DE4207627A1 - Hochaufloesendes pulsradar mit pseudo-statistischer modulation - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Pulsradarverfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Wegen der bekannten Vorteile der Pulsradartechnik ist es erstrebenswert, diese Technik für eine exakte Entfernungs- und Richtungsbestimmung ortsfester und beweglicher Ziele auch im Nahentfernungsbereich bis hin zu einigen Metern ein­ zusetzen. Als Anwendungsgebiete für eine derartige Pulsra­ dartechnik kommen beispielsweise Überwachungseinrichtungen im Industrie- und im privaten Bereich in Betracht.

In der DE-C2-31 07 444 ist ein Impulsradarverfahren für nahe Entfernungsbereiche bis unter den Meterbereich mit einem eine Zeitdehnung durchführenden Abtastverfahren be­ schrieben, welches zur Detektion fester und beweglicher Ziele zwei sich in ihrer Impulswiederholfrequenz geringfü­ gig unterscheidende Mikrowellen-Impulsfolgen gleicher Trä­ gerfrequenz verwendet. Die Impulse der einen Mikrowellen-Im­ pulsfolge werden dabei als Sendeimpulse und die Impulse der anderen Mikrowellen-Impulsfolge als Abtastimpulse verwen­ det.

Die Impulswiederholfrequenz beider Mikrowellen-Impulsfolgen ist derart konstant, daß die Spektrallinien eines erzeugten Mikrowellenimpulses genaue ganzzahlige Vielfache der Impuls­ wiederholfrequenz darstellen. Die mit der Impulswiederhol­ frequenz kohärente Mikrowellen-Sendeimpulsfolge mit einem Mikrowellenimpuls sehr kurzer Dauer von üblicherweise 1 Nanosekunde wird über eine ausreichend breitbandige Antenne bei einer Frequenz von beispielsweise 300 bis 1000 MHz abgestrahlt.

Nach Abstrahlung der Mikrowellen-Sendeimpulsfolge und nach Reflexion am Ziel wird die Echoimpulsfolge mit derselben Antenne oder einer zweiten Antenne empfangen und einem Mi­ krowellenmischer zugeführt. Im Mikrowellenmischer wird die Echoimpulsfolge mit der Mikrowellen-Abtastimpulsfolge abgetastet, die eine gegenüber der Echoimpulsfolge geringfü­ gig kleinere Impulswiederholfrequenz aufweist. Das dabei entstehende Zwischenfrequenzsignal ist näherungsweise das Produkt eines Echoimpulses und eines Abtastimpulses, es weist jedoch eine im Vergleich zur Impulswiederholfrequenz der Sendeimpulsfolge bzw. der der Abtastimpulsfolge niedri­ gere Frequenz auf.

Durch Abtastung der Echoimpulsfolge werden die extrem schnellen Radarimpulse, die in Echtzeit mit preiswerter Elektronik nicht zu verarbeiten sind, in einen gedehnten Zeitbereich transformiert, in dem eine preiswerte Signalver­ arbeitung mit Standardelektronik möglich ist.

Mit Nachteil ist bei dem bekannten Verfahren das breitbandi­ ge Sendeimpulsspektrum, dessen Spektrallinien ganzzahlige Vielfache der Impulswiederholfrequenz darstellen, für die bevorzugten Zahlenwerte der Impulswiederholfrequenz, der Mi­ krowellenimpulslänge und der Mikrowellenträgerfrequenz nicht mit den Zulassungsbestimmungen der deutschen Bundes­ post kompatibel. Dies hängt insbesondere damit zusammen, daß die spektrale Leistungsdichte des Mikrowellen-Sen­ designals zu hoch ist. Auch führt die hohe spektrale Lei­ stungsdichte des Mikrowellen-Sendesignals gegebenenfalls dazu, daß der Betrieb mehrerer Impulsradargeräte der glei­ chen Art zu einer gegenseitigen Störbeeinflussung führt.

Weiter ist es bei dem bekannten Verfahren unvorteilhaft, daß die aus Gründen der erforderlichen mittleren Sendelei­ stung relativ hoch zu wählende Impulswiederholfrequenz zu Mehrdeutigkeiten der Entfernungsmessung führt. So werden ge­ gebenenfalls die Echos des zweiten und des dritten Entfer­ nungsmeßbereiches unerwünscht detektiert.

Von diesem Stand der Technik ausgehend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Impulsradarverfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Gattung zur Verfügung zu stellen, die eine Unterdrückung mehrdeutiger Echosignale ermöglichen und eine Störbeeinflussung anderer technischer Geräte durch die ausgestrahlten Sendeimpulse gering halten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnen­ den Merkmale der Ansprüche 1 und 9 gelöst.

Die erfindungsgemäße Lösung bewirkt eine Reduktion der spektralen Leistungsdichte des Mikrowellen-Sendesignals und ermöglicht somit eine Reduzierung der Störbeeinflussung anderer technischer Geräte. Weiter werden unerwünschte, mehrdeutige Echosignale bei der Auswertung unterdrückt. Dies ermöglicht die erfindungsgemäße Lösung durch eine De­ korrelation der mehrdeutigen Echosignale und der Abtast­ impulsfolge.

In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens erfolgt die Phasenmodulation der beiden Mikrowel­ lenimpulsfolgen im Takt der jeweiligen Impulswiederholfre­ quenz. Dadurch wird erreicht, daß jeder Impuls einer Mikro­ wellenimpulsfolge nach Maßgabe des binären Modulationssi­ gnals gegebenenfalls phasenverschoben wird. Als pseudo-sta­ tistische Binärfolge wird bevorzugt eine Pseudo-Rausch-Fol­ ge, insbesondere eine Pseudo-Rausch-Folge maximaler Länge verwendet.

Derartige Binärfolgen zeichnen sich durch günstige Autokor­ relations- und Kreuzkorrelationseigenschaften aus. Eben­ falls sind Kombinationen von Pseudo-Rausch-Folgen maximaler Länge, sogenannte "Golden Codes" als pseudo-statistische Bi­ närfolgen geeignet.

Mit Vorteil beträgt der Phasenhub der modulierten Träger­ schwingung π rad. Für diesen Fall wird die Phase der Trä­ gerschwingung durch das Modulationssignal zwischen 0 und π rad umgetastet, d. h. es erfolgt derart ein Phasen­ sprung, daß die Maxima und Minima der Trägerschwingung im wesentlichen vertauscht werden.

Die Modulationsfrequenz der Modulationsschwingung, die gleich dem Kehrwert der Periodendauer der pseudo-statisti­ schen Binärfolge ist, wird in einer bevorzugten Ausführungs­ form möglichst klein im Vergleich zur Impulswiederholfre­ quenz der Sendeimpulsfolge bzw. Abtastimpulsfolge gewählt. Dies bewirkt, daß die Spektrallinien des Sendeimpulsfolgen­ spektrums, deren Abstand gleich der Modulationsfrequenz ist, im Vergleich zur Impulswiederholfrequenz nahe beieinan­ der liegen.

Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden die beiden ansteuernden Nadelimpulsfolgen in ihrer Laufzeit binär moduliert. Ein nach Maßgabe des Modulationssignals zeitlich verschobener Nadelimpuls wird entsprechend zeit­ verzögert einen Mikrowellenimpulsgenerator ansprechen. Auf­ grund eines starren zeitlichen Zusammenhangs zwischen dem ansteuernden Nadelimpuls und der Phase des erzeugten Mikro­ wellenimpulses bewirkt ein zeitlich verschobener Nadelim­ puls eine veränderte Phase des entsprechenden Mikrowellen­ impulses.

Entsprechend bewirkt die Nadelimpulsfolgenmodulation eine Phasenmodulation der entsprechenden Mikrowellenimpulsfolge. Mit Vorteil ist eine Phasenmodulation der Trägerschwingun­ gen somit möglich, ohne daß in aufwendiger Weise die Mikro­ wellenimpulsfolgen selbst moduliert werden müßten.

Der Zeithub der Nadelimpulsfolgenmodulation wird insbesonde­ re derart gewählt, daß die Phase der Trägerschwingung eines resultierenden Sende- bzw. Abtastimpulses entsprechend der Modulation jeweils um den Wert π rad springt.

Es liegt im Rahmen der Erfindung, daß die Modulation nicht an den Nadelimpulsfolgen, sondern direkt an den Mikrowel­ lenimpulsfolgen erfolgt, etwa mit Hilfe technisch hochwerti­ ger Mikrowellen-Phasenmodulatoren. Es wird dabei die Phase der Trägerschwingung der einzelnen Mikrowellenimpulse ent­ sprechend dem Modulationssignal umgetastet.

Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schal­ tungsanordnung sind in den verbleibenden Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung soll nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden.

Es zeigen

Fig. 1 das Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Fig. 2 Schaltbilder für einen Pseudo-Rausch-Generator und Phasenmodulatoren der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1;

Fig. 3 eine schematische Darstellung der Signalverläu­ fe an verschiedenen Stellen des Blockschaltbil­ des gemäß Fig. 1;

Fig. 4 den zeitlichen Verlauf eines Mikrowellen-Sende­ impulses für zwei zeitlich verschobene Nadelim­ pulse,

Fig. 5 die schematische Darstellung einer Periode T_i eines Zwischenfrequenzsignals,

Fig. 6a-6d schematische Darstellungen des Spektrums einer Mikrowellenimpulsfolge mit und ohne Phasenmodu­ lation.

In Fig. 1 sind eine Sendeimpuls-Baugruppe 40 und eine Ab­ tastimpuls-Baugruppe 20 dargestellt, wobei in der Sende­ impuls-Baugruppe 40 ein Sendetaktoszillator 11, ein Impuls­ former 12, ein Phasenmodulator 13 und ein Mikrowellenimpuls­ generator 14 und in der Abtastimpuls-Baugruppe 20 ein Ab­ tasttaktoszillator 17, ein Impulsformer 18, ein Phasenmodu­ lator 19 und ein Mikrowellenimpulsgenerator 21 hintereinan­ der geschaltet sind.

Ein Pseudo-Rausch-Generator 16, dessen Eingänge an den Sen­ detakt- und Abtasttaktoszillator 11, 17 angeschlossen sind, ist mit den beiden Phasenmodulatoren 13 und 19 verbunden. Zwischen den beiden Impulsformern 12 und 18 ist ein Diffe­ renzfrequenzelement 15 angeordnet, dessen Ausgang mit dem Abtasttaktoszillator 17 verbunden ist. Der Ausgang des Mi­ krowellenimpulsgenerators 14 der Sendeimpuls-Baugruppe 40 ist über ein Koppelglied 22 mit einer Antenne 23 verbunden.

Gleichzeitig ist die Antenne 23 über das Koppelglied 22 und einen Vorverstärker 24 an den Eingang eines Mikrowellenmi­ schers 25 angeschlossen, der ebenfalls mit dem Ausgang des Mikrowellenimpulsgenerators 21 der Abtastimpuls-Baugruppe 20 verbunden ist. An den Mischer 25 schließen sich ein Ver­ stärkerelement 26 und ein Impuls-Detektorelement 27 an.

Wie in Fig. 2 dargestellt, besteht der Pseudo-Rausch- Generator 16 aus einem k-stelligen Schieberegister 28, das mit dem Ausgang des Sendetaktoszillators 11 verbunden ist. Geeignet gewählte Stufen Q_i des Schieberegisters 28 werden über Modulo-2-Addierer 43 an den Eingang 41 des Schieberegi­ sters 28 zurückgeführt. Der Ausgang 42 des Schieberegisters 28 ist an den Setzeingang D des D-Flip-Flops 29 angeschlos­ sen, der Eingang C_p des D-Flip-Flops 29 an den Sendetaktos­ zillator 28.

Ein weiteres D-Flip-Flop 30 ist mit dem Q-Ausgang des D-Flip-Flops 29 sowie dem Abtasttaktoszillator 17 verbun­ den. An die Ausgänge Q, der D-Flip-Flops 29 bzw. 30 ist jeweils eine Schaltdiodenbrücke 32 bzw. 35 geschaltet. Die Schaltdiodenbrücke 32, 35 ist Bestandteil des Phasenmodula­ tors 13, 19, der als weitere Elemente einen Tiefpaßfilter 31, 34 und Kondensatoren 33, 36 enthält, welche im Verhält­ nis zu der Kapazität 37, 38 des Tiefpaßfilters 31, 32 eine geringe Kapazität aufweisen. Die Kondensatoren 33, 36 sind in Reihe zur Schaltdiodenbrücke 32, 33 und parallel zur Ka­ pazität 37, 38 des Tiefpaßfilters 31, 34 geschaltet.

Fig. 3 zeigt schematisch die Signalverläufe an verschiede­ nen Stellen des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes. Der Sendetaktoszillator 11 und der Abtasttaktoszillator 17 erzeugen die hochstabilen Rechtecksignale 1 und 5. Das Rechtecksignal 1 hat die Sendeimpulswiederholfrequenz f_ps und das Rechtecksignal 5 die Abtastimpulswiederholfrequenz f_pa. Dabei ist die Abtastimpulswiederholfrequenz f_pa um die Abtastzyklusfrequenz f_d geringfügig niedriger gewählt als die Sendeimpulswiederholfrequenz f_ps:

f_ps - f_pa = f_d (1)

Die Zyklusdauer T_d = 1/f_d ist durch die periodische Wieder­ kehr der zeitlichen Koinzidenz der gleichsinnigen Impulsflan­ ken beider Rechtecksignale 1 und 5 markiert.

Die Sendeimpulsperiodendauer T_ps bzw. Abtastimpulsperioden­ dauer T_pa sind gegeben durch:

T_ps = 1/f_ps (2)

T_pa = 1/f_pa (3)

Zur Veranschaulichung sind die zeitlichen Signalverläufe am Anfang einer Zyklusperiode (Index a) und am Ende einer Zy­ klusperiode (Index b) dargestellt. In Bezug auf das Recht­ ecksignal 1 zeigt das Rechtecksignal 5a die zeitliche Relation kurz nach der Koinzidenz der positiven Impulsflan­ ken, also am Beginn einer Zyklusdauer T_d, während das Recht­ ecksignal 5b die zeitliche Relation zum Rechtecksignal 1 am Ende einer Zyklusdauer T_d darstellt.

Aus den Rechtecksignalen 1 und 5 werden in den anschließen­ den Impulsformern 12 bzw. 18 jeweils von den negativen Im­ pulsflanken Nadelimpulse abgeleitet. Die einzelnen Nadel­ impulse bilden Nadelimpulsfolgen 2 bzw. 6. Da die Nadelim­ pulse im Vergleich zu der Impulsperiodendauer T_ps bzw. T_pa sehr kurz sind, sind sie schematisch als vertikale Striche dargestellt.

Die Nadelimpulsfolgen 2 und 6 durchlaufen jeweils einen Phasenmodulator 13 bzw. 19, wobei sie in ihrer Laufzeit binär moduliert werden. Dies erfolgt unter Verwendung eines vom Pseudo-Rausch-Generator 16 an die Phasenmodulatoren 13 und 19 synchron abgegebenen Modulationssignals 3 bzw. 7, das folgendermaßen erzeugt wird:

Das Schieberegister 28 des Pseudo-Rausch-Generators 16 besteht aus einer Kette von k bistabilen Multivibratoren Q_i, die so miteinander verkoppelt sind, daß sich auf einen Taktimpuls hin der Zustand jedes Gliedes dieser Kette auf das nächste überträgt. Durch eine binäre Addition und Rück­ führung geeignet gewählter Stufen des Schieberegisters 28 auf den Eingang 41 des Schieberegisters 28 läßt es sich er­ reichen, daß jeder Taktimpuls einen anderen Schaltzustand erzeugt, bis im Optimalfall nach L = 2^k-1 Taktimpulsen bei einem k-stelligen Schieberegister 28 sämtliche Permuta­ tionen durchlaufen sind und sich die Folge wiederholt.

Folgen der Periodenlänge L werden als Folgen maximaler Länge bezeichnet. L ist also gleich der Anzahl der Schritte "0" oder "1", nach denen sich die Pseudo-Rausch-Folge maxi­ maler Länge wiederholt.

Die Länge L einer Pseudo-Rausch-Folge maximaler Länge beträgt:

L = 2^k - 1 (4)

Für ein 12-stelliges Schieberegister ergibt sich beispiels­ weise eine Periodenlänge von L = 2¹²-1 = 4095.

Das Rechtecksignal (1) mit der Frequenz f_ps ist der Schiebe­ takt des Schieberegisters 28, der das Schieberegister (28) um die Schrittdauer

T_ps = 1/f_ps (5)

weiterschaltet.

Die Periodendauer T_m einer Pseudo-Rausch-Folge gleich dem Produkt von Periodenlänge L und der Schrittdauer T_ps

T_m = T_ps · L (6)

Die Modulationsfrequenz f_m ist der Kehrwert der Periodendau­ er T_m:

f_m = 1/T_m = f_ps/L (7)

Die am Ausgang 42 des Schieberegisters 28 erhaltene Pseudo- Rausch-Folge wird zum Setzen des D-Flip-Flops 29 benutzt. Der Taktimpuls des D-Flip-Flops 29 ist das Rechtecksignal 1. An den Ausgängen Q und wird das Modulationssignal 3 erhalten, das den Phasenmodulator 13 steuert. Das Signal am Q-Ausgang des D-Flip-Flops wird außerdem dem Setzeingang D des D-Flip-Flops 30 zugeführt, dessen Taktimpuls das Recht­ ecksignal 5 mit der Abtastimpulswiederholfrequenz f_pa ist. Entsprechend wird an den Ausgängen Q und des D-Flip- Flops 30 das Modulationssignal 7 erhalten und dem Phasenmodulator 19 zugeführt. Auf diese Weise wird bewirkt, daß während einer Zyklusdauer T_d das Modulationssignal 7 den gleichen binären Zustand hat wie das Modulationssignal 3.

Die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 31, 34 der beiden Phasenmodulatoren 13 und 19 ist derart gewählt, daß die Nadelimpulse der Nadelimpulsfolgen 2 und 6 unverzerrt über­ tragen werden. Die Schaltdiodenbrücken 32 bzw. 35 werden von dem binären Modulationssignal 3 bzw. 7 angesteuert. Ent­ sprechend dem Zustand des Modulationssignals werden die Kon­ densatoren 33 bzw. 36 zu den Kapazitäten 37 bzw. 38 des ent­ sprechenden Tiefpaßfilters parallelgeschaltet. Diese Zu­ schaltung bewirkt eine Laufzeitvergrößerung um den gewünsch­ ten, einstellbaren Zeithub δ.

Der Zeithub δ ist sehr klein und wechselt zwischen 0 und δ nach Maßgabe des Modulationssignals 3, 7. Die Größe des Zeithubs δ wird bevorzugt derart gewählt, daß der resul­ tierende Phasenhub Φ der Mikrowellenträgerfrequenz f_c π rad beträgt. Dies ist dann der Fall, wenn der Zeithub δ gleich der Hälfte des Kehrwertes der Mikrowellenträger­ frequenz f_c ist:

δ = Φ/(2 · π · f_c) = π/(2 · π · f_c) = 1/(2 f_c) (8)

Am Ausgang des Phasenmodulators 13 wird die binär zeitmodu­ lierte Nadelimpulsfolge 4 der Sendeimpuls-Baugruppe 40 und am Ausgang des Phasenmodulators 13 die binär zeitmodulierte Nadelimpulsfolge 8 der Abtastimpuls-Baugruppe 20 erhalten, welche am Anfang und am Ende einer Zyklusperiode T_d darge­ stellt ist (Signale 8a und 8b). Die beiden Impulsfolgen 4 und 8 werden den jeweiligen Mikrowellenimpulsgeneratoren 14 und 21 zugeführt. Beide Mikrowellenimpulsgeneratoren 14, 21 sind auf die Mikrowellenträgerfrequenz f_c abgestimmt. Sie werden bevorzugt mit Hilfe einer Ladungsspeicher-Diode realisiert, die einen Mikrowellenresonator zu gedämpften Schwingungen anregt.

Ein nachfolgender Mikrowellen-Bandpaßfilter dient gegebenen­ falls zur Formung der gewünschten Hüllkurve des Mikrowellen­ impulses. Alternativ können die Mikrowellenimpulsgenerato­ ren 14, 21 auch durch aktive Oszillatorschaltungen mit Tran­ sistoren realisiert werden, sofern eine geeignete Trigger­ schaltung für den auslösenden Nadelimpuls vorgesehen ist.

Die Triggerschaltung des an sich beliebigen Mikrowellen­ impulsgenerators 14, 21 muß der Forderung genügen, daß ein starrer zeitlicher Zusammenhang zwischen einem ansteuernden Nadelimpuls und der Phase der Trägerfrequenz des erzeugten Mikrowellenimpulses besteht. In Fig. 4 ist dieser Zusammen­ hang schematisch dargestellt.

Fig. 4 zeigt einen Nadelimpuls 4a einmal mit dem Zeithub 0 (durchgezogene Linie) und einmal mit dem Zeithub δ (ge­ strichelte Linie). Mit Überschreiten einer Triggerschwelle 39 wird ein Mikrowellenimpuls 9a erzeugt. Wie man an den mit den Nadelimpulsen 4a getriggerten Mikrowellenimpulsen 9a erkennt, bewirkt der Zeithub δ des Nadelimpulses 4a einen Phasenhub Φ von π rad des erzeugten Mikrowellen­ impulses 9a. Es wird darauf hingewiesen, daß der Darstel­ lung eines Nadelimpulses 4a und eines Mikrowellenimpulses 9a in Fig. 4 ein gegenüber den in Fig. 3 dargestellten Signalen stark zeitgedehnter Zeitmaßstab zugrundeliegt.

Der Mikrowellenimpulsgenerator 14 erzeugt aus der Nadel­ impulsfolge 4 die Mikrowellen-Sendeimpulsfolge 9 und der Mikrowellenimpulsgenerator 21 aus der Nadelimpulsfolge 8 die Mikrowellen-Abtastimpulsfolge 10, wobei beide Impulsfol­ gen im wesentlichen die identische Trägerfrequenz f_c aufwei­ sen.

Wegen der relativ geringen Frequenzdifferenz bezogen auf die Bandbreite der Mikrowellenimpulse brauchen beide Mikro­ wellenimpulsgeneratoren 14, 17 dabei nur annähernd auf die gleiche Trägerfrequenz f_c abgestimmt sein.

Da den beiden Phasenmodulatoren 13, 19 synchron das identi­ sche Modulationssignal 3, 7 zugeleitet wird, haben während der Zyklusperiode T_d die einander entsprechenden Sendeimpul­ se und Abtastimpulse der Sendeimpulsfolge 9 und der Abtast­ impulsfolge 10 die gleiche Trägerphase 0 oder π.

Die von der Sendeimpuls-Baugruppe 40 erzeugte Mikrowel­ len-Sendeimpulsfolge 9 wird wie in Fig. 1 ersichtlich in an sich bekannter Weise über das Koppelglied 22 der Antenne 23 zugeführt. Das von der Antenne 23 empfangene Echo­ signal wird mit Hilfe des Koppelgliedes 22 über den rausch­ armen Vorverstärker 24, der bei geringen Ansprüchen an die Empfangsempfindlichkeit gegebenenfalls entfallen kann, dem Mikrowellenmischer 25 zugeführt. Der Mikrowellenmischer 25 enthält als Überlagerungssignal die Mikrowellen-Abtast­ impulsfolge 10 aus der Abtastimpuls-Baugruppe 20.

Die Echoimpulsfolge wird im Mikrowellenmischer 25 mit der Abtastimpulsfolge 10 abgetastet. Das dabei entstehende Zwi­ schenfrequenzsignal ist charakterisiert durch die Kreuzkor­ relationsfunktion von Echoimpuls und Abtastimpuls. Es kann in erster Näherung als Multiplikation des Echoimpulses mit dem Abtastimpuls angesehen werden.

Das Zwischenfrequenzsignal wird aus Samples 44 gebildet, die als bipolare Videoimpulse durch Produktbildung von Mi­ krowellen-Echoimpuls, Mikrowellen-Abtastimpuls und dem Cosinus des Differenzphasenwinkels ihrer Trägerfrequenzen f_c am Ausgang des Mischers 25 erhalten werden. Der Abstand der einzelnen Samples 44 ist gleich der Abtastimpulsperi­ odendauer T_pa. Das Mischprodukt wird nur während der Zeit­ dauer gebildet, in der sich die Echoimpulse und die Abta­ stimpulse überlappen. In Fig. 5 ist für einen derartigen Zeitausschnitt das Zwischenfrequenzsignal schematisch für eine Zwischenfrequenzperiode T_i aus fünf Samples 44 darge­ stellt.

Die Zwischenfrequenzperiode T_i ist ein Ausschnitt aus dem Zwischenfrequenzsignal, das durch die Abtastung der Echoim­ pulsfolge erhalten wird.

Die Abtastung der Echoimpulsfolge erfolgt umso langsamer, je größer das Verhältnis V von Sendeimpuls-Wiederholfre­ quenz f_ps zu Abtastzyklusfrequenz f_d gewählt wird:

V = f_pa/f_d (9)

Dieses Verhältnis, auch als Zeitdehnungsfaktor V bezeich­ net, ist das Maß der Verlangsamung aller Zeitfunktionen von Echoimpulsen am Ausgang des Mikrowellenmischers 25.

Die Zwischenfrequenz f_i des Zwischenfrequenzsignals ist gegeben durch das Produkt von Sendeimpuls-Trägerfrequenz f_c und dem Kehrwert des Zeitdehnungsfaktors V:

f_i = f_d · f_c/f_ps = f_c/V (10)

Für bevorzugte Zahlenwerte von 8000 MHz für die Sendeimpuls­ trägerfrequenz f_c, 5 MHz für die Sendeimpulswiederholfre­ quenz f_ps und 500 Hz für die Abtastzyklusfrequenz f_d ergibt sich eine Zwischenfrequenz f_i von 800 KHz.

Der Mischer 25 enthält einen Tiefpaßfilter, der nur den Gleichstromanteil des Mischproduktes hindurchläßt. Nach Bildung des Zwischenfrequenzsignals wird dieses in einem Verstärkerelement 26 mit Hilfe einer Abtast-Halteschaltung und/oder einer Zwischenfrequenz-Signalfilterung zu einem kontinuierlichen sinusförmigen Signal umgewandelt und verstärkt. Nach Hüllkurvendetektion im Impuls-Detektor-Ele­ ment 27 erhält man den gewünschten unipolaren Zielechoim­ puls in einem im Vergleich zum Echoimpuls um das Zeitdeh­ nungsverhältnis V gedehnten Zeitbereich zur weiteren Verwen­ dung.

Der gewünschte Effekt der Phasenmodulation der Trägerschwin­ gungen der Mikrowellen-Sendeimpulsfolge 9 und der Mikrowel­ len-Abtastimpulsfolge 10 wird im folgenden anhand der in den Fig. 6a bis 6d dargestellten Impulsspektren erläu­ tert. Der Amplituden- und Frequenzmaßstab ist dabei aus Gründen der Anschaulichkeit stark verzerrt gewählt. Als Impulswiederholfrequenz f_p sei im folgenden die Impulswie­ derholfrequenz f_ps der Sendeimpulsfolge 9 bzw. die Impuls­ wiederholfrequenz f_pa der Abtastimpulsfolge 10 bezeichnet. Es gilt:

f_p ≈ f_ps ≈ f_pa (11)

Fig. 6a zeigt das Amplitudenspektrum einer Nadelimpulsfol­ ge 4 bzw. 8 bei fehlender Nadelimpulsmodulation.

Fig. 6b zeigt das entsprechende Spektrum einer nichtmodu­ lierten Mikrowellenimpulsfolge 9 bzw. 10. Aufgrund der Konstanz der Impulswiederholfrequenz und der zeitlich starren Triggerung der Mikrowellen-Impulsgeneratoren 14, 21 stellen die Spektrallinien ganzzahlige Vielfache der Impuls­ wiederholfrequenz f_p dar. Für die Mikrowellen-Trägerfre­ quenz f_c gilt:

f_c = n · f_p, (12)

wobei n der mittlere Vervielfachungsfaktor ist. Für die Nachbarlinien gilt entsprechend:

f_c ± i f_p = (n ± i) · f_p (13)

Das in Fig. 6b dargestellte Linienspektrum ist für beide Mikrowellenimpulsfolgen wegen Gleichung (11) nahezu gleich. Eine genauere Betrachtungsweise liefert die Gleichung für die Größe der Zwischenfrequenz

f_i = n · (f_ps - f_pa) = n · f_d = f_d · f_c/f_ps = f_d/V (14)

Dieses Ergebnis entspricht Gleichung (10).

Die Hüllkurve des Spektrums der Mikrowellenimpulsfolge 9, 10 ist durch die FOURIER-Transformierte des Mikrowellen­ impulses bestimmt und weist bei der Trägerfrequenz f_c ein Maximum auf. Sie ist in Fig. 6b für den Fall eines recht­ eckförmigen Mikrowellenimpulses mit der Impulsdauer τ dar­ gestellt. Für diesen Fall liegen die Nullstellen der Hüll­ kurve der Form (sin x)/x bei (f_c±1/τ).

Die Linienleistung N_L im Maximum der Hüllkurve steht über das Tastverhältnis

t/T_p = τ · f_p,

mit der Impulsspitzenleistung N_P in Beziehung. Für rechteck­ förmige Tastung gilt:

N_L = (τ/T_p)² · N_p (15)

In der Praxis läßt sich die belegte Bandbreite durch Filter reduzieren.

Fig. 6c zeigt den zentralen Ausschnitt aus einem Amplitu­ denspektrum gemäß Fig. 6b mit gespreizter Frequenzachse. Die einzelnen Spektrallinien weisen den Abstand der Impuls­ wiederholfrequenz f_p auf.

Zur Reduktion der spektralen Leistungsdichte werden die Sen­ deimpulsfolge 9 und die Abtastimpulsfolge 10 wie beschrie­ ben phasenmoduliert. Durch die Phasenmodulation wird jede in Fig. 6b und 6c dargestellte Spektrallinie in ein Pseu­ do-Rausch-Spektrum umgewandelt. Die Hüllkurve des Pseu­ do-Rausch-Spektrums ist durch eine (sin x)/x-Funktion gege­ ben, deren Nullstellen im Abstand der Pseudo-Rausch-Fol­ gen-Schrittfrequenz f_p, die gleich der Sendeimpulswiederhol­ frequenz f_p ist, liegen. Der Linienabstand des Pseudo- Rausch-Spektrums ist gleich f_m.

In Fig. 6c ist die Hüllkurve (sin x)/x des Pseudo-Rausch- Spektrums für eine Anzahl Linien (f_c±i·f_p) jeweils gestri­ chelt eingezeichnet, um zu verdeutlichen, wie sich die Pseudo-Rausch-Spektren überlappen. Die Darstellung der Amplituden ist dabei nicht maßstabsgetreu. Auch sind die Ne­ benmaxima der Hüllkurve nicht dargestellt.

Die Summation der verschiedenen Pseudo-Rausch-Spektren ergibt ein gleichförmiges Linienspektrum, wie in Fig. 6d dargestellt. Für die Linien neben der "Trägerlinie" (f_c±i·f_p) erhält man als Linienleistung

N_PN = N_L/L (16)

Die "Trägerlinie" (f_c±i·f_p) hat die Leistung

N_PN (0) = (1/L)² · N_L (17)

Die Linienleistung N_PN der Spektrallinien des gleichförmi­ gen Linienspektrums ist also seitlich der "Trägerlinien" um den Faktor 1/L kleiner als die Linienleistung N_L der Spek­ trallinien der nichtmodulierten Impulsfolge und auf den "Trägerlinien" sogar um den Faktor 1/L² kleiner.

Mit Gleichungen (15) und (16) ergibt sich für das Verhält­ nis von Linienleistung N_PN der Spektrallinien des gleichför­ migen Linienspektrums zur Impulsspitzenleistung N_P:

N_PN/N_P = (τ/T_p)²/L (18)

Durch die Phasenmodulation wird die Leistung der einzelnen Linien, die bei fehlender Modulation im Abstand der Impuls­ wiederholfrequenz f_ps bzw. f_pa liegen, auf sehr viel kleine­ re Linien, die in wesentlich geringerem Abstand f_m liegen, verteilt.

Ein Zahlenbeispiel für bevorzugte Werte verdeutlicht dies:
Bei einem Schieberegister mit 12 Stufen, d. h. einer Peri­ odenlänge der Pseudo-Rausch-Folge von 4095, einer Impulsdau­ er τ eines Mikrowellen-Sendeimpulses von einer Nanosekun­ de und einer Impulswiederholfrequenz f_p von 5 MHz liegt gemäß Gleichung (18) die Linienleistung N_PN der Spektralli­ nien des gleichförmigen Linienspektrums um 82 Dezibel unter der Impulsspitzenleistung N_P.

Weiter oben wurde bereits erläutert, daß während der Zy­ klusperiode T_d die einander entsprechenden Sendeimpulse und Abtastimpulse der Sendeimpulsfolge 9 und der Abtastimpuls­ folge 10 die gleiche Trägerphase 0 oder π aufweisen. Die Differenzphase zwischen den Echoimpulsen der Echoimpulsfol­ ge und den Abtastimpulsen der Abtastimpulsfolge wird durch die Phasenmodulation also nicht verändert. Dies gilt aller­ dings nur für Echosignale mit Laufzeiten, die kleiner sind als die Sendeimpuls-Periodendauer T_ps. Für diese Signale wird das Zwischenfrequenzsignal wie beschrieben gebildet.

Echosignale aus Entfernungsmeßbereichen größer als die Sen­ deimpuls-Periodendauer T_ps sind dagegen mit den Abtastimpul­ sen der Abtastimpulsfolge 10 dekorreliert, da für diese Echosignale die Differenzphase zwischen dem Echoimpuls und dem Abtastimpuls nach Maßgabe des Pseudo-Rausch-Codes um den Wert π springt. Entsprechend werden sie bei der Zwi­ schenfrequenzsignalbildung unterdrückt. Die Güte der Unter­ drückung mehrdeutiger Echosignale ist dabei bestimmt durch die Kreuzkorrelationseigenschaften der verwendeten Pseu­ do-Rausch-Codes, die Anzahl der Samples pro Zwischenfrequen­ zperiode und die Bandbreite der Zwischenfrequenz-Filterung.

In einer anderen, nicht dargestellten Ausführungsform der Erfindung fallen die Phasenmodulatoren 13 und 19 weg und statt dessen werden im Signalweg der Mikrowellen-Impulsfol­ gen 9 bzw. 10 hinter den Mikrowellen-Impulsgeneratoren 14 bzw. 21 Mikrowellen-Phasenmodulatoren angeordnet, die jeweils mit der binären Modulationsschwingung angesteuert werden. Die Phasenmodulation der Trägerschwingung der Mikro­ wellen-Impulsfolgen 9, 10 wird dann direkt an den Mikrowel­ len-Impulsfolgen vorgenommen, d. h. die Mikrowellenimpulse selber werden umgetastet, nicht jedoch wie im vorherigen Beispiel die ansteuernden Nadelimpulsfolgen 4, 8 moduliert.

Eine derartige Phasenumtastung ist exakt, allerdings tech­ nisch aufwendiger als bei einer Phasenumtastung durch Modulation der Nadelimpulsfolgen 4, 8.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird nicht die Phase, sondern die Frequenz der Sende- bzw. Abtast­ impulsfolge moduliert, etwa durch eine pseudozufällige Trep­ penfunktion.

Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf die vorstehend angegebenen bevorzugten Ausführungsbeispie­ le. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von dem erfindungsgemäßen Verfahren auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch machen.

Claims (12)

1. Pulsradarverfahren mit zwei hochstabilen Nadelimpuls­ folgen, die jeweils in einem Mikrowellen-Impulsgenerator in zwei hochstabile Mikrowellen-Impulsfolgen mit im wesentli­ chen identischer Trägerfrequenz umgeformt werden, wobei die trägerfrequente Anfangsphase der Impulse der Mikrowellen- Impulsfolgen jeweils durch den ansteuernden Nadelimpuls zeitlich festgelegt ist, die Impulse der einen Mikrowellen- Impulsfolge als Sendeimpulse und die Impulse der anderen Mi­ krowellen-Impulsfolge als Abtastimpulse verwendet werden, die Mikrowellen-Abtastimpulsfolge gegenüber der Mikrowel­ len-Sendeimpulsfolge eine geringfügig niedrigere Impulswie­ derholfrequenz aufweist und die empfangenen Echosignale in einem Mikrowellenmischer mit den Abtastimpulsen multipli­ ziert, dabei zeitgedehnte Zwischenfrequenzsignale gebildet, diese verstärkt und zu Videosignalen demoduliert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase der Trägerschwingung der Mikrowellen-Sende­ impulsfolge (9) und die Phase der Trägerschwingung der Mi­ krowellen-Abtastimpulsfolge (10) synchron durch die gleiche pseudo-statistische Binärfolge moduliert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulation im Takt der jeweiligen Impulswiederholfre­ quenz erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß als pseudo-statistische Binärfolge eine Pseudo- Rausch-Folge, insbesondere eine Pseudo-Rausch-Folge maxima­ ler Länge verwendet wird.

4. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenhub (Φ) der modu­ lierten Trägerschwingung π rad beträgt.

5. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsfrequenz, die sich aus dem Kehrwert der Periodendauer einer pseudo-stati­ stischen Binärfolge ergibt, klein ist im Vergleich zur Impulswiederholfrequenz der Sendeimpulsfolge (9).

6. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Phasenmodulation der Träger­ schwingungen der beiden Mikrowellen-Impulsfolgen (9, 10) die beiden ansteuernden Nadelimpulsfolgen (4, 8) in ihrer Laufzeit binär moduliert werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeithub (δ) der Nadelimpulsfolgenmodulation derart ge­ wählt wird, daß der Phasenhub (Φ) der modulierten Träger­ schwingung π rad beträgt.

8. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulation direkt an den Mikrowellen-Impulsfolgen (9, 10) vorgenommen wird.

9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einer Sendeimpuls-Baugruppe und einer Abtast­ impuls-Baugruppe, die jeweils einen Oszillator, einen Impulsformer und einen Mikrowellen-Impulsgenerator aufwei­ sen und zwei hochfrequente Mikrowellen-Impulsfolgen gering­ fügig unterschiedlicher Impulswiederholfrequenz erzeugen, mit einem Mikrowellenmischer, der empfangene Echoimpulse mit Hilfe der in der Abtastimpuls-Baugruppe erzeugten Mi­ krowellen-Impulsfolge zu zwischenfrequenten Signalen verar­ beitet sowie einer Auswerteinheit zur Auswertung der zwi­ schenfrequenten Signale, dadurch gekennzeichnet, daß in der Sendeimpuls-Baugruppe (40) und in der Abtast­ impuls-Baugruppe (20) zwischen den Impulsformern (12, 18) und den Mikrowellen-Impulsgeneratoren (14, 21) jeweils ein Phasenmodulator (13, 19) angeordnet ist und beide Phasenmo­ dulatoren (13, 19) mit einem Pseudo-Rausch-Generator (16) verbunden sind, welcher ein binäres Modulationssignal (3, 7) an die Phasenmodulatoren (13, 19) abgibt.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein Phasenmodulator (13, 19) jeweils einen Tiefpaßfilter (31, 34), eine Schaltdiodenbrücke (32, 35) sowie als Verzögerungsglieder wirkende Kondensatoren (33, 36) geringer Kapazität aufweist, die bei Ansteuerung der Schaltdiodenbrücke (32, 35) mit dem Modulationssignal (3, 7) parallel zu der Kapazität (37, 38) des Tiefpaßfilters (31, 34) geschaltet werden.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Pseudo-Rausch-Generator (16) ein Schieberegister (28) aufweist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Schieberegister (28) jeweils über einen D-Flip-Flop (29, 30) mit den Phasenmodulatoren (13, 19) ver­ bunden ist.