DE4407038C2 - Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung, bei welchem die Symbole eines zu übertragenden Datenstroms und Sequenzen von Shaping-Bits einem Puls-Amplituden-Modulator aufgegeben werden, in dem das zu übertragende Signal bei der digital/analog Umsetzung einer Signalformung unterzogen wird, bei welchem das geformte analoge Ausgangssignal des Puls-Amplituden-Modulators einem Verzerrungen des Signals durch die Übertragungsstrecke entgegenwirkenden Vorverzerrer zugeführt wird, dessen Ausgangssignal über die angeschlossene Übertragungsstrecke übertragen wird und bei welchem das übertragene Signal am Ende der Übertragungsstrecke abgetastet und anschließend weiterverarbeitet sowie einem Entscheider zugeführt wird (US-Z "IEEE Transactions on Information Theory", VOL. 38, No. 2, März 1992, Seiten 301 bis 314).

Ein Signal kann mit einem derartigen Verfahren leitungsgebunden oder drahtlos übertragen werden. Für die leitungsgebundene Übertragung werden Kabel mit elektrischen oder optischen Übertragungswegen eingesetzt. Die drahtlose Übertragung erfolgt beispielsweise über Richtfunk oder Satellitenfunk. Störungen bei der Übertragung werden beispielsweise durch thermisches Rauschen, Übersprechen anderer Signale und Rauschen elektronischer und elektrooptischer Bauelemente hervorgerufen. Es können jedoch auch Realisierungstoleranzen und Taktschwankungen zu Störungen führen. Das Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal (Störabstand) und damit die erreichbare Bitfehlerhäufigkeit bzw. die überbrückbare Entfernung der Signalübertragung hängen wesentlich von den geschilderten Einflußgrößen ab.

Gemäß dem Kanalcodierungstheorem der Informationstheorie kann bei der digitalen Nachrichtenübertragung über derartige Störungen aufweisende Übertragungskanäle eine hohe Zuverlässigkeit für ein Sendesignal erreicht werden, wenn anstelle weniger diskreter Signalwerte zur Repräsentation der digitalen Symbole kontinuierlich gaußverteilte Signalwerte verwendet werden. Bei einer vielstufigen Übertragung ist durch eine entsprechend durchgeführte Signalformung gegenüber gleichverteilten Signalwerten eine Verringerung der mittleren Sendeleistung bei gleicher Zuverlässigkeit der Übertragung möglich. Besondere Bedeutung hat eine solche Verringerung der Sendeleistung durch Signalformung bei der digitalen Nachrichtenübertragung über Medien, bei denen die Störung im wesentlichen durch das Nebensprechen gleichartiger Signale zustande kommt, z. B. bei der digitalen Nachrichtenübertragung über Aderpaare in hochpaarigen Kabeln. In diesen Fällen bewirkt eine Verringerung der Sendeleistung durch Signalformung zugleich eine Verringerung der Störung bezüglich paralleler Übertragungswege. Es bietet sich dadurch die Möglichkeit, die Reichweite der Übertragung zu vergrößern.

Aus der US-Z "IEEE Transactions on Information Theory", VOL. 38, No. 2, März 1992, Seiten 281 bis 300, ist ein Verfahren zur Signalformung bekannt, bei dem ein zu übertragendes digitales Symbol in jedem Übertragungsschritt durch mehrere unterschiedliche Signalwerte repräsentiert werden kann. Dieses Verfahren wird als "Trellis-Shaping" bezeichnet. Durch die Wahl von sogenannten Shaping-Bits wird festgelegt, welcher der möglichen Signalwerte beim aktuellen Übertragungsschritt verwendet wird. Es wird dabei mittels eines Decoders eine Sequenz von Shaping-Bits ermittelt, für welche die zu übertragende Nachricht durch ein Signal mit minimaler Sendeleistung repräsentiert wird. Eine solche Minimierung der Sendeleistung ist nur möglich, wenn einzelne Shaping-Bits auf die Signalwerte in vielen Übertragungsschritten wirken. Hierzu wird bei diesem bekannten Verfahren unter Einsatz eines Scramblers eine Verwürfelung der Sequenz von Shaping-Bits zusammen mit der digitalen Nachricht durchgeführt. Empfangsseitig ist eine Umkehrung des Verwürfelungsvorgangs erforderlich. Es muß also auf der Empfangsseite ein Descrambler eingesetzt werden, durch welchen eine Fehlervervielfachung nicht zu vermeiden ist. Es muß daher ein deutlicher Störabstandsverlust hingenommen werden. Dadurch geht der durch die Verringerung der Sendeleistung erzielte Gewinn zum Teil wieder verloren.

Die US-Z "IEEE Communications Magazine", Dezember 1991, Seiten 25 bis 34, beschreibt ein Verfahren zur digitalen Übertragung über Übertragungskanäle, die lineare Verzerrungen erzeugen. Solche Übertragungskanäle liegen beispielsweise in Kabeln mit metallischen Aderpaaren vor. Die linearen Verzerrungen werden bei diesem Verfahren durch eine Vorverzerrung der Signale ausgeglichen. Es wird dazu im Sender ein nichtlineares Vorverzerrungsfilter, die sogenannte "Tomlinson-Harashima- Vorcodierung", eingesetzt. Allerdings wird hierbei die Dynamik des Signals am Ausgang des Übertragungskanals stark erhöht, da eine periodisch fortgesetzte Konstellation von Signalwerten zur Repräsentation der Symbole eingesetzt wird. Durch diese bei stark verzerrenden Übertragungskanälen meist drastische Erhöhung der empfangsseitigen Signaldynamik, werden die empfangsseitige Weiterverarbeitung des Signals und insbesondere eine Feinentzerrung sowie die Extraktion des Symboltakts aus dem Signal sehr erschwert. Ebenso wirken sich statistische Bindungen im Empfangssignal, die durch die sendeseitige Tomlinson-Harashima-Vorcodierung erzeugt werden, nachteilig auf das Einlaufverhalten von adaptiven Entzerrern aus.

Eine Verknüpfung von Trellis-Shaping und Vorverzerrung geht aus der eingangs erwähnten US-Z "IEEE Transactions on Information Theory" hervor. Ein solches Verfahren wird als "Trellis-Precoding" bezeichnet. Die Sequenz von Shaping-Bits wird hierbei so gewählt, daß das Signal am Ausgang des Vorverzerrungsfilters insbesondere eine minimale Sendeleistung aufweist. Auch bei diesem Verfahren werden die Shaping-Bits und die digitale Nachricht in einem Scrambler gemeinsam verwürfelt, so daß im Empfänger wieder ein Descrambler benötigt wird und eine Erhöhung der Fehlerrate durch Fehlervervielfachung eintritt. Auch hier geht daher der durch die Verringerung der Sendeleistung erzielte Gewinn zum Teil wieder verloren. Zudem wird durch dieses Verfahren die Dynamik des empfangsseitigen Signals gegenüber der bei der Tomlinson- Harashima-Vorcodierung erheblich vergrößert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das eingangs beschriebene Verfahren so weiterzubilden, daß die Dynamik des empfangenen Signals verringert wird, so daß die Reichweite der Übertragung erhöht werden kann.

Diese Aufgaben werden gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die maximale Amplitude des Signals am empfangsseitigen Entscheider durch eine Ausblendung von Sequenzen der Shaping- Bits begrenzt wird, die zu empfangsseitigen Signalwerten führen würden, deren Betrag eine vorgegebene Schranke überschreitet.

Mit diesem Verfahren werden bereits auf der Sendeseite die Eigenschaften des empfangsseitigen Signals berücksichtigt, und zwar durch eine Bewertung der Shaping-Bits. Es werden die Sequenzen von Shaping-Bits ausgeblendet, die auf der Empfangsseite zu einer vorgegebene Schranken übersteigenden maximalen Amplitude des Signals führen würden. Die Signaldynamik am Entscheider wird dadurch in gewünschten Grenzen gehalten, und zwar unabhängig davon ob für das Verscrambeln von Symbolen und Shaping-Bits ein gesonderter Scrambler eingesetzt wird oder nicht. Auch die Weiterverarbeitung des Signals und dessen Feinentzerrung sowie die Extraktion des Symboltakts aus dem Signal werden wesentlich vereinfacht. Die Reichweite der Übertragung kann daher erhöht werden.

Die Begrenzung der maximalen Amplitude des Signals am empfangsseitigen Entscheider kann beispielsweise dadurch erfolgen, daß im Algorithmus zur Bestimmung der günstigsten Sequenz von Shaping-Bits solche Sequenzen, bei denen für die Symbole Repräsentanten ausgewählt werden würden, die größer als eine vorgegebene Schranke sind, dadurch ausgeschlossen werden, daß deren Gütemaß (Metrik) trotz eventuell geringer mittlerer Sendeleistung als sehr schlecht gewählt wird.

Wenn außerdem die Symbole des zu übertragenden Datenstroms und die Shaping-Bits dem Puls-Amplituden-Modulator ohne gesonderten Scrambler direkt und getrennt voneinander über unterschiedliche Eingänge zugeführt werden, erfolgen deren Mischung und gemeinsame Verwürfelung allein durch das Vorverzerrungsfilter. Ohne den Scrambler entfallen auch das Descrambling im Empfänger und somit die Fehlervervielfachung. Der durch eine solche Signalformung erzielte Gewinn - der Signalformungsgewinn - in Form einer Verringerung der Sendeleistung bleibt dadurch erhalten. Die Reichweite der Übertragung kann daher weiter erhöht werden.

Das Verfahren nach der Erfindung wird anhand der Zeichnungen als Ausführungsbeispiel erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Übertragungsstrecke zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung in schematischer Darstellung.

Fig. 2 bis 9 Diagramme zur Erläuterung der Begrenzung der Amplitude des Empfangssignals.

Fig. 10 und 11 zwei unterschiedliche Schaltungen zur Durchführung des Verfahrens.

Fig. 12 den Signalformungsgewinn über der Pfadregisterlänge des Decoders.

Fig. 13 den Betrag der maximalen Amplitude des Empfangssignals über dem Signalformungsgewinn.

Auf der Sendeseite einer digitalen Übertragungsstrecke ist ein Vorverzerrungsfilter VVF vorhanden, das die von der Übertragungsstrecke mit der zeitdiskreten Ersatz- Übertragungsfunktion b(z) hervorgerufenen Verzerrungen des Sendesignals S berücksichtigt und denselben entgegenwirkt. Das nichtlineare Verhalten des VVF wird durch eine Korrektursequenz V beschrieben, die auch den Einfluß von Shaping-Bits beinhaltet. Die durch die Korrektursequenz V beeinflußten Symbole A des zu übertragenden Datenstroms werden als effektive Eingangssequenz X dem VVF zugeführt. Da das VVF die Verzerrungen der Übertragungsstrecke ausgleicht, liegt am empfangsseitigen Entscheider E genau das Signal X an. Somit ist bereits im Sender bekannt, wie groß die empfangsseitige Signaldynamik ist.

Die Begrenzung der empfangsseitigen Signaldynamik bzw. der maximalen Amplitude des Empfangssignals wird anhand der Fig. 2 bis 9 erläutert:

In Fig. 2 ist eine vierstufige Datensequenz A mit den Stufen -3; -1; 1; 3 über k dargestellt. "k" ist der diskrete Zeitindex und berücksichtigt die absolute Zeit sowie den Symbolabstand. Die entsprechende zeitdiskrete Impulsform b(x), mit der das Sendesignal S gewichtet vom Sender zum empfangsseitigen Entscheider E übertragen wird, geht aus Fig. 3 hervor. Die Datensequenz A wird für eine aus Fig. 4 zu ersehende Sequenz D1 von Shaping-Bits durch die in Fig. 5 dargestellten Signalwerte X1 repräsentiert. Aus Fig. 6 geht eine Sequenz D2 von Shaping-Bits hervor. Die entsprechenden Signalwerte X2 sind in Fig. 7 dargestellt. In den Repräsentanten X1 und X2 ist das zu übertragende Signal eindeutig enthalten. Obwohl die mittlere Leistung des Sendesignals S am Ausgang des VVF gemäß Fig. 8 mit 4,11 bei der Sequenz D1 geringer ist als bei der Sequenz D2 nach Fig. 9 mit 4,94, wird die Sequenz D1 ausgeblendet, da die entsprechenden Repräsentanten des Empfangssignals die beispielsweise bei 12 liegende Schranke teilweise überschreiten. Hingegen ist die Sequenz D2 geeignet, da der maximale Repräsentant des Empfangssignals unter dieser Schranke liegt.

Die Ausgestaltung des Verfahrens ohne zusätzlichen Scrambler geht aus den Fig. 10 und 11 hervor:

Einem Puls-Amplituden-Modulator PAM werden Shaping-Bits einerseits und die Symbole andererseits zugeführt. Dabei werden vorzugsweise die Shaping-Bits den höherwertigen und die Symbole den niederwertigen Eingängen des PAM aufgegeben. Am Ausgang des PAM steht ein mehrstufiges, beispielsweise ein achtstufiges, analoges Signal zur Verfügung, das einem Vorverzerrungsfilter VVF zugeleitet wird. Das Signal könnte beispielsweise auch vierstufig oder sechzehnstufig sein. Die Anzahl der Stufen des Signals ist grundsätzlich beliebig.

Am Ausgang des VVF steht das Sendesignal 5 an. Es wird von einem Decoder DEC bewertet, und zwar bezüglich seiner mittleren Leistung, die minimiert werden soll und - wie schon erläutert - auch hinsichtlich des Betrages der ausgewählten Repräsentanten für die Signalwerte. Die dabei eingesetzte modulo-Operation ist durch die Sägezahnlinie im VVF angedeutet. Überschreitet ein Repräsentant eine vorgegebene Schranke, so wird die zugehörige Sequenz von Shaping-Bits als sehr ungünstig bewertet und damit im Decodierprozeß ausgeschieden. Auch ist es möglich, die statistischen Bindungen innerhalb der Sequenz von Repräsentanten durch eine geeignete Bewertung der Sequenzen der Shaping-Bits zu beeinflussen.

Aus der Vielzahl von zunächst möglichen Sequenzen von Shaping- Bits wird durch den DEC eine bestimmte Sequenz von damit bekannten Shaping-Bits herausgesucht. Dadurch wird das Sendesignal 5 in der gewünschten Weise geformt. Die mittlere Leistung des Sendesignals wird damit minimiert und die maximale Amplitude des Signals am empfangsseitigen Entscheider wird begrenzt. Es ist mit diesen Maßnahmen auch möglich, die spektralen Eigenschaften des Empfangssignals zu beeinflussen.

Wegen des unendlichen Zustandsraums des VVF werden bei diesem Verfahren mit Vorteil sequentielle Decodierverfahren für Trelliscodes eingesetzt. Als geeignet hat sich beispielsweise das sogenannte Selektionsverfahren erwiesen, das vielfach auch als "M-Algorithmus" bezeichnet wird. Bei diesem Verfahren werden in jedem Signalformungsschritt die B bisher günstigsten Sequenzen von Shaping-Bits jeweils um einen Schritt für alle 2^b möglichen Kombinationen von b Shaping-Bits verlängert. Dabei bezeichnet b die Anzahl der frei wählbaren Shaping-Bits je Signalformungsschritt. Von den auf diese Weise entstandenen B × 2^b Sequenzen von Shaping-Bits werden mittels eines Selektionsverfahrens die B günstigsten ausgewählt. In der im DEC verwendeten Metrik können neben der Begrenzung der Signaldynamik im Empfänger und der mittleren Sendeleistung auch andere Kriterien berücksichtigt werden, wie beispielsweise eine Begrenzung der maximalen Sendesignalamplitude oder eine spektrale Formung des Sendesignals sowie des Empfangssignals im Signalformungsprozeß.

Die Abgabe eines Ausgangssignals durch den PAM ist ein Übertragungsschritt. Ein bis D Übertragungsschritte können einen Signalformungsschritt bilden. Es liegt dann eine mehrdimensionale (D-dimensionale) Signalformung ohne Verwürfelung vor. Sie bietet den Vorteil, daß die Abbildung der Symbole und Shaping-Bits auf das Signal am Ausgang des PAM auf eine vielfältigere Weise gestaltet und somit eventuell ein günstigeres Optimum für diese Zuordnung gefunden werden kann.

In Fig. 12 sind Signalformungsgewinne (brutto) für eine gleichstromfreie Impulsantwort mit der Länge 12 über der Pfadregisterlänge des Trellisdecodierverfahrens dargestellt. Bereits bei B = 4 aktiver Sequenzen von Shaping-Bits wird ein nennenswerter Signalformungsgewinn erzielt, der größer ist als beim bekannten Verfahren mit einem Scrambler mit 8 Zuständen und einem Viterbi-Decoder mit auf 16 Zustände reduzierter Zustandszahl, da hier bei einer Fehlerquote von etwa 10^-6 durch Fehlervervielfachung ein Verlust von ca. 0,25 dB gegeben ist.

Bei hohen Übertragungsraten ist die Realisierung eines sequentiellen Decodierverfahrens aufgrund der geringen Regularität und Parallelisierbarkeit schwieriger als die des Viterbi-Algorithmus. Deshalb können die Shaping-Bits gemäß Fig. 11 durch einen imaginären, d. h. nur dem Decodieralgorithmus zugrunde gelegten Scrambler SCR verwürfelt werden, der zu dem hier als Trellisdecoder ausgebildeten DEC gehört. Die Bestimmung der günstigsten Sequenz von Shaping- Bits wird mittels des Trellisdecoders im Trellisdiagramm bezüglich des SCR vorgenommen. Die Mischung des verwürfelten Stroms von Shaping-Bits mit den Symbolen sowie deren gemeinsame Verwürfelung erfolgt wieder allein durch das VVF. Zur Ermittlung der günstigsten Sequenz von Shaping-Bits kann mit Vorteil ein Viterbi-Algorithmus mit Zustandsreduktion (Reduced-State Sequence Estimation, RSSE) hinsichtlich des SCR eingesetzt werden. Die Zustände des VVF werden im RSSE- Decodierprozeß durch parallele Entscheidungsrückkopplungen berücksichtigt. Da jedoch die Symbole nicht durch den SCR geführt werden, ist empfangsseitig keine Inversion der Verwürfelung notwendig. Die Sequenz von Shaping-Bits ist für den Empfänger ohne Belang. Damit wird auch hier die Fehlervervielfachung vermieden. Eine Prüfung auf Pfadwechsel ist ebenfalls nicht zwingend erforderlich.

In der Metrik für den Viterbi-Algorithmus kann in gleicher Weise wie bei sequentiellen Algorithmen neben der mittleren Sendesignalleistung auch die Dynamik des Kanalausgangssignals berücksichtigt werden. Zur Begrenzung dieser Dynamik werden Sequenzen von Shaping-Bits, die Signalrepräsentanten bewirken, deren Betrag größer als eine vorgegebene Schranke ist, mit einer sehr schlechten Metrik bewertet und somit im Viterbi- Algorithmus ausgeschieden. Daneben können auch andere Signaleigenschaften in der Metrik berücksichtigt werden. Auch hier können mehrere Übertragungsschritte zu einem Signalformungsschritt zusammengefaßt werden (mehrdimensionale Signalformung).

In Fig. 13 ist die maximale Amplitude des Signals am empfangsseitigen Entscheider E über dem Signalformungsgewinn dargestellt. Die durchgezogene Linie mit Kreisen zeigt den Austausch zwischen Signalformungsgewinn und Dynamik bei einer gleichstrombehafteten zeitdiskreten Impulsform mit der Länge von 11 Symbolen. Die gestrichelte Linie mit Kreuzen gibt das Ergebnis für eine gleichstromfreie zeitdiskrete Impulsform mit einer Länge von 12 Symbolen wieder. Es wurden Impulsformen gewählt, die typischerweise bei der digitalen Übertragung über symmetrische Kabel auftreten. Es werden quaternäre Symbole durch die Werte ±1 und ±3 übertragen. Infolge der Sägezahnkennlinie in der Tomlinson-Harashima-Vorcodierung würde ohne Signalformungsmaßnahme eine hohe Signaldynamik am Empfänger mit Signalwerten ±1, ±3, ±5, ... bis ±21 (gleichstromfreier Impuls) bzw. ±23 (gleichstromhaltiger Impuls) entstehen. Die Dynamik würde also um den Faktor 7 bis 8 erhöht werden.

Durch das vorliegende Verfahren wird also trotz der Begrenzung der maximalen Amplitude des Empfangssignals ein deutlicher Leistungsgewinn erzielt. Der Algorithmus zur Begrenzung der maximalen Amplitude ist hier mit imaginärem Scrambler und Viterbi-Algorithmus für 16 Zustände und Pfadregisterlänge 16 realisiert. Bis zu einer Beschränkung auf ±15 sind kaum Abstriche im Leistungsgewinn erforderlich. Erst für eine weitergehende Begrenzung der Dynamik verringert sich der Leistungsgewinn deutlich.

Claims (6)

1. Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung, bei welchem die Symbole eines zu übertragenden Datenstroms und Sequenzen von Shaping-Bits einem Puls-Amplituden- Modulator aufgegeben werden, in dem das zu übertragende Signal bei der digitalanalog Umsetzung einer Signalformung unterzogen wird, bei welchem das geformte analoge Ausgangssignal des Puls-Amplituden-Modulators einem Verzerrungen des Signals durch die Übertragungsstrecke entgegenwirkenden Vorverzerrer zugeführt wird, dessen Ausgangssignal über die angeschlossene Übertragungsstrecke übertragen wird und bei welchem das übertragene Signal am Ende der Übertragungsstrecke abgetastet und anschließend weiterverarbeitet und einem Entscheider zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die maximale Amplitude des Signals am empfangsseitigen Entscheider (E) durch eine Ausblendung von Sequenzen der Shaping-Bits begrenzt wird, die zu empfangsseitigen Signalwerten führen würden, deren Betrag eine vorgegebene Schranke überschreitet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Symbole des zu übertragenden Datenstroms und die Shaping-Bits dem Puls-Amplituden-Modulator (PAM) direkt und getrennt voneinander über unterschiedliche Eingänge zugeführt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Shaping-Bits den höherwertigen und die Symbole des zu übertragenden Datenstroms den niederwertigen Eingängen des Puls-Amplituden-Modulators (PAM) zugeführt werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für die Bestimmung einer günstigen Sequenz von Shaping-Bits ein sequentielles Decodierverfahren verwendet wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmung einer günstigen Sequenz von Shaping-Bits mittels eines Trellisdecoders im Trellisdiagramm bezüglich eines imaginären Scramblers (SCR) für die Sequenz der Shaping-Bits vorgenommen wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß im Trellisdecoder der Viterbi-Algorithmus mit einer Zustandszahlreduktion hinsichtlich der Zustände des Vorverzerrungsfilters (VVF) eingesetzt wird.