DE4013826C2

DE4013826C2 - Brightness control circuit with surge protection for the components involved

Info

Publication number: DE4013826C2
Application number: DE19904013826
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl Ing Vollmann
Original assignee: ABB Patent GmbH
Current assignee: ABB Patent GmbH
Priority date: 1990-04-30
Filing date: 1990-04-30
Publication date: 1995-03-16
Anticipated expiration: 2010-05-01
Also published as: DE4013826A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Helligkeitssteuerschaltung zum Dimmen von Transformatorlasten nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.The invention relates to a brightness control circuit for dimming transformer loads according to the generic term of claim 1.

Elektronische Schaltungen können durch bestimmte Ereig nisse Dauerüberspannungen ausgesetzt sein. Wenn die Überspannung nicht erkannt und demzufolge auch ihre Ur sache nicht ausgeschaltet werden kann, ist die Funkti onsfähigkeit spannungsempfindlicher Bauelemente gefähr det, was zum Ausfall der elektronischen Schaltung führen kann.Electronic circuits can be operated through certain events permanent surges. If the Overvoltage not recognized and consequently its primal The thing that cannot be switched off is the function ability of voltage-sensitive components to be dangerous det, which lead to failure of the electronic circuit can.

Aus "Phasenanschnitt mit Netztrafos" Halogenlicht: Trafos, Dimmer, Schaltnetzteile, in Elektor, H. 6, Juni 1987, Seiten 31 bis 35, ist eine mit einem PTC arbeitende Schutzschaltung für Halogentrafos bekannt.From "leading edge with mains transformers" halogen light: transformers, Dimmer, switching power supplies, in Elektor, H. 6, June 1987, pages 31 to 35, is a protective circuit working with a PTC known for halogen transformers.

In der GB 21 80 704 A wird eine Schaltung beschrieben, bei der ein Halbleiterschalter bei Überlast durch einen temperaturempfindlichen Schalter abgeschaltet wird, nachdem dieser durch einen Heizwiderstand entsprechend erwärmt wurde. Beide Schaltungen erhalten keine Hinweise zur vorliegenden Problematik.In GB 21 80 704 A a circuit is described in which is a semiconductor switch when overloaded by a temperature sensitive switch is turned off after this was heated accordingly by a heating resistor. Neither circuit receives any information on the present Problem.

Insbesondere bei elektronischen Dimmern, welche für Tra folasten ausgelegt sind, kann es durch einen sekundären Leerlauffall zu Überspannungen kommen. Im Stand der Technik bekannte Helligkeitssteuerschaltungen zum Dimmen von Transformatorlasten weisen herkömmlicherweise einen Transformator auf, in dessen Primärwicklungskreis ein über eine Ansteuerschaltung angesteuerter Halbleiter schalter, vorzugsweise ein mittels Phasenanschnittsteue rung betriebener Triac angeordnet ist. Aus Gründen der Funkentstörung sind hierbei üblicherweise Funkentstör kondensator-Kapazitäten elektrisch parallel zum Halblei terschalter vorgesehen. Wenn auf der Sekundärseite des Transformators keine Last vorhanden ist, kommt es zu ei ner Reihenresonanz in dem aus der Primärwicklungsinduk tivität des Transformators und der Funkentstörkondensa tor-Kapazität gebildeten Reihenresonanzkreis. An dem an Netzspannung betriebenen Dimmer liegt dann eine Über spannung an, die aber - weil kein Überstrom fließt - nicht zur Auslösung einer zweckmäßigerweise in Serie zum Halbleiterschalter geschalteten Schmelzsicherung führt. Spannungsempfindliche Bauelemente, wie z. B. die Funkent störkondensatoren, sind für Überspannungen, die größer als 250 V_eff sind, nicht ausgelegt und können dadurch zerstört werden.Particularly in the case of electronic dimmers that are designed for transformer loads, overvoltages can occur due to a secondary no-load situation. Known in the prior art brightness control circuits for dimming transformer loads conventionally have a transformer, in the primary winding circuit of which a semiconductor circuit controlled via a control circuit, preferably a triac operated by means of phase control, is arranged. For reasons of radio interference suppression, radio interference suppression capacitor capacitors are usually provided in parallel with the semiconductor switch. If there is no load on the secondary side of the transformer, there is a series resonance in the series resonance circuit formed from the primary winding inductivity of the transformer and the radio interference suppression capacitor capacitance. An over voltage is then present at the dimmer operated at the mains voltage, but this does not lead to the triggering of a fuse, which is expediently connected in series with the semiconductor switch, because there is no overcurrent. Voltage sensitive components, such as. B. the Funkent interference capacitors are not designed for overvoltages that are greater than 250 V _rms and can be destroyed.

Aufgabe der Erfindung ist es somit, eine Helligkeitssteuerschaltung zum Dimmen von Transformatorlasten dahingehend zu ertüchti gen, daß für die Bauteile schädliche auftretende Überspannungen erkannt und minde stens solange eliminiert werden, bis die Ursache der Überspannung beseitigt ist.The object of the invention is therefore a brightness control circuit for Dimming transformer loads to this effect conditions that overvoltages that are harmful to the components are recognized and minimized at least be eliminated until the cause of the Overvoltage is eliminated.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen näher gekenn zeichnet.This object is achieved by the specified in claim 1 Features resolved. Advantageous designs the invention are characterized in the dependent claims draws.

Die ausgebildete Helligkeitssteuerschal tung weist dann eine Überspannungsschutz-Schaltungsanordnung auf. Hierbei ist zum Öffnen des aus der Primärwicklungs induktivität des Transformators und der parallel zum Halbleiterschalter angeordneten Funkentstörkondensator- Kapazität gebildeten Reihenresonanzkreises ein im Rei henresonanzkreis angeordneter Bimetallschalter vorgese hen, wobei ein erstes spannungsfühlendes Bauelement und/oder ein zweites spannungsfühlendes Bauelement in Abhängigkeit von einer an den Funkentstörkondensator-Ka pazitäten abgegriffenen Überspannung sich infolge Strom flusses und infolge thermischer Ankopplung auch das Bi metall des Bimetallschalters erwärmt und dadurch den Reihenresonanzkreis galvanisch trennt. Da hierdurch an den Funkentstörkondensatorkapazitäten keine Überspannung mehr detektiert werden kann, würde auch der Stromfluß durch die spannungsfühlenden Bauelemente aufhören, was zum Abkühlen des Bimetalls des Bimetallschalters und da mit wieder zur Schließung des Reihenresonanzkreises füh ren würde. Da jedoch unter Umständen die Ursache der de tektierten Überspannung noch nicht beseitigt ist, würde in diesem Falle der Bimetallschalter abwechselnd öffnen und schließen. Um dauerhaft auszuschließen, daß im Rei henresonanzkreis eine Überspannung auftritt, ist erfin dungsgemäß weiter vorgesehen, daß elektrisch parallel zum Bimetallschalter sowie thermisch gekoppelt mit dem Bimetall des Bimetallschalters ein Selbsthaltungs-Heiz widerstand angeordnet ist. Hierdurch kann ein in den spannungsfühlenden Bauelementen infolge Überspannung er zeugter Stromfluß nunmehr parallel zum Bimetallschalter durch den Heizwiderstand erfolgen. Wegen der thermischen Ankopplung des Heizwiderstandes an das Bimetall des Bi metallschalters bleibt der Bimetallschalter nunmehr so lange geöffnet, wie die Überspannung im Reihenresonanz kreis anliegt. Diese ist solange vorhanden, als die Hel ligkeitssteuerschaltung an Netzspannung liegt und ein Leerlauffall vorhanden ist. Sollte der Fehler nach dem Wiedereinschalten der Netzspannung noch vorhanden sein, wiederholt sich die Abschaltung, andernfalls geht das Gerät in seinen Normalbetrieb zurück. Aufgrund einer derartig vorgesehenen Schutzschaltung ist es mög lich, alternativ denkbare Lösungen wie z. B. eine auf der Sekundärseite des Transformators zu betreibende Grund last zu umgehen, was auch eine Energieeinsparung bedeu tet.The trained brightness control scarf device then has an overvoltage protection circuit arrangement on. This is to open the primary winding inductance of the transformer and the parallel to the Semiconductor switch arranged radio interference suppression capacitor Capacitance series resonance circuit formed in Rei Bimetal switch arranged in the resonance circuit hen, with a first voltage-sensitive component and / or a second voltage-sensing component in Dependence on one of the radio interference suppression capacitor Ka capacities tapped overvoltage due to current flow and due to thermal coupling also the Bi metal of the bimetal switch heats up and thereby the Series resonance circuit galvanically isolated. Because of this radio interference suppression capacitors no overvoltage the current flow would be more detectable stop what due to the voltage-sensitive components for cooling the bimetal of the bimetal switch and there with again to close the series resonance circuit would ren. However, since the cause of the de detected overvoltage has not yet been eliminated in this case, open the bimetal switch alternately and close. To rule out permanently that in the Rei Henresonanzkreis an overvoltage occurs, is invented according to the invention further provided that electrically parallel to the bimetal switch and thermally coupled with the Bimetal of the bimetal switch a self-holding heater resistance is arranged. This allows one in the voltage-sensitive components due to overvoltage generated current flow now parallel to the bimetal switch through the heating resistor. Because of the thermal Coupling the heating resistor to the bimetal of the Bi metal switch, the bimetal switch now remains this way long open, like the surge in the series resonance circle is present. This is available as long as the hel Liability control circuit is connected to the mains voltage and on Idle case is present. If the error occurs after Switching on the mains voltage is still present, the shutdown repeats itself, otherwise it works Device returns to normal operation. Because of one provided protective circuit it is possible Lich, alternatively conceivable solutions such. B. one on the Secondary side of the transformer to be operated to avoid load, which also means an energy saving tet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der eine einzige Figur aufweisenden Zeichnung näher beschrieben und er läutert.The invention is hereinafter based on the one Figure having drawing described in more detail and he purifies.

Die Zeichnung zeigt eine mit Hilfe eines Triacs TC in Phasenanschnittsteuerung betriebene Helligkeitssteuer schaltung zum Dimmen einer als Transformatorlast LST angeschlossenen Lampe nebst einer erfindungsgemäßen Überspannungsschutzschaltung. Die Schaltung könnte aber auch zum Steuern der Drehzahl eines lastseitig betrie benen Elektromotors eingesetzt werden. Ein Transformator TR weist eine Primärwicklungsinduktivität L₁ und eine Sekundärwicklungsinduktivität L₂ auf. Im vorliegend skizzierten sekundären Leerlauffall wird an den Trafo- Sekundärwicklungsanschlüssen 3, 4 keine Last LST betrieben. Die Primärwicklunginduktivität L₁ liegt zusammen mit dem Triac TC und einer Drosselinduktivität L₃ über die Netzwechselspannungsanschlüsse 1, 2 an Netz wechselspannung 220 V an. Angekoppelt an den Leitungs knoten 5, 15 liegt elektrisch parallel zum Triac TC und der Drosselinduktivität L ein aus den Funkentstörkonden sator-Kapazitäten C1, C2, C3 gebildetes Netzwerk, wobei C2, C3 auch Kondensatoren für das Kondensatornetzteil bilden können. Hierbei sind dem Triac TC und der Dros selinduktivität L3 zwei in Serie liegende Funkentstör kondensator-Kapazitäten C1, C2 parallel geschaltet, wobei der Funkentstörkondensator-Kapazität C2 wiederum eine dritte Funkentstörkondensator-Kapazität C3 mit einem reihengeschalteten Strombegrenzungswiderstand R2 paral lel geschaltet ist. Zwischen einer Ansteuerelektrode G des Triacs TC und einem auf Phasenleiterpotential L lie genden Leitungsknotenpunkt 6 ist ein Gate-Abschlußwider stand R₁ angeordnet. Eine Ansteuerschaltung B beauf schlagt über einen Ausgang A₂ und eine Sperrdiode D₁ die Ansteuerelektrode G. Am zweiten Eingang E2 der Ansteuer schaltung B liegt Phasenleiterpotential L an. Zwischen einem die Funkentstörkondensator-Kapazitäten C1, C2 ver bindenden Leitungsknoten 11 und einem Leitungsknoten 12 liegt ein Netzteilwiderstand R3 als zweites spannungs fühlendes Bauelement. Hierbei liegt zwischen dem Lei tungsknoten 12 und einem auf dem Potential eines Phasen leiters L liegenden Stromknotenpunkt 8 eine Zenerdiode ZD in Stabilisierungsrichtung und zwischen dem Leitungs knoten 12 und einem ersten Ausgang A1 der Ansteuerschal tung B eine in Sperrichtung geschaltete Netzteildiode D2. Zwischen dem auf dem Potential der Anode der Netz teildiode D2 liegenden Leitungsknoten 13 und dem auf Phasenleiterpotential liegenden Leitungsknoten 9 ist ein Netzteilkondensator C4 parallel zur Zenerdiode ZD vorge sehen. Elektrisch parallel zur Funkentstörkondensator- Kapazität C2 ist ein Varistor V als erstes spannungsfüh lendes Bauelement zwischen den Leitungsknoten 11 und 18 geschaltet. Dem ersten Eingang E1 der Ansteuerschaltung B ist ein Synchronisationswiderstand R₄ zwischen dem Leitungsknoten 18 und dem ersten Eingang E1 vorgeschal tet. Zwischen dem Fußpunkt des am Leitungsknoten 16 an gekoppelten Strombegrenzungswiderstandes R2 und einem Leitungsknoten 15 ist ein Bimetallschalter S1 vorgese hen, dessen Bimetall sowohl an die spannungsfühlenden Bauelemente R3, V als auch an einen parallel zum Bime tallschalter S1 liegenden Selbsthaltungs-Heizwiderstand R5 thermisch angekoppelt ist. Sobald der Varistor infol ge Überspannung niederohmig wird oder wenn sich der Netzteilwiderstand R3 infolge zu hohen Stroms erwärmt, wird der Stromfluß über die Leitungsknoten 11, 18, 15, 2 unterbrochen. Zur Temperaturüberwachung der Drosselin duktivität L3 ist zwischen dieser und dem Leitungsknoten 15 ein zweiter Bimetallschalter S2 vorgesehen, der bei Überschreiten einer kritischen Temperatur den Transfor matorprimärkreis unterbricht. Außerdem ist im Transfor matorprimärkreis eine auf Überstrom ansprechende Schmelzsicherung SI angeordnet.The drawing shows a brightness control circuit operated with the help of a triac TC in phase angle control for dimming a lamp connected as a transformer load LST together with an overvoltage protection circuit according to the invention. The circuit could also be used to control the speed of a load-side operated electric motor. A transformer TR has a primary winding inductance L ₁ and a secondary winding inductance L ₂ . In the secondary idle case outlined here , no load LST is operated at the transformer secondary winding connections 3, 4 . The primary winding inductance L ₁ is present together with the triac TC and a choke inductance L ₃ via the AC line connections 1 , 2 to AC voltage 220 V. Coupled to the line nodes 5 , 15 is electrically parallel to the triac TC and the inductor L, a network formed from the radio interference capacitor capacitors C1, C2, C3, C2, C3 also being able to form capacitors for the capacitor power supply. Here, the triac TC and the Dros selinduktivity L3 two series radio interference suppression capacitor capacitances C1, C2 are connected in parallel, the radio interference suppression capacitor capacitance C2 in turn a third radio interference suppression capacitor C3 is connected in parallel with a series-connected current limiting resistor R2. Between a drive electrode G of the triac TC and a line node 6 lying on phase conductor potential L, a gate terminating resistor R _{1 was} arranged. A drive circuit B acts on an output A ₂ and a blocking diode D _1, the drive electrode G. At the second input E2 of the drive circuit B, phase conductor potential L is present. Between a radio interference suppression capacitor C1, C2 ver binding line node 11 and a line node 12 is a power supply resistor R3 as a second voltage-sensing component. Here is a Zener diode ZD in the stabilization direction between the line node 12 and a current node 8 lying on the potential of a phase conductor L, and between the line node 12 and a first output A1 of the control circuit B, a power supply diode D2 switched in the reverse direction. Between the line node 13 lying on the potential of the anode of the network diode D2 and the line node 9 lying on phase conductor potential, a power supply capacitor C4 is seen in parallel with the Zener diode ZD. A varistor V is connected electrically in parallel with the radio interference suppression capacitor capacitance C2 as the first voltage-sensing component between the line nodes 11 and 18 . The first input E1 of the control circuit B is a synchronization resistor R ₄ between the line node 18 and the first input E1 tet. Between the base of the current limiting resistor R2 coupled to the line node 16 and a line node 15 , a bimetal switch S1 is provided, the bimetal of which is thermally coupled both to the voltage-sensitive components R3, V and to a self-holding heating resistor R5 lying parallel to the bimetal switch S1. As soon as the varistor infol ge overvoltage becomes low or when the power supply resistor R3 heats up due to excessive current, the current flow through the line nodes 11 , 18 , 15 , 2 is interrupted. To monitor the temperature of the throttle line L3, a second bimetallic switch S2 is provided between it and the line node 15 , which interrupts the transformer primary circuit when a critical temperature is exceeded. In addition, an overcurrent-sensitive fuse SI is arranged in the transformer primary circuit.

Die Schutzschaltungsanordnung funktio niert dabei wie folgt:
Durch einen sekundären Leerlauffall kommt es zur Reihen resonanz im Reihenresonanzkreis L1; C1, C2, C3 und demzu folge zu einer dort auftretenden Überspannung. Je nach Transformatortyp (Ringkern oder Paketkerntrafo) wird der Bimetallschalter S1 bzw. dessen Bimetall durch den Wi derstand R3 oder den Varistor V (oder eine Suppressordi ode) aufgeheizt. Hierdurch öffnet nach einer gewissen Aufheizzeit der Bimetallschalter S1 und unterbricht den Reihenresonanzkreis L1; C1, C2, C3. Der Bimetallschalter S1 könnte auch den Lastkreis unterbrechen, müßte aber dafür ausgelegt sein. Da die Überspannung über dem Dim mer zwischen den Leitungsknoten 5 und 15 anliegt, könnte sie auch an anderer Stelle erfaßt werden und den Bime tallschalter S1 zur Auslösung bringen. Da parallel zum Bimetallschalter S1 ein Selbsthaltungs-Heizwiderstand R5 angeordnet ist, fließt im Überspannungsfall der Strom nunmehr über den Selbsthaltungs-Heizwiderstand R5, wo durch das thermisch angekoppelte Bimetall des Bimetall schalters S1 weiterhin aufgeheizt bleibt und den Bime tallschalter S1 in Offenstellung hält. Hierdurch wird die schädliche Wirkung einer auftretenden Überspannung solange vermieden, bis die Netzspannung abgeschaltet ist oder der Leerlauffall beseitigt ist.The protective circuit arrangement functions as follows:
A secondary open circuit leads to series resonance in the series resonance circuit L1; C1, C2, C3 and consequently result in an overvoltage occurring there. Depending on the type of transformer (toroidal core or packet core transformer), the bimetal switch S1 or its bimetal is heated by the resistor R3 or the varistor V (or a suppressor diode). As a result, the bimetal switch S1 opens after a certain heating time and interrupts the series resonant circuit L1; C1, C2, C3. The bimetal switch S1 could also interrupt the load circuit, but would have to be designed for this. Since the overvoltage across the dim mer is present between the line nodes 5 and 15 , it could also be detected elsewhere and trigger the bimetal switch S1. Since a self-holding heating resistor R5 is arranged in parallel to the bimetal switch S1, the current now flows in the event of an overvoltage via the self-holding heating resistor R5, where the thermally coupled bimetal of the bimetal switch S1 remains heated and holds the bimetal switch S1 in the open position. This avoids the harmful effect of an overvoltage that occurs until the mains voltage is switched off or the idle case is eliminated.

Claims

1. Brightness control circuit for dimming transformer loads (Lst) with a transformer (TR) having a primary winding inductance (L ₁ ) and a secondary winding inductance (L ₂ ), one arranged in the primary winding circuit of the transformer (TR) and via a control circuit (B) controlled semiconductor switch (TC) and with at least one radio interference suppression capacitor capacitance (C ₁ , C ₂ , C ₃ ) and network connected in parallel to the semiconductor switch (TC) network of radio interference suppression capacitor capacitors (C ₁ , C ₃ , C ₄ ), characterized in that a bimetallic switch (S ₁ ) have de overvoltage protection circuit arrangement (R ₃ , V, S ₁ , R ₅ ) for opening and keeping open one of the primary winding inductance (L1) and the spare capacity for the load idling case the Fun kentstörkondensator capacitances (C ₁ , C ₂ , C ₃ ) formed resonant circuit (L ₁ ; C ₁ , C ₂ , C ₃ ) is provided, where at a first voltage-sensitive component and / or a second voltage-sensitive component depending on an overvoltage tapped at the radio interference suppression capacitors (C ₁ , C ₂ , C ₃ ) as a result of current flow and the bimetal of the bimetal switch (S ₁ ) heats up as a result of thermal coupling , And that electrically parallel to the bimetal switch (S ₁ ) and thermally coupled to the bimetal of the bimetal switch (S ₁ ) a self-holding heating resistor (R ₅ ) is arranged.

2. Brightness control circuit according to claim 1, there characterized in that as a semiconductor switch (TC) a triac is provided.

3. Brightness control circuit according to claim 1 or 2, characterized in that a series inductor (L ₃ ) is connected to the semiconductor switch (TC).

4. Brightness control circuit according to claim 3, characterized in that the semiconductor switch (TC) and the inductor inductor (L ₃ ) two series radio interference suppression capacitors (C ₁ , C ₂ ) are connected in parallel, the radio interference suppression capacitor being acti (C ₂ ) in turn a third radio interference capacitor capacitance (C ₃ ), preferably connected in parallel with a series-connected current limiting resistor (R2).

5. Brightness control circuit according to one of the preceding Claims, characterized in that the bimetal switch (S₁) in the series resonance circuit (L₁; C₁, C₂, C₃) between the primary winding inductance (L1) and the equivalent capacitance spark suppressor capacitance (C₁, C₂, C₃), preferably outside the main circuit (L to N).

6. Brightness control circuit according to one of the preceding claims, characterized in that a first to the radio interference suppression capacitor capacitance (C ₂ ) in parallel Va ristor (V) is provided as the first voltage-sensing component.

7. Brightness control circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the second voltage-sensing component was a power supply resistor (R ₃ ) between a radio interference suppression capacitor capacitances (C ₁ , C ₂ ) connecting line nodes ( 11 ) and a line node ( 12 ) lies, between the Lei line node ( 12 ) and a potential at a Pha senleiters (L) lying current node ( 8 ) a Zener diode (ZD) is connected in the forward direction and wherein between the line node ( 12 ) and a first output (A ₁ ) the control circuit (B) a power supply diode (D ₂ ) is switched in the reverse direction.

8. Brightness control circuit according to claim 7, characterized in that between the at the potential of the anode of the power supply diode (D ₂ ) lying line node ( 13 ) and the phase line potential (L) line node ( 9 ) a power supply capacitor (C ₄ ) in parallel to the Zener diode (ZD) is provided.

9. Brightness control circuit according to one of the preceding claims, characterized in that between a drive electrode (G) of the semiconductor switch (TC) and the phase conductor potential (L) are the line node ( 6 ), a gate terminating resistor (R ₁ ) is arranged , And that between the Ansteuerelek electrode (G) and a second output (A ₂ ) of the control circuit (B) a reverse-polarity blocking diode (D ₁ ) is arranged.

10. Brightness control circuit according to one of the preceding claims, characterized in that between a rule the varistor (V) at neutral potential (N) current node ( 18 ) and a first input (E ₁ ) of the control circuit (B) has a synchronization resistor (R4) is provided.