Repliken eines Paketes empfangen wird, die anderen oder die anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren, wenn diese durch Kollisionen derart korrumpiert wurde(n), dass sie nicht ordnungsgemäß decodiert werden kann bzw. können. Ein solches Verfahren kann zum Zweck einer Diagnose des Sendekanals verwendet werden, ist jedoch vor allem insofern von Interesse, als es beim Empfänger die Anwendung eines Verfahrens zum Wiedergewinnen der übertragenen Pakete ermöglicht.
Ein solches Verfahren zur Wiedergewinnung von Paketen stellt eine zweite Aufgabe der Erfindung dar.
Die gleichzeitige Verwendung eines solches Sendeverfahrens und eines solchen Verfahrens zur Wiedergewinnung von Paketen beim Empfänger stellt ein neues Kommunikationsprotokoll mit Direktzugriffsteuerung dar, das von seinen Erfindern "Aloha mit zeitlicher Segmentierung mit Auflösung von Zugangskonflikten" oder CRDSA (aus dem Englischen: "Contention Resolution Diversity Slotted Aloha") benannt wurde.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, das CRDSA-Verfahren mit einem herkömmlichen DA-Verfahren zu kombinieren, um ein Protokoll zu erhalten, das es ermöglicht, sehr verschiedene und über die Zeit variable Verkehrsprofile zu verwalten. Ein solches Verfahren wird im Nachfolgenden als CRDSA-DA bezeichnet.
Weitere Aufgaben der Erfindung bestehen darin, eine Sendevorrichtung ("Modulator") und eine Vorrichtung zur Wiedergewinnung von Paketen beim Empfang ("Demodulator") zur Verfügung zu stellen, die für die Anwendung des CRDSA(oder CRDSA-DA)-Verfahrens, insbesondere im Rahmen eines interaktiven Systems über Satellit, ausgelegt sind.
Ein erster Gegenstand der Erfindung ist daher ein Verfahren zur Übertragung von Datenpaketen über einen von einer Mehrzahl von Anwendern gemeinsam genutzten Sendekanal gemäß Anspruch 1. Ein solches Verfahren umfasst die folgenden Schritte:

– Erzeugen von mindestens zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket;
– Senden der Repliken, die durch zufällige Zeit- und/oder Frequenzabstände voneinander getrennt sind, über den Sendekanal;

Bevorzugt umfasst der Schritt des Erzeugens das Erzeugen von genau zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket.
Besondere Ausführungsweisen dieses Verfahrens sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 25.
Ein weiterer Gegenstand der Erfindung ist ein Verfahren gemäß Anspruch 26, das die Wiedergewinnung beim Empfang von Datenpaketen ermöglicht, die mit einem erfindungsgemäßen Übertragungsverfahren über einen von einer Mehrzahl von Anwendern gemeinsam genutzten Sendekanal übertragen werden. Ein solches Verfahren umfasst die Schritte:

– Identifizieren innerhalb eines Empfangssignals der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind;
– Extraieren der in den identifizierten Repliken enthaltenen Information;

– Lokalisieren der anderen Replik bzw. der anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz unter Verwendung der aus den identifizierten Repliken extrahierten Signalisierungsinformation;
– Löschen der anderen Replik bzw. der anderen Repliken im komplexen Basisband durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus, wenn diese von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen ist bzw. sind; und
– Identifizieren der Repliken von anderen Paketen, die nach dem Schritt des Löschens nicht mehr von destruktiven Kollisionen betroffen sind, und Extrahieren der darin enthaltenen Information.

Besondere Ausführungsweisen dieses Verfahrens sind Gegenstand der Ansprüche 27 bis 40.
Ein weiterer Gegenstand der Erfindung ist eine Vorrichtung zur Übertragung von Datenpaketen über einen von einer Mehrzahl von Anwendern gemeinsam genutzten Sendekanal gemäß Anspruch 41, welche aufweist:

– eine Einrichtung zum Erzeugen von mindestens zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket mit einem zufälligen Zeit- und/oder Frequenzabstand zwischen ihnen; und
– eine Einrichtung zum Senden der Repliken über den Sendekanal; und dadurch gekennzeichnet ist, dass sie ferner aufweist:
– eine Einrichtung zum Erzeugen einer Signalisierungsinformation für jede Replik, welche es ermöglicht, die andere Replik oder die anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren; und
– einen ersten Multiplexer, der es ermöglicht, jede Replik und die entsprechende Signalisierungsinformation zusammen zu stellen, um sie gemeinsam zu übertragen.

Besondere Ausführungsweisen dieser Vorrichtung sind Gegenstand der Ansprüche 42 bis 49.
Ein weiterer Gegenstand der Erfindung ist eine Vorrichtung gemäß Anspruch 50, welche die Wiedergewinnung beim Empfang von Datenpaketen ermöglicht, die über einen von einer Mehrzahl von Anwendern gemeinsam genutzten Sendekanal gesendet werden, mittels eines erfindungsgemäßen Übertragungsverfahren, welches umfasst:

– eine Einrichtung zum Identifizieren der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind,
– eine Einrichtung zum Extrahieren der in den identifizierten Repliken enthaltenen Information; und ist dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner aufweist:
– eine Einrichtung zum Verwenden der extrahierten Signalisierungsinformation, um die andere(n) Replik(en) des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren; und
– eine Einrichtung zum Löschen der anderen Replik(en) im komplexen Basisband durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus, wenn sie von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen ist bzw. sind.

Besondere Ausführungsweisen dieser Vorrichtung sind Gegenstand der Ansprüche 51 bis 63.
Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Lektüre der Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung, die beispielhaft gegeben wird; es zeigt:
1 eine schematische Darstellung eines Satellitenkommunikationssystems, auf das die Erfindung anwendbar ist;
2A und 2B ein prinzipielle Darstellung der Verteilung von Ressourcen in einem TDMA-MF-System, welches das CRDSA-Verfahren der Erfindung verwendet;
3A–3P ein Verfahren de Wiedergewinnung von Paketen beim Empfang gemäß einer ersten Ausführungsweise der Erfindung;
4A und 4B zwei Fälle, in denen das erfindungsgemäße Verfahren es ermöglicht, einen Zugangskonflikt zu lösen;
5A und 5B Ablaufdiagramme zur Veranschaulichung eines Verfahrens zur Übertragung bzw. eines Verfahrens zur Wiedergewinnung von Paketen beim Empfang gemäß einer zweiten Ausführungsweise der Erfindung;
6 ein Ablaufdiagramm zur Veranschaulichung eines dezentralen Verfahrens für die Flusssteuerung, das bei einer dritten Ausführungsweise der Erfindung Anwendung findet;
7 ein Zustandsdiagramm, das eine Ausführungsweise des CRDSA-DA-Verfahrens der Erfindung veranschaulicht;
8 ein Funktionsschema einer Sendevorrichtung, die für die Anwendung des durch das Ablaufdiagramm von 5A veranschaulichten Verfahrens angepasst ist;
9, ein Funktionsschema einer Empfangsvorrichtung, die für die Anwendung des durch das Ablaufdiagramm von 5B veranschaulichten Verfahrens angepasst ist;
10A–10M Grafiken zur Veranschaulichung der Leistungsfähigkeit der Erfindung und zum Vergleich mit den aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren;
11 die spektrale Dichte des Phasenrauschens der Norm SATMODE;
12 die zeitliche Abhängigkeit der Phase der Trägerwelle eines durch Phasenrauschen beeinträchtigten Signals und der entsprechenden Schätzung der Phase;
13 die zeitliche Abhängigkeit der Phase der Trägerwelle eines durch Phasenrauschen beeinträchtigten Signals und der entsprechenden Schätzung der Phase, die gemäß einer zweiten Ausführungsweise der Erfindung erhalten wird;
14 eine Grafik, welche die Abhängigkeit des Durchsatzes als Funktion der normalisierten Belastung des Kanals darstellt und eine Einschätzung der Verstärkung ermöglicht, die mittels der zweiten Ausführungsweise erzielt wird; und
15 die spektrale Dichte des Phasenrauschens der Norm DVB-RCS.
Die Erfindung wird im Nachfolgenden unter Bezugnahme auf ein Satelliten-Kommunikationssystem beschrieben, bei dem eine Mehrzahl von Anwendern, die jeweils über ein eigenes Satellitenendstelle verfügen, mittels eines für mehrere Strahlenbündel transparenten Satelliten mit Gateways verbunden sind, welche den Zugang zu einem terrestrischen Netz ermöglichen. Hierdurch wird der Schutzumfang der Erfindung, die sich auf verschiedene Kommunikationssysteme unter Verwendung von beispielsweise Regenerationssatelliten und/oder drahtlosen terrestrischen Verbindungen oder auch Verbindungen mittels Kabel bezieht, nicht eingeschränkt.
Ein Satelliten-Kommunikationssystem, das für die Anwendung der vorliegenden Erfindung ausgelegt ist, ist schematisch in 1 dargestellt. Ein solches System weist n terrestrische Satellitenendstellen ST₁...ST_n auf, die eine bidirektionale Verbindung mit einer Empfangsstation wie etwa einem Gateway GW mittels eines Satelliten SAT herstellen können, wobei das Gateway GW wiederum mit einem terrestrischen Netz TN wie etwa dem Internet verbunden ist. Die Endstellen ST₁ und ST₂ sind "häusliche" Endstellen, die jeweils nur einen einzelnen Anwender RU₁, RU₂ bedienen. Es kann sich beispielsweise um kleine Endstellen handeln, mit denen jeweils ein Wohnraum ausgerüstet ist, und die dazu verwendet werden, eine Verbindung mit dem Internet und/oder mit einem digitalen Fernsehdienst mit Rückkanal herzustellen. Diese Endstellen verwenden den aufsteigenden Link des Kommunikationskanals, um kleinformatige Datenpakete gemäß einem Verkehrsprofil zu übertragen, das durch ein Poisson'sches Verfahren beschreibbar ist. Das System umfasst ferner eine bestimmte, im Allgemeinen minderheitliche Anzahl von Endstellen, die andere Merkmale aufweisen. Beispielsweise überträgt die Endstelle ST_n großformatige Pakete, die ein sogenanntes Verkehrsprofil "mit massiven Ankünften" erzeugen. Die verschiedenen Endstellen teilen sich einen gleichen Sendekanal unter Verwendung einer Mehrfachzugriffmethode mit Zeitvielfachzugriff und Frequenzmultiplex (TDMA-MF).
2A zeigt eine schematische Darstellung eines Superrahmens (engl.: "superframe") SF in einem solchen TDMA-MF-System. Das System umfasst LK Frequenzkanäle; für jeden Kanal hat ein Superrahmen eine Zeitdauer T_SF und ist in L_F Rahmen mit einer Dauer von jeweils T_F unterteilt. Die Rahmen wiederum können in Zeitsegmente ("slots") unterteilt sein. Im Falle des dargestellten Systems werden alle Rahmen der Kanäle 2 – L_K und die zwei ersten Rahmen des Kanals 1 basierend auf einem Zuweisungsverfahren als Funktion der Anforderung, DA, zugewiesen, während die Rahmen 3 – LF des Kanals 1 für ein Direktzugriffsverfahren (RA) wie etwa CRDSA reserviert sind.
Gemäß der Darstellung in 2B ist ein CRDSA-Rahmen aus M_slot Zeitsegmenten mit einer Dauer von T_Slot zusammengesetzt. Jedes dieser Zeitsegmente besteht aus N_slot Symbolen: N_guard Schutzsymbole, die dazu bestimmt sind, einen Informationsverlust im Falle einer unvollkommenen Synchronisierung zwischen den verschiedenen Anwendern zu vermeiden, N_pay Symbole von "Nutzdaten" (engl.: "payload" bzw. Nutzlast) und N_pre-a Präambelsymbole. Jedes Symbol hat eine Zeitdauer T_S; daraus folgt T_Slot = N_slot·Ts.
Wie bei einem DSA-Verfahren mit k = 2 wird jedes Paket PK1–PK4 in zwei Repliken a und b übertragen, die als "paarige Repliken" bezeichnet werden. Wie bei jedem Aloha-Verfahren überträgt jeder Anwender (beispielsweise jeder häusliche Anwender, der einen interaktiven Fernsehdienst abonniert hat) unabhängig von den anderen, wodurch Kollisionen (Kollision zwischen den Repliken PK1a und PK2a im ersten Zeitsegment und zwischen den Repliken PK1b, PK3b und PK4b im Segment Nr. M_slot ^–1) hervorgerufen werden können.
In dem in 3A dargestellten Fall gibt es eine erste Kollision zwischen der Replik a von Paket PK1 und derjenigen von Paket PK2, eine zweite Kollision zwischen den Repliken PK2b und PK3a, und eine dritte zwischen PK1b und PK4a. Würde man ein klassisches DSA-Verfahren verwenden, wären die Pakete PK1 und PK2 unwiederbringlich verloren, da alle beiden ihrer Repliken eine Kollision erfahren haben. Es bliebe nichts anderes übrig, als sie erneut zu übertragen, ohne jegliche Garantie, dass die zweite Übertragung gut endet. Es kann vorkommen, dass ein Paket mehrere Male erneut übertragen werden muss, bevor es ordnungsgemäß (ohne Kollisionen) empfangen werden kann, was die Ursache dafür sein kann, dass starke und sogar inakzeptable Verzögerungen entstehen.
Einer der Grundgedanken der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Kenntnis der Pakete PK3 und PK4, von denen eine Replik keine Kollision erfahren hat, zu verwenden, um die durch die Kollisionen korrumpierten Pakete PK1 und PK2 durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus wieder zu gewinnen. Dies wird ermöglicht, indem an jedem Sender ein Übertragungsverfahren verwendet wird, das einen ersten Gegenstand der Erfindung darstellt, und an der Empfangsstation ein Verfahren zur Wiedergewinnung der übertragenen Pakete verwendet wird, das einen zweiten Gegenstand der Erfindung darstellt.
Ein solches Verfahren zur Wiedergewinnung der übertragenen Pakete wird durch die Sequenz der 3A–3P veranschaulicht. Im Nachfolgenden werden die Indices a und b, welche die erste und die zweite Replik von jedem Paket unterscheiden, weg gelassen. Der CRDSA-Rahmen, der im Basisband konvertiert, abgetastet und in einem Speicher einer Empfangsvorrichtung gespeichert wird, wird sequentiell mehrere Male durchlaufen (der Pfeil unter dem Rahmen bezeichnet das Paket, das zu einem gegebenen Moment untersucht wird). Es sei vorläufig ohne weitere Angaben angenommen, dass es möglich ist, ein nicht korrumpiertes Paket von einer aus einer Kollision (z. B. PK2 + PK3) resultierenden Überlagerung von Paketen zu unterscheiden, und dass, wenn ein Paket bekannt ist, es möglich ist, dieses von einer solchen Überlagerung zu "subtrahieren", beispielsweise um PK2 wieder zu gewinnen, wenn (PK2 + PK3) und PK3 bekannt sind.
Im ersten Schritt, der von 3A veranschaulicht wird, wird das Zeitsegment untersucht, das die Überlagerung der Pakete PK1 und PK2 enthält; weil es sich nicht um ein ordnungsgemäß empfangenes Paket handelt, wird keine Operation daran ausgeführt. Das gleiche tritt bei der Untersuchung des nachfolgenden Zeitsegments ein, 3B. Das dritte Zeitsegment, 3C, enthält keine Pakete und wird daher ignoriert. Im vierten Schritt, 3D, wird eine der zwei Repliken des Paketes PK3 als ordnungsgemäß und ohne Kollisionen empfangen identifiziert; das Paket PK3 wird daher an einer Stelle eines zu diesem Zweck vorgesehenen Speichers für empfangene Pakete, MPR, abgelegt. Was dieses erfindungsgemäße Verfahren von der aus dem Stand der Technik bekannten DSA-Methode unterscheidet, ist die Tatsache, dass die Verwendung eines Interferenzunterdrückungsverfahren es ermöglicht, das Paket PK3 von dem zweiten Zeitsegment zu "subtrahieren", so dass nur das Paket PK1 übrig bleibt. Die Abtastung des CRDSA-Rahmens geht weiter: 3F zeigt die Untersuchung eines Zeitsegments, das die Überlagerung von PK1 und PK4 enthält, und 3G diejenige eines leeren Segmentes. Im nachfolgenden Schritt, 3H, wird das Paket PK4 wieder gewonnen, im Speicher MPR abgelegt, und von der Überlagerung von PK1 und PK4 subtrahiert (31). Daraufhin, nachdem das letzte Segment erreicht ist, beginnt das Abtasten des Rahmens wieder von Anfang (3J). In dem in 3K veranschaulichten Schritt wird das gleiche Zeitsegment untersucht, das bereits in 3B betrachtet wurde, jedoch wurde der "Zugangskonflikt" zwischen den Paketen PK2 und PK3 dieses Mal dank des erwähnten Interferenzunterdrückungsverfahrens gelöst. Das letzte erwähnungswürdige Ereignis ist in den 3O und 3P dargestellt, wenn das Paket PK1 ebenfalls wieder gewonnen und wiederum im Speicher MPR abgelegt wird.
Bei dem vorausgehend betrachteten Beispiel konnten alle Pakete wieder gewonnen werden. Es ist einfach nachzuvollziehen, dass dies nicht immer der Fall ist, und dass es "unauflösbare" Situationen gibt, die keine Lösung der Zugangskonflikte ermöglichen: zwei Beispiele für solche Situationen werden von den 4A und 4B angegeben. In diesen Fällen bleibt nur eine erneute Übertragung der verlorenen Pakete wie auch in jedem Verfahren vom "Aloha"-Typ. Dennoch ist es klar, dass das erfindungsgemäße Verfahren im Mittel eine sehr beträchtliche Erhöhung der Effizienz ermöglicht.
Bislang wurde einfach angenommen, dass eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Wiedergewinnung es ermöglicht, ohne Kollisionen empfangene Pakete zu identifizieren und das Interferenzunterdrückungsverfahren anzuwenden. Um zu zeigen, wie dies möglich ist, ist es erforderlich, sich spezifisch auf die technischen Gegebenheiten eines bestimmten Kommunikationssystems zu beziehen. Es darf jedoch nicht vergessen werden, dass die Erfindung einen allgemeineren Umfang besitzt und nicht auf ein solches bestimmtes System beschränkt ist. Die im Nachfolgenden beschriebene Ausführungsweise der Erfindung entspricht nicht exakt dem in den 3A–3P dargestellten, basiert aber auf dem gleichen erfinderischen Grundgedanken.
Herkömmlicherweise werden die Pakete mit Informationen an jeder Satellitenendstelle (und somit jedes Anwenders, da das Interesse in erster Linie im Fall von häuslichen Anwendern liegt, die jeweils über eine eigene Endstelle verfügen), zuerst in einem Pufferspeicher abgelegt und in MAC(Medienzugangssteuerungs)-Pakete mit einer konstanten Größe segmentiert. Insbesondere, auch wenn diese Wahl willkürlich ist, werden Pakete mit der Größe einer ATM-Zelle betrachtet. Die MAC-Pakete werden daraufhin codiert, moduliert und in einem Zeitsegment n eines Rahmens m übertragen, der einer Trägerwelle der Frequenz ω_m auf der Grundlage des Burst Time Plan (BTP) entspricht, der an alle Endstellen über absteigende Signalisationskanäle ausgesendet wird (siehe hierzu das vorstehend genannte Dokument ETSI EN 301 790 V1.3.1), und der somit allen Anwendern gemein ist.
Tatsächlich werden wie bei dem DSA-Verfahren zwei Repliken von jedem Paket erzeugt und mit einem zufälligen Abstand übertragen. Abgesehen von den Nutzdaten enthalten die übertragenen Pakete Schutzsymbole und eine Präambel, deren Inhalt und Funktion weiter unten genauer erläutert werden. Die Nutzdaten, dargestellt durch eine Gesamtheit von N_pay Symbolen, unterteilen sich wiederum in N_pay-u Symbole von effektiven Nutzdaten ("useful payload"), welche die zu übertragende Information darstellen, und N_pay-s Signalisierungssymbole, welche die Position der paarigen Replik innerhalb des Zeitsegmentes angeben. Die Nutzdaten (effektive Nutzdaten und Signalisierungsinformation) werden von einem Vorwärtsfehlerkorrekturcode (FEC, Forward Error Correction) mit einem Rauschabstand plus Interferenzen (SNIR) mit einem Schwellwert [E_s/(N₀ + I₀)]_req geschützt, wobei E_s, N₀ und I₀ für die Leistung des Signals, des Rauschens bzw. und der Interferenzen stehen. Unter Annahme von Gauß'schen Interferenzen lässt sich annehmen, dass bei [Es/(N0 + I0)] < [Es/(N0 + I0)]req an der Empfangsvorrichtung des Gateways die Information der Nutzdaten wieder gewonnen wurde und die Präambel ordnungsgemäß erfasst wurde; eine Coderedundanz-Überprüfung (CRC, Code Redundancy Check) ermöglicht eine Verifizierung, dass die Nutzdaten tatsächlich fehlerfrei decodiert wurden.
Die Präambel, die bei den zwei paarigen Repliken von jedem Paket jeweils gleich ist, besteht aus einer pseudozufälligen binären Sequenz mit einer Länge N_pre-a, die zufällig aus einer Familie S_PR von Sequenzen ausgewählt wurde, deren Größe (Anzahl von Sequenzen) in der Größenordnung von N_pre-a liegt. Die Familie S_PR muss gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften besitzen, d. h. die Sequenzen müssen untereinander nahezu orthogonal sein und eine schmale Autokorrelationsspitze aufweisen. Geeignete Familien bestehen beispielsweise aus den Gold-Codes und den erweiterten Gold-Codes. Siehe hierzu den Artikel von R. Gold, "Optimal Binary Sequences for Spread Spectrum Multiplexing", IEEE Trans. an Inf. Theory, Vol. 13, Issue 4, Oktober 1967, S. 796–807, sowie den von J. A. L. Incio, F. Cercas, J. A. B. Gerald und M. D. Ortigueira, "Performance Analysis of TCH Codes and other New PN Even Balanced (PN-EB) Codes Suitable for High Processing Gain DS-SS Systems", Actas da II Conferencia de Telecomunicaes, Conftele99, Sesimbra, Portugal, April 1999, S. 342–346.
Bei den herkömmlichen (D)SA-Protokollen wird eine einzelne und gleiche Präambel für alle gesendeten Pakete verwendet. Diese Präambel ermöglicht es auf herkömmliche Weise, den Anfang jedes Paketes zu identifizieren und eine Schätzung der Phase, der Verzögerung und der Frequenzverschiebung der Trägerwelle ("Schätzung des Kanals") vorzunehmen, die für die Demodulation der Nutzdaten verwendet wird. Im Falle dieser Ausführungsweise der Erfindung hingegen wird jedes der innerhalb eines gleichen Zeitsegments gesendeten Pakete durch eine verschiedene Präambel gekennzeichnet. In der Praxis, da die Präambeln den Paketen unabhängig voneinander zugeordnet werden, ist es möglich, dass die gleiche Sequenz zwei im gleichen Zeitsegment übertragenen Paketen zugeordnet wird. Dank des Umstandes, dass die Autokorrelationsspitze der Sequenzen sehr schmal ist, hat dies jedoch keine schwerwiegenden Konsequenzen im Falle einer Kollision von zwei Paketen mit einer gleichen Präambel und einem zeitlichen Abstand von weniger als der Dauer eines Symbols. Die Auswirkungen einer solchen "Präambelkollision" werden weiter unten erörtert.
Bei dem betrachteten Kommunikationssystem ist die angewendete Modulationsmethode gemischt: QPSK für die Symbole der Nutzdaten und binäres BPSK (±1) für die Symbole der Präambel, während die Schutzsymbole durch eine Amplitude Null gekennzeichnet sind. Es handelt sich hierbei um eine übliche Wahl bei der TDMA-Modulationsmethode, aber eine Generalisierung auf andere Methoden, insbesondere auf andere Phasen- und Amplitudenmodulationsmethoden (beispielsweise QPSK für alle Symbole) liegt im Vermögen des Fachmanns.
Zum Zweck der Vereinfachung wird angenommen, dass alle Verzögerungen, die von den den Signalen angetroffen werden, ganze Mehrfache der Dauer eines Symbols sind. Eine Verallgemeinerung auf beliebige Verzögerungen stellt keine prinzipielle Schwierigkeit dar.
Das diskrete Signal s[i, n, q], das von der Satellitenendstelle #i in dem Zeitsegment #n zum Übertragen des Pakets #q gesendet wird, wird also so geschrieben:
In den vorstehenden Ausdrücken ist c_I[i, q] das I-te Element der Sequenz der Präambel, d_p,I[i, n, q] und d_q,I[i, n, q] sind das I-te Element in Phase bzw. Quadratur der Sequenz der Nutzdaten, welche die Symbole der "effektiven Nutzdaten" und die "Signalisierungs"-Symbole aufweisen. Die Ausdrücke c_I[i, q], d_p,I[i, n, q] und d_q,I[i, n, q] können einzig die Werte +1 und –1 annehmen. PTx repräsentiert die Leistung des gesendeten Signals, die proportional zum Quadrat seiner Amplitude ist.
Das am Gateway empfangene Signal besteht aus der Summe der einzelnen Signale, die von den verschiedenen Satellitenendstellen #1 – NST innerhalb des Zeitsegmentes #n gesendet werden. Nimmt man an, das die Verzögerungen, die Amplituden und die Phasen der empfangenen Signale während der Dauer eines TDMA-Zeitsegments konstant bleiben, was als eine vernünftige Annahme erscheint, kann das diskrete Signal, das durch kohärente Demodulation und Abtastung des Signals erhalten wird, geschrieben werden als:
In der Gleichung [5]:

– hat δ[i, n] den Wert 1, wenn die Satellitenendstelle #i während des Zeitsegments #n aktiv ist, und hat ansonsten den Wert 0;
– ist L[i, n] die Dämpfung am Gateway des von dem Satellitenendstelle #1 während des Zeitsegments #n gesendeten Signals, von der angenommen wird, dass sie während der Dauer dieses Zeitsegments konstant ist.
– ist s[i, n, q] ist das durch die Gleichung [1] ausgedrückte Signal;
– ist z^–D[i,n] das Operationssymbol der Verzögerung, die einer differentiellen Verzögerung D[i, n] der Satellitenendstelle #i während des Zeitsegments #n zugeordnet ist, die als Anzahl von Symbolen ausgedrückt und von der angenommen wird, dass es sich um eine ganze Zahl handelt, die zwischen 0 und N_guard liegt; das Operationssymbol z^–D[i,n] hat den Effekt, dass es die Elemente des Vektors s[i, n, q] um D[i, n] Positionen nach rechts verschiebt;
– repräsentieren ϕ[i, n] und Δ[i, n] die Phasen- bzw. Frequenzverschiebung, bezogen auf einen Lokaloszillator des Empfängers, der Satellitenendstelle #i während des Zeitsegments #n;
– repräsentiert t[n] die dem Zeitsegment #n entsprechende Zeit; es wird vorliegend angenommen, dass der Frequenzfehler ausreichend gering ist, dass er während der Dauer eines Zeitsegments eine vernachlässigbare Phasenvariation einführt: Δω[i, n]t ≈ Δω[i, n]t[n]= konstant für das Zeitsegment #n; und
– ist w[n] ein Vektor von N_slot Elementen, die jeweils ein symmetrisches kreisförmiges weisses Gauß'sches Rauschen mit einer Varianz von σ2w repräsentieren.

Ferner werden die Präambel und die Nutzdaten, die für das Endstelle #i während des Zeitsegments #n, die effektiv von dem Gateway empfangen werden, verwendet werden, als Untervektoren des Vektors r[n] definiert: r pre[n, i] = ⌊r(D[i, n] + 1], r[D[i, n] + 2), ... r[D[i, n] + Npre-a)⌋ [6] r pay[n, i] = ⌊r(D[i, n]+ Npre-a + 1], ... r(D[i, n] + Npre-a + Npay)⌋ [7]
Es ist einfach festzustellen, dass die Gleichungen [6] und [7] die Dämpfung, das Rauschen und die Kollisionen an den Signalen, die von den Satellitenendstellen gesendet werden, in Betracht ziehen. Insbesondere ist die Anzahl von Kollisionen, die im Zeitsegment #n auftreten, angegeben durch:
Für die Erfordernisse der Analyse der erbringbaren Leistungsfähigkeit der Erfindung wird angenommen, dass die von der Endstelle #i gesendete Leistung P_Tx[i] konstant ist, während die Leistung, die am Gateway während des Zeitsegments #n, P_Rx[i, n] = L²[i, n]P_Tx[i] empfangen wird, eine Zufallsvariable ist, die einer logarithmischnormalen Verteilung folgt, welche durch einen Mittelwert P Rx[i, n] und durch eine typische Abweichung (in dB)
gekennzeichnet ist. Die am Gateway empfangene Amplitude ist definiert durch:
Am Empfänger wird das empfangene Radiofrequenzsignal mittels eines Lokaloszillators in eine Zwischenfrequenz konvertiert, abgetastet und quantifiziert, woraufhin die verschiedenen Trägerwellen durch einen digitalen Multiplexer getrennt werden. Die Abtastproben, die einen RA-Rahmen bilden, werden dann in einem digitalen Speicher abgelegt und sequentiell gelesen. Der Inhalt dieses Speichers wird daraufhin mittels eines iterativen Verfahrens verarbeitet, um die in den empfangenen Paketen enthaltene Information zu extrahieren.
In einem ersten Schritt wird eine Suche von allen möglichen S_PR Präambeln parallel durchgeführt, gemäß einer Methode, die gegenwärtig in Codemehrfachzugriff- oder CDMA-Systemen verwendet wird (siehe beispielsweise R. De Gaudenzi, F. Giannetti und M. Luise, "Signal Recognition and Signature Code Acquisition in CDMA receivers for Mobile Communications", IEEE Trans. an Veich. Tech., Vol. 47, No. 1, Februar 1998). Da die Satellitenendstellen untereinander annähernd synchronisiert sind, kann die Suche auf die Schutzperioden um den nominalen Ort der Präambel innerhalb jedes Zeitsegments eingeschränkt werden. Wenn Codes identifiziert sind, werden sie auf herkömmliche Weise verwendet, um die Parametern der Amplitude A, der Frequenzverschiebung Δω, der Phase ϕ und de Verzögerung τ zu schätzen (dieser letztere Parameter entspricht dem Parameter D der Gleichung [5], jedoch ist die vereinfachende Annahme, nach welcher die differentielle Verzögerung durch eine ganze Anzahl von Symbole ausgedrückt ist, aufgegeben wurde), daraufhin werden die Nutzdaten decodiert, und die Coderedundanzprüfung CRC wird durchgeführt. Wenn das Resultat dieser Überprüfung positiv ist, wird angenommen, dass eine "saubere" Replik wieder gewonnen wurde, d. h. eine Replik, die keine destruktive Kollision erfahren hat. Wenn mit s ^pay die den Nutzdaten entsprechende binäre Sequenz angegeben ist, wie sie decodiert wurde, und mit s pay die tatsächlich gesendete Sequenz, lässt sich somit s ^pay = s pay postulieren. Die in den Nutzdaten enthaltene Signalisierungsinformation ermöglicht weiterhin die Identifizierung des Zeitsegments, in dem die paarige Replik von jeder sauberen Replik gesendet wurde.
Nach diesem ersten Schritt verfügt man somit über eine Gesamtheit von N_rec(1) ordnungsgemäß wieder gewonnenen Paketen (die Ziffer 1 gibt an, dass es sich um Pakete handelt, die bei der ersten Iteration wieder gewonnenen wurden), die gekennzeichnet sind durch die Indices
die den Satellitenendstellen
entsprechen und saubere Repliken aufweisen, die in den Zeitsegmenten
lokalisiert sind, und deren "unsaubere" (durch Kollisionen korrumpierten) paarigen Repliken sich in den Zeitsegmenten
befinden. Es ist selbstverständlich möglich, dass alle zwei Repliken eines gleichen Paketes sauber sind: in diesem Fall kann eine der zwei Repliken einfach ignoriert werden, und die Anwendung des Interferenzunterdrückungsalgorithmus ist nicht erforderlich. Im Nachfolgenden werden nur "unsaubere" Repliken der "sauberen" Pakete betrachtet, die im vorausgehenden Schritt wieder gewonnen wurden.
Es ist vernünftig anzunehmen, dass die Amplitude, die Frequenzverschiebung und die Verzögerung der zwei paarigen Repliken von jedem Paket jeweils gleich sind, da diese Repliken mit einem zeitlichen Abstand gesendet werden, der relativ gering ist: A ^⌊ik, nrk ⌋ ≈ A ^⌊ik, nk⌋; Δω ^⌊ik, nrk ⌋ ≈ Δω ^⌊ik, nk⌋; τ ^⌊ik, nrk ⌋ ≈ τ ^⌊ik, nk⌋,wobei A ^, Δω ^ und τ ^ Schätzwerte der Amplitude, der Frequenzverschiebung bzw. der Verzögerung sind.
Daraus folgt, dass die auf der Grundlage der Präambel von jeder "sauberen" Replik geschätzten Werte verwendet werden können, um das Paket im komplexen Basisband zu regenerieren. Dieses wieder hergestellte Signal kann so von den Abtastproben r⌊nrk ⌋ der Zeitsegmente
subtrahiert werden, dass die Interferenzen gelöscht werden.
Obgleich dies nicht unbedingt erforderlich ist, kann die Schätzung der Amplitude kann unter Verwendung nicht nur der Präambel der sauberen Replik, sondern auch ihrer Nutzdaten verbessert werden, die vorausgehend ordnungsgemäß decodiert wurden:
Amplituden, Frequenzverschiebung und Verzögerung sind für eine vollständige Wiederherstellung der "unsauberen" Repliken nicht ausreichend: auch die Phase muss bestimmt werden. Aufgrund des hochfrequenten Phasenrauschens, das die Lokaloszillatoren der Satellitenendstellen und/oder des Gateways beeinträchtigen kann, erscheint es jedoch vernünftig anzunehmen, dass zwischen den Phasen von zwei paarigen Repliken eines gleichen Paketes keine Korrelation besteht. Folglich ist es nicht möglich, die Schätzung der Phase ϕ ^[ik, nk], die auf der Grundlage der "sauberen" Replik berechnet wurde, für die Löschung der "unsauberen" paarigen Replik zu verwenden. Die Phase muss daher unmittelbar ausgehend von dieser unsauberen Replik geschätzt werden, indem die Kenntnis der binären Sequenz der Präambel genutzt wird, die durch die Decodierung der sauberen Replik erhalten wurde. Die Schätzung der Phase der unsauberen Replik des von dem Endstelle i_k in dem Zeitsegment n_k gesendeten Paketes ist gegeben durch das Argument der Korrelation zwischen der Sequenz der Präambel und den Abtastproben der unsauberen Replik, die den Symbolen der Präambel entsprechen:
Die Gleichung 11 liefert ein Verständnis dafür, warum es bei der vorliegend betrachteten Ausführungsweise der Erfindung erforderlich ist, quasi-orthogonale Präambeln für die verschiedenen Pakete zu verwenden: dies macht es möglich, sich der Interferenzen zu entledigen und die Phase von jeder "unsauberen" Replik ordnungsgemäß wieder zu gewinnen, was nicht möglich wäre, wenn die gleiche Sequenz wie bei den bekannten Verfahren des Standes der Technik für alle Präambeln verwendet würde. Wie jedoch im Nachfolgenden gezeigt wird, ermöglicht es eine alternative Ausführungsweise der Erfindung, die gleiche Präambel für alle gesendeten Pakete zu verwenden.
Ersetzt man in der Gleichung 11 das Argument-Operationssymbol mit dem Modul-Operationssymbol, erhält man eine Schätzung der Amplitude der unsauberen Replik. Im Allgemeinen ist diese Schätzung aber weniger gut als diejenige, die auf der Grundlage der sauberen paarigen Replik berechnet wird; infolgedessen wird sie bei der vorliegend betrachteten Ausführungsweise der Erfindung nicht verwendet.
An diesem Punkt verfügt man über eine Schätzung der Amplitude, der Frequenzverschiebung, der Phase und der Verzögerung der unsauberen Replik, und ihr Inhalt ist vollständig bekannt: somit ist es möglich, das Zeitsegment n_k zu löschen: r[nrk ] ≈ r[nrk ] – A ^[ik, nrk ]exp[j(ϕ ^[ik, nrk ] + Δω[ik, nrk ]t[nrk ])][s pre[ik, qk], s ^pay[ik, qk]] [12]
Falls beispielsweise das Zeitsegment anfänglich ein Signal enthielt, dessen ordnungsgemäße Decodierung nicht möglich war, da es aus der Überlagerung eines ersten und eines zweiten Paketes bestand, ermöglicht es das Abziehen des Beitrages des ersten Paketes, den Inhalt des zweiten Paketes wieder zu gewinnen.
Nachdem alle "unsauberen" Repliken der ordnungsgemäß empfangenen Pakete subtrahiert wurden, können die Abtastproben
die den sauberen Paketen entsprechen, aus dem Speicher gelöscht werden, und der Algorithmus kann erneut beginnen. Neue Pakete, die vorausgehend durch Kollisionen korrumpiert wurden, können dann ordnungsgemäß decodiert werden und wiederum zum Löschen weiterer Interferenzen dienen, und so fort, bis alle Pakete wieder gewonnen sind oder eine maximale Anzahl von Iterationen Nmaxiter erreicht ist.
Die Ablaufdiagramme der 5A und 5B geben Übersichten über die Verfahren zum Übertragen und Wiedergewinnen von Paketen beim Empfang, die nun ausführlich beschrieben werden.
Das Übertragungsverfahren von 5A umfasst zuerst einen Schritt 510 des Segmentierens der zu übertragenden Daten in Pakete mit einer konstanten Größe, beispielsweise den Dimensionen einer ATM-Zelie.
Daraufhin werden im Schritt 511 Repliken (bevorzugt in einer Anzahl von zwei) von jedem Paket erzeugt.
Schritt 512 umfasst das Erzeugen und Einfügen in jede Replik einer Signalisierungsinformation, welche es ermöglicht, die andere Replik (oder gegebenenfalls die anderen Repliken) des gleichen Paketes in der Zeit zu lokalisieren. Beispielsweise kann diese Signalisierungsinformation die Form einer Kennung des Zeitsegmentes eines TDMA-Rahmens haben, in dem die andere Replik übertragen werden wird, oder eines Maßes des zeitlichen Abstands zwischen den Repliken.
Daraufhin (Schritt 513) wird jede Replik, die auch die Signalisierungsinformation enthält, mit einem Fehlerkorrekturcode, bevorzugt einem Vorwärts-Fehlerkorrekturcode codiert, und moduliert, bevorzugt mit einer Phasen- und Amplitudenmodulationsmethode wie etwa der QPSK-Methode.
Schritt 514 umfasst das Erzeugen und Einfügen einer Präambel, die für jede Replik eines gleichen Paketes gleich ist, die aber von Paket zu Paket verschieden ist. Diese Präambel besteht aus einer pseudozufälligen binären Sequenz, die aus einer angepassten Familie ausgewählt ist, beispielsweise einer Familie von Gold-Codes oder erweiterten Gold-Codes. Die Präambel hat typischerweise die Form einer Sequenz von bipolaren Symbolen, oder BPSK.
Der Sendeschritt 515 umfasst herkömmliche Filterungs- und Frequenzumwandlungsoperationen. Es ist wesentlich, dass das Senden auf eine Weise vorgenommen wird, die mit der im Schritt 512 erzeugten Signalisierungsinformation konform ist. Wenn also die Signalisierungsinformation die Form einer Kennung des Zeitsegments besitzt, muss das Senden exakt in dem angegebenen Zeitsegment stattfinden. Falls hingegen die Signalisierungsinformation nur ein Maß des zeitlichen Abstands umfasst, ist der Zeitpunkt des Sendens jeder Replik relativ unwichtig, vorausgesetzt, der angemessene zeitliche Abstand wird eingehalten. Die Repliken können in Schritt 511 unmittelbar mit dem angemessenen zeitlichen Abstand dazwischen erzeugt werden, oder auch direkt vor der Phase des Sendens in einem Pufferspeicher abgelegt werden, aus dem sie dann im geeigneten Moment extrahiert werden können.
Das Übertragungsverfahren kann an diesem Punkt stattfinden, jedoch ist es allgemein vorzuziehen, einen Mechanismus zum erneuten Senden der Pakete vorzusehen, die gegebenenfalls verloren gehen könnten, und zwar insbesondere aufgrund von Zugangskonflikten. Wenn eine Rückinformation nicht innerhalb eines vorgegebenen Zeitraums vom Sender erhalten wird (Schritt 516), wird angenommen, dass das Paket verloren ging, und wird erneut gesendet (Schritt 517). Wie weiter unten gezeigt werden wird, wird die erneute Übertragung bevorzugt auf vorteilhafte Weise zweifach durchgeführt, wobei die zweite erneute Übertragung unabhängig vom Empfang (bzw. Nicht-Empfang) der entsprechenden Rückinformation bei der ersten erneute Übertragung stattfinden.
Es ist anzumerken, dass die Rückinformation nicht unbedingt die Form einer von der Empfangsstation an die Anwender geschickten Empfangsbestätigung hat, sondern kann implizit sein. Beispielsweise wenn das gesendete Paket eine Dienstanforderung darstellt, beispielsweise die Anforderung der Zuweisung von Sendekapazität, kann deren Ausführung oder Nicht-Ausführung als Rückinformation angesehen werden, die angibt, dass das Paket ordnungsgemäß empfangen wurde oder nicht.
In dem Ablaufdiagramm von 5B umfasst der erste Schritt 550 des Verfahrens zum Wiedergewinnen von Paketen beim Empfang vorausgehende Operationen der Konversion auf eine Zwischenfrequenz, Abtastung, Quantifizierung und Speicherung im Speicher der von einem Gateway empfangenen Signale.
In Schritt 551 wird ein Iterationszähler auf N_iter = 1 initialisiert.
Der Schritt 552 umfasst die Identifizierung der sauberen Repliken, der beispielsweise abläuft, indem – bevorzugt parallel – Berechnungen der Korrelation zwischen den empfangenen Signale und den pseudozufälligen binären Sequenzen, unter denen die Präambeln ausgewählt werden, durchgeführt werden.
In Schritt 553 wird ebenfalls mithilfe der Präambel die Schätzung der Parameter durchgeführt, die für die kohärente Demodulation der sauberen Repliken benötigt werden: Amplitude, Phasenverschiebung, Frequenzverschiebung und Verzögerungsverschiebung. Daraufhin werden die sauberen Pakete demoduliert und decodiert, und die in den Nutzdaten enthaltene Information wird extrahiert.
Die Schritte 550, 552 und 553 sind der Erfindung und den traditionellen (D)SA-Verfahren gemeinsam, mit Ausnahme der Tatsache, dass mehrere Präambeln während Schritt 553 parallel gesucht werden. Ein bekanntes Verfahren des Standes der Technik würde an diesem Punkt enden.
In Schritt 554 wird die Signalisierungsinformation, die aus den in Schritt 552 identifizierten "sauberen" Repliken extrahiert wurde, dazu verwendet, die entsprechenden "unsauberen" paarigen Repliken in der Zeit zu lokalisieren.
Der Schritt 555 umfasst die Wiederherstellung der im vorausgegangenen Schritt identifizierten, "unsauberen" Repliken im komplexen Basisband. Diese Wiederherstellung findet unter Verwendung der in Schritt 553 geschätzten Parameter für Amplitude, Frequenz und Verzögerung statt, sowie eines Parameters der Phase, der unmittelbar auf der Grundlage des Abschnitts des empfangenen Signals bestimmt wird, der die wieder herzustellende unsaubere Replik enthält.
In Schritt 556 wird jede im komplexen Basisband wieder hergestellte Replik vom dem empfangenen Signal subtrahiert, so dass die in Schritt 554 lokaliserte unsaubere Replik "gelöscht" wird.
Somit können Repliken, die zuvor durch destruktive Kollisionen korrumpiert worden waren, nun identifiziert werden, und die in ihnen enthaltene Information kann extrahiert werden. Dies findet in einem Schritt 557 statt, der mit den vorausgehend beschriebenen Schritten 552 und 553 im Wesentlichen identisch ist. Falls die maximale Anzahl von Iterationen N_max noch nicht erreicht ist (Prüfschritt 558), wird der Zähler N_iter inkrementiert, und das Verfahren beginnt erneut ab Schritt 554.
Wie weiter unten zu sehen sein wird, um eine gute Leistungsfähigkeit im Hinblick auf die Wahrscheinlichkeit von Paketverlusten und die mittlere Übertragungsverzögerung zu erhalten, ist es bevorzugt, wenn die normalisierte Belastung G des Kanals 0,4 nicht übersteigt. Dies bedeutet, dass im Durchschnitt 0,4 Datenpakete bei jedem Zeitsegment übertragen werden; da jedes Paket in Form von zwei Repliken übertragen wird, entspricht diese normalisierte Belastung tatsächlich einer "physischen Belastung" von 0,8 Repliken pro Zeitsegment. Es besteht daher ein Bedarf nach einem Verfahren zum Steuern des Datenflusses, das es ermöglicht, die Belastung des Kanals um einen optimalen Wert zu halten. Bevorzugt müsste ein solches Verfahren dezentral sein, d. h. jede Satellitenendstelle müsste in der Lage sein, ihren eigenen Sendedurchsatz unabhängig von den anderen zu regeln.
Es wird angenommen, dass jede Satellitenendstelle i im Durchschnitt alle N_i RA-Rahmen ein Paket sendet; man spricht dann von einer Übertragungsperiodizität N_i. Wie in dem Ablaufdiagramm von 6 veranschaulicht ist, misst das Gateway GW die Belastung des Kanals und überträgt regelmäßig alle N_P Rahmen ein Stauverhältnis RC, das von allen ST_i empfangen wird (Schritt 610). Wenn das Verhältnis angibt, dass die normalisierte Belastung G des Kanals einen Wert des Schwellwerts G_th übersteigt (611), erhöht jede Satellitenendstelle seine Übertragungsperiodizität mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit Pupi (Schritte 612 und 613). Bevorzugt ist die Wahrscheinlichkeit Pupi umso kleiner, je größer die Periodizität N_i ist, und hat einen Wert 0, wenn N_i = N_max. Beispielsweise kann im Schritt 612 folgendes genommen werden:
Auf die gleiche Weise, wenn G < G_th (614), reduziert jede Satellitenendstelle einer Einheit ihre Übertragungsperiodizität mit einer bestimmten Wahrscheinlichkeit Pdowni Pupi (Schritte 615 und 616), die bevorzugt umso geringer ist, je größer die Periodizität N_i ist, und die Null ist, falls N_i = 1. Beispielsweise kann im Schritt 615 folgendes genommen werden:
Um allzu häufige Modifikationen der Übertragungsperiodizität zu vermeiden, ist es auch möglich, verschiedene Werte für den Schwellwert zu wählen, um die Erhöhung und Verringerung der Periodizität auszulösen. Ausserdem können die Satellitenendstellen auch ihre Übertragungsperiodizität um mehrere Einheiten auf ein Mal erhöhen oder verringern.
Das CRDSA-Verfahren der Erfindung kann vorteilhaft mit einem DA-Protokoll kombiniert werden, um ein wirksames Verwalten von verschiedenen Verkehrsprofilen zu ermöglichen, beispielsweise eines Verkehrs, dessen Eigenschaften auf unvorhersehbare Weise variieren können. Das auf diese Weise erhaltene Verfahren wird als CRDSA-DA bezeichnet.
Die IP(Internet Protocol)-Pakete, die von einer Satellitenendstelle übertragen werden müssen, werden von dieser letzteren an der MAC-Schicht (Medienzugangsschicht) empfangen und in Pakete mit der Größe von ATM(Asynchronous Transfer Mode)-Paketen, d. h. 53 Bytes, segmentiert werden. Anschließend werden diese Pakete in einem Warteschlangen-FIFO (First In, First Out) gespeichert; zur Vereinfachung wird nur eine einzelne Warteschlange betrachtet, aber es ist möglich, auf den Fall von separaten Warteschlangen für Pakete mit unterschiedlichen Prioritätsrängen zu verallgemeinern. Wenn die Warteschlange eine relativ große Anzahl von zu übertragenden Paketen enthält, ist est vorteilhaft, eine Anfrage nach Zuweisung von Kanalkapazität durchzuführen und die Daten mittels eines DA-Verfahrens zu übertragen. Die höhere Effizienz eines solchen Verfahrens im Vergleich mit einer RA-Übertragung, auch der erfindungsgemäßen, kompensiert nämlich die Wartezeit zum Erhalten der Zuweisung von Kapazität. Wenn die Warteschlange hingegen nur wenige Daten enthält, ist es vorteilhaft, sie direkt mit einem RA-Verfahren, insbesondere dem CRDSA-Verfahren, zu übertragen.
Genauer gesagt enthält die Warteschlange einer Satellitenendstelle zu einem gegebenen Zeitpunkt Q Pakete, und eine Reservierung von Kapazität für K Pakete wurde vorgenommen. Die K ersten Pakete der Warteschlange werden dann mit einem DA-Verfahren unter Verwendung der bereits reservierten Kapazität übertragen; die Endstelle muss zwischen zwei Möglichkeiten wählen: entweder die Q-K verbleibenden Pakete mit dem CRDSA-Verfahren übertragen, oder eine weitere Anfrage nach einer Reservierung von Kapazität durchführen, um sie mit einem DA-Verfahren zu übertragen.
Gemäß der Darstellung in 7 befindet sich die Satellitenendstelle entweder in der RA-Modalität, in der sie gemäß dem CRDSA-Verfahren der Erfindung sendet, oder in der DA-Modalität, in der sie Kapazitätanforderungen durchführt, um gemäß einem Verfahren der Zuweisung als Funktion der Anfrage zu senden. Der Inhalt an Bits der Warteschlange mit Ausnahme der Pakete, für die bereits eine Reservierung von Kapazität vorgenommen wurde, der als (Q-K)_bits bezeichnet wird, wird mit zwei Werten eines Schwellwerts, L_th1 und L_th2 < Lth1, verglichen. Wenn sich die Endstelle in der RA-Modalität befindet und (Q-K)_bits Lth1 übersteigt, schaltet sie auf die DA-Modalität um. Wenn (Q-K)_bits hingegen L_th2 unterschreitet, während sich die Endstelle in der DA-Modalität befindet, geht diese in die RA-Modalität über (aber die K Pakete, für die eine Reservierung von Kapazität vorgenommen werden, werden dennoch gemäß dem DA-Verfahren übertragen).
Die Werte des Schwellwerts L_th1 und L_th2 können als Funktion des effektiven binären Durchsatzes des RA-Kanals bestimmt werden, der angegeben ist durch:
wobei:

N RA / frames: die Anzahl von RA-Rahmen pro Superrahmen ist;
B_cell: die Anzahl von in jedem Zeitsegment übertragenen Informationsbits ist;
T_SF: die Zeitdauer (in Sekunden) eines Superrahmens ist; und
N_i: die Übertragungsperiodizität in der RA-Modalität der Satellitenendstelle #i ist.

Man nimmt: Lth1 = λ1Rb,Ra Lth2 = λ2Rb,RA [16] wobei die Parameter λ₁ und λ₂ < 1 jeweils die mittlere Übertragungsverzögerung in der DA- bzw. RA-Modalität repräsentieren. Dies bedeutet dass, falls (Q-K)bits > L_th1 (durch [16] definiert), die zum Leeren der Warteschlange in der RA-Modalität erforderliche Zeit länger als die Zeit ist, die im Durchschnitt für eine DA-Übertragung erforderlich wäre. Das Gegenteil ist wahr, wenn (Q-K)_bits < Lth2. Die von λ₁ und λ₂ effektiv angenommenen Werte können nicht a priori, aber in Abhängigkeit von dem konkreten, in Betracht gezogenen System bestimmt werden. Beispielsweise in dem durch die 10L und 10M veranschaulichten Fall sind angemessene Werte für diese Parameter: λ₁ = 1,1 s und λ₂ = 0,1 s. Gegebenenfalls können λ₁ und λ₂ adaptativ als Funktion der durchschnittlichen Übertragungsverzögerungen bestimmt werden, die jeweils in der DA- und RA-Modalität gemessen werden.
Nach der Beschreibung von verschiedenen Ausführungsweisen von erfindungsgemäßen Medienzugangssteuerverfahren werden nun eine Sendevorrichtung ("Modulator") und eine Empfangsvorrichtung ("Demodulator") beschrieben, welche die Anwendung der vorstehend unter Bezugnahme auf die 5A und 5B beschriebenen Übertragungsverfahren bzw. Verfahren zur Wiedergewinnung von Paketen beim Empfang ermöglichen.
8 zeigt ein Funktionsschema eines CRDSA-Modulators gemäß einer Ausführungsweise der Erfindung. Ein solcher Modulator ist im Allgemeinen für die Ausrüstung von Satellitenendstellen häuslicher Anwender des Kommunikationssystems bestimmt.
Die zu übertragenden Datenpakete werden zuerst in einer Warteschlange 801 abgelegt. Aus dieser werden sie gemäß dem FIFO-Prinzip (First In, First Out) extrahiert, um an einem Block 802 für die Segmentierung in MAC-Pakete geschickt zu werden, wo sie gemäß bekannten Verkapselungsmethoden des Standes der Technik in MAC-Pakete mit festgelegten Dimensionen (beispielsweise die von ATM- oder MPEG-Paketen) segmentiert werden. Die MAC-Pakete werden daraufhin in einem Pufferspeicher 803 abgelegt, der es ermöglicht, eintreffende Daten mit einem höheren Durchsatz als dem Sendedurchsatz seitens der Satellitenendstelle aufzunehmen. Jedes im Speicher 803 abgelegte Paket wird aus diesen zwei Mal extrahiert (paarige Repliken), und zwar unter Steuerung durch einen Modulator-Controller 800. Der Modulator-Controller 800 und der Pufferspeicher 803 stellen somit zusammen eine Vorrichtung zum Erzeugen von mindestens zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket dar. Eine Vorrichtung zum Erzeugen von Signalisierungsinformation 804 erzeugt für jede Replik eine binäre Sequenz, welche die Position der entsprechenden paarigen Replik innerhalb des RA-Rahmens angibt. Die aus dem Pufferspeicher 803 extrahierten "effektiven Nutzdaten" und die vom Block 804 erzeugte Signalisierungsinformation werden durch einen ersten Multiplexer 805 so vereinigt, dass sie die binäre Sequenz wieder herstellen, welche die Nutzdaten der Replik repräsentiert. Die Nutzdaten werden daraufhin durch einen Vorwärts-Fehlerkorrekturcode (FEC) geschützt und in eine Sequenz von QPSK-Symbolen konvertiert (Block 806). Die zwei Pfeile, die aus dem Funktionsblock 806 austreten, repräsentieren die zwei binären Teilsequenzen d_p,I und d_q,1, die dazu bestimmt sind, die Phasenkomponente (I) und die Quadraturkomponente (Q) der Trägerwelle zu modulieren. Eine Vorrichtung 807 zum Erzeugen einer Präambel, die vom Controller 800 gesteuert wird, erzeugt eine pseudozufällige binäre Sequenz aus der S_PR-Familie, die dazu bestimmt ist, die Präambel des Pakets zu bilden. Nutzdaten und Präambel werden daraufhin durch einen zweiten Multiplexer 808 (auch als Burst-Multiplexer bezeichnet) zusammen gestellt, der auch die Schutzsymbole s guard zuweist. Das SRRC-Filter (SRRC – Square-Root Raised Cosine) 809 erzeugt Impulse mit einer endlichen Bandbreite, die aufgrund der Mischer 811a und 811b die Phasenkomponenten (I) und Quadraturkomponenten (Q) der Trägerwelle mit Zwischenfrequenz modulieren, die vom Lokaloszillator 810 erzeugt wurden. Die zwei modulierten Komponenten werden vom Addierblock 812 summiert und am Ausgang du Modulator (nicht dargestellter D/A-Wandler) in das Analogformat konvertiert. Das auf diese Weise erhaltene analoge Signal kann somit in eine Radiofrequenz konvertiert werden, um von der Satellitenendstelle übertragen zu werden.
Der Modulator-Controller 800 stellt ebenfalls eine Vorrichtung zur Flusssteuerung dar, die eine Information über die Belastung des gemeinsam genutzten Sendekanals empfängt und die Übertragungsperiodizität des Modulators als Funktion dieser Belastungsinformation modifiziert. Er stellt ferner eine erneute Übertragungsvorrichtung dar, die verifiziert, ob eine Rückinformation empfangen wurde, welche angibt, dass ein übertragenes Paket ordnungsgemäß empfangen wurde, und gegebenenfalls eine erneute Übertragung dieses Paketes auslöst.
Die meisten der Funktionsblöcke, welche den CRDSA-Modulator von 8 darstellen, befinden sich auch in einem aus dem Stand der Technik bekannten (D)SA-Modulator, in der gleichen relativen Anordnung, und für die Erfüllung der gleichen Funktionen. Die zwei Blöcke 804 und 805, in der Figur dunkel schattiert, besitzen jedoch kein Äquivalent in einem solchen aus dem Stand der Technik bekannten Modulator, denn die Einführung einer Signalisierungsinformation stellt ein neues Merkmal der Erfindung dar. Der Block 807, hell schattiert, ist im Vergleich zu den aus dem Stand der Technik bekannten Modulatoren modifiziert, denn diese verwenden eine einzelne Präambel für alle übertragenen Pakete anstelle von unterschiedlichen Präambeln, die auf zufällige Weise innerhalb einer Familie von quasi-orthogonalen binären Sequenzen ausgewählt werden. Selbstverständlich ist auch der Betrieb des Controllers 800 anders als bei einem aus dem Stand der Technik bekannten Modulator, kann jedoch im Allgemeinen ohne jegliche materielle Modifikation des Gerätes hergestellt werden, sondern einfach durch Einwirken auf die Softwarekomponenten.
9 zeigt ein Funktionsschema eines CRDSA-Demodulators gemäß einer Ausführungsweise der Erfindung, die im Allgemeinen für die Ausrüstung von Gateways bestimmt ist. Ein solcher Modulator kann auch an Bord eines Regenerationssatelliten mitgeführt werden.
Das empfangene MF-TDMA-Signal wird zuerst auf eine Zwischenfrequenz IF konvertiert (Lokaloszillator 901 und Mischer 902), und daraufhin in das digitale Format konvertiert (ND-Wandler 903). Ein digitaler Demultiplexer 904 trennt die verschiedenen Trägerwellen, die einen Superrahmen bilden; im Nachfolgenden werden nur der bzw. die Rahmen betrachtet, die für die RA-Übertragung zugewiesen werden. Die komplexen Abtastproben, welche das digitale MF-TDMA-Signal darstellen, werden in einem Speicher 905 abgelegt, aus dem sie dann von einem Parallel/Seriell-Wandler 908 in einer sequentiellen Reihenfolge, welche den individuellen Rahmen entspricht, extrahiert werden und an einen Burst-Demodulatorblock 909 weiter geleitet.
Der Demodulatorblock 909 bedient sich einer Vorrichtung zum Identifizieren von sauberen Repliken, die in Form einer Präambelsucheinrichtung 910 ausgeführt ist, um innerhalb des digitalen Signals die Repliken zu identifizieren, die ordnungsgemäß demoduliert und decodiert werden können, da sie nicht durch destruktive Kollisionen korrumpiert sind. Bevorzugt führt die Präambelsucheinrichtung eine parallele Suche nach allen pseudozufälligen binären Sequenzen durch, die als Präambeln verwendet werden können.
Der Demodulatorblock 909 führt Operationen zum Schätzen von Parametern des Kanals durch, insbesondere von Parametern der Amplitude, der Frequenz, der Phase und der Verzögerung der identifizierten Repliken, und zum Demodulieren der sauberen Repliken unter Verwendung der Schätzungen der Parameter des Kanals.
Die demodulierten Repliken werden daraufhin vom FEC-Decoder 911 decodiert und an den Demultiplexer 912 weiter geleitet, der die Signalisierungsinformation von den effektiven Nutzdaten trennt, die vom Demodulator extrahiert wurden. Der Demodulatorblock 909 und der FEC-Decoder 911 stellen zusammen eine Einrichtung zum Extrahieren der in den identifizierten Repliken enthaltenen Informationen dar.
Die effektiven Nutzdaten werden auch an einen FEC-Codierer 913 geleitet, der ferner am Eingang eine Signalisierungsinformation der soeben demodulierten sauberen Replik empfängt. Der Ausgang des Codierers 913 ist eine binäre Sequenz, die im Prinzip mit derjenigen identisch ist, welche die Nutzdaten der paarigen Replik der sauberen Replik darstellt.
Die durch den Demultiplexer 912 extrahierte Signalisierungsinformation wird von einer Phasenschätzeinrichtung 907 verwendet, um die paarige Replik innerhalb des Speichers 905 zu lokalisieren und daraus eine Phaseninformation zu extrahieren (siehe Gleichung 11 weiter oben). Diese Phaseninformation, die Schätzungen der Amplitude und der Frequenzverschiebung, die durch den Block 909 erhalten werden, die von dem Block 910 identifizierte Präambelsequenz, die durch den Demultiplexer 912 erhaltene Signalisierungsinformation, und die binäre Sequenz am Ausgang des Codierers 913 stellen die Eingänge einer Vorrichtung 914 zum Wiederherstellen der paarigen Replik im Basisband dar. Diese wieder hergestellte Replik wird mit der angepassten Signalisierungsinformation an den Interferenzunterdrückungsprozessor 906 geleitet, der auf den Inhalt des Speichers 905 einwirkt, um die Interferenz zu unterdrücken, die gegebenenfalls von der paarigen Replik des demodulierten und decodierten Bursts eingeführt wurde. Der Betrieb des Modulator wird von einem Controller 900 gesteuert. Wie im Falle von 8 stellen die dunkel schattierten Blöcke (906, 907, 912, 913 und 914) Hinzufügungen im Vergleich mit einem aus dem Stand der Technik bekannten (D)SA-Demodulator dar, während der hellgraue Block 910 einfach modifiziert ist. Wie im Falle des Modulator von 8 ist der Controller 900, oder vielmehr das Programm, das seinen Betrieb bestimmt, ebenfalls modifiziert.
Eine Vergleich zwischen den 8 und 9 zeigt, dass die Anwendung der Erfindung nur relativ marginale Modifikationen der Modulators erfordert, die in großen Stückzahlen und zu gemäßigten Preisen hergestellt werden müssen, da sie für häusliche Anwender bestimmt sind. Die Modifikationen sind vergleichsweise größer für Demodulatoren, bei denen es sich um professionelle Vorrichtungen handelt und die in viel geringeren Stückzahlen hergestellt werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren war Gegenstand einer theoretischen analytischen Studie mithilfe von digitalen Simulationen, was es ermöglichte, die Vorteile im Vergleich mit dem Stand der Technik aufzuzeigen. Die hauptsächlichen Resultate dieser Studie sind nachfolgend angegeben. Eine analytische Modellierung ermöglicht die Berechnung einer Obergrenze für den Durchsatz T (von dem englischen Wort "throughput"), der mit einem CRDSA-Verfahren erhalten werden kann, unabhängig von den Einzelheiten seiner Anwendung. Der normalisierte Durchsatz T, der definiert ist als die mittlere Anzahl von korrekt decodierten Paketen pro Zeitsegment, ist angegeben durch das Produkt aus der Belastung des Sendekanals (mittlere Anzahl von übertragenen Paketen pro Zeitsegment) mit der Wahrscheinlichkeit P_pd(N_iterI G), dass ein empfangenes Paket korrekt decodiert wird. Diese Wahrscheinlichkeit hängt von G, über die Wahrscheinlichkeit einer Kollision der Pakete, und von der Anzahl von Iterationen N_iter des Interferenzunterdrückungsalgorithmus ab: T(Niter|G) = G Ppd(Niter|G) [17]
Wenn durch PApd und PBpd die Wahrscheinlichkeit angegeben ist, dass die erste bzw. die zweite Replik eines Paketes ordnungsgemäß decodiert wird, und unter der Beobachtung, dass P_pd aufgrund der Symmetrie PApd = PBpd wie folgt ausgedrückt werden kann: Ppd(Niter|G) = 1 – [(1 – PApd (Niter|G))·(1 – PBpd (Niter|G))] = 1 – [(1 – PApd (Niter|G))2] [18]
Eine Obergrenze für PApd kann mithilfe der folgenden rekursiven Gleichung gefunden werden:
mit der anfänglichen Bedingung PApd (0|G) = 0.
In der Gleichung [19] ist PAal (G) die Wahrscheinlichkeit, dass eine Replik in ihrem Zeitsegment alleine ist, d. h. dass sie keine Kollisionen erfährt. P_int(λG) ist die Wahrscheinlichkeit, dass eine Replik i Kollisionen erfährt (i + 1 Repliken werden in dem gleichen Zeitsegment übertragen), und G·MRAslots steht für die maximale Anzahl von Repliken, die in dem gleichen Zeitsegment übertragen werden können, wobei MRAslots die Anzahl von in einem RA-Rahmen enthaltenen Zeitsegmenten ist.
Es lässt sich zeigen, dass
wobei
die Wahrscheinlichkeit ist, dass sich eine der zwei Repliken eines bestimmten Paketes in einem gegebenen Zeitsegment befindet. Daraus lässt sich ableiten, dass PAal (G) = Pint(0|G).
Gleichung [19] gibt eine Obergrenze für PApd an, da sie weder die Auswirkung von Rauschen noch Situationen wie die in den 4A und 4B berücksichtigt, in denen das Unterdrücken von Interferenzen nicht erfolgreich durchgeführt werden kann, noch den Fall einer "Präambelkollision", wenn zwei Repliken mit einer gleichen Präambel entrent en Kollision mit einem zeitlichen Abstand, der kleiner als die Dauer einer Symbols ist, was die Wiedergewinnung der Phase ϕ ^⌊ik, nrk ⌋ durch die Gleichung [11] behindert. Wenn es schwierig ist, a priori die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von "unlösbaren" Kollisionen zu bewerten, wie sie in den 4A und 4B dargestellt sind, kann die Wahrscheinlichkeit einer Präambelkollision berechnet werden als Funktion von G, von S_PR (Anzahl von Sequenzen, die als Präambeln verwendet werden können) und des maximalen zeitlichen Abstands D_max zwischen zwei Paketen, die zu dem gleichen Zeitsegment gehören:
wobei p = 1/(S_PR·D_max). Wie im Nachfolgenden gezeigt werden wird, liegt P_pre-coll unter realistischen normalen Betriebsbedingungen unterhalb von 1%.
Es werden nun digitale Simulationen betrachtet, die unter Verwendung der Programme Matlab (http://www.mathworks.com/) und OPNET (OPNET Technologies, Inc. 7255 Woodmont Avenue, Bethesda, MD 20814, USA) durchgeführt wurden. Das Modell berücksichtigt eine Mehrzahl von TDMA CRDSA-Modulatoren, die von unabhängigen Amplitudenschwankungen beeinflusst werden. Die von den verschiedenen Modulatoren erzeugten Signale summieren sich, nachdem sie eine Verzögerung erfahren haben, die einer Laufzeit in der Größenordnung von 250 ms (typisch für einen geostationären Satelliten) entspricht, und von einem additiven weissen Gauß'schen Rauschen betroffen sind. Das zusammengesetzte Signal wird daraufhin durch ein CRDSA-Verfahren mit einer variablen Anzahl von Iterationen verarbeitet, unter der Annahme einer perfekten Schätzung der Parametern des Kanals (Amplitude, Phase, Verzögerung der Pakete). Der Verkehr wird durch ein Poisson'sches Verfahren modelliert.
10A zeigt die Abhängigkeit des normalisierten Durchsatzes T der Belastung G des Kanals für ein CRDSA-Verfahren mit N_iter = 1, 2, 3, 6 und 16 (Kurven 1001, 1002, 1003, 1004 bzw. 1005); der Fall N_iter = 1 entspricht hierbei dem aus dem Stand der Technik bekannten DSA-Verfahren (k = 2). Die gepunkteten Kurven 1001–1005 repräsentieren die analytischen Resultate, und die Kreise diejenigen der Simulationen. Die durchgezogene Kurve 1000 zeigt zum Vergleich die Leistungsfähigkeit des herkömmlichen SA-Verfahrens. Zuerst lässt sich beobachten, dass der analytische Ansatz gute Resultate ergibt, die nur für N_iter = 16 merklich von den digitalen Simulationen abweichen. Fig. zeigt, dass der maximale Wert von T, der mit einem CRDSA-Verfahren erhalten wird, ca. 0,52 beträgt, und wird bei G 0,65 erhalten. Vergleicht man dieses Resultat mit dem Durchsatz normalisé von 0,5 (G ≈ 0,38), der mit dem SA-Verfahren erzielbar ist, könnte man annehmen, dass die Erfindung nur eine vergleichsweise marginale Verbesserung apporte. In Wirklichkeit, wenn man die Übertragungsverzögerungen in annehmbaren Grenzen halten möchte, ist es nötig, die RA-Verfahren unter Bedingungen zu betreiben, mit denen eine geringe Verlustwahrscheinlichkeit jedes Paketes möglich ist, beispielsweise in der Größenordnung von 2%.
10B zeigt die Paketverlustrate
als Funktion von G bei einem CRDSA-Verfahren mit Schätzung des perfekten Kanals und N_iter = 10, (kontinuierliche Linie 1010), für ein DSA-Verfahren mit k = 2 (schattierte Linie 1011) und bei einem SA-Verfahren (gestrichelte und gepunktete Linie 1012). Fig. zeigt, dass eine Paketverlustrate PLR von 2% bei einer Belastung des Kanals G erhalten wird von:

– 0,02 bei dem SA-Verfahren;
– 0,075 bei dem DSA-Verfahren; und
– 0,35 bei dem CRDSA-Verfahren.

Stellt man einen Vergleich bei PLR = 2% an, so ermöglicht das erfindungsgemäße Verfahren somit eine Erhöhung des Durchsatzes um einen Faktor von ca. 17 im Vergleich mit dem SA-Verfahren und um einen Faktor von 4,6 im Vergleich mit dem DSA-Verfahren. Man kann sagen, dass der Vorteil der Erfindung nicht nur in einer Erhöhung des normalisierten Durchsatzes bei einer gegebenen Belastung G besteht, sondern auch in der Möglichkeit, eine viel höhere Belastung des Kanals zu verwenden, ohne dass dies eine inakzeptable Verschlechterung des Faktors PLR hervor ruft.
Es ist ersichtlich, dass ein Verfahren zur Flusssteuerung, beispielsweise das vorstehend unter Bezugnahme auf 6 beschriebene Verfahren, vorteilhaft angewendet wird, um die Belastung des Kanals unter einem Grenzwert zu halten, beispielsweise G_th = 0,4.
10C zeigt die Abhängigkeit der Wahrscheinlichkeit der Präambelkollision P_pre-coll von der Belastung G bei Präambeln, die aus einer Familie von S_PR = 31 (Linie 1020) und von S_PR = 63 Elementen (Linie 1021) ausgewählt wurden. Die Kreise zeigen die analytischen Resultate, die ausgehend von der Gleichung [21] erhalten wurden. Bei einer Belastung von G = 0,35 beträgt diese Wahrscheinlichkeit ca. 0,0045 im ersten Fall und 0,0022 im zweiten Fall. Daraus lässt sich schließen, dass Familien mit Sequenzen vom 30–60 Elementen unter realistischen Verwendungsbedingungen des CRDSA-Verfahrens angepasst sind. Es ist anzumerken, dass bei realen Systemen, um eine annehmbare Synchronisierung zu erhalten, Präambeln mit mindestens 48 Symbolen verwendet werden müssen; da die Anzahl von Elementen der Familie von Sequenzen im Allgemeinen gleich der Anzahl von Symbolen jeder Sequenz ist, ist der Fall S_PR = 31 insbesondere pessimistisch.
Der Vergleich zwischen den 10D und 10E zeigt die Effektivität des Interferenzunterdrückungsverfahrens. Die zwei Figuren zeigen in Form einer Punkteschar den realen Teil und den imaginären Teil des Signals im Basisband entsprechend Zeitsegmenten, in denen Kollisionen bei N_iter = 1 (10D) bzw. N_iter = 10 aufgetreten sind (10E). Es wird angemerkt, dass im ersten Fall die Punkte quasi gleichförmig verteilt sind aufgrund der mehrfachen Interferenzen zwischen Paketen, die von verschiedenen Satellitenendstellen gesendet wurden, während sich nach 10 Iterationen des Interferenzunterdrückungsalgorithmus sehr deutlich in vier Einheiten gruppiert sind, die den vier Punkten der QPSK-Konstellation entsprechen. Diese Figuren wurden erhalten, wenn eine Belastung des Kanals G = 0,4 angenommen und das additive Gauß'sche Rauschen unterdrück war.
Bisher wurde der Fall einer perfekten Schätzung des Kanals und der Abwesenheit von Rauschen angenommen. Diese Annahmen werden nun fallen gelassen. 10F zeigt die Auswirkung des additiven Gauß'schen Rauschens auf den Durchsatz, der unter Anwendung eines erfindungsgemäßen Verfahren bei N_iter = 10 erzielt werden kann. Es wurde der Fall von Bursts mit N_guard = 5 Schutzsymbolen, einer Präambel mit N_pre-a = 31 Symbolen, die aus einer Familie von S_PR = 31 Sequenzen ausgewählt wurde, und N_pay = 424 Symbolen Nutzdaten (was ATM mit einer Faltungscodierungsrate ½ und QPSK-Modulation) betrachtet. Der FEC-Code ist derart, dass eine BER (Bitfehlerrate) von 10^–5 bei einem Rauschabstand von E_s/N₀ = 4,2 dB erhalten wird. Die Kurven 1030, 1031, 1032 und 1033 entsprechen jeweils einem infiniten Rauschabstand von 8, 6 bzw. 5 dB. Es ist ersichtlich, dass bei einer Belastung von G = 0,35, die einem PLR-Faktor von 2% entspricht, der as annehmbar angesehen wird, praktisch kein wahrnehmbarer Unterschied zwischen diesen drei Fällen vorhanden ist. Es wurden Simulationen durchgeführt, um die Auswirkung des Phasenrauschens auf den Interferenzunterdrückungsvorgang zu bewerten. Bei einer Phasenrauschmaskierung, wie sie in dem vorstehend zitierten Dokument "ETSI TR 101 790 v1.2.1 (2003-01) – Digital Video Broadcasting (DVB); Interaction Channel for Satellite Distribution Systems; Guidelines for the use of EN 301 790" angegeben ist, zeigen die Resultate, dass bei einem Durchsatz ab 128 Kbaud der Einfluss des Phasenrauschens vernachlässigbar ist.
Für ein besseres Verständnis der Ursachen einer Verschlechterung der Leistungsfähigkeit der Erfindung bei einer Erhöhung des Rauschpegels, der im Wesentlichen bei G ≥ 0,45 wahrnehmbar ist, ist es von Interesse, die Gewichtigkeit der Fehler bei der Schätzung der Amplitude und der Phase zu analysieren, die einen direkten Einfluss auf die Wirksamkeit des Interferenzunterdrückungsalgorithmus besitzen. 10G zeigt die Funktion der Wahrscheinlichkeitsdichte (PDF – "Probability Density Funktion") für den Phasenschätzfehler (Kurve 1040) und für den Amplitudenschätzfehler (Kurve 1041) im Falle eines Rauschabstands von E_s/N₀ = 6 dB und einer Belastung von G = 0,4; nur die Zeitsegmente, in denen mindestens eine Kollision aufgetretren ist, wurden berücksichtigt. Die Achse der Abszissen repräsentiert einen Winkel (in Radians) für die Phase und einen relativen Wert für die Amplitude (Verhältnis zwischen geschätzter Amplitude und ihrem reellen Wert). Es zeigt sich, dass die Streuung der Schätzung der Phase relativ groß ist: dies ist nicht überraschend, da die Phase auf der Grundlage der Präambel berechnet wird, d. h. unter Verwendung von nur N_pre-a = 31 Symbolen, während die Schätzung der Amplitude mithilfe der N_pay = 424 Symbole der Nutzdaten vorgenommen wird. Ausserdem findet die Schätzung der Amplitude auf der Grundlage einer "sauberen" Replik statt, während die Schätzung der Phase eine "unsaubere" Replik in Gegenwart von Kollisionen verwendet; eine alternative Ausführungsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens, die eine verbesserte Schätzung der Phase ermöglicht, wird weiter unten beschrieben. Eine vereinfachte Analyse zeigt, dass der äquivalente Rauschabstand (SNR) aufgrund des Vorliegens eines Phasenfehlers Δϕ ^ angenähert werden kann durch
die typische Abweichung des Phasenrauschens repräsentiert. Bisher wurde implizit angenommen, dass die von den verschiedenen Satellitenendstellen gesendeten Signale am Gateway mit der gleichen Intensität (L[i, n] = konstant eintreffen, siehe Gleichung [9]). In 10H ist der Einfluss der Unterschiede in der Intensität der empfangenen Signale gezeigt; bei den Simulationen, die verwendet wurden, um diese Figur zu erstellen, wurde das Rauschen vernachlässigt, es wurde eine Anzahl von Iterationen N_iter = 10 betrachtet, und die Amplitude der von den verschiedenen Endstellen gesendeten Signale wurde als eine zufällige Variable modelliert, die einer logarithmisch-normalen Verteilung mit einem durchschnittlichen Wert von 0 dB folgt, und eine typische Abweichung von σ_Rx = 0, 1, 2, 3 dB für die Kurven 1050, 1051, 1052 bzw. 1053. Man bemerkt eine Verschlechterung der Leistungsfähigkeit, die im Bereich des maximalen Durchsatzes (G ≈ 0,65) gedämpft ist, aber bei G = 0,35 vernachlässigbar ist.
Eine Paketverlustrate (PLR-Faktor) von 2%, die bei G = 0,35 erzielt werden kann, ist in zahlreichen Anwendungen nicht akzeptabel. Aus diesem Grund sieht die Erfindung (wie alle Verfahren des Standes der Technik) die Möglichkeit, die nicht ordnungsgemäß empfangenen Pakete erneut zu übertragen. Wie beispielsweise vorausgehend erörtert wurde, ist es möglich, Pakete, die bei ihrer ersten Übertragung verloren gingen, nur einmal erneut zu senden, jedoch ist es bevorzugt, sie zwei Mal in dem gleichen Rahmen mit einem beliebigen zeitlichen Abstand erneut zu senden. Jedenfalls ist bei PLR (erneute Übertragungsschritt) = 2% die durch die erneute Übertragungen induzierte Erhöhung von G gering. In 101 zeigen die Kurven 1060, 1061 und 1062 die Verlustrate der Pakete PLR bei 0, 1 bzw. 2 erneute Übertragungen. Es zeigt sich, dass bei G = 0,35 und 2 erneute Übertragungen die Verlustrate nur in der Größenordnung von 10^–5 liegt.
10J zeigt die Funktion der Wahrscheinlichkeitsdichte PDF für die Übertragungsverzögerung eines Paketes im Fall G = 0,4 und mit einer gleichzeitigen zweifachen erneute Übertragung der Pakete, die bei ihrer ersten Übertragung nicht ordnungsgemäß decodiert wurden. Die am weitesten links liegende Spitze mit einer Fläche von ca. 0,98 entspricht den Paketen, die nach einer einzigen Übertragung korrekt decodiert wurden; ihre mittlere Verzögerung beträgt 335 ms. Ohne erneute Übertragung wäre diese mittlere Verzögerung ein wenig geringer, in der Größenordnung von 308 ms, da die effektive Belastung des Kanals geringer wäre (keine erneut gesendeten Pakete). Die sekundäre Spitze entspricht 2% von erneut gesendeten Paketen, die ausserdem mit einer mittleren Verzögerung von ca. 1,15 s empfangen werden. Die Figur bezieht sich auf den Fall, in dem jedes Paket, das erneut gesendet werden muss, zwei Mal innerhalb des gleichen Rahmens gesendet wird. Würde man nur eine einzelne erneute Übertragung durchführen, würde die mittlere Verzögerung aufgrund einer schwachen Verringerung der Belastung des Kanals um nur ca. 2 ms verkürzt, aber das PLR wäre mit 10 multipliziert (siehe 10I). Es ist also verständlich, warum die beibehaltene Lösung von Interesse ist.
Bisher wurden nur die erbringbare Leistungsfähigkeit eines "reinen" CRDSA-Verfahren betrachtet, jedoch ist es in bestimmten Situationen vorteilhaft, ein hybrides CRDSA-DA-Verfahren zu verwenden. Eine solche Situation zeigt sich beispielsweise, wenn der Verkehr aus der Überlagerung eines Poisson'schen Verfahrens und einer Komponente mit massiven Ankünften ("bulky traffic") besteht. In 10K repräsentiert die gepunktete Linie 1070 einen Poisson'schen Verkehr, wobei die Anzahl von empfangenen Paketen gleichmäßig über die Zeit zunimmt, und die durchgezogene Linie 1071 einen Verkehr mit massiven Ankünften, wobei die Pakete in vereinzelten Gruppen eintreffen, aber sehr groß sind. Der Poisson'sche Verkehr wird typischerweise von häuslichen Anwendern erzeugt, deren Anzahl groß ist und die kleine Datenbursts voneinander unabhängig übertragen. Um die Leistungsfähigkeit eines erfindungsgemäßen CRDSA-DA-Verfahrens zu untersuchen, wurde ein hybrider Verkehr aus 90% Poisson'schen Quellen und 10% Quellen mit massiven Ankünften simuliert; die Gesamtbelastung des Kanals beträgt 40%. In einem ersten Fall, der für den Stand der Technik repräsentativ ist, werden die Daten einzig unter Verwendung eines DA-Verfahrens übertragen; RA-Rahmen wurden nur zugewiesen, um die Übertragung von Anforderungen nach Kapazität zu ermöglichen. Wie aus 10I ersichtlich ist, welche die Funktion der Wahrscheinlichkeitsdichte der Übertragungsverzögerung repräsentiert, wird quasi die Gesamtheit der Pakete mit einer Verzögerung von zwischen 1 und 1,5 Sekunden bei einer mittleren Verzögerung in der Größenordnung von 1,1 s übertragen.
10M zeigt die Funktion der Wahrscheinlichkeitsdichte der Übertragungsverzögerung für den Fall, in dem die Rahmen bei der RA(CRDSA)- oder DA-Übertragung als Funktion der Merkmale des Verkehrs zugewiesen werden. Hierbei ist die CRDSA-Übertragung verantwortlich für eine Belastung des Kanals von 0,25, und die DA-Übertragung für eine Belastung von 0,15. Es zeigt sich, dass die Verteilung bimodal ist: der Verkehr, der den massiven Ankünften entspricht, wird weiterhin mit einem DA-Verfahren übertragen, und die mittlere Verzögerung bleibt in der Größenordnung von 1,1 Sekunden; die häuslichen Anwender können hingegen ihre Daten sofort übertragen, ohne darauf zu warten, dass ihnen ein DA-Rahmen zugewiesen wird. Infolgedessen kann die Verzögerung für die Anwender bis zu 0,35 Sekunden kurz werden.
Die Erfindung wurde ausführlich unter Bezugnahme auf eine besondere Ausführungsweise beschrieben, jedoch sind zahlreiche Varianten möglich.
Beispielsweise werden bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsweise die Repliken eines gleichen Pakets auf einer gleichen Trägerwelle mit einer gleichen Frequenz übertragen; anders ausgedrückt, das CRDSA-Verfahren basiert auf einem SA-Protokoll mit Zeitdiversity. Wenn die Sender (die Satellitenendstellen) auf einer Mehrzahl von Frequenzkanälen senden können, ist es auch möglich, ein CRDSA-Verfahren auf der Grundlage eines SA-Protokolls mit Frequenzdiversity zu realisieren. Bei einem solchen Verfahren werden die Repliken eines gleichen Pakets mit einem pseudozufälligen Frequenzabstand übertragen, der zu dem vorliegend betrachteten zeitlichen Abstand hinzukommt oder diesen ersetzt (im letzteren Fall werden die in der Frequenz verschobenen Repliken gleichzeitig übertragen). In diesem Fall muss es die mit jeder Replik übertragene Signalisierungsinformation ermöglichen, die paarige(n) Replik(en) in der Frequenz und nicht (bzw. nicht nur) in der Zeit zu lokalisieren.
Die Modifikationen, die für eine Anwendung dieser Ausführungsweise der Erfindung an der Sende- und Empfangsvorrichtung vorzunehmen sind, liegen im Vermögen des Fachmanns.
Eine andere, insbesondere interessante Variante des CRDSA-Verfahrens ermöglicht es, den durch die Signalisierungsinformation eingeführten erhöhten Durchsatz zu verringern und dadurch die Effektivität der Nutzung des Kanals zu verbessern. Bei dieser Ausführungsweise wird der (Zeit- oder Frequenz-)Abstand zwischen zwei Repliken eines gleichen Paketes mithilfe einer pseudozufälligen Funktion von Parametern bestimmt, die sowohl dem Sender (Satellitenendstelle) des Paketes als auch dem Empfänger (Gateway) bekannt sind, oder die jedenfalls Teil der in den Nutzdaten enthaltenen Information sind. Auf diese Weise ist die einzige Signalisierungsinformation, die spezifisch übertragen werden muss, ein Bit, welches das Vorzeichen des Abstands (positiv für die erste Replik und negativ für die zweite) angibt. Da Kommunikationsprotokolle im Allgemeinen nicht verwendete Bits vorsehen, kann eines von diesen diesem Zweck dienen: auf diese Weise erzeugt die Verwendung des CRDSA-Verfahren keinerlei erhöhten Durchsatz.
Beispielsweise enthalten die Nutzdaten des Paketes #k generell unter anderem die MAC-Adresse der Satellitenendstelle, die dieses Paket übertragen hat, MAC_k, und einen Paketzähler N_{packet_k}. Es ist daher möglich, den zeitlichen Abstand der Repliken mithilfe einer pseudozufälligen Funktion F(MAC_k, N_{packet_k}) mit Werten zu bestimmen, die völlig gleichförmig zwischen 1 und M_slot – 1 verteilt sind. Genauer gesagt, wenn n_k den zeitlichen Ort einer Replik angibt, ist die Lokalisierung seiner paarigen Replik gegeben durch nrk = [nk + sk·F(Npacket_k, MACk)]modMslot [22]
In der Gleichung [22] beträgt s_k für die erste Replik +1 und –1 für die zweite, und stellt die einzige Information dar, die den Nutzdaten für die Zwecke des CRDSA-Verfahrens spezifisch beigefügt werden muss. Das Modul-Operationssymbol ist notwendig, um die Lokalisierung der paarigen Replik innerhalb des betrachteten Zeitsegmentes sicher zu stellen.
Es zeigt sich, dass eine pseudozufällige Funktion, die einzig von der MAC-Adresse abhängt, weniger zufriedenstellend wäre, denn wenn mehrere aufeinander folgende Pakete von der gleichen Satellitenendstelle gesendet würden, wäre der Abstand zwischen Repliken bei allen Paketen gleich, und dies könnte zur Erzeugung von zahlreichen unauflösbaren Zugangskonflikten von dem Typ führen, die in den 4A und 4B veranschaulicht sind.
Als Alternative können andere Felder der Nutzdaten, oder sogar die Nutzdaten insgesamt, für die Bestimmung des Absolutwertes des zeitlichen Abstands verwendet werden.
Dieses gleiche Prinzip kann auf den Fall von CRDSA mit Frequenzdiversity angewendet werden.
Obgleich in der vorstehenden Beschreibung stets Bezug auf eine "Präambel" genommen wird, die sich – wie schon der Name angibt – am Anfang jedes Datenpaketes befindet, ist dies kein wesentliches Merkmal. Die Präambel kann nämlich durch eine binäre Akquisitionssequenz ersetzt werden, welche die gleichen Eigenschaften der Autokorrelation und Kreuzkorrelation aufweist, sich aber am Ende des Paketes oder auch in seiner Mitte befindet. Die Erfindung ist keineswegs auf die Verwendung einer Präambel im strengen Wortsinn beschränkt.
Ausführungsweisen der Erfindung, die sich von der vorstehend beschriebenen Ausführungsweise durch ein anderes Herangehen an das Problem der Schätzung der Phase der wieder herzustellenden und zu löschenden "unsauberen" Repliken unterscheiden, und die sich zumindest für bestimmte Anwendungen als insbesondere vorteilhaft erweisen, verdienen es, ausführlicher betrachtet zu werden.
Die erste dieser alternativen Ausführungsweisen ermöglicht eine Verbesserung der Schätzung der Phase der Trägerwelle der zu löschenden Repliken durch Ersetzen einer "globalen" Schätzung, die von der Zeit unabhängig und somit für alle Symbole dieser Replik identisch ist, die einzig auf der Grundlage der Präambel erhalten wird, mit einer für jedes Symbol verschiedenen Schätzung. Diese zeitabhängige Schätzung kann mittels einer Daten-unterstützten Phasenregelschleife (DA-PLL) unter Nutzung der Kenntnis der von der "unsauberen" Replik transportierten Nutzdaten erhalten werden, wobei diese Kenntnis durch das Decodieren der entsprechenden "sauberen" Replik erworben wurde. Die hierdurch erhältliche Verbesserung der Schätzung der Phase, und somit der Unterdrückung von Interferenzen, ist insbesondere signifikant, wenn der Sendekanal von einem starken Phasenrauschen betroffen ist und/oder die Übertragung mit einem geringen Durchsatz stattfindet.
Vor einer Beschreibung dieser ersten alternativen Ausführungsweise der Erfindung ist es nötig, die Auswirkung von Fehlern beim Schätzen der Phase auf die Effektivität des Schrittes zum Unterdrücken von Interferenzen infolge von Kollisionen zwischen verschiedenen Repliken von Paketen ausführlicher zu behandeln. Hierzu beginnt man, indem man den Ausdruck des diskreten Signals, das durch Abtastung des empfangenen und kohärent demodulierten Signals erhalten wurde, in leicht abgewandelter Form neu schreibt (Gleichung [5]):
Gleichung [23] unterscheidet sich von Gleichung [5] dadurch, dass der Parameter der Phase ϕ neu definiert wurde, so dass er auch die Verteilung infolge der Frequenzverschiebung des Lokaloszillators beinhaltet. Der somit neu definierte Parameter der Phase setzt sich aus zwei Beiträgen zusammen:
wobei ψ, θ 0 und θ[i, n] jeweils für den Betrag des Phasenrauschens, die anfängliche Phase der Trägerwelle im Zeitsegment n für die Satellitenendstelle i bzw. den durch den Frequenzfehler Δω verursachten restlichen Phasenfehler stehen.
Gemäß dieser modifizierten Notation, und gemäß der vorstehend beschriebenen Ausführungsweise der Erfindung, kann das Löschen einer von der Satellitenendstelle i stammenden Replik, die eine Kollision im Zeitsegment n^r bei der Iteration N_iter des Interferenzunterdrückungsalgorithmus hervorruft, auf die folgende Weise geschrieben werden:
wobei zur Vereinfachung der Index k weg gelassen wurde, ebenso wie die Kennung q der entsprechenden "sauberen" Replik.
Nimmt man zur Vereinfachung an, dass bei der Iteration N_iter im Zeitsegment n^r nur ein Nutzpaket vorhanden ist, das wieder hergestellt werden soll, rⁿ[n^r] und die von der Satellitenendstelle i stammende interferierende Replik. Somit kann man schreiben:
wobei P die Matrize ist, deren Elemente die Phase jedes Symbols der interferierenden Replik repräsentieren:
und ϕk[i, n]∊ϕ[i, n], k = 1...NRAslot .
Nimmt man an, dass die Schätzung der Amplitude praktisch vollkommen ist A ^[i, n] ≈ A[i, nr], und dass die binäre Sequenz der "sauberen" Replik fehlerlos wieder gewonnen wurde
wird aus der Gleichung [25]:
Die Schätzung der Phase ist durch ϕ ^pre angegeben und nicht einfach durch ϕ ^, um den Umstand zu zeigen, dass diese Schätzung einzig auf der Grundlage der Präambel der zu löschenden Replik bestimmt wurde.
Falls
ist es möglich, P durch die Matrize S zu ersetzen, die definiert ist durch:
Unter der Annahme, dass die restliche Interferenz i^u[n^r] durch eine Gauß'sche Zufallsvariable angenähert werden kann, ist es somit möglich, das Signal-Rauschverhältnis SIR wie folgt zu definieren:
wobei:

E_pay{}: den erwarteten Wert im Feld der interferierenden Replik repräsentiert, das den Nutzdaten entspricht;

Δϕ ^k = ϕk[i, n] – ϕ ^pre[i, nr]

σ2Δϕ = Epay{Δϕ ^k 2}.

Bei σ_Δϕ = 5°, SIR = 21 dB und bei σ_Δϕ = 15°, SIR = 11,6 dB. Wenn die Nutzdaten der Pakete durch einen Fehlerkorrekturcode geschützt sind, kann geschätzt werden, dass ein Schätzfehler der Phase bis 15° (typische Abweichung) toleriert werden kann. Wie weiter unten gezeigt wird, führt bei Kommunikationssystemen, die einen Kanal mit geringem Durchsatz aufweisen, wie etwa der Norm SATMODE, die erste Ausführungsweise der Erfindung zu viel größeren Schätzfehlern der Phase, was eine Verbesserung erforderlich macht.
Gemäß der zweiten Ausführungsweise der Erfindung wird die Schätzung der Phase ϕ ^pre', die über die gesamte Erstreckung der zu löschenden Replik konstant ist, durch eine Schätzung der Phase
ersetzt, die entsprechend jeder Abtastprobe einen anderen Wert annimmt, der für die Nutzdaten dieser Replik repräsentativ ist; ϕ ^ bleibt gleich ϕ ^pre' in Entsprechung zu den Abtastproben der Präambel. Gleichung [29] wird daher auf die folgende Weise modifiziert:
Es stellt sich somit das Problem, die über die Zeit variable Schätzung der Phase
zu bestimmen. Gemäß der zweiten Ausführungsweise der Erfindung wird eine angepasste Schätzung mithilfe einer Daten-gestützten Phasenregelschleife (DA-PLL; engl.: Data-Aided Phase Locked Loop) erhalten, wobei die betreffenden Daten durch die binäre Sequenz dargestellt sind, die für die Nutzlast der zu löschenden Replik repräsentiert ist, welche dan der entsprechenden "sauberen" Replik bekannt ist. Die Gleichungen der Phasenregelschleife sind wie folgt:
wobei η die Steilheit der S-Kurve der Schleife (η = 1 bei Signalen mit normalisierter Leistung) und B_LT_s das normalisierte Rauschband der Schleife ist, ein konventioneller Parameter beim Erstellen von Phasenregelschleifen, welcher die Verstärkung der Schleife mit ihrer Ansprechzeit verbinden. Die Schleife wird durch die Schätzung der Phase initialisiert, die ausgehend von der Präambel erhalten wird, anders ausgedrückt
Der Effekt der Verwendung einer über die Zeit variablen Phasenschätzung auf das SIR wird nun im Falle eines SATMODE-Systems untersucht, das mit einem Durchsatz von 8 kbaud arbeitet, bei Vorliegen eines synthetischen Phasenrauschens, das die Maskierung des SATMODE-Phasenrauschens annähert (für mehr Details siehe das Dokument SATMODE modem layer specification SMD-SP-SES-01000-1-2. Die spektrale Leistungsdichte (PSD) des Phasenrauschens (Linie 1100) und die Bezugsmaskierung (Linie 1101) sind in 11 dargestellt. Die durchgeführten digitalen Simulationen zeigen, dass bei Abwesenheit von Phasenrauschen, σ_Δϕ = σ_Δθ ≈ 8°, was einem SIR von 17,1 dB entspricht. Wenn das Phasenrauschen eingeführt wird, führt die Verwendung einer Schätzung der Phase einzig auf der Grundlage der Präambel zu σ_Δϕ = 29,7°, was vom Beitrag des Phasenrauschens (σ_Δψ ≈ 28,7°) stark dominiert wird; somit fällt der SIR auf 5,7 dB ab. Die Einführung der Phasenregelschleife (Gleichungen [33]) macht die Bestimmung des optimalen Wertes von B_LT_s erforderlich, der die Varianz der Schätzfehlers der Phase minimiert; man findet B_LT_s = 0,01, was dazu führt, dass der Beitrag des Phasenrauschens σ_Δψ auf einen Wert von 9,75° und der Gesamtphasenfehler auf σ_Δϕ = 10° gebracht wird, was einem ein SIR von ca. 15 dB entspricht. Der Mange der ersten Ausführungsweise der Erfindung bei der vorliegend in Betracht gezogenen Anwendungen geht aus 12 hervor, die es ermöglicht, die zeitliche Abhängigkeit der Phase bei einem simulierten Signal, das durch einen Rauschabstand von E_S/N_O = 6 dB (Linie 1200) gekennzeichnet ist, und der Schätzung der Phase auf der Grundlage der Präambel (Linie 1201), die in Intervallen konstant ist, zu vergleichen. Die Effektivität der Phasenregelschleife ist unter einem Gesichtspunkt der Qualität ersichtlich durch einen Vergleich der reellen Abhängigkeit der Phase für dieses gleiche simulierte Signal (Linie 1300 in 13) mit der Schätzung
(Linie 1301). Es ist wichtig anzumerken, dass in den 12 und 13 die Datenpakete so dargestellt wurden, als ob sie aufeinander folgende Zeitsegmente besetzten, während sie in Wirklichkeit durch eine zufällige Anzahl von Zeitsegmenten getrennt sind.
14 repräsentiert den Durchsatz T als Funktion der normalisierten Belastung G bei dem SATMODE-System (8 kbaud, E_S/N_O = 6 dB, NRAgrund = 5, N_iter = 10):

– in Abwesenheit von Phasenrauschen, Linie 1400;
– in Anwesenheit des Phasenrauschens von 11, mit einer Schätzung der Phase einzig auf der Grundlage der Präambel, Linie 1401;
– in Anwesenheit des Phasenrauschens von 11, mit einer zeitabhängigen Schätzung der Phase, die mittels der Phasenregelschleife von Gleichung 29 erhalten wurde, Linie 1402; in Anwesenheit des Phasenrauschens von 11, mit einer zeitabhängigen Schätzung der Phase, die mittels der Phasenregelschleife von Gleichung 29 erhalten wurde, bei der die statistische Verteilung der Sendeleistung der Satellitenendstellen einer log-normal-Regel mit einer typischen Abweichung von 2 dB folgt, Linie 1403.

Es zeigt sich, dass die Verwendung einer Phasenregelschleife es dem System ermöglicht, selbst bei Vorhandensein eines Phasenrauschens ohne nennenswerten Durchsatzverlust zu arbeiten, was bei der Schätzung der Phase einzig auf der Grundlage der Präambel nicht der Fall ist. Diese letztere hingegen ist gut für Systeme angepasst, die mit höheren Durchsätzen arbeiten, wie etwa ein DVB – RCS-System mit 128 kbaud, bei dem die zwei Ausführungsweisen der Erfindung im Wesentlichen äquivalent sind.
Die dritte Ausführungsweise zielt nicht so sehr auf eine Verbesserung der Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens ab als darauf, es zu vereinfachen, und den Aufbau der Sende- und Empfangseinrichtungen zu vereinfachen, die seine Anwendung ermöglichen. Die Notwendigkeit, eine Familie von Präambeln anstelle der einzelnen Präambel des (D)SA-Protokolls zu verwenden, impliziert nämlich einen zusätzlichen Aufwand beim Empfang, wo eine parallele Suche nach den Präambeln durchgeführt werden muss. Ausserdem verbessert die Verwendung einer einzelnen Präambel die Aufwärtskompatibilität des Protokolls der Erfindung mit den bereits existierenden Normen wie etwa SATMODE, DVB-RCS und IPoS.
Gemäß der dritten Ausführungsweise kann dieser zusätzliche Aufwand durch die Verwendung einer gleichen Präambel für alle übertragenen Pakete vermieden werden, wie dies im Stand der Technik gemacht wird, und unter Nutzung der Kenntnis der binären Sequenz, welche wieder herzustellende und zu löschende Nutzdaten einer Replik ausdrücken, wobei diese Kenntnis ausgehend von der "sauberen" Replik erworben wird, um den Parameter der Phase zu schätzen.
Wenn nämlich eine gleiche Präambel für alle Pakete verwendet wird, ermöglicht es die Gleichung [11] nicht mehr, die Phase einer Replik zu schätzen, die eine Kollision erfahren hat (die einzelne Präambel bleibt für die Identifizierung und Demodulation der "sauberen" Repliken verwendbar). Die binäre Sequenz hingegen, welche die Nutzdaten ("payload") ausdrückt, die bekannt ist, wenn die entsprechende "saubere" Replik identifiziert wurde, kann als annähernd orthogonal zu den Sequenzen der anderen Pakete betrachtet werden: sie kann daher für die Schätzung der Phase auf eine Weise ähnlich den Präambeln der ersten Ausführungsweise verwendet werden.
Im Allgemeinen verwendet man nicht den gesamten Abschnitt des empfangenen Signals, der die Nutzdaten enthält, sondern nur eine Anzahl L_coherent von Symbolen, ausgehend von dem Symbol K₀, mit 1 ≤ Kp ≤ Npay^RA – L_coherent. Die Schätzung der Phase wird somit angegeben durch:
wobei N_guard ^RA und N_preamble ^RA die Anzahl von Schutzsymbolen und Symbolen der Präambel repräsentieren,
die k-te Abtastprobe des Zeitsegments, in dem eine Kollision aufgetreten ist, s ^pay[i, nr](k) das k-te Symbol, das die Nutzdaten der "sauberen" Replik repräsentiert, die der "unsauberen" Replik entspricht, die gelöscht werden soll, und * das Operationssymbol der komplexen Konjugation ist.
Wie bereits vorstehend erörtert wurde, nutzt die Gleichung [34] die Eigenschaften der Kreuzkorrelation der binären Sequenzen, welche die Nutzdaten der verschiedenen Pakete repräsentieren, während die Gleichung [11] die Eigenschaften der Kreuzkorrelation der Präambeln nutzt.
Es ist auch möglich, die zweite und die dritte Ausführungsweise der Erfindung unter Verwendung der Gleichung [34] zu kombinieren, um die Phasenregelschleife der Gleichung [33] zu initialisieren. Auf diese Weise kumuliert man die Vorteile der zwei Ausführungsweisen: man erhält Immunität gegen Phasenrauschen, insbesondere im Falle eines geringen Durchsatzes, der für die zweite Ausführungsweise charakteristisch ist, und die Einfachheit der Anwendung der dritten Ausführungsweise. Wenn die Phasenregelschleife verwendet wird, ist es vorteilhaft K₀ = 1 zu wählen, d. h. für die Initialisierung die ersten L_coherent Symbole der Nutzdaten des Paketes zu verwenden und die Schleife in der Mitte des Initialisierungsfensters zu starten (d. h. ab dem Symbol L_coherent/2 oder (L_coherent + 1)/2). Wenn man hingegen ϕ_coherent unmittelbar zum Wiederherstellen der zu löschenden interferierenden Replik verwendet, ist es im Allgemeinen vorzuziehen, die mittigen Symbole des Paketes zu wählen, d. h. K₀ = (N_pay ^RA + L_coherent)/2 zu nehmen.
Es werden nun die Resultate von vier digitalen Simulationen der Anwendung der dritte Ausführungsweise der Erfindung betrachtet.
Zuerst wird eine Sendung ohne Phasenrauschen betrachtet, mit N_guard ^RA = 5, einem Durchsatz von 128 kbaud, einem Rauschabstand von E_S/N_O = 6 dB, und einer normalisierten Belastung von G = 0,4. Die folgende Tabelle drückt die typische Abweichung des Fehler der Phasenschätzung σ_Δϕ = σ_Δθ und den entsprechenden SIR als Funktion der Anzahl L_coherent von Abtastproben aus, die für die Schätzung der Phase verwendet werden:

L_coherent σ_Δϕ = σ_Δθ (Grad) SIR (dB)

5 23,8° 7,6

15 13,3° 13,3

31 8,5° 16,5

63 6,1° 19,4
Zum Vergleich, fallls eine Präambel von N_pre ^RA = 31 Symbolen für die Schätzung der Phase verwendet wird, erhält man gemäß der erstem Ausführungsweise σ_Δϕ = σ_Δθ = 8°. Es zeigt sich somit, dass bei einer gleichen Anzahl von für die Schätzung der Phase verwendeten Symbolen die dritte Ausführungsweise eine Leistungsfähigkeit besitzt, die derjenigen der ersten Ausführungsweise vergleichbar ist, trotz ihrer größeren Einfachheit der Anwendung. Der Fehler der Phasenschätzung kann weiter reduziert werden, indem man L_coherent erhöht: der optimale Wert dieses Parameters ist das Resultat eines Kompromisses zwischen der Reduzierung des Phasenfehlers und der Erhöhung der Komplexität (Erhöhung der Anzahl von Ausdrücken der Summe in der Gleichung [34]).
Es wird nun der Fall betrachtet, in dem ein synthetisches Phasenrauschen, das der Maskierung des Phasenrauschens der Norm DVB-RCS entspricht (s. 15: Linie 1500 repräsentiert die spektrale Dichte der Leistung des synthetischen Rauschens, das in den Simulationen verwendet wird, und Linie 1501 die Maskierung des Referenzrauschens) ebenfalls vorliegt. In diesem Fall ist es vorteilhaft, Kp = (N_pay ^RA + L_coherent)/2 zu nehmen. Die Resultate sind in der nachfolgenden Tabelle aufgeführt:
N_pay ^RA = 424, somit entspricht die letzte Zeile der Tabelle der integralen Verwendung der Nutzdaten für die Schätzung der Phase.
Es ist anzumerken, dass wenn man L_coherent = 31 beibehält, das Phasenrauschen eine Verschlechterung des Phasenfehlers (σ_Δϕ = 10,6°) einführt, aber dass es ausreichend ist, L_coherent = 51 zu nehmen, um diese Verschlechterung vollständig zu kompensieren, und zwar um den Preis einer geringen Erhöhung des Rechenaufwands. Im Fall der ersten Ausführungsweise (Schätzung auf der Grundlage der Präambel) ist die durch das Phasenrauschen eingeführte Verschlechterung noch höher (σ_Δϕ reicht von 8° bis 12,8°) und viel schwieriger zu kompensieren: eine Erhöhung der Länge der Präambel beinhaltet nämlich eine entsprechende Verringerung der Anzahl von Informationssymbole, die von einem Paket transportiert werden. Die Überlegenheit der dritten Ausführungsweise bei Vorliegen von Phasenrauschen lässt sich durch die Tatsache erklären, dass man sie für die Schätzung des mittigen Teils des Paketes verwendet, was zu einem Resultat führt, das näher bei der durchschnittlichen Phase liegt als im Falle der Verwendung der Präambel, d. h. der ersten N_pre ^RA Symbole.
Wenn man eine Schätzung auf der Grundlage der ersten L_coherent = 31 Symbole (K₀ = 1) der Nutzdaten verwendet, um eine Phasenregelschleife zu initialisieren (Gleichung [33]) mit B_LT_s = 0,01, verringert sich der Phasenfehler bis 7,7°, was SIR = 17,7 dB entspricht.
Eine letzte Simulation entspricht einem SATMODE-System, das mit 8 kbaud arbeitet, bei Vorliegen des Phasenrauschens von 11. Die Resultate sind in der nachfolgenden Tabelle aufgeführt, wobei die zweite Spalte einer Schätzung einzig auf der Grundlage von L_coherent Symbolen der Nutzdaten im mittigen Abschnitt des Pakets entspricht, während die dritte Spalte einer Schätzung entspricht, die mithilfe der Phasenregelschleife von Gleichung [33] erhalten wird, die unter Berücksichtigung der ersten L_coherent Symbole der Nutzdaten initialisiert wird:
Es ist anzumerken, dass sich entgegen den vorausgegangenen Fällen der Fehler der Phasenschätzung nicht konstant mit einer Erhöhung von L_coherent verringert, wobei eine Erhöhung über 70–150 Symbole hinaus sogar abträglich ist. Dies erklärt sich durch die Tatsache, dass mit einem größeren L_coherent die Anzahl von Symbolen kleiner wird, auf die die Schleife einwirken kann.
Zusammenfassend ermöglicht es die dritte Ausführungsweise der Erfindung, die Operationen des Sendens und vor allem der Wiedergewinnung beim Empfang beträchtlich zu vereinfachen, und zwar ohne eine merkliche Verschlechterung der Leistungsfähigkeit der Erfindung. Bei Vorliegen eines starken Phasenrauschens und/oder bei Anwendungen mit geringem Durchsatz kann diese dritte Ausführungsweise vorteilhaft mit der zweiten kombiniert werden.

Claims

Verfahren zur Übertragung von Datenpaketen über einen von einer Mehrzahl von Anwendern (RU₁, RU₂) gemeinsam genutzten Sendekanal, welches die folgenden Schritte umfasst: – Erzeugen (511) von mindestens zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket; – Senden (515) der Repliken, die durch zufällige Zeit- und/oder Frequenzabstände voneinander getrennt sind, über den Sendekanal; dadurch gekennzeichnet, dass es ferner einen Schritt (512) des Einfügens in jede Replik einer Signalisierungsinformation umfasst, welche es ermöglicht, die andere Replik oder die anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (511) des Erzeugens das Erzeugen von genau zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, welches ferner einen Schritt (514) des Erzeugens und Einfügens einer binären Akquisitionssequenz in jedes zu übertragende Paket umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem die binäre Akquisitionssequenz eine Präambel ist.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem für jedes zu übertragende Paket eine verschiedene binäre Akquisitionssequenz, die auf zufällige Weise innerhalb einer Familie von pseudozufälligen, quasi-orthogonalen binären Sequenzen ausgewählt wurde, erzeugt und in jede Replik des Paketes eingefügt wird.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Familie von pseudozufälligen, quasi-orthogonalen binären Sequenzen unter den Codes ausgewählt wird, die von CDMA(Codemultiplex-Vielfachzugriff)-Systemen verwendet werden, wie etwa Gold-Folgen und Gold-Folgen mit erweiterter Länge.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem eine gleiche binäre Akquisitionssequenz erzeugt und in jede Replik aller zu übertragenden Pakete eingefügt wird.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem jede übertragene Replik ferner ein oder mehrere Schutzsymbole aufweist, die ein Schutzintervall definieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 8, welches ferner einen Schritt (513) des Codierens der Repliken mithilfe eines Vorwärtsfehlerkorrektur- oder FEC(Forward Error Correction)-Codes umfasst, wobei der Schritt (513) des Codierens nach dem Schritt (512) des Einfügens einer Signalisierungsinformation und vor dem Schritt (514) des Einfügens einer binären Akquisitionssequenz durchgeführt wird.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Schritt (515) des Sendens für jede Replik innerhalb eines Zeitsegments eines TDMA(Time Division Multiple Access; Zeitvielfachzugriff)-Rahmens durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der TDMA-Rahmen zu einem MF-TDMA(Mehrfrequenz-Zeitvielfachzugriff)-Superrahmen gehört.
Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, bei dem der Schritt (515) des Sendens für jede Replik innerhalb eines Zeitsegments eines TDMA-Rahmens durchgeführt wird, das unter denjenigen Zeitsegmenten ausgewählt ist, die durch einen allen der Anwender gemeinsamen Burst-Zeitplan oder BTP (Burst Time Plan) verfügbar gemacht werden.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Schritt (515) des Sendens unter Verwendung einer Phasen- und Amplitudenmodulationsmethode durchgeführt wird.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Schritt (515) des Sendens der Datenpakete mit einer bestimmten, jedem Anwender zu eigenen Periodizität (N_i) durchgeführt wird, und welches ferner einen Schritt (613, 616) des Modifizierens der Sende-Periodizität in Abhängigkeit von einem Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Schritt (613, 616) des Modifizierens der Sende-Periodizität folgendes umfasst: – falls der Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals einen Schwellwert (G_th) übersteigt, eine Erhöhung der Sende-Periodizität (N_i) mit einer ersten Wahrscheinlichkeit (P_i ^uP); und – falls der Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals diesen Wert (G_th) unterschreitet, eine Verringerung der Sende-Periodizität (N_i) mit einer zweiten Wahrscheinlichkeit (P_i ^down).
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem die erste Wahrscheinlichkeit (P_i ^up) umso geringer ist, je größer die Sende-Periodizität (N_i) ist, und die zweite Wahrscheinlichkeit (P_i ^down) umso höher ist, je geringer die Sende-Periodizität (N_i) ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem der Schritt (613, 616) des Modifizierens der Sende-Periodizität (N_i) das Halten der Periodizität (N_i) zwischen einem unteren Grenzwert und einem oberen Grenzwert umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 17, sofern er von den Ansprüchen 2 und 10 abhängig ist, bei dem der Schwellwert (G_th) des Belastungszustandes (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals zwischen 0,35 und 0,45 Paketen pro Zeitsegment liegt.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, welches einen Schritt (517) des Rückübertragens eines bereits übertragenen Paketes umfasst, wobei dieser Schritt (517) ausgeführt wird, falls eine Rückinformation, welche anzeigt, dass das Paket von seinem Adressaten ordnungsgemäß empfangen wurde, nicht innerhalb einer vorgegebenen Zeitspanne empfangen wird.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schritt (517) des Rückübertragens eine zweifache Rückübertragung des Paketes umfasst.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der Absolutwert des Zeit- und/oder Frequenzabstandes mithilfe einer pseudozufälligen Funktion mindestens eines Teils der in jedem Paket enthaltenen Nutzdaten bestimmt wird, und bei dem die Signalisierungsinformation eine Information über das Vorzeichen des Zeit- und/oder Frequenzabstandes ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem der gemeinsam genutzte Sendekanal ein drahtloser Sendekanal ist.
Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der gemeinsam genutzte Sendekanal ein Satelliten-Sendekanal (SAT) ist.
Verfahren zur Übertragung von Datenpaketen über einen von einer Mehrzahl von Anwendern (RU₁, RU₂) gemeinsam genutzten Sendekanal, wobei das Verfahren folgendes umfasst: – Speichern der zu übertragenden Pakete in einer Warteschlange; – falls der Inhalt ((Q-K) Bit) der Warteschlange einen ersten Schwellwert (L_th1) überschreitet, Reservieren einer Sendekapazität für diesen Inhalt ((Q-K) Bit) und seine Übertragung durch ein Protokoll für die Zuweisung in Abhängigkeit von der Anfrage (DA); – falls der Inhalt ((Q-K) Bit) der Warteschlange abzüglich der reservierten Sendekapazität unter einem zweiten Schwellwert (L_th2) liegt, Übertragen des Inhalts ((Q-K) Bit) mittels eines Verfahrens (RA) nach einem der Ansprüche 1 bis 23.
Verfahren nach Anspruch 24, bei dem der erste (L_th1) und der zweite (L_th2) Schwellwert des Inhalts der Warteschlange auf adaptive Weise bestimmt werden.
Verfahren zur Wiedergewinnung beim Empfang von Datenpaketen, die mit einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 25 über einen durch eine Mehrzahl von Anwendern (RU₁, RU₂) gemeinsam genutzten Sendekanal übertragen werden, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: – Identifizieren (552) innerhalb eines Empfangssignals der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind; – Extrahieren (553) der in den identifizierten Repliken enthaltenen Information; dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die folgenden Schritte umfasst: – Lokalisieren der anderen Replik oder der anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit (554) und/oder Frequenz unter Verwendung der aus den identifizierten Repliken extrahierten Signalisierungsinformation; – Löschen (556) der anderen Replik bzw. der anderen Repliken im komplexen Basisband durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus (Interference Cancellation Algorithm), wenn sie von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen ist bzw. sind; und – Identifizieren (557) von anderen Paketen, die nach dem Schritt des Löschens nicht mehr von destruktiven Kollisionen betroffen sind, und Extrahieren der darin enthaltenen Information.
Verfahren nach Anspruch 26, bei dem der Schritt (552) des Identifizierens der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit anderen Repliken betroffen sind, einen Schritt der Suche nach einer binären Akquisitionssequenz umfasst.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem die binäre Akquisitionssequenz eine Präambel ist.
Verfahren nach Anspruch 27 oder 28, bei dem der Schritt der Suche nach einer binären Akquisitionssequenz Berechnungen der Korrelation zwischen dem Empfangssignal und pseudozufälligen binären Sequenzen, die einer Familie von pseudozufälligen, quasi-orthogonalen binären Sequenzen angehören, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 29, bei dem die Berechnungen der Korrelation für alle binären Sequenzen der genannten Familie parallel durchgeführt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 27 bis 30, bei dem der Schritt (553) des Extrahierens der Information, die in jeder solcherart identifizierten Replik enthalten ist, einen Schritt des Schätzens von Parametern des Kanals auf der Grundlage der binären Akquisitionssequenz der Replik und einen Schritt des Demodulierens unter Verwendung der Ergebnisse der Schätzungsoperation umfasst.
Verfahren nach Anspruch 31, bei dem der Schritt des Schätzens von Parametern des Kanals ein Schätzen von Parametern der Amplitude, der Frequenz, der Phase und der Verzögerung der Replik umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 32, bei dem der Schritt des Löschens der von Kollisionen betroffenen Repliken einen voraus gehenden Schritt (555) des Regenierens der Repliken im komplexen Basisband umfasst.
Verfahren nach den Ansprüchen 32 und 33, bei dem der Schritt (555) des Regenierens im komplexen Basisband die Verwendung der Schätzungen der Parameter der Amplitude, der Frequenz und der Verzögerung, sowie einer Schätzung eines Parameters der Phase, der unmittelbar auf der Grundlage desjenigen Ab schnitts des Empfangssignals erhalten wird, der die zu regenerierende Replik enthält, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 34, bei dem die Schätzung eines Parameters der Phase auf der Grundlage des Abschnitts des Empfangssignals, der die binäre Akquisitionssequenz der zu regenerierenden Replik enthält, unter Nutzung der Kenntnis der binären Sequenz der binären Akquisitionssequenz erhalten wird.
Verfahren nach Anspruch 34, bei dem die Schätzung eines Parameters der Phase auf der Grundlage mindestens eines Bruchteils des Abschnitts des Empfangssignals, der die Nutzdaten der zu regenerierenden Replik enthält, unter Nutzung der Kenntnis der die Nutzdaten exprimierenden binären Sequenz, die auf der Grundlage der entsprechenden, nicht von Kollisionen betroffenen Replik akquiriert wird, erhalten wird.
Verfahren nach Anspruch 34, bei dem die Schätzung eines Parameters der Phase eine zeitabhängige Schätzung ist, die mithilfe einer datengestützten Phasenregelschleife erhalten wird, welche die Kenntnis der die Nutzdaten exprimierenden binären Sequenz der zu regenerierenden Replik nutzt, die auf der Grundlage der entsprechenden, nicht von Kollisionen betroffenen Replik akquiriert wird.
Verfahren nach Anspruch 37, bei dem die datengestützte Phasenregelschleife durch eine zeitunabhängige Schätzung des gemäß Anspruch 35 oder Anspruch 36 erhaltenen Parameters der Phase initialisiert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 38, bei dem der Schritt des Lokalisierens in der Zeit (554) und/oder Frequenz das Extrahieren einer Signalisierungsinformation, die repräsentativ für das Vorzeichen des Zeit- und/oder Frequenzabstandes zwischen jeder identifizierten Replik und der anderen Replik oder den anderen Repliken des gleichen Paketes, und die Bestimmung des Absolutwertes des Abstandes mithilfe einer pseudozufälligen Funktion von zumindest einem Teil der in dem Paket enthaltenen Nutzdaten umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 26 bis 39, bei dem die Schritte des Lokalisierens in der Zeit (554) und/oder in der Frequenz der anderen Replik(en) des gleichen Paketes unter Verwendung der aus den identifizierten Repliken extrahierten Signalisierungsinformation, des Löschens (556) im komplexen Basisband der anderen Replik(en) durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus, und des Identifizierens (557) weiterer Pakete, die nach dem Schritt des Löschens nicht mehr von destruktiven Kollisionen betroffen sind, und des Extrahierens der darin enthaltenen Information iterativ wiederholt werden, bis die in allen empfangenen Paketen enthaltene Information extrahiert wurde oder eine maximale Anzahl (N_max) von Iterationen erreicht ist.
Vorrichtung zum Übertragen von Datenpaketen über einen von einer Mehrzahl von Anwendern (RU₁, RU₂) gemeinsam genutzten Sendekanal, welche aufweist: – eine Einrichtung (800, 803) zum Erzeugen von mindestens zwei Repliken von jedem zu übertragenden Paket mit einem zufälligen Zeit- und/oder Frequenzabstand zwischen ihnen; und – eine Einrichtung zum Senden (811a, 811b, 812) der Repliken über den Sendekanal; dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner aufweist: – eine Einrichtung (804) zum Erzeugen einer Signalisierungsinformation für jede Replik, welche es ermöglicht, die andere Replik oder die anderen Repliken des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren; und – einen ersten Multiplexer (805), der es ermöglicht, jede Replik und die entsprechende Signalisierungsinformation zusammen zu stellen, um sie gemeinsam zu übertragen.
Vorrichtung nach Anspruch 41, welche ferner aufweist: – eine Einrichtung (807) zum Erzeugen einer gleichen binären Akquisitionssequenz für jede Replik eines gleichen Paketes; und – einen zweiten Multiplexer (808), der es ermöglicht, jede Replik und die entsprechende binäre Akquisitionssequenz zusammen zu stellen, um sie gemeinsam zu übertragen.
Vorrichtung nach Anspruch 42, bei der die pseudozufällige binäre Akquisitionssequenz eine Präambel ist.
Vorrichtung nach Anspruch 42 oder 43, bei der die Einrichtung (807) zum Erzeugen einer binären Akquisitionssequenz eine Einrichtung zum Erzeugen einer pseudozufälligen binären Sequenz ist, die auf zufällige Weise innerhalb einer Familie von quasi-orthogonalen binären Sequenzen ausgewählt wurde.
Vorrichtung nach Anspruch 42 oder 43, bei der die Einrichtung (807) zum Erzeugen einer binären Akquisitionssequenz eine Einrichtung zum Erzeugen einer gleichen binären Akquisitionssequenz für alle zu übertragenden Pakete ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 41 bis 45, welche ferner eine Flusssteuervorrichtung (800) zum Empfangen einer Information über den Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals und zum Modifizieren einer Sende-Periodizität (N_i) in Abhängigkeit von der Information über den Belastungszustand des gemeinsam genutzten Sendekanals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 46, bei der die Flusssteuervorrichtung (800) eine Einrichtung ist, um die Sende-Periodizität (N_i) mit einer ersten Wahrscheinlichkeit (P_i ^up) zu erhöhen, falls der Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals einen Schwellwert (G_th) übersteigt, und um die Sende-Periodizität (N_i) mit einer zweiten Wahrscheinlichkeit (P_i ^down) zu verringern, falls der Belastungszustand (G) des gemeinsam genutzten Sendekanals den Schwellwert (G_th) unterschreitet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 41 bis 47, welche ferner eine Einrichtung (800) zum Empfangen einer Rückinformation, die anzeigt, dass das Paket von seinem Adressaten ordnungsgemäß empfangen wurde, und zum erneuten Senden des Paketes bei nicht erfolgtem Empfang der Rückinformation innerhalb einer vorgegebenen Verzögerung aufweist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 41 bis 48, bei der die Einrichtung (800, 803) zum Erzeugen von mindestens zwei Repliken jedes Paketes ein Mittel zum Bestimmen des Absolutwertes des Zeit- und/oder Frequenzabstandes mithilfe einer pseudozufälligen Funktion von zumindest einem Teil der in jedem Paket enthaltenen Nutzdaten aufweist.
Vorrichtung zur Wiedergewinnung beim Empfang von Datenpaketen, die mit einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 25 über einen durch eine Mehrzahl von Anwendern (RU₁, RU₂) gemeinsam genutzten Sendekanal übertragen werden, wobei die Vorrichtung aufweist: – eine Einrichtung (910) zum Identifizieren der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind; – eine Einrichtung (909, 911) zum Extrahieren der in den identifizierten Repliken enthaltenen Information; dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner aufweist: – eine Einrichtung zum Verwenden (907) der extrahierten Signalisierungsinformation, um die andere(n) Replik(en) des gleichen Paketes in der Zeit und/oder Frequenz zu lokalisieren; und – eine Einrichtung zum Löschen (906) der anderen Replik(en) im komplexen Basisband durch einen Interferenzunterdrückungsalgorithmus, wenn sie von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen ist bzw. sind.
Vorrichtung nach Anspruch 50, bei der die Einrichtung (910) zum Identifizieren der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind, eine Einrichtung für die parallele Suche nach pseudo-zufälligen binären Akquisitionssequenzen ist, die einer Familie von quasi-orthogonalen binären Sequenzen angehören.
Vorrichtung nach Anspruch 50, bei der die Einrichtung (910) zum Identifizieren der Repliken, die nicht von destruktiven Kollisionen mit Repliken anderer Pakete betroffen sind, eine Einrichtung zum Suchen einer einzelnen binären Akquisitionssequenz für alle Pakete ist.
Vorrichtung nach Anspruch 51 oder 52, bei der die binäre(n) Sequenz(en) eine Präambel ist bzw. Präambeln sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 51 bis 53, bei der die Einrichtung (909, 911) zum Extrahieren der Information, die in jeder identifizierten Replik enthalten ist, eine Einrichtung (909) zum Schätzen der Parameter des Kanals auf der Grundlage einer binären Akquisitionssequenz der Replik zum Demodulieren der Replik unter Verwendung der Schätzungen aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 54, bei der die Einrichtung (909) zum Schätzen der Parameter des Kanals eine Einrichtung zum Schätzen der Parameter der Amplitude, der Frequenz, der Phase und der Verzögerung der Repliken ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 50 bis 55, welche ferner eine Einrichtung (914) zum Regenerieren im komplexen Basisband der zu löschenden anderen Replik(en) ist, wobei die im komplexen Basisband regenerierte(n) Replik(en) am Eingang der Löschvorrichtung (906) zur Verfügung gestellt wird bzw. werden.
Vorrichtung nach Anspruch 56, welche ferner eine Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase der zu löschenden Replik auf der Grundlage des die zu löschende Replik enthaltenden Abschnitts des Empfangssignals aufweist, wobei der Parameter der Phase am Eingang der Einrichtung (914) zum Regenerieren im komplexen Basisband zur Verfügung gestellt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 57, bei der die Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase dazu ausgelegt ist, den Parameter der Phase auf der Grundlage des Abschnitts des Empfangssignals, der eine binäre Akquisitionssequenz der zu löschenden Replik enthält, unter Nutzung der Kenntnis der binären Akquisitionssequenz zu schätzen.
Vorrichtung nach Anspruch 57, bei der die Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase dazu ausgelegt ist, den Parameter der Phase auf der Grundlage mindestens eines Bruchteils des Abschnitts des Empfangssignals, der die Nutzdaten der zu regenerierenden Replik enthält, unter Nutzung der Kenntnis der die Nutzdaten exprimierenden binären Sequenz zu schätzen, die auf der Grundlage der entsprechenden, nicht von Kollisionen betroffenen Replik akquiriert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 57, bei der die Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase eine datengestützte Phasenregelschleife aufweist für die Durchführung einer zeitabhängigen Schätzung des Parameters der Phase unter Nutzung der Kenntnis der die Nutzdaten der zu regenerierenden Replik exprimierenden binären Sequenz, die auf der Grundlage der entsprechenden, nicht von Kollisionen betroffenen Replik akquiriert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 60, bei der die Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase eine Einheit zum Initialisieren der Phasenregelschleife durch eine zeitunabhängige Schätzung auf der Grundlage desjenigen Abschnitts des Empfangssignals, der eine binäre Akquisitionssequenz der zu löschenden Replik enthält, unter Nutzung der Kenntnis der binären Sequenz aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 60, bei der die Einrichtung (907) zum Schätzen eines Parameters der Phase eine Einheit zum Initialisieren der Phasenregelschleife durch eine zeitunabhängige Schätzung aufweist, die auf der Grundlage mindestens eines Bruchteils des die Nutzdaten der zu regenerierenden Replik enthaltenden Abschnitts des Empfangssignals, unter Nutzung der Kenntnis der die Nutzdaten exprimierenden binären Sequenz, die auf der Grundlage der entsprechenden, nicht von Kollisionen betroffenen Replik akquiriert wurde, erhalten wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 50 bis 62, bei der die Einrichtung zum Verwenden (907) der extrahierten Signalisierungsinformation ein Mittel zum Bestimmen des Absolutwertes des Zeit- und/oder Frequenzabstandes zwischen jeder identifizierten Replik und der anderen Replik oder den anderen Repliken des gleichen Paketes mithilfe einer pseudozufälligen Funktion von mindestens einem Teil der in dem Paket enthaltenen Nutzdaten, und des Vorzeichens der Verschiebung mithilfe der Signalisierungsinformation aufweist.