DE4245072B4

DE4245072B4 - Free-running switch-mode transistor circuit e.g. for TV receiver - uses dual-purpose control voltage for resistive potential divider and coupling capacitor associated with different switching transistors

Info

Publication number: DE4245072B4
Application number: DE4245072A
Authority: DE
Inventors: Jaromir Palata
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 1992-04-14
Filing date: 1992-04-14
Publication date: 2012-01-26
Anticipated expiration: 2012-04-15

Abstract

The mains current is rectified by a bridge circuit (2) for application to an isolating transformer (Tr) having two prim. windings (W1, W2) and a control winding (W3) whose output is rectified (4) to produce the control voltage (Ur), which is fed via a zener diode (Z1) to two switching transistor circuits (T2, T3; TR5-T7) having different thresholds. The former circuit effects a division (R3, R4) of the switch-off sawtooth voltage (Us) for a transistor (T4). The latter circuit removes a virtual short (R7) from a coupling capacitor (C4) in the base circuit of the main switching transistor (T1).

Description

Die Erfindung geht aus von einem freischwingenden Schaltnetzteil gemäß der EP 466 627 A2 Schaltnetzteile mit einer Regelung nur auf der Primärseite des Trenntransformators haben den Vorteil, dass kein Übertragungselement zur Übertragung einer Regelgröße von der Sekundärseite auf die Primärseite des Trenntransformators notwendig ist, jedoch den Nachteil, dass die zu stabilisierenden Spannungen auf der Sekundärseite nicht direkt ausgewertet werden und somit die Regelung zur Stabilisierung dieser Spannungen oft nicht ausreichend ist. Schaltnetzteile mit einer Regelung von der Sekundärseite auf die Primärseite haben den Vorteil, dass durch die unmittelbare Auswertung der zu stabilisierenden sekundärseitigen Spannungen eine gute Stabilisierung erreicht wird, jedoch den Nachteil, dass ein Element wie z. B. ein Trennübertrager oder ein Optokoppler zur Übertragung einer Regelgröße von der Sekundärseite auf die Primärseite benötigt wird.The invention is based on a free-running switching power supply according to the EP 466 627 A2 Switching power supplies with a control only on the primary side of the isolation transformer have the advantage that no transmission element for transmitting a control variable from the secondary side to the primary side of the isolation transformer is necessary, but the disadvantage that the voltages to be stabilized on the secondary side are not directly evaluated and thus the regulation to stabilize these stresses is often insufficient. Switching power supplies with a control from the secondary side to the primary side have the advantage that a good stabilization is achieved by the immediate evaluation of the secondary voltages to be stabilized, however, the disadvantage that an element such. B. an isolating transformer or an optocoupler for transmitting a controlled variable from the secondary side to the primary side is needed.

Wenn derartige Schaltnetzteile in einem Fernsehempfänger für einen Bereitschaftsbetrieb oder so genannten Standby-Betrieb auf geringe übertragene Leistung von etwa 5–8 Watt umgeschaltet werden, müsste der Schalttransistor nur für sehr kurze Zeiten eingeschaltet werden. Dadurch kann es zu relativ hohen Schaltverlusten und zu einer Gefährdung des Schalttransistors kommen. Es ist daher bekannt, bei Betrieb mit geringer übertragener Leistung den Schalttransistor nur noch paket- oder burstartig mit ausreichend langer Einschaltzeit und ausreichend hohem Strom einzuschalten und dazwischen für eine längere Zeit gesperrt zu lassen, während der überhaupt keine Leistung übertragen wird.If such switching power supplies in a television receiver for a standby mode or so-called standby mode are switched to low transmitted power of about 5-8 watts, the switching transistor would only have to be turned on for very short times. This can lead to relatively high switching losses and a threat to the switching transistor. It is therefore known, when operating with low power transmitted turn the switching transistor only packet or bursty with sufficiently long on-time and high enough power and leave locked in between for a long time, during which no power is transmitted.

Schaltnetzteile, die nach diesem Prinzip arbeiten, sind im Aufbau relativ kompliziert und benötigen im allgemeinen spezielle integrierte Schaltungen.Switching power supplies that operate on this principle are relatively complicated in construction and generally require special integrated circuits.

Die EP 0 466 627 A2 offenbart ein freischwingendes Schaltnetzteil mit einem Schalttransistor, einem im Serie zu dem Schalttransistor geschalteten Strommesswiderstand zur Erzeugung einer sägezahnförmigen Abschalptspannung und einem Transformator mit einer ersten Primärwicklung zur Erzeugung einer Steuerspannung und zur Erzeugung einer Regelspannung in einem Fehlerverstärker. Die Steuerspannung liegt am Steuereingang des Schalttransistors an und der Schalttransistor wird über eine Kontrollschaltung abgeschaltet. Der Schalttransistor wird durch ein externes Synchronisationssignal durchgeschaltet, das über eine Synchronisationsschaltung am Steuereingang des Schalttransistors anliegt. Die Regelspannung liegt an einer Schaltstufe der Kontrollschaltung an und dient der Sperrung des Schalttransistors zur Regelung einer Ausgangsspannung des Schaltnetzteils. Das Schaltnetzteil enthält weiterhin eine Überstromschutzschaltung, die den Strommesswiderstand enthält sowie einen Spannungsteiler, der an dem Strommesswiderstand angeschlossen ist. Die Überstromschutzschaltung ist an der Schaltstufe der Kontrollschaltung angeschlossen und in einem Fehlerfall, wenn der Strom durch den Schalttransistor zu hoch wird, wird der Schalttransistor durch die Überstromschutzschaltung über den Spannungsteiler abschaltet. Der Spannungsteiler zur Teilung der an dem Strommesswiderstand anliegenden Spannung wird daher nur für einen Fehlerfall verwendet und hat im Normalbetrieb keine Funktion.The EP 0 466 627 A2 discloses a free-running switched-mode power supply having a switching transistor, a current sensing resistor connected in series with the switching transistor for generating a sawtooth cutoff voltage and a transformer having a first primary winding for generating a control voltage and for generating a control voltage in an error amplifier. The control voltage is applied to the control input of the switching transistor and the switching transistor is turned off via a control circuit. The switching transistor is switched through by an external synchronization signal, which is applied via a synchronization circuit to the control input of the switching transistor. The control voltage is applied to a switching stage of the control circuit and is used to block the switching transistor for controlling an output voltage of the switching power supply. The switching power supply further includes an overcurrent protection circuit which includes the current sensing resistor and a voltage divider connected to the current sensing resistor. The overcurrent protection circuit is connected to the switching circuit of the control circuit and in case of failure, when the current through the switching transistor is too high, the switching transistor is switched off by the overcurrent protection circuit via the voltage divider. The voltage divider for dividing the voltage applied to the current measuring resistor is therefore used only for a fault and has no function in normal operation.

Aus der DE 40 14 833 A1 ist ein Schaltnetzteil mit einem Schalttransistor, einem Transformator, der eine erste Primärwicklung und eine Regelwicklung enthält, und einem Messgleichrichter bekannt, wobei der Messgleichrichter einen Schwellwert erzeugt und über eine Kontrollschaltung die automatische Einleitung einer Paketregelung bei einem Betrieb mit einem geringeren übertragenen Leistung bewirkt. Das Schaltnetzteil der DE 40 14 833 A1 verwendet jedoch keine Teilung einer Abschaltspannung.From the DE 40 14 833 A1 is a switching power supply with a switching transistor, a transformer, which includes a first primary winding and a control winding, and a measuring rectifier known, the measurement rectifier generates a threshold and causes a control circuit, the automatic initiation of packet control in an operation with a lower transmitted power. The switching power supply of DE 40 14 833 A1 however, does not use a division of a cut-off voltage.

Der Erfindung liegt die Ausgabe zugrunde, ein freischwingendes Schaltnetzteil zu schaffen, das mit diskreten Bauteilen realisierbar ist und keine speziellen ICs benötigt, einen automatischen Betrieb mit PWM-Regelung zur Stabilisierung bei voller übertragener Leistung und Paketsteuerung bei geringer übertragener Leistung ermoglicht und einen guten Wirkungsgrad aufweist.The invention is based on the object to provide a free-running switching power supply, which is realized with discrete components and requires no special ICs, automatic operation with PWM control to stabilize at full transmitted power and packet control allows for low power transmitted and has a good efficiency ,

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.This object is achieved by the invention defined in claim 1. Advantageous developments of the invention are specified in the subclaims.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil hat im wesentlichen folgende Vorteile: Durch die Regelung nur auf der Primärseite wird ein Element zur Übertragung einer Regelgröße von der Sekundärseite auf die Primärseite wie z. B. ein getrennter Ubertrager oder ein Optokoppler nicht benötigt. Durch die PWM-Regelung bei Normalbetrieb mit großer Leistung durch gesteuerte Teilung der von Strommesswiderstand abgenommen Abschaltspannung wird indessen eine wirkungsvolle Stabilisierung der sekundärseitig erzeugten Betriebsspannung erreicht. Durch die beiden Schaltungen mit verschiedenen Schwellwerten erfolgt selbsttätig ein Übergang von der PWM-Regelung im Normalbetrieb auf die Paketregelung im Betrieb mit geringer übertragener Leistung. Dabei werden vorzugsweise bereits vorhandene Bauteile für die Einschaltung und Realisierung dieser verschiedenen Betriebsarten ausgenutzt. Die Primärseite bildet einen Oszillator, durch den das Schaltnetzteil freischwingend ausgebildet ist.The switching power supply according to the invention has substantially the following advantages: By regulating only on the primary side is an element for transmitting a controlled variable from the secondary side to the primary side such. B. a separate Ubertrager or an optocoupler not needed. By the PWM control in normal operation with high power by controlled division of the cut-off voltage taken from the current measuring resistor, however, an effective stabilization of the operating voltage generated on the secondary side is achieved. By the two circuits with different thresholds is automatically a transition from the PWM control in normal operation to the packet control in operation with less transmitted Power. In this case, preferably already existing components for the activation and realization of these different modes are utilized. The primary side forms an oscillator, by which the switching power supply is designed to be free-floating.

Dieser Oszillator hat darüber hinaus zwei Funktionen. Er bewirkt bei einer großen übertragenen Leistung im Normalbetrieb eine kontinuierliche PWM-Regelung in der Ansteuerung des Schalttransistors, bewirkt aber andererseits automatisch bei kleiner übertragener Leistung eine Pause in der Ansteuerung des Schalttransistors zur Erzielung des beschriebenen Paketbetriebes.This oscillator also has two functions. It causes at a large transmitted power in normal operation, a continuous PWM control in the control of the switching transistor, but on the other hand automatically causes a smaller transfer of power a break in the control of the switching transistor to achieve the described packet operation.

Die Erfindung ist insbesondere für kleinere Fernsehempfänger vorteilhaft anwendbar, ebenso bei vergleichbaren Geräten wie Videorecordern und CD-Spielern.The invention is particularly advantageous for smaller television receivers, as well as comparable devices such as video recorders and CD players.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung an drei Ausführungsbeispielen erläutert. Darin zeigenThe invention will be explained below with reference to the drawing of three embodiments. Show in it

1 das vollständige Schaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils, 1 the complete diagram of a switching power supply according to the invention,

2 eine vereinfachte Version der Schaltung gemäß 1 und 2 a simplified version of the circuit according to 1 and

3 eine Abwandlung der Schaltung nach 2. 3 a modification of the circuit after 2 ,

1 zeigt ein freischwingendes Schaltnetzteil mit die Netzspannung UN führenden Klemmen 1, dem Netzbrückengleichrichter 2, dem Ladekondensator C1, dem Trenntransformator Tr, dem Schalttransistor T1 und dem Strommesswiderstand R1. Der Trenntransformator Tr enthalt die Primär- oder Arbeitswicklung W1, die weitere Primärwicklung W2, die die Schaltung freischwingend ausbildet und die Ansteuerung des Schalttransistors T1 bewirkt, und die Regelwicklung W3, die am Ausgang b des Regelgleichrichters 4 eine Regelspannung Ur zur Stabilisierung und zur Umschaltung zwischen Betrieb mit hoher Leistung und geringer Leistung bewirkt. Tr enthält außerdem eine Sekundärwicklung W4, die über den Gleichrichter 5 an den Klemmen 6 eine erste Betriebsspannung U2 erzeugt, sowie eine zweite Sekundärwicklung W5, die über den Gleichrichter 7 an den Klemmen 8 eine weitere Betriebsspannung U3 erzeugt. In der Basisleitung des Schalttransistors T1 liegt ein Sperrspannungsnetzwerk mit den Dioden D1, D2 und dem Kondensator C2, das eine Sperrspannung Uv erzeugt. Zwischen dem die Betriebsspannung U1 für das Schaltnetzteil liefernden Punkt a und dem Punkt c in der Basisleitung des Schalttransistors T1 liegt noch die Startschaltung mit dem Kondensator C3 und dem Widerstand R2. Die soweit beschriebene Schaltung ist bekannt. 1 shows a free-running switching power supply with the mains voltage UN leading terminals 1 , the mains bridge rectifier 2 , the charging capacitor C1, the isolation transformer Tr, the switching transistor T1 and the current sensing resistor R1. The isolation transformer Tr contains the primary or working winding W1, the other primary winding W2, which forms the circuit free-running and causes the driving of the switching transistor T1, and the control winding W3, at the output b of the control rectifier 4 a control voltage Ur for stabilization and switching between operation with high power and low power causes. Tr also includes a secondary winding W4, via the rectifier 5 at the terminals 6 generates a first operating voltage U2, and a second secondary winding W5, via the rectifier 7 at the terminals 8th generates a further operating voltage U3. In the base line of the switching transistor T1 is a reverse voltage network with the diodes D1, D2 and the capacitor C2, which generates a reverse voltage Uv. Between the operating voltage U1 for the switching power supply supplying point a and the point c in the base line of the switching transistor T1 is still the start circuit with the capacitor C3 and the resistor R2. The circuit described so far is known.

Die Regelspannung Ur vom Punkt b gelangt an eine erste Schwellwertschaltung mit der Zenerdiode Z1 und den Transistoren T2, T3. T3 ist Bestandteil einer Spannungsteilers R3, R4, der zwischen dem Punkt d und der Basis des Abschalttransistors T4 liegt, dessen Kollektor/Emitter-Strecke in Reihe mit der Diode D5 zwischen dem Punkt c im Basisweg des Schalttransistors T1 und Erde liegt.The control voltage Ur from the point b reaches a first threshold circuit with the Zener diode Z1 and the transistors T2, T3. T3 is part of a voltage divider R3, R4, which is located between the point d and the base of the turn-off transistor T4 whose collector / emitter path is in series with the diode D5 between the point c in the base path of the switching transistor T1 and ground.

Ur gelangt außerdem über die Zenerdiode Z1 und den Spannungsteiler aus den Widerständen R5, R6 an die Basis des Transistors T5, dessen Kollektor über die Dioden D5, D9 an die Basis des Transistors T5 angeschlossen ist. Dessen Kollektor ist an die Basis des Transistors T7 angeschlossen, dessen Kollektor/Emitter-Strecke in Reihe mit dem Widerstand R7 parallel zu dem Koppelkondensator C4 im Basisweg des Schalttransistors T1 liegt. Die Wirkungsweise der Schaltung wird im folgenden getrennt für den Normalbetrieb mit hoher Leistung und den Betrieb mit geringer Leistung und Paketsteuerung von T1 erläutert.Ur also passes through the Zener diode Z1 and the voltage divider from the resistors R5, R6 to the base of the transistor T5, whose collector is connected via the diodes D5, D9 to the base of the transistor T5. Whose collector is connected to the base of the transistor T7, whose collector / emitter path in series with the resistor R7 is parallel to the coupling capacitor C4 in the base path of the switching transistor T1. The operation of the circuit will now be explained separately for the high-performance normal operation and the low-power operation and packet control of T1.

Bei Normalbetrieb mit hoher übertragener Leistung von etwa 40–100 Watt wird Ur durch die hohe Belastung des Transformators Tr zunächst kleiner. Ur gelangt dann über die leitende Zenerdiode Z1 auf die Basis von T2 und schaltet durch T3 den Widerstand R4 mehr oder weniger als Spannungsteilerwiderstand ein. Die durch den sägezahnförmigen Strom ia in der Flussphase von T1 an R1 abfallende sägezahnförmige Abschaltspannung Us gelangt dann mehr oder weniger geteilt auf T4 und bewirkt bei einem bestimmten Wert, dass T4 leitend wird, den Punkt c erdet, die Basisansteuerspannung für T1 unterbricht und dadurch T1 abschaltet. Es seien jetzt zwei Grenzfälle betrachtet. Bei maximaler Last, also minimalem Wert von Ur, wird T2 gesperrt, wodurch T3 leitend wird. Us wird jetzt durch R3 und R4 maximal geteilt. Das bedeutet, dass Us am Punkt d einen größeren Endwert einnehmen muss, um T4 leitend zu steuern. Der Strom ia erreicht also einen hohen Endwert, was einer großen übertragenen Leistung entspricht. Im anderen Grenzfall, wenn die Last an den Klemmen 6, 8 gering ist, steigt Ur an, so dass nunmehr T2 leitend und T3 gesperrt wird. Us wird jetzt durch R3 und R4 nicht geteilt und gelangt in voller Größe auf die Basis von T4. Das bedeutet, dass schon bei einem geringeren Wert von Us und ia T4 leitet und T1 abgeschaltet wird. Das bedeutet wiederum einen geringeren Endwert von ia und somit eine geringere übertragene Leistung. Zwischen diesen Grenzwerten erfolgt nun im Normalbetrieb die Stabilisierung von U2 und U3 durch eine Pulsweitenmodulation in der Einschaltdauer von T1. Wenn z. B. die Last an den Klemmen 6, 8 ansteigt, sinkt die Amplitude aller am Transformator Tr erzeugten Impulsspannungen und somit auch der positiven Regelspannung Ur. Dadurch gelangt eine weniger positive Spannung Ur, verringert um die Spannung der Zenerdiode Z1, auf die Basis von T2, so dass T2 weniger leitend und T3 mehr leitend wird. Us wird nun durch R3, R4, T3 stärker geteilt. Das bedeutet, dass T4 erst später leitend wird und T1 abschaltet, also der Endwert von Us und ia größere Endwerte annehmen, die übertragene Leistung erhöht und somit die eingangs angenommene Verringerung der Spannungen U2, U3 und Ur ausgeregelt wird. T4 bewirkt also eine Pulsweitenmodulation in der Ansteuerung von T1 in dem Sinne, dass mit steigender Last die Einschaltdauer von T1 durch T4 erhöht wird. Auf diese Weise werden die erzeugten Betriebsspannungen U2, U3 stabilisiert. Durch die Spannungsteilung durch R5 und R6 ist dabei T5 noch gesperrt, wodurch T6 und T7 leitend sind. C4 ist dadurch überbrückt und hat in dieser Betriebsart praktisch keine Wirkung.In normal operation with high transmitted power of about 40-100 watts Ur is initially smaller due to the high load of the transformer Tr. Ur then passes via the conductive zener diode Z1 to the base of T2 and turns on the resistor R4 through T3 more or less as a voltage divider resistor. The sawtooth cutoff voltage Us falling through the sawtooth current ia in the flow phase from T1 to R1 then passes more or less split to T4 and, at a certain value that T4 becomes conductive, grounds point c, breaking the base drive voltage for T1 and thereby T1 off. Now consider two borderline cases. At maximum load, ie minimum value of Ur, T2 is disabled, causing T3 to become conductive. Us is now shared by R3 and R4 maximum. This means that Us has to take a larger final value at point d in order to control T4. The current ia thus reaches a high final value, which corresponds to a large transmitted power. In the other limit, when the load on the terminals 6 . 8th is low, increases Ur, so that now T2 conductive and T3 is blocked. Us is now not split by R3 and R4 and gets full size to the base of T4. This means that already at a lower value of Us and ia T4 conducts and T1 is switched off. This in turn means a lower final value of ia and thus a lower transmitted power. In normal operation, the stabilization of U2 and U3 takes place between these limit values by a pulse width modulation in the duty cycle of T1. If z. B. the load on the terminals 6 . 8th increases, the amplitude of all the pulse voltages generated at the transformer Tr and thus also the positive control voltage Ur decreases. As a result, a less positive voltage Ur, reduced by the voltage of the zener diode Z1, reaches the base of T2, so that T2 becomes less conductive and T3 becomes more conductive. Us is now shared more strongly by R3, R4, T3. This means that T4 becomes conductive only later and T1 switches off, ie the final value of Us and ia assume larger final values, increases the transmitted power and thus compensates for the initially assumed reduction of the voltages U2, U3 and Ur. T4 thus causes a pulse width modulation in the control of T1 in the sense that with increasing load, the duty cycle of T1 is increased by T4. In this way, the generated operating voltages U2, U3 are stabilized. Due to the voltage division by R5 and R6 while T5 is still locked, whereby T6 and T7 are conductive. C4 is thus bridged and has virtually no effect in this mode.

Wenn die Last an den Klemmen 6, 8 beträchtlich verringert wird, z. B. bei einem Bereitschaftsbetrieb oder Standby-Betrieb, steigt die Amplitude der Impulsspannungen am Transformator Tr und damit der Wert von Ur an. Jetzt wird trotz der Teilung durch den Spannungsteiler R5, R6 der Transistor T5 leitend, der Punkt f negativer, wodurch die Transistoren T6 und damit auch T7 gesperrt werden. Durch die Sperrung von T7 wird in der Basisleitung von T1 der Kondensator C4 wirksam. C4 wird dadurch über die Basis/Emitter-Diode von T1 mit der dargestellten Polarität aufgeladen, bis schließlich die Spannung an C4 den positiven Anteil der von der Wicklung W2 gelieferten Spannung erreicht und der Schalttransistor T1 gesperrt wird. Dadurch wird das Paket unterbrochen. Es entsteht dann eine Pause im Schwingen von T1, die den eingangs beschriebenen Paketbetrieb bewirkt. T1 bleibt eine gewisse Zeit gesperrt. Dadurch werden die Kondensatoren an den Klemmen 6, 8 nicht mehr nachgeladen, so dass Ur wieder abfällt. Am Ende der Pause des Paketbetriebes wird T5 schließlich wieder gesperrt, T6 und T7 wieder leitend, der Kondensator C4 wieder überbrückt, so dass der Schalttransistor T1 von der Wicklung W2 wieder mit Basisstrom versorgt wird und wieder Schwingungen mit voller Sättigung von T1 entstehen. Die dargestellt Schaltung bewirkt also einen selbsttätigen Übergang von dem Normalbetrieb mit hoher übertragener Leistung und PWM-Regelung in der Ansteuerung von T1 und dem Paketbetrieb, bei dem T1 jeweils nur während der Burstpakete schwingt und dazwischen für eine Zeit nicht schwingt. Im Paketbetrieb ist T3 immer gesperrt, damit Us ungeteilt auf die Basis von T4 gelangt und somit T1 schon bei einem geringen Stromwert von ia abgeschaltet wird.When the load on the terminals 6 . 8th is considerably reduced, for. B. in a standby mode or standby mode, the amplitude of the pulse voltages at the transformer Tr and thus increases the value of Ur. Now, despite the division by the voltage divider R5, R6, the transistor T5 conductive, the point f negative, whereby the transistors T6 and thus also T7 are disabled. By blocking T7, the capacitor C4 becomes active in the base line of T1. C4 is thereby charged via the base / emitter diode of T1 with the polarity shown, until finally the voltage at C4 reaches the positive portion of the voltage supplied by the winding W2 and the switching transistor T1 is turned off. This will break the package. It then creates a pause in the swing of T1, which causes the packet operation described above. T1 remains locked for a certain time. This will cause the capacitors at the terminals 6 . 8th no longer reloaded, so Ur drops off again. At the end of the break of the packet operation T5 is finally locked again, T6 and T7 again conductive, the capacitor C4 bridged again, so that the switching transistor T1 is supplied by the winding W2 again with base current and again arise vibrations with full saturation of T1. The illustrated circuit thus effects an automatic transition from the normal operation with high transmitted power and PWM control in the driving of T1 and the packet operation, in which T1 oscillates only during the burst packets and does not oscillate therebetween for a time. In packet mode T3 is always locked, so that Us gets undivided on the basis of T4 and thus T1 is already switched off at a low current value of ia.

Der Kollektor von T5, also der Punkt f, ist noch mit dem Punkt c in der Basisleitung von T1 verbunden. Dadurch wird folgendes erreicht. Am Ende der Pause während des Paketbetriebes wird, wie beschrieben, T5 wieder gesperrt, so dass am Punkt f ein positiver Impuls auftritt, der auf den Punkt c in der Basisleitung von T1 gelangt. Dadurch wird erreicht, dass der erste Ansteuerimpuls während des Paketes wieder eine volle Sättigung von T1 bewirkt. Das hat den Vorteil, dass das Wiedereinschalten nach der Pause nicht „weich” mit entsprechender Verlustleistung und Gefährdung von T1, sondern gewissermaßen „hart” erfolgt.The collector of T5, that is the point f, is still connected to the point c in the base line of T1. This achieves the following. At the end of the pause during packet operation, as described, T5 is again disabled, so that at point f a positive pulse occurs, which comes to point c in the T1 base line. This ensures that the first drive pulse again causes a full saturation of T1 during the packet. This has the advantage that switching back on after the break is not "soft" with corresponding power loss and endangerment of T1, but to some extent "hard".

Zwischen dem Kollektor von T1 und dem Punkt c ist noch die Schaltung mit dem Kondensator c5, der Diode D6, dem Widerstand R9, der Diode D7, dem Widerstand R10, dem Transistor T8 und der Diode D8 vorgesehen. Diese zusätzliche Schaltung dient zur Verbesserung der Sperrung des Schalttransistors T1 am Ende der Einschaltphase, also beim Abschalten von ia, und arbeitet folgendermaßen: Die Einschaltzeit von T1 wird an sich von dem leitend gesteuerten T4 beendet, indem T4 den Basisstrom für T1 abschaltet. Danach bleibt T1 ohne Basisstrom eine gewisse zeit leitend, bedingt durch die Sättigung von im Transistor T1 vorhandenen Ladungsträgern. T1 verlässt nach einigen μs ohne Basisstrom die Sättigung, wodurch der Kollektor etwas positiv gegen Masse wird. Dieser positive Anstieg wird über das Dämpfungsglied mit C5, D6 und R9 auf die Basis von T8 übertragen, so dass T8 leitend wird und den Punkt c gegen Erde kurzschließt. Der Kondensator C2 ist indessen mit der dargestellten Polarität auf die Spannung Uv nämlich die Summe der Durchflussspannungen von D1 und D2, aufgeladen. Durch den leitenden T8 wird somit die positive Elektrode von C2 geerdet. Dadurch wird die volle Spannung Uv mit negativer Polarität an der Basis von T1 wirksam, so dass eine Abschaltung von T1 in denkbar kurzer Zeit erreicht wird. D7 dient zum Schutz von T8 gegen eine zu hohe negative Spannung an der Basis. Insgesamt wird durch das schnelle Abschalten von T1 durch T4 und T8 eine besonders geringe Verlustleistung im T1 erreicht. Die Diode D8 zwischen dem Kollektor von T8 und Erde hat folgende Aufgabe. D8 bewirkt zusammen mit den Dioden D1, D2, D3, D4 und R in der Basisleitung von T1 eine Stabilisierung der von der Wicklung W2 der Basis von T1 zugeführten negativen Spannung. Die von der Wicklung W2 gelieferte negative Spannung ist an sich unkontrolliert hoch und kann an der Basis/Emitter-Strecke von T1 unzulässig hohe Werte annehmen. Die Bauteile D4, D4, D1, D2 und D8 dienen zur Begrenzung dieser negativen Spannung von z. B. größer als 5 Volt an der Basis/Emitter-Strecke von T1. Außerdem wird dadurch ein unerwünschter Inversbetrieb von T8 verhindert. Die an die Basis von T1 gelangenden negativen Spannungen sind dann beide begrenzt, und zwar die negative Spannung von C2 durch die Dioden D1 und D2 und die negative Spannung von der Wicklung W2 durch die Dioden D4, D3, D1, D2 und D8. Durch diese Schaltung wird ein zusätzlicher Schutz von T1 gegen zu hohe Basis/Emitter-Spannung erreicht.Between the collector of T1 and the point c is still the circuit with the capacitor C5, the diode D6, the resistor R9, the diode D7, the resistor R10, the transistor T8 and the diode D8 provided. This additional circuit serves to improve the blocking of the switching transistor T1 at the end of the switch-on phase, ie when ia is switched off, and operates as follows: The turn-on time of T1 is in itself terminated by the conductively controlled T4 by T4 shutting off the base current for T1. After that, T1 remains conducting for a certain time without base current, due to the saturation of charge carriers present in transistor T1. T1 leaves saturation after a few μs without base current, causing the collector to become slightly positive to ground. This positive slope is transmitted via the attenuator with C5, D6 and R9 to the base of T8, so that T8 becomes conductive and short-circuits point c to ground. Meanwhile, the capacitor C2 is charged with the illustrated polarity to the voltage Uv, namely the sum of the forward voltages of D1 and D2. By the conductive T8 thus the positive electrode of C2 is grounded. As a result, the full voltage Uv with negative polarity at the base of T1 is effective, so that a shutdown of T1 is achieved in a very short time. D7 is used to protect T8 against excessive negative voltage at the base. Overall, the rapid shutdown of T1 by T4 and T8 achieves a particularly low power loss in T1. The diode D8 between the collector of T8 and ground has the following task. D8, together with the diodes D1, D2, D3, D4 and R in the base line of T1, causes a stabilization of the negative voltage supplied by the winding W2 to the base of T1. The negative voltage supplied by the winding W2 is intrinsically uncontrollably high and can assume impermissibly high values at the base / emitter junction of T1. The components D4, D4, D1, D2 and D8 are used to limit this negative voltage of z. B. greater than 5 volts at the base / emitter path of T1. It also prevents unwanted inverse operation of T8. The negative voltages reaching the base of T1 are then both limited, namely the negative voltage of C2 through the diodes D1 and D2 and the negative voltage from the winding W2 through the diodes D4, D3, D1, D2 and D8. This circuit provides additional protection of T1 against excessive base / emitter voltage.

Das Netzwerk C5, D6, R9 dient zusätzlich als so genannter snubber zur Begrenzung von positiven Spannungsspitzen am Kollektor von T1 zu Beginn der Sperrphase von T1. Das Netzwerk hat somit in vorteilhafter Weise eine Doppelfunktion, nämlich Verbesserung der Sperrung von T1 zu Beginn der Sperrphase und zusätzlich Begrenzung von positiven Spannungsspitzen am Kollektor von T1. Das wird dadurch erreicht, dass das an sich geerdete rechte Ende der Parallelschaltung D6/R9 nicht direkt geerdet, sondern an die Basis des Schalthilfstransistors T8 angeschlossen ist.The network C5, D6, R9 additionally serves as a so-called snubber for limiting positive voltage peaks at the collector of T1 at the beginning of the blocking phase of T1. The network thus advantageously has a dual function, namely improving the blocking of T1 at the beginning of the blocking phase and additionally limiting positive voltage peaks at the collector of T1. This is achieved in that the grounded right end of the parallel circuit D6 / R9 is not directly grounded, but is connected to the base of the auxiliary switching transistor T8.

Zwischen dem Punkt d und dem Punkt b ist noch die zusätzliche Schaltung 9 mit dem Transistor T9, dem Kondensator C6 und den Widerständen R11, R12, R13 vorgesehen. Diese Schaltung dient zusätzlich zur Verringerung des Innenwiderstandes an den Ausgängen des Schaltnetzteils und arbeitet im Sinne einer gesteuerten Stromsenke folgendermaßen: Mit steigender Last steigen durch die Pulsweitenregelung ia und Us am Punkt d, an.Between point d and point b is the additional circuit 9 provided with the transistor T9, the capacitor C6 and the resistors R11, R12, R13. This circuit also serves to reduce the internal resistance at the outputs of the switching power supply and operates in the sense of a controlled current sink as follows: With increasing load increase by the pulse width control ia and Us at the point d.

Dadurch wird über den Widerstand R13 auch T9 mehr leitend. Durch die Siebwirkung durch C6 wird somit am Punkt b eine erhöhte Gleichspannungslast wirksam, die den Wert von Ur weiter verringert. Dadurch wird dem Regelspannungsweg eine zusätzliche Verringerung von Ur vorgetäuscht und somit die Wirkung des verringerten Wertes von Ur zur Erhöhung des Maximalwertes von Us und ia erhöht. Der durch die Schaltung 9 gebildete negative Innenwiderstand ist somit in der Lage, den an sich noch verbleibenden positiven Innenwiderstand des Schaltnetzteils zu kompensieren und somit für den Normalbetrieb mit hoher übertragener Leistung einen sehr geringen Innenwiderstand des Schaltnetzteils zu gewährleisten.As a result, T9 also becomes more conductive via the resistor R13. As a result of the sieving action by C6, an increased direct-current load becomes effective at point b, which further reduces the value of Ur. As a result, an additional reduction of Ur is simulated to the control voltage path and thus the effect of the reduced value of Ur is increased to increase the maximum value of Us and ia. The one by the circuit 9 formed negative internal resistance is thus able to compensate for the still remaining positive internal resistance of the switching power supply and thus to ensure a very low internal resistance of the switching power supply for normal operation with high power transmitted.

2 zeigt eine vereinfachte Version der Schaltung nach 1. Die Schaltung nach 2 enthält nicht die Schaltung 9 zur Bildung eines negativen Innenwiderstandes und auch nicht den Transistor T7, der den Koppelkondensator C4 in der beschriebenen Weise kurzschließt. Statt des Transistors T7 ist für den Koppelkondensator C4 ein Stromweg mit der Diode D10 und dem Widerstand R15 vorgesehen. Bei dieser Lösung ändert sich der Basisstrom für T1 bei Paketbetrieb jeweils während eines Paketes in dem Sinne, dass der Basisstrom zum Ende des Paketes hin abnimmt. Da die Schaltung 9 zur Verringerung des Innenwiderstandes nicht vorhanden ist, kann ein geringer Innenwiderstand durch verbesserte Kopplung des Trafos Tr erreicht werden, z. B. durch eine Ausführung des Trafos als Kammerwickeltrafo. Das Merkmal, dass der Basisstrom für T1 während eines Paketes etwas abfällt, weil der Koppelkondensator C4 nicht kurzgeschlossen wird, ist in Anbetracht der Vereinfachung der Schaltung tolerierbar. Außerdem lässt sich dadurch eine niedrige Paketfrequenz von etwa 50 Hz erreichen. Eine derart niedrige Paketfrequenz im Standby-Betrieb ist wichtig, weil sie unhörbar ist und daher im Standby-Betrieb keine hörbaren Schallschwingungen oder Vibrationen des Gerätes auftreten können. 2 shows a simplified version of the circuit after 1 , The circuit after 2 does not contain the circuit 9 to form a negative internal resistance and not the transistor T7, which short-circuits the coupling capacitor C4 in the manner described. Instead of the transistor T7, a current path with the diode D10 and the resistor R15 is provided for the coupling capacitor C4. In this solution, the base current for T1 in packet mode changes each time during a packet in the sense that the base current decreases towards the end of the packet. Because the circuit 9 to reduce the internal resistance is not present, a low internal resistance can be achieved by improved coupling of the transformer Tr, z. B. by an embodiment of the transformer as Kammerwickeltrafo. The feature that the base current for T1 drops slightly during a packet because the coupling capacitor C4 is not short-circuited is tolerable in view of the simplification of the circuit. In addition, this can achieve a low packet frequency of about 50 Hz. Such a low packet frequency in standby mode is important because it is inaudible and therefore no audible sound vibrations or vibrations of the device can occur in standby mode.

Der Kondensator C6 parallel zu der Diode D11 in 1 und 2 hat besondere Bedeutung für den Startvorgang, also jeweils beim Einschalten des Empfängers, da dann die Diode D11 zunächst gesperrt ist. Der Kondensator C6 hat besondere Bedeutung bei niedrigen Netzspannungen, um auch dann eine Sättigung von T1 zu gewährleisten und eine Gefährdung von T1 durch mangelnde Sättigung zu vermeiden.The capacitor C6 is parallel to the diode D11 in FIG 1 and 2 has special significance for the starting process, ie each time when switching on the receiver, since then the diode D11 is initially locked. Capacitor C6 is particularly important at low line voltages to ensure saturation of T1 and to avoid endangering T1 due to lack of saturation.

3 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach 2, die ebenfalls ohne die Schaltung 9 von 1 und ohne den Transistor T7 zur Überbrückung des Koppelkondensators C4 arbeitet. Die Wirkungsweise der Schaltung gemäß 3 ist ähnlich derjenigen der Schaltung nach 2. 3 shows a modification of the circuit 2 that too without the circuit 9 from 1 and works without the transistor T7 to bypass the coupling capacitor C4. The operation of the circuit according to 3 is similar to that of the circuit after 2 ,

In einer praktisch erprobten Schaltung hatten die für die Erfindung wesentlichen Bauteil vorliegende Werte: R1: 4,7 Ohm C2: 0,68 μF R2: 22 Ohm C3: 4,7 μF R3 220 Ohm C4: 47 μF R4 22 Ohm C5: 470 pF (Start-C) (Paket-c) (Gleichrichter-C) C3 : C4 : C (Punkt b) = 1:10:100 4,7 μF 47 μF 470 μF R5 100 kOhm R6 100 kOhm R7 10 Ohm R9 220 Ohm R10 470 Ohm R11 100 Ohm R12 10 Ohm R13 100 Ohm C6: 22 μF In a practically tested circuit, the components essential for the invention had values of: R1: 4.7 ohm C2: 0.68 uF R2: 22 ohm C3: 4.7 uF R3 220 ohm C4: 47 uF R4 22 ohm C5: 470 pF (Start-C) (Packet-c) (Rectifier-C) C3 : C4 : C (point b) = 1: 10: 100 4.7 μF 47 μF 470 μF R5 100 kohm R6 100 kohm R7 10 ohm R9 220 ohm R10 470 ohm R11 100 ohm R12 10 ohm R13 100 ohm C6: 22 uF

Claims

Freischwingendes switching power supply with a switching transistor (T1), a series-connected to the switching transistor (T1) current measuring resistor for generating a sawtooth cut-off voltage (Us), and a transformer (Tr) with a first primary winding (W1), a drive winding (W2) and a Control winding (W3), which is connected via a measuring rectifier ( 4 ) supplies a control voltage (Ur) for changing the current flow duration of the switching transistor (T1), wherein the output (b) of the measurement rectifier ( 4 ) via a first circuit (Z1, T2, T3) with a first threshold, a division of the turn-off voltage (Us) for a PWM control of the switching transistor (T1) in normal operation and a second circuit (Z1, T5) with a second threshold automatic initiation of packet control when operating at a lower transmitted power, and in which operation the cut-off voltage is not shared.

A circuit according to claim 1, characterized in that the output of the first voltage divider (R3, R4) is connected to the base of a turn-off transistor (T4) whose collector / emitter path is between the base line of the switching transistor (T1) and ground.

Circuit according to Claim 1, characterized in that the output (b) of the measuring rectifier ( 4 ) is connected via the threshold circuit to the control input of a transistor switching amplifier (T5) whose collector / emitter path between the base line of the switching transistor (T1) and earth is located.

Circuit according to claim 3, characterized in that the zener diode (Z1) on the one hand to the output (b) of the measuring rectifier ( 4 ) and on the other hand directly to the control input of the transistor circuit (T2, T3) and via a second voltage divider (R5, R6) to the control input of the switching amplifier (T5) is connected.