DE4211430C1

DE4211430C1 - Measuring signal processing circuit providing time variable output signal depending upon ratio of input signal amplitudes - has analogue comparator for comparing momentary values of periodic input signals during each signal period

Info

Publication number: DE4211430C1
Application number: DE19924211430
Authority: DE
Inventors: Uwe Dr Ing Kaiser; Frank Bueter
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-04-02
Filing date: 1992-04-02
Publication date: 1993-09-30
Anticipated expiration: 2012-04-03

Abstract

The circuit provides an output signal with a time duration dependent on the amplitude ratio of 2 periodic input signals, using a signal former (1) in the path of at least one input signal and a comparator (2). The latter evaluates the momentary values of both signals, to generate a time variable output signal for each input signal period. Pref. the signal former uses a phase shifter providing a 90 degree phase shift, a rectifier for the phase shifted signal and a rectifier for the other signal. The comparator comprises an analogue comparator for comparing the momentary values of the phase-shifted and rectified signal and the rectified signal during each signal period. USE/ADVANTAGE - Eg for signals received from optical triangulation sensor photodiode or inductive path sensor. Eliminates need for vectorial subtraction or addition of periodic signals.

Description

Die Erfindung gilt aus von einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines zeitvariablen Ausgangssignals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention applies to a circuit arrangement for generation a time-variable output signal according to the generic term of Claim 1.

Die Schaltung kann in der gesamten Meß- und Regeltechnik zum Einsatz kommen, in der die Messung physikalischer Größen und deren Umwandlung in elektrische Wechselsignale zur Meßgrößenwei terverarbeitung von Vorteil gegenüber einer Wandlung und Weiter verarbeitung der Meßgrößen in elektrische Gleichsignale ist. Die Anwendung von elektrischen Wechselsignalen wird im allgemeinen durch die Möglichkeit der besseren Störsignalausfilterung gegen über der Arbeit mit Gleichsignalen bevorzugt.The circuit can be used in the entire measurement and control technology Use in which the measurement of physical quantities and their conversion into alternating electrical signals for the measurands two processing advantageous compared to a change and further processing of the measured variables into DC electrical signals. The Application of alternating electrical signals is general through the possibility of better interference signal filtering against preferred over working with DC signals.

Gemäß DE-OS 14 66 741 ist bekannt, eine Schaltungsanordnung (Ge rät) zur Umwandlung des Verhältnisses zweier elektrischer Wech selsignale in einen Gleichstrom vorzusehen. In dieser Schal tungsanordnung werden die beiden Wechselsignale erst in Wechsel spannungseingangsverstärkern verstärkt. Die Weiterverarbeitung erfolgt mit Hilfe eines abgeglichenen Demodulators mit Glät tungskreis und einem Rückkopplungskreis mit Hallplatte. Die Ein speisung der elektrischen Wechselsignale in die Schaltungsanord nung erfolgt über magnetische Feldspulen und als Ausgangssignal gibt die Schaltungsanordnung eine Gleichspannung ab.According to DE-OS 14 66 741 it is known to have a circuit arrangement (Ge advises) to convert the relationship between two electrical changes provide signals in a direct current. In this scarf The two alternating signals are only arranged alternately voltage input amplifiers amplified. Further processing takes place with the help of a balanced demodulator with smoothing tion circuit and a feedback circuit with Hall plate. The one Feeding the electrical alternating signals into the circuit arrangement voltage is generated via magnetic field coils and as an output signal the circuit arrangement outputs a DC voltage.

Hauptnachteil der Schaltungsanordnung nach DE-OS 14 66 741 sind die extrem schlechten dynamischen Eigenschaften, hervorgerufen durch die integrierenden Eigenschaften des Glättungskreises. Integrierende Teilschaltungen mit Tiefpaßeigenschaften zum Aus filtern der Trägerfrequenz findet man in fast allen Geräten und Schaltungsanordnungen, die mit elektrischen Wechselsignalen ar beiten. Die von der Schaltungsanordnung abgegebene Gleichspan nung läßt sich schlecht und nur mit hohem Aufwand störungsfrei über große Entfernungen übertragen und muß für eine rechentech nische Weiterverarbeitung erst noch digitalisiert werden. Der Demodulator in dieser Schaltungsanordnung erfordert einen hohen Abgleichaufwand und die verwendeten magnetischen Feldspulen so wie die Hallplatte sind große voluminöse Bauelemente, die einer Integration der Schaltungsanordnung, zum Beispiel in einen inte grierten Schaltkreis, entgegenstehen. Eine einzelne Hallanord nung, wie sie in der DE-OS 14 66 741 benutzt wird, ist zudem auch mechanisch anfällig. Beide magnetische Bauelemente lassen sich in ihren elektrischen Eigenschaften schlechter als andere elektrische Bauelemente beherrschen.The main disadvantage of the circuit arrangement according to DE-OS 14 66 741 are the extremely poor dynamic properties through the integrating properties of the smoothing circle. Integrating subcircuits with low-pass characteristics to stop filtering the carrier frequency can be found in almost all devices and Circuit arrangements that ar with alternating electrical signals work. The direct voltage delivered by the circuit arrangement voltage is difficult and trouble-free only with great effort transmitted over long distances and must be computed for a further processing must first be digitized. The Demodulator in this circuit arrangement requires a high one Adjustment effort and the magnetic field coils used so like the Hall plate are large voluminous components that one Integration of the circuit arrangement, for example in an inte circuit. A single hall arrangement voltage, as used in DE-OS 14 66 741, is also also mechanically vulnerable. Leave both magnetic components their electrical properties are worse than others master electrical components.

Nach DE-OS 19 06 484 ist eine Schaltungsanordnung zum Vergleichen zweier elektrischer Wechselgrößen derselben Frequenz bekannt, die eine Amplitudenvergleicheinrichtung enthält, der einerseits eine aus der einen elektrischen Wechselgröße abgeleitete Meßgrö ße und andererseits eine aus der anderen Wechselgröße mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung abgeleitete weitere Meßgröße zu jeweils einem durch eine Steuereinrichtung vorbestimmten Zeit punkt der Halbwellen einer der beiden Meßgrößen zugeführt wird, und daß ausgangsseitig an die Amplitudenvergleicheinrichtung ein Impulsformer angeschlossen ist, an den von der Amplitudenver gleicheinrichtung dann ein Signal abgegeben wird, wenn zu einem vorbestimmten Zeitpunkt der Halbwellen einer der beiden Meßgrö ßen die Differenz der Amplituden der beiden Meßgrößen ein vorbe stimmtes Vorzeichen aufweist. Die Steuereinrichtung besteht da bei aus einer Torschaltung und einem Steuergenerator.According to DE-OS 19 06 484 is a circuit arrangement for comparison two electrical alternating quantities of the same frequency are known, which contains an amplitude comparison device, the one hand a measurement variable derived from an electrical alternating variable ß and on the other hand one from the other change size with one further measured variable derived from predetermined phase shift each time predetermined by a control device point of the half-waves is supplied to one of the two measured variables, and that on the output side to the amplitude comparison device Pulse former is connected to which of the amplitude ver equal device then a signal is emitted when to a predetermined point in time of the half-waves of one of the two measured variables ate the difference in the amplitudes of the two measured variables has the right sign. The control device is there with a gate circuit and a control generator.

Bei dieser Lösung legt die Steuereinrichtung den Zeitpunkt zum Amplitudenvergleich fest. Besitzt die Differenz der Amplituden der beiden Meßgrößen zu einem anderen Zeitpunkt (der Halbwellen einer der beiden Meßgrößen) das vorbestimmte Vorzeichen, so gibt die Amplitudenvergleicheinrichtung kein Signal ab. Dieses Ver halten ist für eine Schutzanordnung geeignet, da das Vorzeichen der Differenz der Amplituden der beiden Meßgrößen nur zu dem vorbestimmten Zeitpunkt einen Fehler anzeigt. Das von der Ampli tudenvergleicheinrichtung abgegebene Signal liegt entweder nur zu dem vorbestimmten Zeitpunkt vor oder kann sich nur zu diesem Zeitpunkt ändern.With this solution, the control device sets the point in time Amplitude comparison fixed. Has the difference in the amplitudes of the two measured variables at a different point in time (the half-waves one of the two measured variables) gives the predetermined sign the amplitude comparison device does not receive a signal. This ver hold is suitable for a protective arrangement because the sign the difference in the amplitudes of the two measured variables only to that predetermined time indicates an error. That from the Ampli tuden comparator signal is either only at the predetermined time before or can only at this Change time.

Für eine Meßschaltung ist ein derartiges Verhalten ungeeignet.Such behavior is unsuitable for a measuring circuit.

Aus der deutschen Patentschrift 9 04 439 ist ein Verfahren zur Messung des Amplitudenverhältnisses zweier elektrischer Wechsel spannungen gleicher Frequenz bekannt, bei der eine der beiden Wechselspannungen gegen die andere um 90° in der Phase verscho ben wird und die beiden Spannungen vektoriell einmal addiert und einmal subtrahiert werden, wobei die Phasenverschiebung zwischen den beiden hierbei entstehenden gleich großen resultierenden Wechselspannungen ein Maß für das Amplitudenverhältnis der Wech selspannungen ist. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht in dem großen technischen Aufwand fuhr die vektorielle Addition und Sub traktion sowie für die Ermittlung der Phasenverschiebung.From the German patent specification 9 04 439 a method for Measurement of the amplitude ratio of two electrical changes voltages of the same frequency are known at one of the two AC voltages are shifted from the other by 90 ° in phase ben and the two voltages are vectorially added once and be subtracted once, with the phase shift between the resulting two equally large resulting AC voltages a measure of the amplitude ratio of the AC voltage is. The disadvantage of this method is that vectorial addition and sub drove great technical effort traction and for the determination of the phase shift.

Es besteht somit die Aufgabe, eine Lösung anzugeben, die mit geringen schaltungstechnischem Aufwand in regelmäßigen Abständen ein zeitvariables Ausgangssignal mit einer vom Amplitudenver hältnis zweier periodischer Signale abhängigen Zeitdauer er zeugt. Eine vektorielle Addition oder Subtraktion der periodi schen Signale soll vermieden werden.There is therefore the task of specifying a solution with low circuit complexity at regular intervals a time-variable output signal with one from the amplitude ver ratio of two periodic signals dependent period of time testifies. A vectorial addition or subtraction of the periodi signals should be avoided.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.This object is achieved by the specified in claim 1 Features solved.

Besondere Ausführungsarten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Particular embodiments of the invention are the subject of Subclaims.

Der Signalformer ist durch die Aufteilung in zwei Verar beitungszweige entsprechend den anliegenden und in ihrem Ampli tudenverhältnis zu bestimmenden Eingangssignalen gekennzeichnet. In einem Zweig wird das eine Eingangssignal um einen bestimmten Betrag in seiner Phasenlage zum anderen Signal verschoben. Der Betrag der Verschiebung sollte vorzugsweise 90° betragen. Die Phasenverschiebung kann mit allen gängigen und bekannten Arten von Phasenschiebern erfolgen. So zum Beispiel mit elektronischen Phasenschiebern, die mit RC-Gliedern, mit LC-Gliedern, als in tegrator- oder als Differentiatorschaltung aufgebaut sind. Die Art des eingesetzten Phasenschiebers richtet sich nach der Kur venform der zu verarbeitenden periodischen Signale. So kann zum Zwecke der Erzeugung des notwendigen Phasenversatzes bei kompli zierten Kurvenformen auch ein Laufzeitglied verwendet werden.The signal former is divided into two types processing branches according to the adjacent and in their ampli the input ratio to be determined. In a branch, the one input signal becomes around a certain one Phase shifted amount in relation to the other signal. The The amount of the shift should preferably be 90 °. The Phase shift can be done with all common and known types done by phase shifters. For example with electronic Phase shifters with RC elements, with LC elements, as in tegrator- or constructed as a differentiator circuit. The The type of phase shifter used depends on the course of treatment venform of the periodic signals to be processed. So can Purposes of generating the necessary phase shift in compli graced waveforms also a delay element can be used.

Im anderen Zweig des Signalformers findet eine Gleichrichtung des anderen Eingangssignals statt. Für die Gleichrichtung werden im Signalformer die seit langem bekannten Präzisiongleichrich terschaltungen verwendet. Diese bestehen meist aus einem oder mehreren Operationsverstärkern, mit deren Hilfe das Prinzip der idealen Diode realisiert wird. Die beiden Ausgangssignale der beiden Zweige des Signalformers werden den Eingangsklemmen eines Vergleichers, der als analoger Komparator ausgeführt ist, zuge führt. Der Ausgang des Vergleichers schaltet immer zu dem Zeitpunkt seinen Ausgangspegel um, wenn die Momentanwerte der Ausgangssignale des Signalformers, also des Phasenschiebers wie des Gleichrichters, den gleichen Betrag aufweisen. Der Verglei cher kann so an den Signalformer geschaltet sein, daß der Aus gang des Vergleichers ein "logisch Eins" annimmt, wenn das Aus gangssignal des Präzisionsgleichrichters größer oder gleich dem Ausgangssignal des Phasenschiebers ist. Es können auch die bei den Anschlüsse des Vergleichers vertauscht werden. Hierbei tritt eine Invertierung des Ausgangssignals des Vergleichers auf.Rectification takes place in the other branch of the signal former of the other input signal instead. For rectification the long-known precision rectifier in the signal former circuits used. These usually consist of one or several operational amplifiers, with the help of which the principle of ideal diode is realized. The two output signals of the Both branches of the signal former become one of the input terminals Comparator, which is designed as an analog comparator leads. The output of the comparator always switches to that Time its output level around when the instantaneous values of the Output signals of the signal shaper, ie of the phase shifter of the rectifier, have the same amount. The comparison cher can be connected to the signal former so that the off of the comparator assumes a "logical one" when the out output signal of the precision rectifier greater than or equal to that Output signal of the phase shifter is. It can also be used for the connections of the comparator are exchanged. Here occurs an inversion of the output signal of the comparator.

Für eine nachfolgende Auswertung des zeitvariablen Signals, das die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung als Ausgangssignal zur Verfügung stellt, ist die Polarität, also die Invertierung oder Nichtinvertierung der Ausgangssignalimpulsfolge, nicht von Be deutung, denn ein nachfolgender Impulslängenzähler kann mit der negativen oder positiven Flanke von Impulsen getriggert werden.For a subsequent evaluation of the time-variable signal, the the circuit arrangement according to the invention as an output signal Is the polarity, i.e. the inversion or Non-inversion of the output signal pulse train, not from Be interpretation, because a subsequent pulse length counter can be used with the negative or positive edge of pulses are triggered.

Als zeitvariables Ausgangssignal kann einerseits die Länge der Ausgangsimpulse des Vergleichers wie auch die Lücke zwischen den Impulsen genutzt werden. Es ist natürlich auch möglich, mit Hil fe der fallenden und der steigenden Flanken der Ausgangsimpuls folge des Vergleichers eine weitere Impulsfolge, insbesondere Nadelimpulse oder Impulse von sehr kurzer zeitlicher Dauer zu generieren und damit den Impulslängenzähler zu starten oder zu stoppen, um das zeitvariable Signal in seiner zeitlichen Dauer zu bestimmen.On the one hand, the length of the Output pulses from the comparator as well as the gap between the Impulses are used. It is of course also possible with Hil fe the falling and rising edges of the output pulse follow the comparator another pulse train, in particular Needle impulses or impulses of very short duration generate and thus start or close the pulse length counter stop the time variable signal in its temporal duration to determine.

Pro Periode der Eingangssignale der Schal tungsanordnung wird ein zeitvariables Ausgangssignal gebildet. Zur Verdopplung der Anzahl der Ausgangssignale pro Periode der Eingangssignale der Schaltungsanordnung wird das Signal des Zweiges des Signalformers, in dem sich der Phasenschieber befin det, nach Durchlaufen des Phasenschiebers ebenfalls gleich gerichtet. Dazu kann ein Gleichrichter mit gleichem Aufbau wie im ersten Zweig des Signalformers verwendet werden. Der Tausch der beiden Eingangsanschlüsse des Vergleichers kann in dieser Anordnung wieder vorgenommen werden.The scarf per period of input signals a time-variable output signal is formed. To double the number of output signals per period of Input signals of the circuit arrangement is the signal of the Branch of the signal former in which the phase shifter is located det, also immediately after passing through the phase shifter directed. A rectifier with the same structure as be used in the first branch of the signal former. The exchange of the two input connections of the comparator can be in this Arrangement can be made again.

Das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung ist unipolar. Zur Erzeugung eines bipolaren oder vorzeichenbehafteten Ausgangssi gnals müssen die beiden Signale des Signalformers einer Rechen schaltung zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Rechenschal tung wird anschließend mit einem Signal des Signalformers, vor zugsweise dem gleichgerichteten Signal, mit Hilfe des Verglei chers verglichen.The output signal of the circuit arrangement is unipolar. For Generation of a bipolar or signed output i gnals must the two signals of the signal former of a rake circuit are supplied. The output signal of the computing scarf device is then provided with a signal from the signal former preferably the rectified signal, with the help of the comparison chers compared.

Eine der kompliziertesten Baugruppen der Schaltungsanordnung stellt der Präzisionsgleichrichter dar. Er begrenzt durch die technischen Daten der verwendeten Operationsverstärker die maxi mal verwendbare Trägerfrequenz. Um auch sehr hohe Trägerfrequen zen mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verarbeiten zu können, kann der Präzisionsgleichrichter durch einen invertie renden Verstärker ersetzt werden. Dieser invertierende Verstär ker bildet ein drittes Signal innerhalb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, das einem ersten analogem Komparator zuge führt wird. Das zweite Signal, das dem ersten analogen Kompara tor zugeführt wird, ist das Ausgangssignal des Phasenschiebers und dieses Signal wird auch gleichzeitig dem einen Eingang eines zweiten analogen Komparators zugeführt. Das zweite Eingangssi gnal des zweiten analogen Komparators ist das Eingangssignal des invertierenden Verstärkers. Die Ausgangsimpulse der beiden ana logen Komparatoren sind immer eine halbe Periode der zu verar beitenden periodischen Signale lang. Sie sind aber entsprechend dem zu bestimmenden Amplitudenverhältnis der beiden Eingangssi gnale der Schaltungsanordnung gegeneinander in verschiedener Phasenlage. Um diesen Phasenversatz zu ermit teln, dessen zeitliche Länge abhängig vom Amplitudenverhältnis ist, werden die beiden Ausgangssignale der analogen Komparatoren einem digitalen Komparator in Form eines Exklusiv-Oder-Gatters zugeführt. Die Eingänge der analogen Komparatoren können belie big vertauscht werden mit der Bedingung, daß das Ausgangssignal des Phasenschiebers jeweils an einem Eingang der beiden analogen Komparatoren anliegt.One of the most complicated assemblies in the circuit arrangement represents the precision rectifier. It is limited by the technical data of the operational amplifiers used the maxi times usable carrier frequency. To also very high carrier frequencies to process zen with the circuit arrangement according to the invention can, the precision rectifier by an invertie amplifier to be replaced. This inverting amplifier ker forms a third signal within the invention Circuit arrangement, which supplied a first analog comparator leads. The second signal, the first analog Kompara Tor is fed, is the output signal of the phase shifter and this signal is also the one input of a second analog comparator supplied. The second entrance si gnal of the second analog comparator is the input signal of the inverting amplifier. The output pulses of the two ana The comparators are always half a period of time to process processing periodic signals. But they are appropriate the amplitude ratio of the two inputs i to be determined gnale the circuit arrangement against each other in different phases. To determine this phase shift teln whose length depends on the amplitude ratio is, the two output signals of the analog comparators a digital comparator in the form of an exclusive-OR gate fed. The inputs of the analog comparators can be big be swapped with the condition that the output signal of the phase shifter each at an input of the two analog Comparators applied.

Sollten die in ihrem Amplitudenverhältnis zu bestimmenden perio dischen Signale bereits mit einem Phasenversatz von annä hernd 90° vorliegen, zum Beispiel wenn die periodischen Signale von induktiven oder kapazitiven Sensoren stammen, kann der Pha senschieber im Signalformer entfallen oder wird nur zur Erzie lung der korrekten Phasenverschiebung von zum Beispiel 90° einge setzt. Hier ist es zum Beispiel auch möglich, die in ihrem Am plitudenverhältnis zu bestimmenden Signale so aufzuteilen, daß ein Signal durch die Trägerfrequenz selbst gebildet wird und das andere Signal die zu bestimmende Größe selbst enthält.If the perio to be determined in their amplitude ratio signals with a phase shift of approx from 90 °, for example when the periodic signals from inductive or capacitive sensors, the Pha slider in the signal former is omitted or is only used as an education correct phase shift of 90 °, for example puts. Here it is also possible, for example, to split signals to be determined in such a way that a signal is formed by the carrier frequency itself and that other signal contains the size to be determined itself.

Die an den Eingängen der Schaltungsanordnung anliegenden periodischen Signale können beispielsweise von einem induktiven Wegaufnehmer oder einer positionsempfindlichen Foto diode erzeugt werden.The at the inputs of the circuit arrangement applied periodic signals can, for example, from a inductive displacement sensor or a position sensitive photo diode are generated.

Die Schaltungsanordnung ist vollständig in einen integrierten Schaltkreis integrierbar. Die erfindungsgemäße Schaltungsanord nung weist sehr gute dynamische Parameter auf. Es ergibt sich eine theoretische Abtastfrequenz der Meßwerte von einem Vielfa chen der verwendeten Frequenz der zu vergleichenden periodischen Signale.The circuit arrangement is completely integrated into one Integrated circuit. The circuit arrangement according to the invention tion has very good dynamic parameters. It follows a theoretical sampling frequency of the measured values from a multiple Chen the used frequency of the periodic to be compared Signals.

Das zeitvariable Signal läßt sich problemlos über große Entfer nungen übertragen, ist unempfindlich gegenüber Störsignalen und vereinfacht eine Digitalisierung entscheidend. Die Digitalisie rung reduziert sich auf eine Zeitmessung, welche durch bekannte Zählfrequenzverfahren einfach realisierbar ist.The time-variable signal can easily be used over long distances transmitted, is insensitive to interference signals and significantly simplifies digitization. The digitization tion is reduced to a time measurement, which is carried out by known Count frequency method is easy to implement.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert.In the following, the invention is based on exemplary embodiments explained in more detail.

Fig. 1 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 55 mit dem Signalformer 1, der mit dem Vergleicher 2 in Reihe geschal tet ist. An der Eingangsklemme 3 und der Eingangsklemme 4 liegen die beiden in ihrem Amplitudenverhältnis zu bestimmenden Signale an. Die Ausgangsklemme 5 stellt den Ausgang der erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung dar, an dem das zeitvariable Ausgangs signal 10 abgenommen wird. Fig. 1, the inventive circuit arrangement 55 is connected to the signal shaper 1 which is tet to the comparator 2 in series geschal. The two signals to be determined in terms of their amplitude ratio are present at input terminal 3 and input terminal 4 . The output terminal 5 represents the output of the circuit arrangement according to the invention, at which the time-variable output signal 10 is taken.

Fig. 2 stellt eine mögliche Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 55 nach Fig. 1 dar. Der eine Zweig des Signalformers 12 wird durch den Präzisions gleichrichter 11 gebildet. Sein Eingang ist mit der Eingangs klemme 3 identisch. Sein Ausgang bildet ein Eingangssignal des Vergleichers 2, der als analoger Komparator ausgebildet ist, und ist mit der Klemme 6 identisch. Der andere Zweig des Signalformers 1 ist ein Phasenschieber 12. Der Eingang des Phasenschie bers 12 ist mit der Eingangsklemme 4 identisch. Sein Ausgang bildet das andere Eingangssignal des Vergleichers 2 und ist mit der Klemme 8 identisch. Fig. 2 shows a possible embodiment of the circuit arrangement 55 of FIG. 1 according to the invention . One branch of the signal shaper 12 is formed by the precision rectifier 11 . Its input is identical to input terminal 3 . Its output forms an input signal of the comparator 2 , which is designed as an analog comparator, and is identical to the terminal 6 . The other branch of the signal shaper 1 is a phase shifter 12 . The input of the phase shifter 12 is identical to the input terminal 4 . Its output forms the other input signal of the comparator 2 and is identical to the terminal 8 .

An der Klemme 6 steht das Kontrollsignal 7, das nach Durchlaufen des Eingangssignals an der Eingangsklemme 3 durch einen Zweig des Signalformers 1 entstanden ist, und an der Klemme 8 steht das Kontrollsignal 9, das nach Durchlaufen des Eingangssignals an der Eingangsklemme 4 durch den anderen Zweig des Signalfor mers entstanden ist, zur Verfügung. An der Ausgangsklemme 5 läßt sich das Ausgangssignal 10 in Form des zeitvariablen Signals abnehmen.At the terminal 6 is the control signal 7 , which has arisen after the input signal at the input terminal 3 has passed through a branch of the signal shaper 1 , and at the terminal 8 is the control signal 9 , which has passed through the other branch after the input signal has passed through the input terminal 4 of the signal former is available. At the output terminal 5 , the output signal 10 can be taken in the form of the time-variable signal.

Die drei Diagramme in der Fig. 3 stellen die beiden Kontroll signale 7 und 9 und das an dem Ausgangsanschluß 5 der Fig. 1 und 2 abnehmbare Ausgangssignal 10 dar. Die drei Diagramme 3a, 3b und 3c repräsentieren drei unterschiedliche Amplitudenver hältnisse der Eingangssignale an den Eingangsanschlüssen 3 und 4.The three graphs in FIG. 3 represent the two control signals 7 and 9, and at the output terminal 5 of FIG. 1 and 2 detachable output signal 10. The three diagrams 3 a, 3 b and 3 c represent three different Amplitudenver ratios of Input signals at input ports 3 and 4 .

In der Fig. 3a ist die Amplitude des Eingangssignals am Ein gangsanschluß 4 nur 1/3 der Amplitude des Eingangssignals am Eingangsanschluß 3. In der Fig. 3b sind die Amplituden der Ein gangssignale an den Eingangsanschlüssen 3 und 4 gleich und in der Fig. 3c ist die Amplitude des Eingangssignals am Eingangs anschluß 3 nur 1/3 der Amplitude des Eingangssignals am Ein gangsanschluß 4. In allen drei Diagrammen stellt der Kurvenzug 7 auch das Kontrollsignal 7, das aus dem Eingangssignal am Ein gangsanschluß 3 nach Durchlaufen des Signalformers 1 entstanden ist, dar. Desweiteren wird in allen drei Diagrammen durch den Kurvenzug 9 auch das Kontrollsignal 9, das aus dem Eingangssi gnal am Eingangsanschluß 4 nach Durchlaufen des Signalformers 1 entstanden ist, dargestellt. Jeweils zu den Zeitpunkten, in de nen die Momentanwerte der beiden Kontrollsignale 7 und 9 gleich sind, schaltet der Vergleicher 2 an seinem Ausgang seinen Pegel um und bildet somit das geforderte Ausgangssignal 10.In FIG. 3a, the amplitude of the input signal at the input terminal A 4 only 1/3 of the amplitude of the input signal at the input terminal 3. In Fig. 3b, the amplitudes of the input signals at the input terminals 3 and 4 are the same and in Fig. 3c, the amplitude of the input signal at the input terminal 3 is only 1/3 of the amplitude of the input signal at the input terminal 4th In all three graphs 7 represents the curve and the control signal 7, the input terminal from the input signal at A has arisen 3 after passing through the signal conditioner 1 represents. Furthermore, in all three diagrams by the curve 9 and the control signal 9 from the Eingangssi gnal at the input terminal 4 after passing through the signal former 1 is shown. At the points in time at which the instantaneous values of the two control signals 7 and 9 are the same, the comparator 2 switches its level at its output and thus forms the required output signal 10 .

In den Diagrammen kommt die Abhängigkeit der Impulslänge vom Amplitudenverhältnis gut zum Ausdruck. Die zum Beispiel kürzeste Impulslänge bzw. das Ausbleiben des Impulses entsteht bei Fort bleiben des Signals am Eingangsanschluß 4. Die maximale Impuls länge wird von der eingestellten Phasenverschiebung beeinflußt und beträgt in der dargestellten Variante mit einer Phasenver schiebung des Eingangssignals an der Eingangsklemme 4 zu dem Kontrollsignal 9 an der Klemme 8 von PI/2 (90 Grad) maximal PI (180 Grad). Bei einer eingestellten Phasenverschiebung des Ein gangssignals an der Eingangsklemme 4 zum Kontrollsignal 9 an der Klemme 8 von maximal PI (180 Grad), kann die Impulslänge des Ausgangssignals 10 auch den maximal möglichen Wert von 2*PI (360 Grad) annehmen.The diagram clearly shows the dependence of the pulse length on the amplitude ratio. For example, the shortest pulse length or the absence of the pulse occurs when the signal remains at the input terminal 4 . The maximum pulse length is influenced by the set phase shift and is in the variant shown with a phase shift of the input signal at the input terminal 4 to the control signal 9 at the terminal 8 of PI / 2 (90 degrees) maximum PI (180 degrees). With a set phase shift of the input signal at input terminal 4 to control signal 9 at terminal 8 of maximum PI (180 degrees), the pulse length of output signal 10 can also assume the maximum possible value of 2 * PI (360 degrees).

Die beiden Eingänge des Vergleichers 2 können auch vertauscht werden. Dabei tritt eine Invertierung der Ausgangsimpulsfolge des Vergleichers 2 auf.The two inputs of comparator 2 can also be interchanged. An inversion of the output pulse train of the comparator 2 occurs.

Fig. 4 stellt eine Ausführung der erfindungsgemäßen Schaltungs anordnung 55 mit einer zweiten Gleichrichterschaltung 13 nach dem Phasenschieber 12 dar. Hierbei wird die in Fig. 3 deutlich zu erkennende und nicht genutzte Halbwelle des Kontrollsignals 9 in den gleichen potentialbereich wie die genutzte Halbwelle des Kontrollsignals 9 gleichgerichtet und kann damit ebenfalls zur Bildung des zeitvariablen Ausgangssignals 10 des Vergleichers 2 herangezogen werden. Damit verdoppelt sich die Menge der zeitva riablen Ausgangsgrößen am Ausgang des Vergleichers 2. Fig. 4 shows an embodiment of the circuit arrangement 55 according to the invention with a second rectifier circuit 13 after the phase shifter 12. Here, the clearly visible in Fig. 3 and not used half-wave of the control signal 9 in the same potential range as the used half-wave of the control signal 9th rectified and can thus also be used to form the time-variable output signal 10 of the comparator 2 . This doubles the amount of time-variable output variables at the output of comparator 2 .

Die beiden Eingänge des Vergleichers 2 können auch in dieser Schaltungsanordnung vertauscht werden. Dabei tritt wieder eine Invertierung der Ausgangsimpulsfolge des Vergleichers 2 auf.The two inputs of the comparator 2 can also be interchanged in this circuit arrangement. An inversion of the output pulse train of the comparator 2 occurs again.

Fig. 5 zeigt eine mögliche Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 55 gemäß Fig. 2. Die Widerstände 14, 15, 16, 17 und 18, die Schaltdioden 19 und 20 sowie die Operationsverstärkeranordnungen 21 und 22 bil den in der Anordnung der Bauelemente und in ihrer Funktion einen Präzisionsgleichrichter. Am Eingang des Präzisionsgleichrich ters, der mit der Eingangsklemme 3 identisch ist, liegt eines der beiden in ihrem Amplitudenverhältnis zu bestimmenden Signale an. Die Widerstände 23 und 24, der Kondensator 25 sowie der Ope rationsverstärker 26 bilden einen invertierenden Verstärker, der eine durch den Kondensator 25 bestimmte obere Grenzfrequenz be sitzt. Die Bauelemente bewirken für die zu verarbeitende Träger frequenz, die in Form des Eingangssignals an der Eingangsklemme 4 anliegt, eine Phasenverschiebung von ca. -90°. Am Ausgang des Operationsverstärkers 22 läßt sich das Kontrollsignal 7 ab nehmen, daß der Kurve 7 in Fig. 3 entspricht. Am Ausgang des Operationsverstärkers 26 läßt sich das Kontrollsignal 9 abneh men, daß der Kurve 9 in Fig. 3 entspricht. Die Ausgangssignale der Operationsverstärker 22 und 26 werden den Eingangsanschlüs sen des Vergleichers 2, der als analoger Komparator ausgeführt ist, zugeführt. Am Ausgang 5 des analogen Komparators ist das Ausgangssignal 10 zu entnehmen. Fig. 5 shows a possible embodiment of the circuit arrangement 55 according to the invention according to FIG. 2. The resistors 14 , 15 , 16 , 17 and 18 , the switching diodes 19 and 20 and the operational amplifier arrangements 21 and 22 bil in the arrangement of the components and in their function a precision rectifier. At the input of the precision rectifier, which is identical to input terminal 3 , there is one of the two signals to be determined in their amplitude ratio. The resistors 23 and 24 , the capacitor 25 and the ope tion amplifier 26 form an inverting amplifier which is a determined by the capacitor 25 upper limit frequency be. The components cause a frequency shift of approximately -90 ° for the carrier frequency to be processed, which is present in the form of the input signal at the input terminal 4 . At the output of operational amplifier 22 , control signal 7 can be taken from curve 7 in FIG. 3. At the output of the operational amplifier 26 , the control signal 9 can decrease that the curve 9 corresponds to FIG. 3. The output signals of the operational amplifiers 22 and 26 are fed to the input terminals of the comparator 2 , which is designed as an analog comparator. The output signal 10 can be seen at the output 5 of the analog comparator.

Fig. 6 zeigt eine weitere mögliche Ausführung der erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung 55. Die Widerstände 14, 15, 16, 17 und 18, die Schaltdioden 19 und 20 sowie die Operationsverstärkeranordnungen 21 und 22 bil den in der Anordnung der Bauelemente und in ihrer Funktion einen Präzisionsgleichrichter. Der Eingang des Präzisionsgleichrichters ist mit der Eingangs klemme 3 identisch und hier liegt ein Eingangssignal an. Der Kondensator 27, der Widerstand 28 sowie der Operationsverstärker 26 bilden eine Anordnung zur Differenzierung von Signalen, wobei der Differenzierer bezüglich der Schaltungsanordnung und seiner Funktion hinlänglich bekannt ist. Der Eingang des Differenzie rers entspricht der Eingangsklemme 4, an der ebenfalls ein Ein gangssignal der in ihrem Amplitudenverhältnis zu bestimmenden Signale anliegt. Diese Anordnung zur Differenzierung bewirkt eine Phasenverschiebung des Eingangssignals von der Eingangs klemme 4 von ca. +90°. Damit ist an der Klemme 6 das Kontroll signal 7, das dem Kurvenzug 7 in Fig. 3 entspricht, und an der Klemme 8 das Kontrollsignal 9, das dem Kurvenzug 9 in Fig. 3 entspricht, abnehmbar. Die Ausgangssignale von Präzisionsgleichrichter und Differenzierer werden den Eingängen eines als analogen Komparator ausgebildeten Vergleichers 2, zugeführt, an dessen Ausgang 5 das Ausgangssignal 10 abnehmbar ist. Fig. 6 shows another possible embodiment of the circuit assembly 55 according to the Invention. The resistors 14 , 15 , 16 , 17 and 18 , the switching diodes 19 and 20 and the operational amplifier arrangements 21 and 22 bil in the arrangement of the components and in their function a precision rectifier. The input of the precision rectifier is identical to input terminal 3 and an input signal is present here. The capacitor 27 , the resistor 28 and the operational amplifier 26 form an arrangement for differentiating signals, the differentiator with regard to the circuit arrangement and its function being well known. The input of the differentiator corresponds to the input terminal 4 , at which an input signal is also present, the signals to be determined in their amplitude ratio. This arrangement for differentiation causes a phase shift of the input signal from the input terminal 4 of approximately + 90 °. Thus, at the terminal 6, the control signal 7 corresponding to the curve 7 in Fig. 3, and on the terminal 8, the control signal 9 9 corresponds to the curve in Fig. 3, removable. The output signals from the precision rectifier and differentiator are fed to the inputs of a comparator 2 , which is designed as an analog comparator, at the output 5 of which the output signal 10 can be removed.

Fig. 7 stellt eine mögliche Ausgestaltung des Phasenschiebers 12 dar. Die Widerstände 29, 30, und 31, der Kondensator 32 sowie der Operationsverstärker 33 bilden einen elektronischen Phasenschieber 12. Der Eingangsanschluß 4 der Schaltungsanordnung in Fig. 7 ist mit dem Eingangsanschluß 4 und der Ausgangsanschluß 8 in Fig. 7 ist mit dem Anschluß 8 der Schaltungsanordnung in Fig. 2 identisch. Die Schaltungsanordnungen in den Fig. 7a und 7b die sich nur durch das Vertauschen des Widerstands 31 mit dem Kondensator 32 unterscheiden, stellen eine sehr einfache Möglichkeit der Phasenverschiebung mit Hilfe von RC-Gliedern dar. Dieses Beispiel zeigt, daß der Phasenschieber in der Schal tungsanordnung 55 durch alle bekannten Arten von Phasenschiebern gebildet werden kann. Dazu zählt auch die Möglichkeit, die RC- Kombination durch eine LC-Kombination zu ersetzen. Es ist eben falls möglich, die Phasenverschiebung durch eine Verzögerung des Eingangssignals an der Eingangsklemme 4 durch ein Laufzeitglied, zum Beispiel in Form einer Verzögerungsleitung, zu erzwingen. FIG. 7 shows a possible embodiment of the phase shifter 12. The resistors 29 , 30 , and 31 , the capacitor 32 and the operational amplifier 33 form an electronic phase shifter 12 . The input connection 4 of the circuit arrangement in FIG. 7 is identical to the input connection 4 and the output connection 8 in FIG. 7 is identical to the connection 8 of the circuit arrangement in FIG. 2. The circuit arrangements in FIGS . 7a and 7b, which differ only in the exchange of the resistor 31 with the capacitor 32 , represent a very simple possibility of phase shifting with the aid of RC elements. This example shows that the phase shifter in the circuit arrangement 55 can be formed by all known types of phase shifters. This also includes the option of replacing the RC combination with an LC combination. It is also possible, if possible, to force the phase shift by delaying the input signal at input terminal 4 by means of a delay element, for example in the form of a delay line.

Fig. 8 stellt eine Ausführung der erfindungsgemäßen Schaltungs anordnung 55 mit einer Rechenschaltung 34 dar, die mit dem Si gnalformer 1 und dem Vergleicher 2 in Reihe geschaltet ist. Dabei wird aus den Signalen des Signalformers 1 ein drittes Si gnal am Ausgang der Rechenschaltung 34 gebildet und mit einem der beiden Ausgangssignale des Signalformers 1, vorzugsweise dem gleichgerichteten Signal, mit Hilfe eines Vergleichers 2 vergli chen. Bei der Rechenschaltung 34 kann es sich zum Beispiel um einen Addierer oder eine Subtrahierschaltung handeln. Fig. 8 shows an embodiment of the circuit arrangement 55 of the invention with a computing circuit 34 which is connected to the Si signal former 1 and the comparator 2 in series. In this case, a third signal is formed at the output of the arithmetic circuit 34 from the signals of the signal former 1 and compared with one of the two output signals of the signal former 1 , preferably the rectified signal, with the aid of a comparator 2 . The arithmetic circuit 34 can be, for example, an adder or a subtracting circuit.

Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 55. Das Eingangssignal an der Eingangsklemme 3 wird sofort dem in vertierendem Eingang eines analogen Komparators 35 zugeführt und zum zweiten einem invertierenden Verstärker 36 mit der Verstär kung von -1. Der Ausgang der invertierenden Verstärkerschal tung 36 wird dem invertierenden Eingang eines zweiten analogen Komparators 37 zugeführt. Die Eingangsklemme 4 ist mit dem Ein gang des Phasenschiebers 12 zur Phasenverschiebung des Signals um eine viertel Periodendauer beschaltet. Der Ausgang des Pha senschiebers 12 ist mit den nichtinvertierenden Eingängen der beiden analogen Komparatoren 35 und 37 verbunden. Der Ausgang des analogen Komparators 35 ist mit dem ersten Eingang eines Ex klusiv-Oder-Gatters 38, der Ausgang des analogen Komparators 37 ist mit dem anderen Eingang des Exklusiv-Oder-Gatters 38 verbun den und der Ausgang des Exklusiv-Oder-Gatters 38 ist mit dem Ausgang 5 der Schaltungsanordnung 55 in Fig. 1 identisch. An der Klemme 39 läßt sich ein Kontrollsignal 40, an der Klemme 41 läßt sich ein Kontrollsignal 42, an der Klemme 43 läßt sich ein Kontrollsignal 44, an der Klemme 45 läßt sich ein Kontrollsi gnal 46 und an der Klemme 47 läßt sich ein Kontrollsignal 48 abnehmen. Die Kontrollsignale 40, 42, 44, 46 und 48 entsprechen auch den Kurvenzügen 40, 42, 44, 46 und 48 in den Fig. 10a, 10b und 10c. Fig. 9 shows a further embodiment of the circuit 55 according to the invention. The input signal at the input terminal 3 is immediately supplied to the in the input of an analog comparator 35 and for the second an inverting amplifier 36 with the gain of -1. The output of the inverting amplifier circuit 36 is fed to the inverting input of a second analog comparator 37 . The input terminal 4 is connected to the input of the phase shifter 12 for phase shifting the signal by a quarter of the period. The output of the phase shifter 12 is connected to the non-inverting inputs of the two analog comparators 35 and 37 . The output of the analog comparator 35 is connected to the first input of an exclusive-OR gate 38 , the output of the analog comparator 37 is connected to the other input of the exclusive-OR gate 38 and the output of the exclusive-OR gate 38 is identical to the output 5 of the circuit arrangement 55 in FIG. 1. At the terminal 39 can be a control signal 40 , at the terminal 41 can be a control signal 42 , at the terminal 43 can be a control signal 44 , at the terminal 45 can be a control signal 46 and at the terminal 47 can be a control signal 48 lose weight. The control signals 40 , 42 , 44 , 46 and 48 also correspond to the curves 40 , 42 , 44 , 46 and 48 in FIGS. 10a, 10b and 10c.

Ähnlich den Fig. 3a-3c stellen die Fig. 10a-10c die Signalverhältnisse in der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 zu den entsprechenden Zeitpunkten und bei unterschiedlichen Amplituden verhältnissen an den Eingangsklemmen 3 und 4 dar. Die Fig. 10a zeigt, daß das Signal an der Eingangsklemme 4 mit seiner Amplitude nur 1/3 so groß wie die Amplitude des Signals an der Eingangsklemme 3 ist. In der Fig. 10b sind die Amplitu den der Eingangssignale an den Eingangsklemmen 3 und 4 gleich groß und in der Fig. 10c ist die Amplitude des Signals an der Eingangsklemme 3 nur 1/3 so groß wie die Amplitude des Signals an der Eingangsklemme 4. Man erkennt in den Fig. 10 eindeutig die Abhängigkeit der Impulslänge des Ausgangssignals 10 vom Am plitudenverhältnis der beiden Signale an den Eingangsklemmen 3 und 4. Gegenüber den anderen Schaltungsanordnungen hat sich die Anzahl der zu verwertenden Zeitintervalle pro Periodendauer der Trägerfrequenz verdoppelt.Similar to FIGS . 3a-3c, FIGS . 10a-10c represent the signal relationships in the circuit arrangement according to FIG. 9 at the corresponding times and with different amplitude conditions at the input terminals 3 and 4. FIG. 10a shows that the signal the input terminal 4 with its amplitude is only 1/3 as large as the amplitude of the signal at the input terminal 3 . In Fig. 10b, the amplitudes of the input signals at the input terminals 3 and 4 are the same size and in Fig. 10c, the amplitude of the signal at the input terminal 3 is only 1/3 as large as the amplitude of the signal at the input terminal 4th It can be seen in Fig. 10 clearly the dependence of the pulse length of the output signal 10 from Am plitudenverhältnis of the two signals at the input terminals 3 and 4. Compared to the other circuit arrangements, the number of time intervals to be used per period of the carrier frequency has doubled.

Es gibt die Möglichkeit, die beiden Eingänge der analogen Kom paratoren 35 und 37 entweder an einem oder gleichzeitig an bei den Komparatoren zu vertauschen. Dies führt zu einer Invertie rung der Ausgangssignale des Exklusiv-Oder-Gatters 38 und stellt damit die Funktion eines digitalen Komparators dar.There is the possibility of exchanging the two inputs of the analog comparators 35 and 37 either on one or simultaneously on the comparators. This leads to an inverting of the output signals of the exclusive-OR gate 38 and thus represents the function of a digital comparator.

Fig. 11 zeigt eine mögliche Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 55 für einen induktiven Wegaufnehmer. Der Generator 49 erzeugt periodische Schwingungen, für Träger frequenzverfahren insbesondere Sinusschwingungen, und steuert mit seinem Ausgang den Eingang eines nichtinvertierenden Ver stärkers 50 und den Eingang eines invertierenden Verstärkers 51 an. Der Ausgang des nichtinvertierenden Verstärkers 50 ist mit einem Eingang eines induktiven Wegaufnehmers 52 und der Ausgang des invertierenden Verstärkers 51 ist mit dem anderen Eingang des induktiven Wegaufnehmers 52 verbunden. Die Eingangsanschlüs se einer Rechenschaltung 53 sind mit dem Ausgang des nichtinver tierenden Verstärkers 50 sowie mit der Mittelanzapfung des in duktiven Wegaufnehmers 52 verbunden und die Eingangsanschlüsse einer Rechenschaltung 54 sind mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers 51 und mit der Mittelanzapfung des induktiven Weg aufnehmers 51 verbunden. Die Ausgänge der Rechenschal tungen 53, 54 sind mit den Eingängen 3 und 4 der Schaltungsan ordnung 55 beschaltet. Der Ausgang 5 der Schaltungsanordnung 55 ist an den Zähleingang eines Impulslängenzählers 56 geschaltet. Das Zählergebnis des Impulslängenzählers stellt das Ergebnis der gesamten Meßanordnung in Fig. 11 dar. Fig. 11 shows a possible application of the circuit arrangement 55 according to the invention for an inductive position transducer. The generator 49 generates periodic vibrations, for carrier frequency processes in particular sine waves, and controls with its output the input of a non-inverting amplifier 50 and the input of an inverting amplifier 51 . The output of the non-inverting amplifier 50 is connected to one input of an inductive displacement transducer 52 and the output of the inverting amplifier 51 is connected to the other input of the inductive displacement transducer 52 . The input connections of a computing circuit 53 are connected to the output of the non-inverting amplifier 50 and to the center tap of the inductive displacement transducer 52 , and the input connections of a computing circuit 54 are connected to the output of the inverting amplifier 51 and to the center tap of the inductive displacement transducer 51 . The outputs of the computing circuits 53 , 54 are connected to the inputs 3 and 4 of the circuit arrangement 55 . The output 5 of the circuit arrangement 55 is connected to the counting input of a pulse length counter 56 . The counting result of the pulse length counter represents the result of the entire measuring arrangement in FIG. 11.

Aus der sinusförmigen Arbeitsfrequenz des Generators 49 gene riert der nichtinvertierende Verstärker 50 und der invertierende Verstärker 51 zwei gegenphasige Spannungen, die den Eingangsan schlüssen eines induktiven Wegaufnehmers 52 zugeführt werden. Die am Mittelabgriff des induktiven Wegaufnehmers 52 abnehmbare und von der Meßgröße X, z. B. Wegänderung, abhängige Meßspannung wird mit Hilfe einer Rechenschaltung 53 mit der Ausgangsspannung des nichtinvertierenden Verstärkers 50 addiert und wird von ei ner zweiten Rechenschaltung 54 mit der Ausgangsspannung des in vertierenden Verstärkers 51 ebenfalls addiert. Die beiden Aus gangsspannungen der Rechenschaltungen 53, 54 bilden die der Schaltungsanordnung 55 zuzuführenden Signale. Die Schaltungsan ordnung 55 bildet einen Impuls mit einer vom Amplitudenverhält nis der Ausgangssignale der beiden Rechenschaltungen 53 und 54 abhängigen Impulslänge. Diese Impulslänge wird von dem Impuls längenzähler 56 in seiner Länge ausgezählt.From the sinusoidal operating frequency of the generator 49, the non-inverting amplifier 50 and the inverting amplifier 51 generate two antiphase voltages which are fed to the input terminals of an inductive displacement sensor 52 . The detachable at the center tap of the inductive displacement sensor 52 and of the measured variable X, z. B. change in path, dependent measurement voltage is added with the aid of a computing circuit 53 to the output voltage of the non-inverting amplifier 50 and is also added by egg ner second computing circuit 54 with the output voltage of the amplifier 51 in vertieren. From the two output voltages of the arithmetic circuits 53 , 54 form the signals to be supplied to the circuit arrangement 55 . The circuit arrangement 55 forms a pulse with a pulse length dependent on the amplitude ratio of the output signals of the two arithmetic circuits 53 and 54 . This pulse length is counted by the pulse length counter 56 in its length.

Fig. 12 zeigt eine mögliche Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 55 für einen optischen Triangulationssen sor. Die Treiberstufe 57 erzeugt den notwendigen Steuerstrom durch die Lichtemitterdiode 58. Das reflektierte Licht aus dem opti schen System 59 fällt auf die positionsempfindliche Fotodio de 60. Die positionsempfindliche Fotodiode 60 wird von einer Referenzspannungsquelle 61 versorgt. Die Ausgänge der positions empfindlichen Fotodiode sind mit den Eingängen der Strom/Span nungswandler 62 und 63 verbunden. Die Ausgänge der Strom/Span nungswandler 62, 63 steuern die Eingänge der Bandpaßfilter 64 und 65, wobei die Ausgänge der Bandpaßfilter 64 und 65 die Si gnale für die Schaltungsanordnung 55 bereitstellen. Am Aus gang 5 der Schaltungsanordnung 55 steht das zeitvariable Aus gangssignal 10 zur Verfügung. Fig. 12 shows a possible application of the circuit arrangement 55 according to the invention for an optical triangulation sensor. The driver stage 57 generates the necessary control current through the light emitting diode 58 . The reflected light from the optical system 59 falls on the position-sensitive Fotodio de 60 . The position-sensitive photodiode 60 is supplied by a reference voltage source 61 . The outputs of the position sensitive photodiode are connected to the inputs of the current / voltage converters 62 and 63 . The outputs of the current / voltage converters 62 , 63 control the inputs of the bandpass filters 64 and 65 , the outputs of the bandpass filters 64 and 65 providing the signals for the circuit arrangement 55 . At the output 5 of the circuit arrangement 55 , the time-variable output signal 10 is available.

Die Treiberstufe 57 regelt den Strom durch die Lichtemitterdio de 58 so aus, daß das von der Lichtemitterdiode 58 ausgesandte Licht mit einer Trägerfrequenz intensitätsmoduliert ist. Dieses Licht fällt in das optische System 59 und wird entsprechend dem Abstand eines Körpers auf die positionsempfindliche Fotodiode reflektiert. Die positionsempfindliche Fotodiode 60 generiert auf Grund des fotoelektrischen Effekts die Ströme durch die ein zelnen Anschlüsse der Fotodiode 60. Die Referenzspannungsquel le 61 dient zur Vorspannungserzeugung für die Fotodiode 60. Aus den von der positionsempfindlichen Fotodiode generierten Strömen wandeln die Strom/Spannungswandler 62 und 63 proportionale Span nungen. Zur Unterdrückung von Störeinflüssen kann durch die Bandpaßfilter 64 und 65 die interessierende Trägerfrequenz von Störfrequenzen ausgefiltert und durch die Schaltungsanordnung 55 verarbeitet werden. Am Ausgang 5 der Schaltungsanordnung 55 steht das zeitvariable Ausgangssignal 10 zur Verfügung.The driver stage 57 regulates the current through the Lichtemitterdio de 58 so that the light emitted by the light emitter diode 58 is intensity-modulated with a carrier frequency. This light falls into the optical system 59 and is reflected on the position-sensitive photodiode in accordance with the distance of a body. The position-sensitive photodiode 60 generates the currents through the individual connections of the photodiode 60 on the basis of the photoelectric effect. The reference voltage source 61 serves to generate a bias voltage for the photodiode 60 . The current / voltage converters 62 and 63 convert proportional voltages from the currents generated by the position-sensitive photodiode. To suppress interference, the carrier frequency of interest from interference frequencies can be filtered out by the bandpass filters 64 and 65 and processed by the circuit arrangement 55 . The time-variable output signal 10 is available at the output 5 of the circuit arrangement 55 .

BezugszeichenlisteReference list

1 Signalformer
2 Vergleicher
3 Eingangsanschluß
4 Eingangsanschluß
5 Ausgangsanschluß
6 Anschluß
7 Kontrollsignal
8 Anschluß
9 Kontrollsignal
10 Ausgangssignal
11 Präzisionsgleichrichter
12 Phasenschieber
13 Präzisionsgleichrichter
14 Widerstand
15 Widerstand
16 Widerstand
17 Widerstand
18 Widerstand
19 Diode
20 Diode
21 Operationsverstärker
22 Operationsverstärker
23 Widerstand
24 Widerstand
25 Kondensator
26 Operationsverstärker
27 Kondensator
28 Widerstand
29 Widerstand
30 Widerstand
31 Widerstand
32 Kondensator
33 Operationsverstärker
34 Rechenschaltung
35 analoger Komparator
36 invertierender Verstärker
37 analoger Komparator
38 Exklusiv-Oder-Gatter
39 Klemme
40 Kontrollsignal
41 Klemme
42 Kontrollsignal
43 Klemme
44 Kontrollsignal
45 Klemme
46 Kontrollsignal
47 Klemme
48 Kontrollsignal
49 Generator
50 nichtinvertierender Verstärker
51 invertierender Verstärker
52 induktiver Wegaufnehmer
53 Rechenschaltung
54 Rechenschaltung
55 Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch
56 Impulslängenzähler
57 Treiberstufe
58 Lichtemitterdiode
59 optisches System
60 positionsempfindliche Fotodiode
61 Refrenzspannungsquelle
62 Strom/Spannungswandler
63 Strom/Spannungswandler
64 Bandpaß
65 Bandpaß 1 signal former
2 comparators
3 input connector
4 input connector
5 output connector
6 connection
7 control signal
8 connection
9 control signal
10 output signal
11 precision rectifiers
12 phase shifters
13 precision rectifier
14 resistance
15 resistance
16 resistance
17 resistance
18 resistance
19 diode
20 diode
21 operational amplifiers
22 operational amplifiers
23 resistance
24 resistance
25 capacitor
26 operational amplifiers
27 capacitor
28 resistance
29 resistance
30 resistance
31 resistance
32 capacitor
33 operational amplifiers
34 arithmetic circuit
35 analog comparator
36 inverting amplifier
37 analog comparator
38 exclusive-OR gate
39 clamp
40 control signal
41 clamp
42 control signal
43 clamp
44 control signal
45 clamp
46 control signal
47 clamp
48 control signal
49 generator
50 non-inverting amplifiers
51 inverting amplifier
52 inductive displacement transducers
53 Arithmetic circuit
54 arithmetic circuit
55 circuit arrangement according to claim
56 pulse length counter
57 driver stage
58 light emitting diode
59 optical system
60 position sensitive photodiode
61 Reference voltage source
62 Current / voltage converter
63 current / voltage transformers
64 band pass
65 band pass

Claims

1. Circuit arrangement for generating a time-variable output signal with a duration dependent on the amplitude ratio of two periodic signals with a signal former ( 1 ) for changing the shape of at least one of the two periodic signals and a comparator ( 2 ) for outputting the time-variable output signal, characterized in that that the comparator evaluates the instantaneous values of both signals and generates at least one time-variable output signal per period of the input signals at defined instantaneous values of the signals of the signal former.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal shaper ( 1 ) from a phase shifter ( 12 ) for phase shifting a signal by 90 degrees and a rectifier (II) for the other signal and the comparator ( 2 ) from an analog comparator Comparison of the instantaneous value of the phase-shifted signal with the instantaneous value of the rectified signal and for generating at least one time-variable output signal per period of the input signals.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal shaper ( 1 ) from a phase shifter ( 12 ) for phase shifting a signal by 90 degrees, from a rectifier ( 13 ) for the phase-shifted signal and from a rectifier ( 11 ) for the other Signal and the comparator ( 2 ) consists of an analog comparator for comparing the instantaneous value of the phase-shifted and rectified signal with the instantaneous value of the rectified signal and for generating at least one time-variable output signal per period of the input signals.

4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal shaper ( 1 ) also contains a computing circuit ( 34 ) for generating a third signal and the comparator ( 2 ) from an analog comparator for comparing the third signal with one of the two input signals and to generate at least one time-variable output signal per period of the input signals.

5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal shaper ( 1 ) consists of an inverting amplifier ( 36 ) for the first signal and a phase shifter ( 12 ) for phase shifting the second signal by 90 degrees and the comparator ( 2 ) from one first analog comparator ( 35 ) for comparing the instantaneous value of the inverted first signal with the instantaneous value of the phase-shifted second signal, a second analog comparator ( 37 ) for comparing the instantaneous value of the first signal with the instantaneous value of the phase-shifted second signal and a digital comparator ( 38 ) for generating a time-variable output signal in the time in which one of the output signals of the two analog comparators ( 35 , 37 ) is logic zero and the other output signal is logic one.

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the inverting and non-inverting input connections of the two analog comparators ( 35 , 37 ) are interchanged on the respective comparator.

7. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal former ( 1 ) consists of a rectifier ( 11 ) for an input signal.

8. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the signal former ( 1 ) consists of one rectifier ( 11 , 13 ) for both input signals.

9. Circuit arrangement according to claims 2, 3 or 5, characterized in that the phase shifter ( 12 ) has integrating properties.

10. Circuit arrangement according to claims 2, 3 or 5, characterized in that the phase shifter ( 12 ) has differentiating properties.

11. Circuit arrangement according to claims 2, 3 or 5, characterized in that the phase shifter ( 12 ) consists of an RC combination.

12. Circuit arrangement according to claims 2, 3 or 5, characterized in that the phase shifter ( 12 ) consists of an LC combination.

13. Circuit arrangement according to claims 2, 3 or 5, characterized in that the. Phase shifter ( 12 ) consists of a delay element.

14. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the comparator ( 2 ) generates a time-varying output signal in the time in which the instantaneous value of the phase-shifted signal is greater than or equal to the instantaneous value of the rectified signal.

15. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the comparator ( 2 ) generates a time-variable output signal in the time in which the instantaneous value of the phase-shifted signal is less than or equal to the instantaneous value of the rectified signal.

16. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the output signal of the comparator ( 2 ) is a pulse train with a variable pulse width of the individual pulses.

17. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the output signal of the comparator ( 2 ) is a pulse train with a variable time period between the pulses.

13. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the output signal of the comparator ( 2 ) is a pulse train with a variable pulse width of the individual pulses and a variable time period between the pulses.

13. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that the output signal of the comparator ( 2 ) is a time interval between the rising or falling edges of pulses.

20. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, ge characterized in that the periodic signals from a Triangulation sensor can be generated.

21. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 13, ge characterized in that the periodic signals from a inductive displacement sensors are generated.