DE4428673A1

DE4428673A1 - Magnetic proximity detector

Info

Publication number: DE4428673A1
Application number: DE19944428673
Authority: DE
Inventors: Michael Cuylen; Udo Dipl Ing Ollert
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: OLLERT, UDO, 81477 MUENCHEN, DE
Priority date: 1994-08-12
Filing date: 1994-08-12
Publication date: 1996-02-15
Anticipated expiration: 2014-08-13
Also published as: DE4428673B4

Abstract

A coil (SP) has a weakly magnetic core which adopts a saturated state when close to a control magnet or when the coil approaches a ferromagnetic object. A drive and evaluation circuit contains a capacitor (c) and amplifier (v), which form a parallel resonant circuit with the coil. The amplifier is operated at one of two frequencies at which the parallel circuit is resonant with the coil either in the saturated or unsaturated state. A detector (AD) forms a parameter from the measurement a.c. voltage at the output of the amplifier, whose value undergoes a large change during a detected approach.

Description

In der Meßtechnik treten häufig Paare von zueinander korre spondierenden, frequenz- und amplitudengleichen, phasenstar ren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen auf. So kön nen derartige Größen z. B. am Ausgang von Meßgebern zur Be stimmung der aktuellen Winkellage auftreten und als ein Maß für die aktuelle Position dienen.In measurement technology, pairs of mutually correct occur sponding, frequency and amplitude equal, phase star ren sine and cosine-shaped measurement changes. So can such sizes z. B. at the output of sensors for loading the current angular position and as a measure serve for the current position.

Es besteht dabei häufig die Anforderung, die aktuelle Ampli tude der Meßwechselgrößen zu erfassen. Es sind hierzu eine Vielzahl von Vorrichtungen bekannt. So kann die Amplituden messung auf eine indirekte Weise erfolgen. Dabei werden mit Hilfe von Zusatzbauelementen Referenzsignale gemessen, z. B. auf dem Wege einer optischen Abtastungen zusätzlicher Spuren z. B. auf einer Geberscheibe mittels sogenannter Referenzdio den, welche als ein Maß für die Sinus-Cosinus-Amplituden die nen können. Bei anderen Vorrichtungen werden trigonometrische Zusammenhänge ausgenutzt. Werden beispielsweise den Meßwech selgrößen die Signaldefinition A=a_*sin(phi) und B=a_*cos(phi) zugrunde gelegt, so kann z. B. in analoger Schaltungstechnik mit Hilfe einer einen Vierquadranten-Multiplizierer darstel lenden Rechenschaltung die Beziehung (a_*sin(phi))² + (a_*cos(phi))² = a² nachgebildet werden. Das Ergebnis ist ein Maß für die Amplitude unabhängig vom Winkel phi. Andere Vorrichtungen wiederum beruhen auf dem Prinzip einer exakten Quadrierung. Liegen die Meßwechselgrößen in digitalisierter Form vor, so können die zur Amplitudenbildung benötigten Multiplikationen in einem Mikrocontroller ausgeführt werden. Wiederum andere Vorrichtungen beruhen auf Näherungen. Dabei werden durch gewichtete Summen- und Differenzbildungen der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen phasenverschobene Sinussignale gleicher Amplitude erzeugt. Diese werden einem idealen Gleichrichter mit Minimal- bzw. Maximalauswertung zugeleitet. Als Resultat entsteht ein sogenannter Vierfach- Sinusbogen. Dessen Restwelligkeit entspricht ungefähr 30% des Spitzenwertes der eingespeisten sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen.There is often a requirement to record the current amplitude of the measurement changes. A large number of devices are known for this purpose. So the amplitude measurement can be done in an indirect way. With the help of additional components, reference signals are measured, e.g. B. on the way of optical scans of additional tracks z. B. on an encoder disk by means of so-called reference diodes, which can be used as a measure of the sine-cosine amplitudes. In other devices, trigonometric relationships are used. If, for example, the measurement changes are based on the signal definition A = a _* sin (phi) and B = a _* cos (phi), z. B. in analog circuitry using a four-quadrant multiplier darstel arithmetic circuit, the relationship (a _* sin (phi)) ² + (a _* cos (phi)) ² = a² are simulated. The result is a measure of the amplitude independent of the angle phi. Other devices are based on the principle of exact squaring. If the measurement change variables are in digitized form, the multiplications required for amplitude formation can be carried out in a microcontroller. Still other devices rely on approximations. In this case, phase-shifted sinusoidal signals of the same amplitude are generated by weighted summation and difference formations of the sinusoidal and cosine-shaped measured alternating variables. These are fed to an ideal rectifier with minimum or maximum evaluation. The result is a so-called quadruple sinus arch. Its residual ripple corresponds to approximately 30% of the peak value of the fed-in sine and cosine-shaped measurement changes.

Derart gewonnene Amplitudenwerte der frequenz- und amplitu dengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen können als Steuergrößen für Regelkreise ein gesetzt werden. Treten die sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen z. B. am Ausgang von Linear- oder Winkelposi tionsgebern auf, so sind die Amplituden der Meßwechselgrößen bedingt durch das im Gebersystem jeweils angewandte physika lische Abtastprinzip von verschiedenen Einflußgrößen abhän gig. Deren Konstanz wird insbesondere beeinflußt von Tempera turgang und Alterung der verwendeten Bauelemente, vom aktuel len Abtastabstand bei einer magnetischer Abtastung und dgl. Steht eine den aktuellen Amplitudenwert der Meßwechselgrößen repräsentierende Größe zur Verfügung, so kann diese z. B. vor teilhaft als Steuergröße für Regelkreise eingesetzt werden, um u. U. kurzfristige, temperaturdriftbedingte Amplituden schwankungen bzw. u. U. langfristige, alterungsbedingte Ampli tudenveränderungen zu kompensieren.Amplitude values of the frequency and amplitude obtained in this way the same, phase-locked sine and cosine measurement Change variables can be used as control variables for control loops be set. Enter the sine and cosine measurement changing quantities z. B. at the output of linear or angular posi tion transmitters, so are the amplitudes of the measurement change variables due to the physika used in the encoder system depend on various influencing variables gig. Their constancy is particularly influenced by tempera Doorway and aging of the components used, from the current len scanning distance in magnetic scanning and the like. Is the current amplitude value of the measurement alternating variables representative size available, this can e.g. B. before partly used as a control variable for control loops, um u. U. short-term, temperature drift-related amplitudes fluctuations or u. U. long-term, age-related ampli to compensate for changes in hours.

Das Problem bei den bekannten Amplitudenbildungen wird darin gesehen, daß zu deren Realisierung bislang ein relativ hoher schaltungstechnischer Aufwand erforderlich ist.The problem with the known amplitude formation is there seen that so far a relatively high circuit complexity is required.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine mög lichst effektiv realisierbare Vorrichtung zur Nachbildung einer, ein Maß für die Amplitude eines Paares von frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusför migen Meßwechselgrößen darstellende Steuergröße anzugeben. The invention is therefore based on the object, a poss Most effectively feasible device for replication one, a measure of the amplitude of a pair of frequency and amplitude-equal, phase-locked sine and cosine to indicate control variable representing measured change variables.

Die Aufgabe wird gelöst mit der im Anspruch 1 angegebenen Vorrichtung. Vorteilhafte weitere Ausführungsformen derselben sind in den nachfolgenden Unteransprüchen angegeben.The object is achieved with that specified in claim 1 Contraption. Advantageous further embodiments of the same are specified in the following subclaims.

Die Erfindung und vorteilhafte Ausführungsformen derselben werden anhand der nachfolgend kurz dargestellten Figuren nä her erläutert. Dabei zeigtThe invention and advantageous embodiments thereof are based on the figures briefly shown below ago explained. It shows

Fig. 1 eine beispielhafte, bevorzugte Ausführung für eine gemäß der Erfindung aufgebaute Schaltung, wobei die darin benötigte Summierverstärkerschaltung vorteil haft in Form einer Operationsverstärkerschaltung aus geführt ist, Fig. 1 shows an exemplary, preferred embodiment of a connection established according to the invention circuit, the summing amplifier circuit required is advantageously in the form of an operational amplifier circuit from out is

Fig. 2a bis 2d die sich im Diodennetzwerk der erfindungsgemäßen Vor richtung entsprechend der in Fig. 1 dargestellten, bevorzugten Ausführung ergebenden Teilstromverläufe, und FIGS. 2a to 2d extending in the direction diode network of the invention Before the illustrated correspondingly in Fig. 1, exemplary preferred resulting partial current characteristics, and

Fig. 3a und 3b die sich bei der in den Fig. 1 und 2a bis 2d dar gestellten, beispielhaften, bevorzugten Ausführung der Erfindung ergebenden und ein Maß für die Amplitu den der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen darstellenden Steuergrößen. Figures 3a and 3b which are identified in the in Figs. 1 and 2a to 2d are exemplary., Exemplary preferred of the invention resulting and a measure of the Amplitu the performing of the sine and cosine Meßwechselgrößen control variables.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Bildung einer Steuer größe, welche ein Maß für die Amplitude eines Paares von zu einander frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren si nus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen ist, enthält ein Diodennetzwerk, dem die Meßwechselgrößen und deren Inversio nen als Verarbeitungsgrößen zugeführt werden. Dem Diodennetz werk ist eine Summierverstärkerschaltung nachgeschaltet, wo durch die von den Verarbeitungsgrößen im Diodennetzwerk her vorgerufenen Teilströmen zur Steuergröße zusammengefaßt wer den. Erfindungsgemäß sind bezüglich der schaltungstechnischen Auslegung und Bauelementeauswahl die Summierverstärkerschal tung, das Diodennetzwerk und der jeweilige Arbeitsbereich der auftretenden Amplitude des Paares der sinus- und cosinusför migen Meßwechselgrößen so aufeinander abgestimmt sind, daß die im Diodennetzwerk auftretenden Teilströme einen Arbeits punkt im Krümmungsbereich der Kennlinie der jeweiligen Dioden hervorrufen.The inventive device for forming a tax size, which is a measure of the amplitude of a pair of to frequency and amplitude equal, phase locked si is a nus- and cosine-shaped measured variable, contains a Diode network, to which the measurement changes and their inversion can be supplied as processing parameters. The diode network factory is a summing amplifier circuit downstream where by the processing quantities in the diode network called partial flows summarized to the control variable who the. According to the invention in terms of circuitry Design and component selection the summing amplifier scarf device, the diode network and the respective work area of the occurring amplitude of the pair of sine and cosine migen alternating variables are coordinated so that the partial currents occurring in the diode network work point in the area of curvature of the characteristic curve of the respective diodes cause.

Es ist erfindungswesentlich, daß zumindest die Amplituden der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen und die bauele mentespezifische Schwellspannung der im Diodennetzwerk einge setzten Dioden aufeinander abgestimmt werden. Dies ist not wendig, um den angestrebten Effekt zu erzielen, daß die er findungsgemäße Vorrichtung einen im Krümmungsbereich der Kennlinien der Dioden des Netzwerkes Arbeitspunkt einnimmt. Da dieser Krümmungsbereich der Diodenkennlinien einen para belähnlichen Verlauf hat, werden die von den sinus- und cosi nusförmigen Meßwechselgrößen in den Dioden hervorgerufenen Teilströme vorteilhaft näherungsweise quadriert. Die somit unter Ausnutzung der gekrümmten Diodenkennlinie derart ver stärkten vier Teilströme werden anschließend aufsummiert. Bei optimaler Abstimmung zwischen der Eingangsamplitude der Meß wechselgrößen, den Dioden und dem Innenwiderstand der nach folgenden Summierverstärkerschaltung läßt sich für beliebige Winkelstellung phi der sinus- und cosinusförmigen Meßwechsel größen und mit einer in der Praxis ausreichenden Genauigkeit die folgende mathematische Beziehung nachbilden:It is essential to the invention that at least the amplitudes of the sine- and cosine-shaped measurement changes and the components ment-specific threshold voltage of the in the diode network set diodes to be matched. This is necessary agile to achieve the desired effect that he device according to the invention in the region of curvature Characteristic curves of the diodes of the network occupies the operating point. Since this range of curvature of the diode characteristics is a para has a curve similar to that of sinus and cosi nus-shaped measurement changes in the diodes Partial streams advantageously approximately squared. The thus ver using the curved diode characteristic four sub-streams are then added up. At optimal coordination between the input amplitude of the meas alternating variables, the diodes and the internal resistance of the following summing amplifier circuit can be used for any Angular position phi of the sine and cosine measurement changes sizes and with sufficient accuracy in practice emulate the following mathematical relationship:

A² + B² = a².A² + B² = a².

Dabei giltThe following applies

A = a _* sin(phi) sinusförmige Meßwechselgröße,
B = a _* cos(phi) cosinusförmige Meßwechselgröße,
a Amplitude der Meßwechselgrößen.A = a _* sin (phi) sinusoidal measuring change,
B = a _* cos (phi) cosine-shaped measuring change,
a Amplitude of the measurement change variables.

Dies wird des weiteren an einer beispielhaften, in Fig. 1 dargestellten Schaltung und den dazugehörigen, in den Fig. 2a-2d und 3a, 3b dargestellten Strom- und Spannungsverläufen näher erläutert.This is further explained in more detail using an exemplary circuit shown in FIG. 1 and the associated current and voltage profiles shown in FIGS . 2a-2d and 3a, 3b.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführung einer gemäß der Erfindung aufgebauten Schaltung ist ein aus vier Dioden D1 . . . D4 bestehendes Diodennetzwerk DN vorhanden. Diesem werden neben den beiden, mit A und B bezeichneten sinus- und cosi nusförmigen Meßwechselgrößen, welche im vorliegenden Beispiel bevorzugt Meßwechselspannungen sind, zusätzlich auch deren Inversionen A′ und B′ als Verarbeitungsgrößen zugeführt. In den Dioden D1 . . . D4 werden hierdurch die Teilströme I1 . . . I4 hervorgerufen. Dem Diodennetzwerk DN werden somit als Ein gangssignale zugeführt:In the embodiment of a circuit constructed according to the invention shown in FIG. 1, one is composed of four diodes D1. . . D4 existing diode network DN available. In addition to the two sine-shaped and cosine-shaped measurement alternating variables, which are denoted A and B, which in the present example are preferably alternating measurement voltages, their inversions A 'and B' are also supplied as processing variables. In the diodes D1. . . D4 thereby become the partial currents I1. . . I4 evoked. The diode network DN are thus supplied as an input signal:

A = a _* sin(phi)
A′= -a _* sin(phi),
B = a _* cos(phi), und
B′= -a _* cos(phi).A = a _* sin (phi)
A ′ = -a _* sin (phi),
B = a _* cos (phi), and
B ′ = -a _* cos (phi).

In vielen Fällen stehen diese Größen in der Praxis z. B. am Ausgang von Positionsgebern als differentielle Signale zur Verfügung. Es ist somit in der Regel nicht notwendig, z. B. die invertierten Größen A′ und B′ aus den nichtinvertierten Größen A und B abzuleiten. Andererseits ist die Erfindung prinzipiell aber auch ohne weiteres auf den Fall anwendbar, daß z. B. nur die Größe A vorhanden ist, und hieraus z. B. In einer Vorverarbeitungsstufe die Größen B, A′ und B′ erst ab geleitet werden. In many cases these sizes are available in practice e.g. B. on Output of position sensors as differential signals for Available. It is therefore usually not necessary, for. B. the inverted quantities A 'and B' from the non-inverted ones Derive sizes A and B. On the other hand, the invention in principle but also applicable to the case without further ado, that z. B. only size A is available, and z. B. In a preprocessing stage from sizes B, A 'and B' be directed.

Im Beispiel der Fig. 1 werden somit die Meßwechselspannungen A, A′ und B, B′ jeweils paarweise an eine Reihenschaltung aus einer Diode D1 . . . D4 und einem geeigneten Widerstand R1, R3 an gelegt. Bei einer nicht dargestellten Ausführung kann auch jeder Diode ein eigener Widerstand zugeordnet werden. Bevor zugt können PN - Siliziumdioden eingesetzt werden, welche die gewünschte gekrümmte Kennlinie aufweisen. Die vier Teilströme I1 . . . I4 durch die Dioden werden erfindungsgemäß von einer Summierverstärkerschaltung zusammengefaßt. Bei den Widerstän den R1, R3 kann es sich um die Innenwiderstände von Eingängen der Summierverstärkerschaltung handeln.In the example of FIG. 1, the measuring AC voltages A, A 'and B, B' are each paired to a series connection of a diode D1. . . D4 and a suitable resistor R1, R3 put on. In an embodiment not shown, each diode can be assigned its own resistor. Before that, PN silicon diodes can be used which have the desired curved characteristic. The four substreams I1. . . I4 through the diodes are combined according to the invention by a summing amplifier circuit. The resistors R1, R3 can be the internal resistances of inputs of the summing amplifier circuit.

Gemäß der Darstellung in Fig. 1 enthält diese vorteilhaft einen Operationsverstärker OPV. Die beiden Widerstände R1, R3 stellen in diesem Fall somit die Eingangszweige für die Ein gänge E1, E2 der Summierverstärkerschaltung dar. Die Teilströ me werden somit im Beispiel der Fig. 1 am invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OPV, welcher den Summen punkt S bildet, aufsummiert. Durch Rückkopplung des Opera tionsverstärkers OPV zumindest mit dem Widerstand R5 ergibt sich der Summenstrom zuIncludes, as shown in Fig. 1, this advantageously an operational amplifier OPV. In this case, the two resistors R1, R3 thus represent the input branches for the inputs E1, E2 of the summing amplifier circuit. The partial currents me are thus summed up in the example of FIG. 1 at the inverting input of an operational amplifier OPV, which forms the sum point S. . By feedback of the operational amplifier OPV at least with the resistor R5, the total current results

I5 = I1 + I2 + I3 + I4.I5 = I1 + I2 + I3 + I4.

Die daraufhin am Rückkopplungswiderstand R5 abfallende Span nung Uout ergibt sich somit zuThe chip then falling at the feedback resistor R5 Uout thus results in

Uout = I5 _* R5.Uout = I5 _* R5.

Der aktuelle Wert der Größe I5 bzw. U5 stellt das gewünschte Maß für die Amplitude a der sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen A und B dar.The current value of size I5 or U5 represents the desired value Measure for the amplitude a of the sine and cosine measurement change variables A and B.

Bei Vorliegen der erfindungsgemäßen Abstimmung zwischen dem Wert der Amplitude a der Meßwechselgrößen A,B, dem Wert der Widerstände R1, R3 und der Auswahl geeigneter Dioden D1 . . . D4 im Diodennetzwerk DN ergibt sich nach der Addition der Teil ströme I1 . . . I4 ein gleichgerichteter Strom I5 in R5. Dieser bewirkt eine Ausgangsgleichspannung Uout am Ausgang des OPV, die eine nur geringe Restwelligkeit von ca. +/- 3% im Ver gleich zu einer idealen Gleichspannung aufweist. Diese Aus gangsgleichspannung Uout ist somit näherungsweise proportio nal zum Scheitelwert |a| der angelegten Meßwechselgrößen A, B, und ist somit in der Praxis gut geeignet, um z. B. als eine Eingangsgröße für einen zur Konstanthaltung der Amplitude a der Meßwechselgrößen A, B dienenden Regelkreises eingesetzt zu werden.If the vote according to the invention between the Value of the amplitude a of the measurement changes A, B, the value of the Resistors R1, R3 and the selection of suitable diodes D1. . . D4 in the diode network DN the part results after the addition currents I1. . . I4 a rectified current I5 in R5. This causes an output DC voltage Uout at the output of the OPV, which has only a small ripple of approx. +/- 3% in ver equal to an ideal DC voltage. This out DC voltage Uout is therefore approximately proportional nal to the peak value | a | the applied measuring change variables A, B, and is therefore well suited in practice to e.g. B. as one Input variable for a to maintain the amplitude a of the control cycle A, B serving control loop used will.

Dies wird nachfolgend noch kurz anhand der in den Fig. 2a bis 2d und 3a, 3b dargestellten Signalverläufen erläutert.This is explained briefly below with reference to the signal curves shown in FIGS . 2a to 2d and 3a, 3b.

In den Fig. 2b, 2d sind beispielhaft dargestellt die Ver läufe eines Paares von sinus- und cosinusförmigen Meßwechsel größen A, B über dem Phasenwinkel phi. Die Fig. 2a, 2c zei gen die dazugehörigen invertierten Verläufe A′, B′. Die durch diese Größen in den jeweiligen Dioden D2, D1, D4 und D3 des Diodennetzwerkes hervorgerufenen Teilströme I2, I1, I4 und I3 sind in den Verläufen der Fig. 2a bis 2d mit eingetragen. In der Fig. 3a ist der im Rückkoppelzweig des Operations verstärkers OPV auftretende Summenstrom I5, und in der Fig. 3b schließlich die Ausgangsspannung Uout der erfindungsge mäßen Vorrichtung dagestellt. Diese weist insbesondere auf Grund der erfindungsgemäßen Ausnutzung des Krümmungsbereiches der Dioden D1 . . . D4 eine Restwelligkeit auf, welche im Ver gleich zum Wert einer entsprechenden idealen Gleichspannung in jedem Fall kleiner 10% ist. Diese ist in der Praxis für die Weiterverwendung von Uout als eine Quasigleichgröße ver nachlässigbar. Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist den Vorteil auf, daß die Restwelligkeit eine um den Faktor 8 grö ßere Frequenz als die Frequenz der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B hat.In FIGS. 2b, 2d are exemplified Ver the runs of a pair of sinusoidal and cosinusoidal Meßwechsel sizes A, B of the phase angle phi. The Fig. 2a, 2c zei gene the corresponding inverted profiles A ', B'. The partial currents I2, I1, I4 and I3 caused by these quantities in the respective diodes D2, D1, D4 and D3 of the diode network are also entered in the courses of FIGS. 2a to 2d. In Fig. 3a, the total current I5 occurring in the feedback branch of the operational amplifier OPV, and finally in Fig. 3b the output voltage Uout of the device according to the invention is shown. This has in particular due to the use according to the invention of the curvature area of the diodes D1. . . D4 has a ripple, which is in any case less than 10% compared to the value of a corresponding ideal DC voltage. In practice, this is negligible for the further use of Uout as a quasi-equal size. The device according to the invention has the advantage that the residual ripple has a frequency greater by a factor of 8 than the frequency of the sinusoidal and cosine-shaped measurement alternating variables A, B.

In der Praxis ist es vorteilhaft, wenn der Temperaturgang der Dioden D1 . . . D4 des Diodennetzwerkes DN kompensiert wird. Hierzu wird vorteilhaft eine weitere Kompensationsdiode D5 mit einem mit den Dioden D1 . . . D5 möglichst übereinstimmenden Temperaturverlauf in der Art eines Diodenarrays in den Rück kopplungszweig des Operationsverstärkers OPV eingefügt. Nach einer Anpassung des Wertes des Rückkoppelwiderstandes R5 an die Werte der Summierwiderstände R1, R3 kann hierdurch eine merkliche Reduzierung des Temperaturganges der in Fig. 1 dargestellten Schaltung erreicht werden. Es hat sich gezeigt, daß diese besonders bei Amplituden der Meßwechselgrößen A,B im Wertebereich 0,9 V < |a| < 1,3V ein Verhalten aufweist, welche eine in der Praxis völlig ausreichende Annäherung dar stellt an die ideale Beziehung A² + B² = a².In practice it is advantageous if the temperature response of the diodes D1. . . D4 of the diode network DN is compensated. For this purpose, a further compensation diode D5 is advantageously used with one with the diodes D1. . . D5 temperature curve that matches as much as possible in the manner of a diode array is inserted into the feedback branch of the operational amplifier OPV. After an adaptation of the value of the feedback resistor R5 to the values of the summing resistors R1, R3, a noticeable reduction in the temperature response of the circuit shown in FIG. 1 can be achieved in this way. It has been shown that this is particularly in the case of amplitudes of the measurement alternating variables A, B in the value range 0.9 V <| a | <1.3V exhibits a behavior which in practice is a completely adequate approximation to the ideal relationship A² + B² = a².

Weisen die Amplituden der Meßwechselgrößen A,B kleinere, z. B. im Wertebereich |a| < 0,9 V liegende Werte auf, so kann die Restwelligkeit von Uout weiter reduziert werden, wenn zusätz lich der Arbeitspunkt des Diodennetzwerkes DN verschoben wird. Praktisch läßt sich dies mit einer Potentialerhöhung erreichen. Im Beispiel der Fig. 1 ist zur Potentialanhebung der Ausgangsgleichspannung Uout eine Gleichspannungsquelle +Uv am nichtinvertierenden Eingang + des OPV angeschlossen. Weisen die Amplituden der Meßwechselgrößen A, B größere, z. B. im Wertebereich |a| < 1,3 V liegende Werte auf, so können diese vorteilhaft geteilt werden. In Fig. 3b ist die sich bei zusätzlicher Verwendung einer derartigen Kompensations diode D5 ergebende Ausgangsspannung Uout = 15 _* R5 + U(D5), wobei U(D5) die Schwellspannung der Diode D5 ist.If the amplitudes of the measurement changes A, B are smaller, for. B. in the range of values | a | <0.9 V, the residual ripple of Uout can be further reduced if the operating point of the diode network DN is also shifted. In practice, this can be achieved by increasing the potential. In the example in FIG. 1, a DC voltage source + Uv is connected to the non-inverting input + of the OPV in order to raise the potential of the output DC voltage Uout. Have the amplitudes of the measurement alternating variables A, B larger, z. B. in the range of values | a | If the values are <1.3 V, these can advantageously be divided. In FIG. 3b, the output voltage Uout = 15 _* R5 + U (D5) resulting when such a compensation diode D5 is additionally used, U (D5) being the threshold voltage of the diode D5.

Desweiteren kann vorteilhaft die Restwelligkeit der Ausgangs spannung Uout durch einen parallel zum Rückkoppelzweig ange ordneten Glättungskondensator C1 weiter reduziert werden. Eine derartige Ausführung ist ebenfalls bereits in Fig. 1 dargestellt.Furthermore, the ripple of the output voltage Uout can advantageously be further reduced by a smoothing capacitor C1 arranged parallel to the feedback branch. Such an embodiment is also already shown in FIG. 1.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß sie insbesondere in analo ger Schaltungstechnik besonders kostengünstige aufgebaut wer den kann, und dennoch ein in der Praxis uneingeschränkt wei terverwertbares, völlig ausreichend geglättetes Ausgangs signal Uout bereitstellt. So weist die in Fig. 1 darge stellte Schaltung zumindest 4, vorteilhaft 5 Dioden, 3 Wider stände und einen Operationsverstärker auf. Die erfindungsge mäße Vorrichtung stellt dann ein weiterverwertbares Ausgangs signal Uout bereit, wenn die sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen A,B gegebenenfalls vorübergehend eine Frequenz f=0 Hz aufweisen. Dieser Fall kann beispielhaft dann auftre ten, wenn die sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B Ausgangssignale eines Winkelpositionsgebers sind, und die von diesem überwachte Welle still steht.The invention has the advantage that it can be built particularly cost-effectively in analogue circuit technology, who can, and yet provides a completely sufficiently smoothed output signal Uout in practice that can be fully reused in practice. The circuit shown in FIG. 1 shows at least 4, advantageously 5 diodes, 3 resistors and an operational amplifier. The device according to the invention then provides a reusable output signal Uout if the sine and cosine measurement variables A, B have a frequency f = 0 Hz, if appropriate temporarily. This case can occur, for example, when the sinusoidal and cosine-shaped measurement alternating variables A, B are output signals of an angular position transmitter and the wave monitored by the latter is stationary.

Claims

1. A device for forming a control variable (Uout), which is a measure of the amplitude (a) of a pair of phase-rigid sinusoidal and cosine-shaped measurement alternating variables (A, B) of the same frequency and amplitude, with

a) a diode network (D1... D4), to which the measurement alternating variables (A, B) and their inversions (A ', B') are supplied as processing variables, and
b) a summing amplifier circuit (SV), whereby the partial currents (I1 ... I4) caused by the processing variables (A, A ', B, B') in the diode network (D1... D4) at the output to the control variable (Uout) be summarized, whereby
c) in the circuit design, the summing amplifier circuit (SV), the diode network (D1... D4) and the respective working range of the amplitude (a) of the pair of the sinusoidal and cosine-shaped measurement variables (A, B) are so coordinated with one another, that the partial currents (I1... I4) occurring in the diode network (D1... D4) cause an operating point in the area of curvature of the characteristic curve of the respective diodes.

2. The apparatus of claim 1, wherein the summing amplifier circuit (SV) has an operational amplifier (OPV).

3. Apparatus according to claim 2, wherein in the feedback branch of Operational amplifier (OPV) a compensation diode (D5) is arranged.

4. Apparatus according to claim 2 or 3, wherein parallel to Feedback branch of the operational amplifier (OPV) Smoothing capacitor (C1) is arranged.

5. Apparatus according to claim 2, 3 or 4, wherein the non-invert ting input of the operational amplifier (OPV) one DC voltage source (Uv) for raising the potential of the tax size (Uout) at the output of the operational amplifier (OPV) is arranged.