DE4024800C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen HF-Reflexions-Ne­ benschlußdioden-HF-Modulator nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei vielen Mikrowellengeräten, wie beispielsweise Mikrowel­ lenleistungsverstärkern, Mikrowellensignalgeneratoren und Mikrowellenoszillatoren, ist es wünschenswert, die Amplitude des Ausgangssignales entweder automatisch oder manuell steu­ ern zu können. Wenn dies möglich ist, kann das Ausgangssig­ nal einer HF-Quelle bezüglich seines Pegels gesteuert werden oder gepulst werden, wenn dies erforderlich ist.

Um das Ausgangssignal einer HF-Quelle zu modulieren, wird üblicherweise ein HF-Modulator oder ein Dämpfungsglied in Reihe zu der Quelle geschaltet. Allgemein ist es wünschens­ wert, daß der Modulator über einen vorbestimmten Frequenz­ bereich linear ist und daß die durch den HF-Modulator erzeugte Dämpfung proportional zu einem Eingangssignal oder einer Eingangsspannung des Modulators ist. Ein derartiger linearer HF-Modulator kann in einer Rückkopplungsschleife eingesetzt werden, welche den HF-Modulator automatisch steuern kann, um das Ausgangssignal der HF-Quelle konstant zu halten.

Eine übliche Konstruktionsweise eines HF-Modulators, die allgemein in HF-Schaltungen eingesetzt wird, ist ein HF-Re­ flexions-Nebenschlußdioden-Modulator. Ein derartiger HF-Modulator besteht aus einer Übertragungsleitung, die bei vorbestimmten Abständen durch PIN-Dioden gegen Masse geschaltet ist. Gemäß der allgemein üblichen HF-Praxis sind die Dioden zur möglichst weitgehenden Verminderung der Einfügungsdämpfung oder Durchgangsdämpfung gleichmäßig längs der Übertragungsleitung beabstandet, wobei die Länge der Übertragungsleitungen zwischen Diodenpaaren auf ein viertel der Wellenlänge des HF-Signales am oberen Ende des Betriebsfrequenzbereiches festgelegt ist.

Bei einer derartigen Anordnung hat dieser HF-Modulator bzw. dieses Gerät im wesentlichen zwei Betriebszustände. Bei dem ersten der beiden Betriebszustände sind die Dioden ausge­ schaltet, wobei das Gerät die Frequenzcharakteristika eines Filters aufweist, da die ausgeschalteten Dioden als Kapazi­ täten erscheinen. Demgemäß wird die HF-Leistung, die die Übertagungsleitung entlang fließt, nicht wesentlich ge­ dämpft.

In dem zweiten Zustand, der der eingeschaltete Zustand ist, werden die Dioden durch einen Gleichstrom in einen leitfä­ higen Zustand vorgespannt, wodurch Kurzschlüsse mit niedri­ gem Widerstandswert längs der Übertragungsleitung erzeugt werden. Die von den Dioden erzeugten Kurzschlüsse teilen die Leitung in Abschnitte von jeweils einer viertel Wellenlänge am oberen Ende des Frequenzbandes auf. Demgemäß erfolgt bei dem oberen Ende des Frequenzbandes eine reaktive Auslö­ schung, was wiederum dazu führt, daß das Gerät sehr stark die HF-Leistung dämpft, die durch das Gerät fließt.

Ein bei diesem bekannten HF-Modulator auftretendes Problem besteht darin, daß mit diesem nicht ein typischer Betriebs­ frequenzbereich abgedeckt werden kann. Insbesondere steigen bei Abfall der HF-Frequenzen die HF-Wellenlängen an, so daß die Übertragungsleitungen zwischen den Dioden nicht länger Abschnitte mit einer viertel Wellenlänge sind. So kann beispielsweise am unteren Ende des Frequenzbandes die HF-Wellenlänge derart stark ansteigen daß die Länge des Lei­ tungsabschnittes lediglich einer achtel Wellenlänge oder we­ niger entspricht. In diesem Betriebspunkt verschwindet der reaktive Auslöschungseffekt, der durch die Übertragungs­ leitungen erzeugt wird, so daß die Übertragungsleitungen als einfache Kurzschlüsse erscheinen. Daher ist die Dämpfung des Gerätes bei dieser Frequenz lediglich der Ein­ schaltwiderstand der parallel geschalteten Dioden.

Um die Dämpfung auf dem Wert zu halten, der bei höheren Fre­ quenzen erhalten wird, wenn die reaktive Auslöschung wirksam ist, ist es somit nötig, den Einschaltwiderstand der Dioden bei niedrigen Betriebsfrequenzen zu vermindern. Ein typi­ sches Verfahren nach dem Stand der Technik zum Vermindern des Dioden-Vorwärts-Widerstandes besteht in der Erhöhung des Diodenvorstromes bzw. des Vorwärts-Vorspannungs-Stromes für die Dioden am unteren Ende des Frequenzbandes. Daher ist es möglich, eine im wesentlichen gleichbleibende Dämpfung über einen breiteren Betriebsfrequenzbereich durch Variationen des Diodenvorstromes aufrecht zu erhalten.

Dieses Erfordernis der Veränderung des Diodenvorstromes in Abhängigkeit von der Betriebsfrequenz bedingt es, daß der bekannte HF-Modulator in bestimmten Schaltungen nur mit Schwierigkeiten eingesetzt werden kann. Beispielsweise kann der bekannte HF-Modulator in einer Rückkopplungsschleife eingesetzt werden, in der der Modulatorvorstrom durch eine automatische Rückkopplungsschaltung gesteuert wird, die das Ausgangssignal des Gerätes abtastet und eine negative Rückkopplung zum Konstanthalten des Ausgangssignales verwendet. In einer derartigen Schaltung entspricht die Änderung des Vorstromes, die zum Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsspannung bei sich ändernder Frequenz nötig ist, einer Änderung der Rückkopplungsschleifenverstärkung, wodurch die Rückkopp­ lungsschleife bei Frequenzänderungen über den Betriebsfre­ quenzbereich instabil werden kann.

Ferner treibt der erhöhte Vorstrom, der zum Aufrechterhalten einer hohen Dämpfung am unteren Ende des Frequenzbereiches erforderlich ist, die Dioden in ihre Sättigung, so daß die Diodenschaltzeit erhöht wird. Wenn daher dieser HF-Modulator nach dem Stand der Technik als Pulsmodulator mit schnellen Schaltzeiten eingesetzt wird, muß der Betriebsfrequenzbe­ reich auf zwei Oktaven beschränkt werden. Daher haben diese bekannten Geräte entweder eine begrenzte Bandbreite oder schlechte Pulsschaltcharakteristika.

Aus der DE 38 27 429 A1 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator bekannt, der einen aktiven Vierpol in Form eines beschalteten Transistors und ein schwingungsfähiges passives Netzwerk umfaßt. Das passive Netzwerk hat einen Leitungsre­ sonator in Form einer gedruckten Streifenleitung, an deren Ende ein erster Modulationszweig angeschlossen ist. Ein wei­ terer Modulationszweig ist bei einer Teillänge des Leitungs­ resonators angekoppelt, wobei die räumliche Lage dieses An­ kopplungspunktes so gewählt ist, daß der Frequenzhub der Modulation über einen Trägerfrequenzbereich im wesentlichen gleichbleibend ist. Die Modulation wird dadurch herbeige­ führt, daß Kapazitätsvariationsdioden in den Modulations­ zweigen in ihrem Kapazitätswert durch Anlegen geeigneter Steuerspannungen verändert werden.

Aus der DE-OS 22 00 458 ist eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen von Seitenbandschwingungen bekannt, die mit ge­ schalteten Dioden arbeitet.

Aus der DE 25 25 468 A1 ist ein breitbandiger Mischer in Streifenleitungstechnik bekannt, der als Ringmodulator ge­ schaltet ist. Die vier Dioden des Ringmodulators sind auf einer symmetrischen Bandleitung angeordnet, die an ihren Leitungsenden mit je einem Leitungstransformator und je einer Lambda-Viertel-Leitung beschaltet sind.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen­ den Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen HF-Nebenschlußdio­ den-HF-Modulator der eingangs genannten Art so weiter zu bilden, daß dieser einen breiten Betriebsfrequenzbereich bei hoher Pulsschaltrate hat.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen HF-Re­ flexions-Nebenschlußdioden-Modulator gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Ein Vorteil des erfindungsgemäßen HF-Modulators liegt darin, daß dessen Vorstrom für die Erzielung einer vorbestimmten Dämpfung über den gesamten Betriebsfrequenzbereich konstant ist.

Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Modulators liegt darin, daß dieser einen niedrigen Strom für den Betrieb bei maximaler Dämpfung benötigt, und daß die Dioden in ihrem Kleinsignalbereich arbeiten.

Ein zusätzlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Modulators liegt darin, daß dessen maximale Dämpfung erhalten werden kann, ohne daß die Dioden in ihrer Sättigung betrieben wer­ den müssen.

Wiederum ein anderer Vorteil des erfindungsgemäßen Modula­ tors liegt darin, daß dessen Pulsanstiegszeiten und Pulsab­ fallzeiten gegenüber den Pulsanstiegszeiten und Pulsabfall­ zeiten eines Modulators nach dem Stand der Technik verbes­ sert sind.

Die obigen Vorteile werden erreicht und die eingangs erläu­ terten Probleme werden gelöst gemäß einem bevorzugten erfin­ dungsgemäßen Ausführungsbeispiel eines Reflexions-Neben­ schlußdioden-HF-Modulators, bei dem die Nebenschlußdioden derart beabstandet sind, daß die Übertragungsleitungen zwischen den Diodenpaaren nicht entsprechende oder im gleichen Verhältnis zueinander stehende Längen haben. Die Längen der Übertragungsleitungen zwischen den Diodenpaaren sind so gewählt, daß ein Minimum in der Fre­ quenz/Dämpfungs-Kurve, das sich aus einem Übertragungsleitung/Dioden-Paar ergibt, durch ein Maximum in der Frequenz/Dämpfungs-Kurve eines anderen Übertragungsleitung/Dioden-Paares aufgehoben wird. Die Überlagerung der Frequenzcharakteristika von allen Übertragungsleitung/Dioden-Paaren führt zu einer Struktur, bei der eine reaktive Auslöschung über den gesamten Betriebsfrequenzbereich auftritt. Daher ist es nicht nötig, die Nebenschlußdioden am unteren Ende des Frequenzbandes in ihrer Sättigung zu betreiben, um eine maximale Dämpfung zu erzielen.

Ferner können zur Verbesserung des Einfügungsverlustes bzw. der Einfügungsdämpfung kapazitive Stichleitungen längs der Übertragungsleitung angeordnet sein, die die Filtercharak­ teristika verändern, wenn die Nebenschlußdioden ausgeschal­ tet sind.

Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen ein HF-Modulator nach dem Stand der Technik und eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Mo­ dulators näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Reflexions-Neben­ schlußdioden-Modulators nach dem Stand der Technik mit gleichen Übertragungsleitungslängen zwischen den Nebenschlußdioden;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines beispielhaften Ausführungsbeispieles der Erfindung mit drei Dio­ den, bei dem die ungleichen Übertragungsleitungs­ längen zu sehen sind, welche die Nebenschlußdioden verbinden;

Fig. 3 eine Frequenz-Dämpfungs-Darstellung von verschie­ denen Übertragungsleitungs/Diodenpaar-Sätzen bei unterschiedlichen Übertragungsleitungslängen; und

Fig. 4 eine Frequenz-Dämpfungs-Darstellung der sich erge­ benden Frequenzcharakteristik des erfindungsgemäßen Modulators mit drei bzw. vier Dioden, wenn die Fre­ quenzcharakteristika der Übertragungsleitung/Dio­ den-Paare einander überlagert werden;

Fig. 5 eine Draufsicht auf ein beispielhaftes Ausführungs­ beispiel der vorliegenden Erfindung mit fünf Neben­ schlußdioden und einer Bauweise unter Verwendung einer Mikrostripkonfiguration;

Fig. 6 ein elektrisches Ersatzschaltbild eines erfindungs­ gemäßen Modulators mit vier Nebenschlußdioden in dem ausgeschalteten Zustand;

Fig. 7 ein elektrisches Ersatzschaltbild eines erfindungs­ gemäßen Modulators mit vier Nebenschlußdioden in dem eingeschalteten Zustand;

Fig. 8 eine Draufsicht auf eine Diodenbefestigungsanord­ nung bei dem beispielhaften Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5;

Fig. 9 eine perspektivische Darstellung der Diodenbefesti­ gungsanordnung bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5;

Fig. 10 ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel einer Vor­ spannungsanordnung für einen erfindungsgemäßen HF-Modulator mit fünf Dioden, wobei diese Vorspannungsanordnung sowohl für den Betrieb des Modulators als linearer HF-Modulator wie auch für den Betrieb des Modulators als Pulsmodulator geeignet ist;

Fig. 11 eine Frequenz-Dämpfungs-Darstellung eines beispiel­ haften Gerätes, das gemäß den Prinzipien der Erfin­ dung aufgebaut ist, wobei der Einfügungsverlust oder die Durchgangsdämpfung über den Betriebsfre­ quenzbereich dargestellt ist;

Fig. 12 eine Frequenz-Dämpfungs-Darstellung eines nach den Prinzipien der Erfindung konstruierten beispiel­ haften Gerätes, wobei die Dämpfung für verschiedene Konstantwerte des Vorstromes dargestellt ist; und

Fig. 13 eine Darstellung der Amplitude gegenüber der Zeit für ein gemäß den Prinzipien der Erfindung aufgebautes beispielhaftes Gerät, wobei der Betrieb als Pulsmodulator gezeigt ist.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Diagramm eines reflektiven Nebenschlußdioden-Modulators bzw. Reflexions-Nebenschluß­ dioden-Modulators nach dem Stand der Technik. Dieses Gerät hat einen Eingang 100, an den eine HF-Quelle angeschlossen ist, und einen Ausgang 114, der an eine Last angeschlossen ist, und bewirkt eine Dämpfung der durch es hindurch­ fließenden HF-Leistung. Der HF-Modulator ist unter Verwenden einer Mehrzahl von PIN-Dioden 116, 118, 120 aufgebaut. Ob­ wohl in Fig. 1 nur drei der Dioden dargestellt sind, haben übliche Modulatoren vier, fünf oder mehr Dioden, um die ge­ wünschten Dämpfungen zu erreichen.

Die Dioden 116, 118 und 120 sind an den Eingang 100 und an den Ausgang 114 mittels Übertragungsleitungslängenabschnit­ ten 104 und 110 angeschlossen. In Abhängigkeit von dem Be­ triebsfrequenzbereich und den gewünschten Charakteristika können die Übertragungsleitungen 104 und 110 Streifenlei­ tungen, Mikrostrips oder Mikrostreifenleitungen oder übliche Leitungen sein. Die Diode 116 ist gleichfalls an die Diode 118 mittels einer Übertragungsleitung 106 angeschlossen. Die Diode 118 ist ferner an die Diode 120 durch eine zweite Übertragungsleitung 108 angeschlossen. Die Übertragungslei­ tungs- und Dioden-Struktur ist von dem Eingang 100 mittels eines Entkopplungskondensators 100 (gleichstrommäßig) iso­ liert. Ferner ist sie von dem Ausgang 114 mittels eines Ent­ kopplungskondensators 112 (gleichstrommäßig) isoliert.

Die Dioden 116, 118 und 120 sind zwischen der Übertragungs­ leitungsstruktur und einer (signalmäßigen) Masse geschaltet. Eine Vorspannungsstruktur (die in der gezeigten schemati­ schen Darstellung aus einer Gleichstromvorspannungsquelle 122, einer isolierenden Induktivität 124 und einem Entkopp­ lungskondensator 126 besteht) ist an einen Punkt der Über­ tragungsleitungs/Dioden-Struktur angeschlossen. Wenn während des Betriebes ein in Vorwärtsrichtung vorspannendes Poten­ tial an die Vorspannungsklemme 122 angeschlossen wird, fließt ein Strom durch den Leiter 124 und bewirkt, daß die Dioden 116, 118 und 120 ihren in Vorwärtsrichtung vorge­ spannten oder eingeschalteten Zustand einnehmen. Die Ent­ kopplungskondensatoren 102 und 112 verhindern, daß der Vor­ strom bis zum Eingang 100 oder bis zum Ausgang 114 gelangt. Das induktive Element 124 verhindert, daß HF-Leistung, die entlang der Übertragungsleitungsstruktur übertragen wird, zu der Gleichstromquelle gelangt.

Wenn ein rückwärtsvorspannendes Potential an die Vorstrom­ klemme 122 angelegt wird, nehmen die Dioden 116, 118 und 120 ihren nicht leitfähigen oder ausgeschalteten Zustand an. In dem ausgeschalteten Zustand erscheinen die Dioden als mit Masse verbundene Kapazitäten. Daher arbeitet die Anordnung, wie dies an sich bekannt ist, in dem ausgeschalteten Zustand der Dioden als Tiefpaßfilter, wobei die Übertragungsleitun­ gen eine charakteristische induktive Impedanz und die Dioden eine charakteristische widerstandsmäßige und kapazitive Impedanz aufweisen.

Wenn allerdings die Dioden 116, 118 und 120 in ihrem einge­ schalteten Zustand leiten, arbeiten sie als Widerstände mit niedrigem Widerstandswert, die die Übertragungsleitungswege an den Punkten, an denen sie an die Struktur angeschlossen sind, kurzschließen. Um eine hohe Dämpfung der sich durch die Modulatorstruktur hindurch bewegenden HF-Leistung zu er­ zielen, sind die Leitungen 106 und 108 derart konstruiert, daß die reaktive Auslöschung der Eingangsleistung die durch die Nebenschlußdioden bewirkte Dämpfung erhöht.

Insbesondere ist es zur Verminderung der Durchgangsdämpfung bzw. des Einfügungsverlustes üblich, die Länge der Abschnit­ te 106 und 108 derart zu wählen, daß ihre elektrische Länge einem viertel der Wellenlänge bei der höchsten Frequenz, bei der das Gerät verwendet werden soll, ist. Eine derartige An­ ordnung bewirkt eine niedrige Durchgangsdämpfung, wenn die Dioden 116, 118 und 120 in ihrem ausgeschalteten Zustand sind, und bewirkt eine hohe Dämpfung, wenn die Dioden 116, 118 und 120 ihren eingeschalteten Zustand annehmen.

Wenn aber das in Fig. 1 gezeigte Gerät über einen relativ großen Frequenzbereich arbeiten muß, ändern sich die Geräte­ charakteristika mit abnehmender Betriebsfrequenz, wie dies bereits erläutert wurde. Insbesondere nimmt bei abnehmender Frequenz der das Gerät durchlaufenden HF-Leistung deren Wel­ lenlänge zu, so daß die Übertragungsabschnitte 106 und 108 nicht mehr einem viertel einer Wellenlänge entsprechen, son­ dern kürzer als ein viertel einer Wellenlänge sind. Bei ver­ gleichsweise niedrigen Frequenzen bezogen auf die höchste konstruktionsmäßig vorgesehene Frequenz wird die Länge der Übertragungsleitungen ein achtel der Wellenlänge oder gar weniger. Bei einer solchen Länge verschwindet die reaktive Auslöschung, die durch die Abschnitte 106 und 108 erzeugt wird, so daß am unteren Ende des Betriebsfrequenzbereiches die Abschnitte 106 und 108 lediglich als Kurzschlüsse wirksam sind. Demgemäß entspricht die maximale Dämpfung dieses Gerätes bei niedrigen Frequenzen im wesentlichen dem Einschaltwiderstand der parallel geschalteten Dioden 116, 118 und 120.

Um daher die Modulatordämpfung über den gesamten Frequenz­ bereich konstant zu machen, ist es erforderlich, den Ein­ schaltwiderstand der Dioden 116, 118 und 120 am unteren Ende des Frequenzbereiches so niedrig wie möglich zu machen, so daß die Diodendämpfung an dem unteren Ende des Frequenzban­ des im wesentlichen der Hochfrequenzdämpfung entspricht, die durch die reaktive Auslöschung der Übertragungsleitungen 106 und 108 sowie die Diodendämpfung bewirkt wird. Eine Möglich­ keit zur Verminderung des Einschaltwiderstandes der Dioden 116, 118 und 120 bei niedrigen Frequenzen liegt in der Er­ höhung des Vorwärts-Vorstromes, so daß die Dioden in ihre Sättigung getrieben werden. Daher muß zum Aufrechterhalten einer konstanten Dämpfung über den gesamten Betriebsfre­ quenzbereich der Vorstrom bei Modulatoren nach dem Stand der Technik erheblich erhöht werden, wenn die HF-Frequenz vom oberen Ende des Frequenzbandes zum unteren Ende des Fre­ quenzbandes vermindert wird.

Eine derartige Vorstromcharakteristik stellt an sich noch kein Problem dar. Wenn jedoch das Gerät innerhalb eines au­ tomatischen Schleifensteuersystemes oder Rückkopplungssteu­ ersystemes eingesetzt wird (wie dies allgemein bei derarti­ gen Modulatoren der Fall ist), kann die Beziehung zwischen dem Vorstrom und der Frequenz eine Instabilität innerhalb der automatischen Rückkopplungssteuerschaltung bewirken.

Ein schematisches Diagramm eines nach den Prinzipien der Er­ findung aufgebauten Modulators ist in Fig. 2 dargestellt. In Fig. 2 sind Elemente, die den in Fig. 1 gezeigten Elementen entsprechen, mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet. Beispielsweise entspricht der Eingang 200 dem Eingang 100; der Entkopplungskondensator 202 entspricht dem Entkopplungs­ kondensator 102, usw.

Aus einem Vergleich der Fig. 1 und 2 erkennt man, daß die grundsätzliche Modulatorstruktur der beiden Modulatoren mit der Ausnahme übereinstimmt, daß die Übertragungsleitung 206 eine andere Länge als die Übertragungsleitung 208 hat, wäh­ rend bei der Struktur nach dem Stand der Technik die Über­ tragungsleitungen 106 und 108 die gleiche Länge haben. Die unterschiedlichen Längen der Übertragungsleitungen 206 und 208 bewirken einen wesentlichen Vorteil der erfindungsge­ mäßen Struktur.

Insbesondere kann die Frequenzantwort der Modulatorstruktur im Falle des eingeschalteten Zustandes der Dioden 216, 218 und 220 gemäß den Grundsätzen der Wellenleitertheorie als Überlagerung der Frequenz antworten oder Spannungswellen an­ gesehen werden, die durch eine Struktur erzeugt werden wür­ de, die aus einem Paar von Dioden besteht, welche durch eine Übertragungsleitung verbunden sind. Da die Übertragungslei­ tungen bei dieser Struktur ungleiche Längen haben, ist die Frequenz für eine viertel Wellenlänge bei jeder der Struktu­ ren unterschiedlich.

Insbesondere zeigt Fig. 3 einen Ausdruck der Dämpfungs-Fre­ quenz-Funktion für vier verschiedene Konfigurationen aus zwei Dioden und einer Übertragungsleitung, von denen eine jede eine unterschiedliche Übertragungsleitungslänge hat. Die in jeder Struktur erzeugte reaktive Auslöschung führt zu einer maximalen Dämpfung bei HF-Wellenlängen, bei denen die Übertragungsleitungsstruktur ein ungeradzahliges Vielfaches eines Viertels der HF-Wellenlänge ist. Eine minimale Dämp­ fung tritt auf, wo die Übertragungsleitungsstruktur ein ge­ rades Vielfaches eines Viertel der HF-Wellenlänge ist. Wie es in Fig. 3 gezeigt ist, können die Übertragungsleitungs­ längen derart gewählt werden, daß die Punkte maximaler Dämp­ fung von einigen Leitungsstrukturen sich mit den Punkten minimaler Dämpfung von anderen Strukturen auslöschen. Wenn diese Wellen oder Signalverläufe einander überlagert werden, ergibt sich eine relativ flache Frequenzantwort mit einigen Unebenheiten oder Wellen. Eine derartige Frequenzantwort ist in dem Dämpfungs-Frequenz-Diagramm von Fig. 4 zu sehen.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, entspricht die obere Frequenzant­ wortkurve derjenigen eines Modulators mit drei Dioden, wie beispielsweise die in Fig. 2 gezeigte Struktur, während die untere Antwortkurve eine solche für einen HF-Modulator mit vier Dioden ist. Eine ähnliche Antwortkurve könnte man für Modulatoren mit fünf, sechs, sieben und mehr Dioden erhalten. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, nimmt mit zunehmender Anzahl der Dioden die Welligkeit der Frequenzantwort ab (obwohl die Anzahl der Wellenfrequenzen ansteigt).

Jedoch bleibt die Frequenzantwort der erfindungsgemäßen Struktur über den gesamten Betriebsfrequenzbereich relativ konstant, so daß es bei der erfindungsgemäßen Struktur nicht nötig ist, den Diodenvorstrom am unteren Ende des Betriebs­ frequenzbereiches zu erhöhen, um im wesentlichen die gleiche Dämpfung wie am oberen Ende des Betriebsfrequenzbereiches zu erhalten. Daher können bei der erfindungsgemäßen Struktur die Nebenschlußdioden in ihrem Kleinsignalbereich betrieben werden und müssen nicht in ihrer Sättigung betrieben werden, so daß ihre Umschaltzeit erheblich kürzer ist, wodurch das erfindungsgemäße Gerät als schnell arbeitender Pulsmodulator ebenso einsetzbar ist wie als Linearmodulator.

Fig. 5 ist eine Zeichnung einer Draufsichtdarstellung einer beispielhaften praktischen Bauweise eines Modulators mit fünf Nebenschlußdioden. Dieses Gerät ist in dem beispiel­ haften Fall unter Verwendung der üblichen Mikrostriptech­ nologie aufgebaut. Bei dieser Bauweise werden Mikrostrip­ übertragungsleitungsschaltungsmuster auf einem Substrat 500 gebildet, das beispielsweise ein Aluminiumoxidsubstrat mit einer Stärke von einem hundertstel Zoll (ca. 250 Mikrometer) sein kann. Typischerweise werden die Übertragungsleitungs­ muster 512, 514, 516, 518, 520 und 522 durch einen Goldab­ scheidungsprozeß auf dem Substrat 500 erzeugt, um den Ein­ gang 501 mit dem Ausgang 530 zu verbinden.

Fünf Dioden 502-510 werden in Löchern befestigt, die für eine genaue Diodenanordnung durch Laserschneiden in dem Sub­ strat 500 erzeugt sind. Das ganze Substrat 500 ist auf eine geerdete Basisplatte (nicht dargestellt) mittels eines leit­ fähigen Epoxidzements zementiert. Die Dioden 502-510 kön­ nen bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel Chip-Mesa-PIN- Dioden sein, die gleichfalls mittels eines leitfähigen Epoxids auf die Basisplatte in die lasergeschnittenen Löcher zementiert werden. Wie unter Bezugnahme auf die Fig. 8 und 9 erläutert werden wird, wird ein gebondetes Goldnetz für die Verbindung der Diodenanoden mit den Schaltungsmustern oder Leiterbahnen verwendet. Entkopplungskondensatoren 524, 526 die im Beispielsfall Kondensatoren mit chipfesten seitlichen Anschlußfähnchen (Beam-Lead-Kondensatoren) sein können, wer­ den gleichfalls an die Schaltungsmuster bzw. Leiterbahnen angebondet.

Die in der Fig. 5 nicht gezeigte Vorstromstruktur ist gleichfalls vorgesehen, um die Dioden 502-510 zu betrei­ ben. Diese Vorstromstruktur wird im Detail unten unter Be­ zugnahme auf die Fig. 10 erläutert.

Wie noch in Fig. 5 gezeigt ist, ist die Übertragunsleitungs­ länge 570 der Leitung 514 nicht die gleiche wie diejenige 572 der Leitung 516. Gleichfalls ist die Länge 574 der Lei­ tung 518 nicht die gleiche wie die Längen 570 und 572. Diese Längen sind bei dem gezeigten Beispiel so gewählt, daß die Maxima und Minima der Dämpfung über den Betriebsfrequenzbe­ reich einander aufheben, um eine relativ flache Dämpfungs­ charakteristik zu erzeugen, wie dies in Fig. 4 zu sehen ist. Die in Fig. 5 gezeigte Struktur arbeitet tatsächlich als HF-Modulator mit vier Dioden, da der Abstand 576 zwischen den Dioden 508 und 510 so kurz ist, daß die beiden Dioden im wesentlichen als eine einzige Diode arbeiten, um eine beson­ ders hohe Dämpfung am oberen Ende des Frequenzbereiches zu erzielen.

Gleichfalls ist in Fig. 5 ein weiteres bedeutendes Merkmal der vorliegenden Erfindung gezeigt. Insbesondere sind radi­ ale Stegleitungskondensatoren 550 längs der Übertragungslei­ tungsmuster 512-522 mit Abständen von weniger als einer viertel Wellenlänge bei der oberen Frequenz des Betriebsfre­ quenzbereiches angeordnet. In dem ausgeschalteten Schal­ tungszustand, bei dem die Dioden 502-510 nicht leitend sind, bilden die Kondensatoren 550 eine verteilte Filter­ struktur zusammen mit den Übertragungsleitungsstrukturen. Die Grenzfrequenz der Filterstruktur wird durch den Abstand zwischen den radialen Stichleitungen und den Dioden be­ stimmt. Die elektrischen Ersatzschaltbilder der beiden Schaltungszustände sind in den Fig. 6 und 7 dargestellt.

Fig. 6 zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Modula­ tors, wenn die Dioden 502-510 in ihrem nichtleitenden Zu­ stand sind (wobei die gezeigte Modulatorstruktur eine Quelle 600 mit einer Last 610 verbindet). Die Dioden 602-608 er­ scheinen als kleine parasitäre Kapazitäten in Reihe mit dem "Ausschalt"-Widerstand. Die Induktivität der Übertragungs­ leitung zusammen mit der Kapazität der radialen Stichlei­ tungen bildet ein verteiltes Vielpolfilter. Das Frequenz­ verhalten dieses Filters kann nach der üblichen Filtertheo­ rie berechnet werden, wobei die Struktur den Einfügungsver­ lust bzw. die Durchgangsdämpfung des Modulators bei den obe­ ren Frequenzen des Betriebsbereiches verbessert, und wobei die Einfügungsdämpfungsabhängigkeit vom Viertelwellenlängen­ abstand der Dioden bei den Erfordernissen für maximale Däm­ pfung von der Diodentrennung entkoppelt wird.

Fig. 7 ist ein elektrisches Ersatzschaltbild des Modulators im Falle des eingeschalteten Zustandes der Dioden 502-510. Wie in den Fig. 6 und 7 gezeigt ist, liegt der HF-Modulator zwischen einer Quelle 700 und einer Last 710. Wenn die Dio­ den 702-708 in ihrem eingeschalteten Zustand gehalten wer­ den, arbeiten sie als veränderliche Widerstände, wobei der eingeschaltete Widerstandswert von dem Vorstrom abhängt. Je­ doch tritt erfindungsgemäß selbst am unteren Ende des Be­ triebsfrequenzbereiches ein reaktives Löschen auf, so daß die Dioden 702-708 nicht in ihre Sättigung getrieben wer­ den müssen, um eine Dämpfung zu erreichen, die derjenigen am oberen Ende des Betriebsfrequenzbereiches entspricht.

Die Fig. 8 und 9 zeigen Draufsichten und perspektivische Darstellungen eines beispielhaften Befestigungsverfahrens für die PIN-Nebenschlußdioden 502-510 und für die Ver­ bindung derselben mit den Schaltungsmustern bzw. Leiter­ bahnen 514-522. Insbesondere sind entsprechende Elemente mit entsprechenden Bezugszeichen in den beiden Fig. 8 und 9 bezeichnet. Wie bereits erläutert wurde, wird eine typische Diode 802 an die Gerätegrundplatte durch Zementieren mit einem leitfähigen Epoxid befestigt. Die Diode 802 wird in einem lasergeschnittenen Loch 804 befestigt, das sich durch das Substrat 800 erstreckt. Die Diode 802 ist mit den Schal­ tungsmustern bzw. Leiterbahnen 812 und 814 mittels eines Goldnetzes 860 verbunden, welches direkt an die Schaltungs­ muster bzw. Leiterbahnen angebondet wird. Bei dem im Bei­ spiel gezeigten Fall kann das Goldnetz 860 ein Goldnetz mit vier Quadraten Breite sein, das gleichfalls mit der Dioden­ anode an dem Punkt 862 durch Bonden verbunden wird.

Fig. 10 zeigt eine beispielhafte Vorstromschaltung, die zu­ sammen mit dem in Fig. 5 gezeigten HF-Modulator verwendet werden kann, wenn der HF-Modulator entweder als Pulsmodulator oder linearer HF-Modulator betrieben wird. In Fig. 10 ist das Modulatorsubstrat 1000 aus Gründen der Einfachheit ohne Dioden und Kondensatoren, welche an diesem angebracht sind, gezeigt. Die Vorspannungsstruktur besteht aus den Mikrostripsubstraten 1002 und 1004, den induktiven Spulen 1010, 1012 und 1014 sowie aus dem 0-Picofarad-Gleichstromdurchführungskondensator 1006. Das Substrat 1002 ist mit dem Hauptmodulatorsubstrat 1000 an einem Punkt nahe des Mittenbereiches mittels einer Spule 1010 verbunden. Die Spulen sind mit den Substraten 1002 und 1004 in der gezeigten Art sowie mit den Bypass-Kondensatoren 1016 und 1018 verbunden. Die Induktivitäten und die Kapazitäten bilden eine Fünf-Pol-Tiefpaßfilterstruktur, die ein Rücklaufen der HF-Leistung zu der Gleichstromquelle blockiert.

Ein Gerät mit der in Fig. 5 gezeigten Konfiguration würde aufgebaut und über einen Betriebsfrequenzbereich von 2 Giga­ hertz bis 26 Gigahertz betrieben. Bei dieser Konfiguration beträgt die Übertragungsleitungslänge 570 4,7 mm, die Über­ tragungsleitungslänge 572 3,2 mm, die Übertragungsleitungs­ länge 574 1,7 mm und die Übertragungsleitungslänge 576 1,25 mm. Der Abstand zwischen den radialen Stichleitungen 555 be­ trägt 0,75 mm. Die Entkopplungskondensatoren 524 und 526 wurden als 8,2 Picofarad-Anschlußfahnen-Kondensatoren ge­ wählt. Die Vorstromstruktur wurde in der in Fig. 10 gezeig­ ten Anordnung aufgebaut, wobei die Kondensatoren 1016 und 1018 als 5,6 Picofarad-Kondensatoren gewählt sind, die auf die Grundebene zementiert sind und mit den Substraten 1002 und 1004 mittels Goldnetzstreifen 1022 und 1020 verbunden sind. Bei dem gezeigten Beispielsfall besteht die Spule 1010 aus einem Golddraht mit 0,0015 Inch Durchmesser (ca. 38 Mi­ krometer), der auf einen Kern mit einem Durchmesser von 0,12 Inch (ca. 305 Mikrometer) gewickelt ist. In ähnlicher Weise besteht die Spule 1014 aus einem ähnlichen Material mit einem ähnlichen Durchmesser wie die Spule 1012 und hat gleichfalls acht Windungen. Das Gerät ist in einem geschlos­ senen, geerdeten Testgehäuse gemäß üblichen Konstruktions­ prinzipien befestigt.

Bei der Überprüfung oder dem Testbetrieb des oben beschrie­ benen Gerätes ergab sich eine Einfügungsdämpfung oder Durch­ gangsdämpfung, die vergleichsweise niedrig über den gesamten Betriebsfrequenzbereich ist, wie dies in Fig. 11 gezeigt ist. Die Gerätedämpfung mit veränderlichen Konstantstrompe­ geln ist in Fig. 12 gezeigt. Bei Betrieb als Pulsmodulator erzielt der beispielhafte HF-Modulator ein Einschalt-Aus­ schalt-Verhältnis von besser als 90 dB mit Abfallzeiten von kürzer als 3 Nanosekunden bei Messung mit 30 Nanosekunden Pulsbreite. Ein derartiger Puls ist in Fig. 13 gezeigt.

Claims (12)

1. HF-Reflexions-Nebenschlußdioden-Modulator
mit einem Eingang (200), einem Ausgang (214) und einer dazwischen angeordneten ersten Übertragungsleitung (206) sowie einer in Reihe geschalteten zweiten Übertragungs­ leitung (208),
wobei die erste Übertragungsleitung (206) eine erste elektrische Länge und die zweite Übertragungsleitung (208) eine zweite elektrische Länge hat,
mit einer ersten Nebenschlußdiode (216), mit der der Eingang (200) mit Massepotential verbindbar ist,
mit einer zweiten Nebenschlußdiode (218), mit der ein Verbindungspunkt zwischen der ersten Übertragungsleitung und der zweiten Übertragungsleitung mit Massepotential verbindbar ist,
mit einer dritten Nebenschlußdiode (220), mit der der Ausgang mit Massepotential verbindbar ist, und
mit einer Einrichtung, mit der die Nebenschlußdioden (216, 218, 220) in einen leitfähigen Zustand versetzbar sind, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste und zweite elektrische Länge derart ge­ wählt sind, daß ein Minimum in dem durch das eine Übertragungsleitung-Nebenschlußdioden-Paar verursachten Verlauf des Dämpfungsfrequenzganges durch ein Maximum in dem durch das andere Übertragungsleitung-Nebenschlußdio­ den-Paar verursachten Verlauf des Dämpfungsfrequenzgan­ ges aufgehoben wird, und daß die Einrichtung, mit der die Nebenschlußdioden in einen leitfähigen Zustand versetzbar sind, die Neben­ schlußdioden in ihrem Kleinsignalbereich ansteuert.

2. HF-Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste elektrische Länge und die zweite elektri­ sche Länge ein ganzes Vielfaches eines Viertels der Wellenlänge bei der maximalen Betriebsfrequenz des HF-Modulators sind.

3. HF-Modulator nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (550) zum Schaffen einer verteilten Ka­ pazität längs der ersten Übertragungsleitung (514) und längs des zweiten Übertragungsleitungsabschnittes (516).

4. HF-Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die die Kapazität schaffende Einrichtung eine erste Anzahl von diskreten Kondensatoren (550), die mit ge­ genseitigem Abstand längs der Länge (570) der ersten Übertragungsleitung (514) angeordnet sind, und eine zweite Anzahl von diskreten Kondensatoren (550) umfaßt, die gegenseitig beabstandet längs der Länge (572) der zweiten Übertragungsleitung (516) angeordnet sind.

5. HF-Modulator nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch ge­ kennzeichnet,
daß die erste elektrische Länge ein gerades Vielfaches eines Viertels der Wellenlänge bei der maximalen Fre­ quenz ist und daß die zweite elektrische Länge nicht mit der ersten elektrischen Länge übereinstimmt, und
daß die zweite elektrische Länge ein Ganzes Vielfaches eines Viertels der Wellenlänge bei der maximalen Fre­ quenz ist.

6. HF-Modulator nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Einrichtung zum Versetzen der ersten, zweiten und dritten Diode (216, 218, 220) in einen leitfähigen Zustand eine Gleichstromschaltung aufweist.

7. HF-Modulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromschaltung eine Tiefpaßfilterschaltung (224, 226) aufweist, deren Impedanz wesentlich hö­ her als die Impedanz der ersten Übertragungsleitung und die Impedanz der zweiten Übertragungsleitung bei den Betriebsfrequenzen ist.

8. HF-Modulator nach einem der Ansprüche 1-7, dadurch ge­ kennzeichnet,
daß die erste und zweite Übertragungsleitung durch eine zweite und dritte Mikrostripleitung (514, 516) gebildet sind, die an einem zweiten Verbindungspunkt miteinander verbunden sind,
daß eine erste Mikrostripleitung (512) mit dem Eingang (501) und an einem ersten Verbindungspunkt mit der zwei­ ten Mikrostripleitung (514) verbunden ist,
daß eine vierte Mikrostripleitung (518) mit dem Ausgang (530) und an einem dritten Verbindungspunkt mit der dritten Mikrostripleitung (516) verbunden ist, und
daß die erste, zweite und dritte Nebenschlußdiode (216, 218, 220) den ersten, zweiten und dritten Verbindungs­ punkt mit Massepotential verbinden.

9. HF-Modulator nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Anzahl von radialen kapazitiven Stichleitungen (550), die längs der ersten, zweiten, dritten und vier­ ten Mikrostripleitung (512, 514, 516, 518) angeordnet sind.

10. HF-Modulator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die radialen kapazitiven Stichleitungen (550) mit gleichen gegenseitigen Abständen voneinander beabstandet sind, und
daß der gleiche Abstand gleich oder kleiner ist als ein Viertel der Wellenlänge bei der maximalen Betriebs­ frequenz.

11. HF-Modulator nach einem der Ansprüche 8-10, gekenn­ zeichnet durch
einen ersten Entkopplungs-Kondensator (524), der zwi­ schen dem Eingang (501) und der ersten Mikrostripleitung (512) geschaltet ist, und
einen zweiten Entkopplungs-Kondensator (526), der zwi­ schen der vierten Mikrostripleitung (518) und dem Aus­ gang (530) geschaltet ist.

12. HF-Modulator nach einem der Ansprüche 8-11, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromschaltung folgende Merkmale aufweist:
eine Leistungsquelle;
einen ersten Bypass-Kondensator (1018);
einen zweiten Bypass-Kondensator (1016); eine fünfte Mikrostripleitung (bei 1004);
eine sechste Mikrostripleitung (bei 1002);
ein erstes induktives Element (1014), das den ersten Bypass-Kondensator (1018) mit der Leistungsquelle verbindet;
eine Einrichtung (1020) zum Verbinden des ersten Bypass-Kondensators (1018) mit der fünften Mikrostrip­ leitung (bei 1004);
ein zweites induktives Element (1012), das die fünfte Mikrostripleitung (bei 1004) mit dem zweiten Bypass-Kon­ densator (1016) verbindet;
eine Einrichtung (1022) zum Verbinden des zweiten Bypass-Kondensators (1016) mit der sechsten Mikrostrip­ leitung (bei 1002); und
ein drittes induktives Element (1010), das die sechste Mikrostripleitung (bei 1002) mit dem zweiten Verbin­ dungspunkt verbindet.