DE3856066T2

DE3856066T2 - Elektromagnetisches Schütz mit energetisch ausbalancierter Schliessfunktion

Info

Publication number: DE3856066T2
Application number: DE19883856066
Authority: DE
Inventors: James A Bauer
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Corp
Priority date: 1987-02-19
Filing date: 1988-02-12
Publication date: 1998-05-07
Anticipated expiration: 2008-02-13
Also published as: AU608282B2; JP2665925B2; EP0279592A2; EP0279592A3; EP0279592B1; CA1292761C; BR8800662A; MX167495B; AU1128688A; JPS63289737A; DE3856066D1

Description

Diese Erfindung betrifft elektromagnetische Schütze und insbesondere eine Vorrichtung zum Steuern eines elektromagnetischen Schützes.
Elektromagnetische Schütze sind in der US-Patentschrift Nr. 3,339,161 beschrieben. Bei elektrischen Schützen handelt es sich um Schaltvorrichtungen, die sich insbesondere für Anwendungen zum Starten von Motoren, für Beleuchtungseinrichtungen, zum Schalten und ähnliches eignen. Ein Motorstartschütz mit einem Überlast-Relaissystem wird als ein Motorsteuergerät bezeichnet. Ein Schütz weist gewöhnlich einen Magnetkreis auf, der einen feststehenden Magneten und einen beweglichen Magneten oder Anker beinhaltet, wobei zwischen diesen ein Luftspalt ist, wenn das Schütz geöffnet ist. Eine elektromagnetische Spule ist auf Kommando steuerbar, um mit einer Spannungsquelle in Wechselwirkung zu treten, die mit den Hauptkontakten des Schützes verbunden sein kann, um den Anker in Richtung auf den feststehenden Magneten elektromagnetisch zu beschleunigen, wodurch der Luftspalt verringert wird. Auf dem Anker ist ein Satz von Überbrückungskontakten angeordnet, deren Gegenstücke innerhalb des Gehäuses des Schützes fest angeordnet sind, um miteinander in Eingriff zu treten, wenn der Magnetkreis eingeschaltet und der Anker bewegt wird. Die Ladungs- und Spannungsquellen dafür sind gewöhnlich mit den festen Kontakten verbunden, und sie werden untereinander verbunden, wenn die Überbrückungskontakte mit den feststehenden Kontakten in Kontakt treten. Wenn der Anker in Richtung auf den Magneten beschleunigt wird, muß er gewöhnlich zwei Federkräfte überwinden. Die erste Federkraft wird von einer Ausrückfeder bereitgestellt, die nachfolgend dazu verwendet wird, die Kontakte außer Eingriff zu bringen, indem der Anker in die entgegengesetzte Richtung bewegt wird, wenn der an die Spule angelegte Strom abgeschaltet wird. Dies erfolgt, wenn die Kontakte geöffnet werden. Die andere Federkraft wird von einer Kontaktfeder bereitgestellt, die zusammengedrückt wird, sobald die Brückenkontakte gegen die feststehenden Kontakte anliegen, jedoch während der Anker fortfährt, sich in Richtung auf den feststehenden Magneten zu bewegen, wenn der Luftspalt auf Null reduziert wird. Die Kraft der Kontaktfeder bestimmt den Betrag des elektrischen Stromes, der über die geschlossenen Kontakte fließen kann, und sie bestimmt ferner, wieviel Kontaktverschleiß tolerierbar ist, wenn ein wiederholter Betrieb des Schützes erfolgt. Gewöhnlich ist es wünschenswert, daß die Kontaktfeder so kräftig wie möglich ist, wodurch das Stromleitvermögen des Schützes erhöht wird und somit das Vermögen gesteigert wird, sich einem Kontaktverschleiß anzupassen. Da jedoch diese Kraft durch die von dem Elektromagneten während dem Schließvorgang bereitgestellte Energie überwunden werden muß, wird für steifere Kontaktfedern gewöhnlich mehr Schließenergie erforderlich sein als für weniger steife Kontaktfedern. Viele Elektromagneten in Schützen werden mit Wechselstrom betrieben. In der Technik wurde jedoch keine Lehre gefunden, um den Wechselstrom auf logische Weise zu steuern, um vorhersagbare Ergebnisse zu erzielen. Es wäre wünschenswert, den Wechselstrom in solch einer Weise zu steuern.
DE-A-2601799 beschreibt eine Schaltanordnung zum Betätigen eines Elektromagnetsystems, insbesondere für ein Schütz. Der Zustand des Elektromagneten wird überwacht und die Stromzufuhr zu der Wicklung des Elektromagneten wird phasengesteuert, um die zugeführte Energie zu minimieren. DE-A-2110071 beschreibt eine Vorrichtung zum Minimieren der Aufprallenergie eines Ankers mittels Steuerung der Stromzufuhr zu der Wicklung des Elektromagneten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein elektrisches Schütz geschaffen mit einem ersten Kontakt, einem zweiten Kontakt, der in eine Stellung mit elektrischer Verbindung mit dem ersten Kontakt bewegt werden kann, einem Elektromagneten mit einer Wicklung und einem beweglichen Anker, welcher mechanisch mit dem zweiten Kontakt verbunden ist, um eine Kontaktschließbewegung zu bewirken, die den zweiten Kontakt in die Stellung mit elektrischer Verbindung mit dem ersten Kontakt bewegt, einem festen Magneten, welcher am Ende der Kontaktschließbewegung gegen den beweglichen Anker ansteht, sowie mit Federbauteilen die den beweglichen Anker weg von dem Anstehen gegen den festen Magneten drängen, dadurch gekennzeichnet, daß
das elektrische Schütz ferner eine Ankerbewegungs-Steueranordnung aufweist, die einen Mikroprozessor mit einer Speicheranordnung und einem in der Speicheranordnung vorgesehenen Algorithmus aufweist, welcher die Stromzufuhr zu der Wicklung bei einem Spannungswert reguliert, der während der in Abfolge durch die folgenden Bewegungsphasen ablaufenden Schließbewegung innerhalb von Grenzwerten variieren kann, wobei die folgenden Bewegungsphasen jeweils über einen eigenen diskreten Satz von Bewegungssteuerungs-Charakteristika verfügen,
eine Beschleunigungsphase, in welcher der Großteil der zum Schließen des Schützes erforderlichen Energie der Wicklung zugeführt wird, wobei am Ende der Beschleunigungsphase die Energiezufuhr zu der Wicklung unterbrochen wird und die dem Anker zugeführte Energie im wesentlichen gleich der zum Zusammendrücken der Federbauteile erforderlichen Energie ist, um ein Anstehen des Ankers gegen den festen Magneten zu ermöglichen,
eine Auslaufphase, in welcher der Anker fortfährt, sich in Richtung auf den festen Magneten zu bewegen und in welcher der Wicklung ein Justierstrom zugeführt werden kann, um den Anker erneut zu beschleunigen, um das Schließen des Schützes zu gewährleisten,
eine Greifphase, in welcher der Wicklung eine Zahl von Impulsen eines Haltestromes zugeführt wird, direkt nachdem der bewegliche Anker voraussichtlich eine Position erreicht, in welcher er gegen den festen Magneten ansteht, um den beweglichen Anker gegen den festen Magneten zu halten, um Schwingungen oder Prellbewegungen zu dämpfen, und
eine Haltephase, in welcher der Anker zur Ruhe gekommen ist, wobei der Wicklung ein ausreichend großer Strom zugeführt wird, um zu verhindern, daß die Federbauteile das Anstehen des beweglichen Ankers gegen den festen Magneten lösen, wobei die Stromzufuhrrate in der Haltephase wesentlich kleiner als während der Beschleunigungsphase ist.
Die Erfindung wird nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, wobei:
FIG. 1 eine isometrische Ansicht eines elektromagnetischen Schützes zeigt;
FIG. 2 eine Schnittansicht des Schützes von FIG. 1 entlang Schnitt II-II zeigt;
FIG. 3 Kraft- und Ankergeschwindigkeitskurven für ein bekanntes Schütz mit einer elektromagnetischen Ankerbeschleunigungsspule, einer Ausrückfeder und einer Kontaktfeder zeigt;
FIG. 4 mehrere Kurven ähnlich den in FIG. 3 gezeigten für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
FIG. 5 eine Reihe von Kurven ähnlich jenen der FIGN. 3 und 4, jedoch für eine andere Ausführungsform der Erfindung zeigt;
FIG. 6 noch einen weiteren Satz von Kurven für die Vorrichtung der FIGN. 4 und 5 für Spannungs- und Stromkurven zeigt;
FIG. 7A bis 7D ein schematisches Schaltungsdiagramm teilweise in Form eines Blockdiagramms für ein elektrisches Steuerungssystem für das Schütz der FIGN. 1 und 2 zeigen;
FIG. 8 eine Aufsicht auf eine gedruckte Leiterplatte zeigt, welche die Schaltungselemente von FIG. 7 sowie die Schützspule, Stromwandler und Spannungstransformatoren von FIG. 2 beinhaltet;
FIG. 9 eine Seitenansicht der Leiterplatte von FIG. 8 zeigt;
FIG. 10 die Leiterplatte der FIGN. 8 und 9 in isometrischer Ansicht so zeigt, wie sie in dem Schütz von FIG. 2 montiert werden;
FIG. 11 ein Schaltungsdiagrannn und ein Verkabelungsschema teilweise in Form eines Blockdiagramms für das Schütz der FIGN. 2 und 7 zeigt, wenn dieses in Verbindung mit einem dadurch zu steuernden Motor verwendet wird;
FIG. 12 eine schematische Anordnung eines Strom/Spannungs-Wandlers zum Gebrauch bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
FIG. 13 eine schematische Anordnung des Wandlers von FIG. 12 mit einer Integratorschaltung zeigt;
FIG. 14 eine Kurvendarstellung der Länge des Luftspaltes gegenüber dem Spannungs/Strom-Verhältnis für die Wandleranordnung der FIGN. 12 und 13 zeigt;
FIG. 15 eine Ausführungsform eines Strom/Spannungs-Wandlers zeigt, bei welchem ein magnetisches Füllstück benutzt wird;
FIG. 16 eine Ausführungsform eines Strom/Spannungs-Wandlers zeigt, bei welchem ein einstellbares vorstehendes Bauteil benutzt wird;
FIG. 17 eine Ausführungsform eines Strom/Spannungs-Wandlers zeigt, bei welchem ein bewegbarer Kernabschnitt benutzt wird;
FIG. 18 eine Ausführungsform eines Strom/Spannungs-Wandlers zeigt, bei welchem ein Kern aus pulverisiertem Metall benutzt wird;
FIG. 19 einen Algorithmus zum Einlesen der Schalter in Form eines Blockdiagramms zeigt, wie er von einem Mikroprozessor zum Lesen von Schaltern und zum Entladen von Kondensatoren für die Eingangsschaltung der Spulensteuerplatine von FIG. 7 benutzt wird;
FIG. 20 einen Algorithmus zum Lesen der Spannung in Form eines Blockdiagramms zeigt, um die Leitungsspannung für die Spulensteuerplatine von FIG. 7 auszulesen;
FIG. 21 einen Algorithmus in Form eines Blockdiagrammes zeigt, um die Spulenspannung für die Spulensteuerschaltung von FIG. 7 auszulesen;
FIG. 22 einen mit BEREICH betitelten Algorithmus in Form eines Blockdiagrammes zeigt, um den Leitungsstrom auszulesen, wie er von der Überlastrelaisplatine von FIG. 7 bestimmt wird;
FIG. 23 eine schematische Darstellung eines A/D-Wandlers sowie Speicherpositionen zeigt, die bei der Bestimmung des Leitungsstromes benutzt werden, wie sie in dem Mikroprozessor der Spulensteuerplatine gemäß der vorliegenden Erfindung zu finden sind;
FIG. 24 einen mit AUSLÖSEN DES TRIAC bezeichneten Algorithmus in Form eines Blockdiagramms zeigt, wie er von einem Mikroprozessor zum Auslösen des Spulensteuertriacs für die Spulensteuerplatine von FIG. 7 benutzt wird;
FIG. 25A eine Kurvendarstellung der Ableitungen des in FIG. 25A gezeigten Leitungsstromes zeigt;
FIG. 25B eine Kurvendarstellung eines Leitungsstromes für die von der vorliegenden Erfindung gesteuerte Vorrichtung in einer Sinusdarstellung von ½ pro Einheit, 1 pro Einheit und 2 pro Einheit zeigt;
FIG. 25C eine Kurvendarstellung der sich ergebenden Eingangsspannung des Analog/Digitalwandlers gegenüber Halbzyklus-Abtastintervallen (Zeit) für drei Beispiele der Stärke des Leitungsstromes von FIG. 25A zeigt;
FIG. 26 eine Darstellung der Binärzahlen zeigt, die für Beispiel 1 einer Analog/Digital-Umwandlung für sechs Abtastzeiten in der mit BEREICH betitelten Abtastroutine von FIG. 22 für den Leitungszyklus mit ½ pro Einheit in Speicherpositionen in dem Mikroprozessor von FIG. 23 gespeichert sind;
FIG. 27 eine Darstellung der Binärzahlen zeigt, die für Beispiel 2 einer Analog/Digital-Umwandlung für sechs Abtastzeiten in der mit BEREICH betitelten Abtastroutine von FIG. 22 für den Leitungszyklus mit 1 pro Einheit in Speicherpositionen in dem Mikroprozessor von FIG. 23 gespeichert sind;
FIG. 28 eine Darstellung der Binärzahlen zeigt, die für Beispiel 3 einer Analog/Digital-Umwandlung für sechs Abtastzeiten in der mit BEREICH betitelten Abtastroutine von FIG. 22 für den Leitungszyklus mit 2 pro Einheit in Speicherpositionen in dem Mikroprozessor von FIG. 23 gespeichert sind;
FIG. 29 Auftragungen von VLINE, VRUN(T) und VRUN(F) am Eingang des Mikroprozessors zeigt;
FIG. 30 eine Aufsicht auf eine gedruckte Leiterplatte ähnlich zu derjenigen zeigt, wie sie in den FIGN. 8 und 9 dargestellt ist, und die bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung verwendet wird;
FIG. 31 eine Schnittansicht eines Schützes ähnlich zu dem in den FIGN. 1 und 2 gezeigten für eine andere Ausführungsform der Erfindung ist; und
FIG. 32 eine Schnittansicht des Schützes von FIG. 31 entlang der Schnittlinien XXXII-XXXII ist.
Die FIGN. 1 und 2 zeigen ein dreiphasiges elektrisches Schütz oder ein Steuergerät 10. Zu Zwecken der Einfachheit der Beschreibung werden die Konstruktionsmerkmale von nur einem der drei Pole beschrieben, wobei es sich versteht, daß die beiden anderen Pole gleich sind. Das Schütz 10 weist ein Gehäuse 12 auf, welches aus einem geeigneten elektrisch isolierenden Material, wie beispielsweise einer Glas/Nylon-Zusammensetzung, gefertigt ist, auf welchem elektrische Lastanschlüsse 14 und 16 zur Verbindung mit einer elektrischen Vorrichtung, einer Schaltung oder einem durch das Schütz zu bedienenden oder zu betreibenden System angeordnet sind. Solch ein System ist beispielhaft in FIG. 11 schematisch dargestellt. Die Anschlüsse 14 und 16 können jeweils einen Teil eines Satzes von dreiphasigen elektrischen Anschlüssen sein, wie zuvor erwähnt wurde. Die Anschlüsse 14 und 16 liegen räumlich getrennt voneinander und sie sind intern mit Leitern 20 bzw. 24 verbunden, welche sich in den zentralen Bereich des Gehäuses 12 erstrecken. Dort enden die Leiter 20 und 24 in geeigneten festen Kontakten 22 bzw. 26. Eine Verbindung der Kontakte 22 und 26 wird für eine Leitungsverbindung zwischen den Endanschlüssen 14 und 16 sorgen, und den Schütz 10 leitfähig machen. Eine separat hergestellte Spulensteuerplatine 28 (wie sie im folgenden in den FIGN. 8, 9 und 10 dargestellt ist) kann fest innerhalb des Gehäuses 12 in einer nachfolgend beschriebenen Weise angeordnet sein. Auf der Spulensteuerplatine 28 befindet sich eine Spulen- oder Elektromagnet-Baugruppe 30, die eine elektrische Spule oder einen Elektromagneten 31 als Teil davon beinhalten kann. Ein Federsitz 32, auf dem ein Ende einer Ausrückfeder 34 fest angebracht ist, und welcher ein Ende der Spulenbaugruppe 30 bildet, ist in Abstand von der Spulensteuerplatine 28 angeordnet. Das andere Ende der Ausrückfeder 34 liegt gegen einen Teil 12A der Basis 12 an, bis eine Bewegung des Trägers 42 in einer nachfolgend beschriebenen Weise bewirkt, daß der untere Teil 42A davon die Feder 34 mitnimmt und gegen den Sitz 32 drückt. Dies erfolgt in einer Ebene außerhalb der Zeichenebene von FIG. 2. Die Feder 34 umgibt den Anker 40. Sie wird von dem unteren Teil 42A an deren Schnittstelle mitgenommen. Die Abmessung des Bauteils 42 in der Ebene von FIG. 2 ist größer als der Durchmesser der Feder 34. Ein fester Magnet oder ein Kern aus magnetisierbarem Material 36 ist strategisch innerhalb eines Kanals 38 angeordnet, der radial zu dem Elektromagneten oder der Spule 31 der Spulenbaugruppe 30 ausgerichtet ist. Axial versetzt zu dem festen Magneten 36 ist in dem gleichen Kanal 38 ein Magnetanker oder ein magnetischen Fluß leitendes Bauteil 40 angeordnet, welches in Längsrichtung (axial) in dem Kanal 38 mit Bezug auf den festen Magneten 36 bewegbar ist. Am Ende des Ankers 40 und in Abstand von dem festen Magneten 36 befindet sich der sich in Längsrichtung erstreckende, elektrisch isolierende Kontaktträger 42, auf dem eine elektrisch leitende Kontaktbrücke 44 angeordnet ist. Auf einem radialen Arm der Kontaktbrücke 44 ist ein Kontakt 46 angeordnet, und auf dem anderen radialen Arm der Kontaktbrücke 44 ist ein Kontakt 48 angeordnet. Man sollte jedoch nicht vergessen, daß die Kontakte für ein dreipoliges Schütz in dreifacher Ausführung vorgesehen sind. Der Kontakt 46 liegt gegen Kontakt 22 an (22-46), und der Kontakt 48 liegt gegen Kontakt 26 an (26-48), wenn ein Stromkreis zwischen dem Anschluß 14 und dem Anschluß 16 intern geschlossen wird, wenn das Schütz 10 schließt. Andererseits ist der interne Kreis zwischen den Anschlüssen 14 und 16 offen, wenn sich der Kontakt 22 in Abstand von dem Kontakt 46 befindet und der Kontakt 26 sich in Abstand von dem Kontakt 48 befindet. In FIG. 2 ist die Position mit geöffnetem Kreis gezeigt. Es ist eine bogenförmige Abdeckung 50 vorgesehen, die so angeordnet ist, daß sie die Kontaktbrücke 44 und die Anschlüsse 22, 26, 46 und 48 umgibt, um so ein teilweise umschlossenes Volumen zu schaffen, in welchem ein elektrischer Strom, der intern zwischen den Anschlüssen 14 und 16 fließt, sicher unterbrochen werden kann. Mittig in der bogenförmigen Abdeckung so ist eine Ausnehmung 52 vorgesehen, in welcher der Querbalken 54 des Trägers 42 angeordnet ist und davon abgehalten wird, daß er sich gesehen in FIG. 2 quer (radial) bewegt, daß er sich jedoch frei in Längsrichtung (axial) zu der Mittellinie 38A des zuvor erwähnten Kanals 38 bewegen oder gleiten kann. Die Kontaktbrücke 44 wird mit Hilfe einer Kontaktfeder 56 in dem Träger 42 gehalten. Die Kontaktfeder 56 wird zusammengedrückt, um eine fortgesetzte Bewegung des Trägers 42 in Richtung auf den Kern 36 zu erlauben, selbst nachdem die Kontakte 22-46 und 26- 48 gegeneinander anliegen oder "geschlossen wurden". Ein weiteres Zusammendrücken der Kontaktfeder 56 erhöht in großem Maße den Druck der geschlossenen Kontakte 22-46 und 26-48, um das Stromführvermögen des inneren Kreises zwischen den Anschlüssen 14 und 16 zu erhöhen und um für ein automatisches Einstellen zu sorgen, welches es den Kontakten erlaubt, eine anliegende oder "geschlossene" Position selbst dann einzunehmen, wenn ein erheblicher Kontaktverschleiß eingetreten ist. Der in Längsrichtung liegende Bereich zwischen dem Magneten 36 und dem bewegbaren Anker 40 weist einen Luftspalt 58 auf, in welchem ein magnetischer Fluß herrscht, wenn die Spule 31 elektrisch mit Strom versorgt wird.
Auf der Spulensteuerplatine 28 können extern zugänglich Anschlüsse auf einem Anschlußblock J1 angeordnet sein, um für eine Verbindung mit der Spule oder dem Elektromagneten 31 zu sorgen, unter anderem mittels gedruckten Leiterbahnen oder anderen Leitern auf der Steuerplatine 28. Ein weiterer Anschlußblock JX (gezeigt in FIG. 32) kann ebenso auf der gedruckten Leiterplatte 28 für andere nützliche Zwecke angeordnet sein. Wird die Spule oder der Elektromagnet 31 mit elektrischer Energie versorgt, die an den von außen zugänglichen Anschlüssen an dem Anschlußblock J1 in Antwort auf ein Kontaktschließsignal anliegt, welches an dem von außen zugänglichen Anschlußblock J1 zur Verfügung steht, so wird ein magnetischer Flußweg durch den festen Magneten oder den Kern 36, den Luftspalt 58 und den Anker 40 erzeugt. Bekanntlich führt ein solcher Zustand dazu, daß sich der Anker 40 in Längsrichtung innerhalb des Kanals 38 bewegt, um den Luftspalt 58 zu verkürzen oder zu überbrücken, und daß dieser sich schließlich gegen den Magneten oder den Kern 36 anlegt. Diese Bewegung erfolgt in anfänglichen Bewegungsphasen entgegen der Kompressionskraft der Ausrückfeder 34 und wird von dieser gehemmt, und sie wird ferner durch die Kompressionskraft der Kontaktfeder 56 gehemmt, nachdem die Kontakte 22-46 und 26-48 in einem späteren Teil der Bewegung des Ankers 40 gegeneinander anliegen.
Innerhalb des Gehäuses 12 des Schützes 10 kann außerdem eine gedruckte Leiterplatte oder Platine 60 mit einem Überlastrelais vorgesehen sein (ebenso in den FIGN. 8, 9 und 10 gezeigt), auf welchen Strom/Spannungs-Wandler oder Transformatoren 62 angeordnet sind (von denen nur einer mit dem Bezugszeichen 62B in FIG. 2 gezeigt ist). Bei jenen Ausführungsformen der Erfindung, bei welchen die Überlastrelais-Platine 60 benutzt wird, kann sich der Leiter 24 durch die ringförmige Öffnung 62T des Strom/Spannungs-Transformators oder Wandlers 62B erstrecken, so daß der in dem Leiter 24 fließende Strom von dem Strom/Spannungs-Transformator oder Wandler 62B erfaßt wird. Die so erfaßte Information wird in zweckmäßiger Weise, wie es nachfolgend beschrieben wird, benutzt, um nützliche Schaltungsinformation für das Schütz 10 bereitzustellen.
An einem Ende der Überlastrelais-Platine 60 können außerdem Wählschalter 64 vorgesehen sein, die von einem Bereich außerhalb des Gehäuses 12 zugänglich sein können. Eine andere Ausführungsform der Erfindung ist in den FIGN. 30 und 31 dargestellt, deren Beschreibung sowie die Beschreibung von deren Betrieb nachfolgend ausgeführt ist.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 2 und 3 sind vier überlagerte Kurven dargestellt, um den Stand der Technik vor der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Insbesondere sind Kraft-Weg-Kurven für einen Elektromagneten wie den in FIG. 2 mit 31 bezeichneten, für eine Ausrückfeder wie die in FIG. 2 mit 34 bezeichnete und für eine Kontaktfeder wie die in FIG. 2 mit 56 bezeichnete veranschaulicht. Außerdem ist eine überlagerte Kurve 92 der gegenwärtigen Geschwindigkeit gegenüber dem Weg für einen Anker wie den in FIG. 2 mit 40 bezeichneten dargestellt. Obschon die unabhängige Variable in jedem Fall der Weg ist, könnte es sich bei dieser auch um die Zeit handeln, da diese beiden Variablen für die in FIG. 3 gezeigten Kurven eng miteinander in Beziehung stehen. Es versteht sich, daß die Bezugnahme auf die Bauteile des Schützes 10 von FIG. 2 nur zu Zwecken der Vereinfachung der Beschreibung gemacht werden. Es ist nicht davon auszugehen, daß die in FIG. 2 gezeigten Elemente insgesamt als Ganzes genommen durch den Stand der Technik gedeckt sind. Eine erste Kurve 70 zeigt die Kraft gegenüber dem Weg (es könnte auch die Zeit verwendet werden) für eine Ausrückfeder (wie beispielsweise 34), wenn die Feder beginnend bei Punkt 72 zusammengedrückt wird. Die Feder 34 liefert eine anfängliche Kraft 74. Die Feder 34 widersetzt sich graduell einer Kompression mit einer immer größeren Kraft, bis ein Punkt 78 auf der Wegachse erreicht wird. Die Fläche, die von den Linien umschlossen wird, welche den Punkt 72, den Punkt 74, die Kurve 70, den Punkt 76, den Punkt 78 und erneut den Punkt 72 verbinden, stellt den Gesamtbetrag der Energie dar, die erforderlich ist, um die Ausrückfeder durch die Bewegung des Ankers 40 zusammenzudrücken, wenn dieser beschleunigt wird, um den Luftspalt 58 zwischen diesem und dem feststehenden Magneten 36 zu schließen. Diese Kraft wirkt der Bewegung des Ankers 40 entgegen. Bei Punkt 80 auf der Wegachse liegen die Kontakte 22-46 und 26-48 gegeneinander an und eine fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 bewirkt eine Kompression der Kontaktfeder 56, die eine zunehmende Kraft auf die nun gegeneinander anliegenden Kontakte ausübt, aus Gründen, die zuvor beschrieben wurden. Die Kurve 79 stellt die Gesamtkraft dar, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeitet, wenn er beschleunigt wird, um den Luftspalt 58 zu schließen. Eine stufenförmige Zunahme der Kraft zwischen dem Punkt 81 und dem Punkt 82 erfolgt, wenn sich die Kontakte 22-46 und 26-48 berühren. Diese Kraft nimmt weiterhin zu, bis der sich bewegende Anker 40 bei Punkt 78 die maximale Kraft erfährt, die durch die Kombination der Ausrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 ausgeübt wird. Der Betrag der zusätzlichen Energie, die der sich bewegende Anker aufbringen muß, um den Widerstand der Kontaktfeder 56 zu überwinden, wird durch die Fläche repräsentiert, die von den Linien umschlossen wird, welche die Punkte 81 und 82, die Kurve 79, die Punkte 84 und 76, die Kurve 76A und erneut den Punkt 81 verbinden. Wenn der Anker 40 von seiner Ruheposition bei 72 zu seiner Position des Anliegens gegen den Magneten 36 bei 78 beschleunigt wird, muß daher die Spule oder der Elektromagnet 31 mindestens die Energie aufbringen, die durch die Linien, welche die Punkte 72, 74, 81, 82, 84, 78 und erneut 72 verbinden, dargestellt ist. Die positive Steigung der Kurve 70 wird zweckmäßigerweise so gering wie möglich gehalten, so daß der Anker 40 in der umgekehrten Richtung bewegt werden kann, wenn die Spulenenergie abgezogen wird, so daß sich das Schütz erneut öffnen kann. Die Kraft, die der Anker 40 im ersten Moment seiner Bewegung überwinden muß, ist der Kraftgrenzwert, der durch den Unterschied zwischen den Punkten 72 und 74 repräsentiert wird. Folglich muß der Anker zu diesem Zeitpunkt mindestens so viel Kraft aufbringen. Zu Zwecken der Einfachheit der Beschreibung wird daher in anschaulicher Weise angenommen, daß die elektromagnetische Spule 31 die an dem Punkt 88 in FIG. 3 für den Anker 40 bei 72 dargestellte Kraft liefert. Außerdem ist es erforderlich, daß der Betrag der von der Spule oder von dem Elektromagneten 31 zu dem Zeitpunkt bereitgestellten Kraft, wenn sich die Kontakte 22-46 und 26-48 berühren, und die Kontaktfeder 56 bei 80 in Eingriff kommt, größer ist, als der Betrag der Kraft, der durch den Abstand zwischen den Punkten 80 und 82 in FIG. 3 dargestellt ist, da andernfalls der sich beschleunigende Anker 40 mitten in seiner Bewegung verharren wird, und somit nur für ein sehr schwaches Anliegen der Kontakte 22-46 und 26-48 gegeneinander sorgen wird. Dies ist eine unerwünschte Situation, da bei solch einem Zustand die Tendenz in starkem Maße zunehmen wird, daß die Kontakte einen Schweißnebenschluß bilden. Folglich muß die von der Spule 31 zum Beschleunigen des Ankers 40 bereitgestellte Kraft an dem Punkt 80 größer sein, als die Kraft, die an dem Punkt 82 dargestellt ist. Eine Kurve des magnetischen Zuges für Elektromagneten und die damit verbundenen beweglichen Anker folgt in relativ vorhersagbarer Weise den Konfigurationen, die eine Funktion von vielen Parametern sind, einschließlich dem Gewicht des Ankers, der Stärke des magnetischen Feldes, der Größe des Luftspaltes etc. Solch eine Kurve ist bei 86 in FIG. 3 gezeigt. Durch die relative Form der Kurve 86 und die vorherigen Zwangsbedingungen, die mit dem Wert der Kraft verbunden sind, die von der Spule 31 bei den Punkten 72 und 80 auf der Wegachse von FIG. 3 benötigt werden, wird das Gesamtprofil für die Kurve des magnetischen Zuges für den Anker 40 und die Spule 31 von FIG. 2 festgelegt. Sie endet mit einem Kraftwert 90. Es versteht sich, daß es ein Kennzeichen von Kurven des magnetischen Zuges ist, daß die Magnetkraft erheblich zunimmt, wenn sich der Luftspalt 58 verengt, wenn der sich bewegende Anker 40 sich dem stationären Magneten 36 nähert. Folglich herrscht an Stelle 78 die Kraft 90. An dieser Stelle legt sich der Anker 40 erstmals gegen den festen Magneten 36 an oder berührt diesen. Dies erzeugt unglücklicherweise zwei unerwünschte Situationen: Zum einen ist ohne weiteres zu sehen, daß die dem magnetischen System mittels der Spule 31 zugeführte Gesamtenergie, wie sie durch die Linien dargestellt ist, welche die Punkte 72, 88, Kurve 86, Punkte 90, 78 und erneut Punkt 72 verbinden, erheblich größer ist als die Energie, die zum Überwinden der verschiedenen Federkräfte erforderlich ist. Der Energieunterschied wird von der Fläche repräsentiert, die von den Linien eingeschlossen wird, welche die Punkte 74, 88, Kurve 86, Punkt 90, 84, 82, 81 und erneut 74 verbinden. Diese Energie wird verschwendet oder ist unnötige Energie, und es wäre sehr wünschenswert, diese Energie nicht zu erzeugen. Die zweite unerwünschte Eigenschaft oder Situation liegt darin, daß der Anker 80 auf seinen Maximalwert beschleunigt wird und die größte kinetische Energie genau dann erzeugt, bevor er gegen den Permanentmagneten 36 anliegt. Eine Geschwindigkeitskurve 92, die bei Punkt 72 beginnt und bei Punkt 94 endet, stellt, wie in FIG. 3 gezeigt, die Geschwindigkeit des Ankers 40 dar, wenn dieser entlang seinem axialen Bewegungsweg beschleunigt wird. Man beachte die Änderung der Kurvenform bei 80, wenn die Ausrückfeder 34 in Eingriff kommt. Zu dem Zeitpunkt, direkt bevor der Anker 40 den Permanentmagneten 36 berührt, ist die Geschwindigkeit V1 maximal. Dies führt zu dem sehr unerwünschten Umstand, daß ein großer Betrag von kinetischer Energie aufgrund der hohen Geschwindigkeit zum Zeitpunkt des Auftreffens oder Anliegens zwischen dem Anker 40 und dem Permanentmagneten 36 übertragen wird. Diese Energie muß sofort dissipiert oder von anderen Elementen des Systems absorbiert werden. Typischerweise erfordert die plötzliche Senkung der Ankergeschwindigkeit auf Null bei 78, daß die Energie sofort gesenkt wird. Diese kinetische Energie wird unter anderem in das Geräusch des Auftreffens, in Wärme, in "Aufprall", in Vibrationen und in mechanischen Verschleiß umgewandelt. Falls der Anker 40 aufschlägt, ist, da er lose mit den Kontakten 46-48 auf der Kontaktbrücke 44 mittels der Kontaktfeder 56 verbunden ist, die Wahrscheinlichkeit hoch, daß das daraus gebildete mechanische System schwingen oder vibrieren wird, so daß die Kontaktanordnungen 22-46 und 26-48 schnell und wiederholt in Eingriff treten und brechen. Dies ist eine sehr unerwünschte Eigenschaft bei einer elektrischen Schaltung. Es wäre daher wünschenswert, das Schütz 10 von FIG. 2 so zu verwenden, daß die der Spule 31 zugeführte Energie sorgfältig überwacht und so gewählt wird, daß nur die exakte Energiemenge (oder ein Energiewert nahe diesem Wert) bereitgestellt wird, die erforderlich ist, um den Widerstand der Ausrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 zu überwinden. Ferner wäre es wünschenswert, wenn die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 erheblich gesenkt wird, wenn der Anker gegen den Permanentmagneten 36 angelegt wird, so daß die Wahrscheinlichkeit des "Aufpralls" entsprechend gesenkt wird. Die zuvor erwähnten Probleme werden von der vorliegenden Erfindung gelöst, wie sie beispielsweise in den FIGN. 4, 5 und 6 graphisch dargestellt ist.
Unter Bezugnahme auf FIG. 2, FIG. 3 und FIG. 4 ist eine Reihe von Kurven ähnlich jenen, wie sie in FIG. 3 gezeigt sind, in FIG. 4 für die vorliegende Erfindung dargestellt. In diesem Fall sind die Federkraftkurven 70 und 79 für die Ausrückfeder 34 bzw. für die Kontaktfeder 56 die gleichen wie die in FIG. 3 gezeigten. Jedoch ist die von der Kontaktfeder bzw. der Ausrückfeder bereitgestellte Energie mit X bzw. Y bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung beginnt die Kurve des magnetischen Zuges 86', welche die von der Spule 31 aufgebrachte Kraft repräsentiert, bei einem Punkt oder Kraftpegel 95, um den Grenzwert für die Kraft der Ausrückfeder zu überwinden, wie es zuvor beschrieben wurde, und sie setzt sich zu einem Punkt oder Kraftwert 97 fort, der bei einem Weg 96 auftritt. Es ist zu bemerken, daß die dem Anker 40 durch die Spule 31 zugeführte elektrische Energie bei einem Weg 96, der dem Kraftwert 97 entspricht, nachläßt. Dies geschieht, bevor der Anker 40 seine Bewegung in seine Position des Anliegens gegen den festen Magneten 36 abgeschlossen hat. Es ist zu bemerken, daß zu diesem Zeitpunkt die von dem Anker 40 erreichte Maximalgeschwindigkeit Vm an dem Punkt 98 auf der Geschwindigkeitskurve 92' angedeutet ist. Dabei handelt es sich um die Maximalgeschwindigkeit, die der Anker während seiner Bewegung zu der Position des Anliegens gegen den Magneten 36 erreichen wird. In anderen Worten bedeutet dies, daß dann, wenn die elektrische Energie von der Spule 31 abgezogen wird, die Beschleunigung des Ankers enden wird und dieser beginnt, sich zu verlangsamen. Die Abbremskurve ist bei 100 in FIG. 4 gezeigt, und sie reicht von Punkt 98 bis zu Punkt 78, wobei eine Änderung der Steigung auftritt, wenn die Ausrückfeder in Eingriff kommt. Dies wird erreicht, indem der Fluß an elektrischer Energie zu der Spule 31 vorzeitig unterbrochen wird, wenn der Weg 96 erreicht wurde. Bevor der Anker 40 seine Bewegung zu der Position des Anliegens gegen den feststehenden Magneten 36 beendet hat, muß nur jener Energiebetrag, der zum Überwinden der Federkräfte erforderlich ist, zugeführt werden, wodurch für ein energieeffizientes System gesorgt ist. Wenn die elektrische Energie von dem Elektromagneten 31 abgezogen ist, wird die Energie, die zum Beenden der Ankerbewegung zu seiner Ruheposition des Anliegens gegen den Magneten 26 erforderlich ist, durch die Fläche repräsentiert, die von den Linlen umschlossen wird, welche die Punkte 96, 99, Kurve 70, Punkte 81, 82, Kurve 79, Punkte 84, 78 und erneut 96 verbinden. Diese Energie wird während jener Zeit zugeführt, während welcher elektrische Energie der Ankerspule 31 zugeführt wird, was durch die Fläche Z veranschaulicht ist (nicht notwendigerweise im gleichen Maßstab), die von den Linien umschlossen wird, welche die Punkte 74, 95, Kurve 86', Punkte 97, 99 und erneut Punkt 74 verbinden. Die letztgenannte Energiebilanz wird auf zweckmäßige Weise gewählt, wobei es sich dabei um eine empirische Analyse handeln kann, bei welcher die Energiepegel experimentell bestimmt werden. Die von der Fläche Z' repräsentierte Energie wird benutzt, um die Ausrückfeder 34 während einer anfänglichen Bewegung des Ankers zu komprimieren und sie steht später in dem Bewegungsweg nicht zur Verfügung. Wie nachfolgend beschrieben wird, kann ein Mikroprozessor benutzt werden, um die zuzuführende Energiemenge zu bestimmen. Die fortgesetzte Bewegung des Ankers 40 während der Abbremsphase, wie sie durch die Kurve 100 dargestellt ist, ist eine Funktion des Pegels der kinetischen Energie E, die von dem Anker 40 an Punkt 96 erreicht wird, wenn die elektrische Energie von der Spule 31 abgezogen wurde. Diese Energie E ist gleich der Hälfte der Masse (M) des Ankers mal der Geschwindigkeit (Vm), die er an dem Punkt 98 erreicht ist, im Quadrat. Bei einem System, bei welchem die Energie perfekt ausgeglichen ist, trifft der sich verlangsamende Anker 40 den Permanentmagneten 36 bei 78 mit einer Geschwindigkeit von Null, wodurch der Aufprall eliminiert wird und somit kein Bedarf besteht, überschüssige Energie in Form von Geräusch, Verschleiß, Wärme, etc. zu absorbieren. Es versteht sich jedoch, daß der in FIG. 4 gezeigte Idealzustand natürlich schwer zu erreichen ist, und daß solch ein Zustand für ein dennoch erzeugtes hocheffizientes System nicht erforderlich ist. Folglich sollte FIG. 4 als ein Idealsystem betrachtet werden, welches dargelegt wird, um die Lehren der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Es kann sehr schwierig werden, wenn der Anker 40 den Permanentmagneten 36 bei 78 mit einer Geschwindigkeit von exakt Null trifft. Eine geringe Restgeschwindigkeit ist tolerierbar, insbesondere dann, wenn sie mit der Geschwindigkeit 94 verglichen wird, die bei dem bekannten System, wie es in FIG. 3 gezeigt ist, erreicht wird.
Unter Bezugnahme auf FIG. 2, FIG. 4 und FIG. 5 ist eine Reihe von Kurven ähnlich zu den in FIG. 4 gezeigten für ein System dargestellt, in welchem die Kontaktfeder 56 steifer ist und daher mehr Kraft aufbringt, gegen die der sich bewegende Anker 40 arbeiten muß. Zusätzlich zu den vorstehenden sind weitere anschauliche Merkmale dargestellt; beispielsweise wird die elektrische Energie der Spule über eine längere Zeitdauer bereitgestellt, so daß die Geschwindigkeit des sich bewegenden Ankers 40 einen höheren Wert erreichen kann. Der höhere Geschwindigkeitswert ist erforderlich, da eine erhöhte kinetische Energie erforderlich ist, um die erhöhte Federkraft der Kontaktfeder 56 zu überwinden. Vergleicht man die FIGN. 4 und 5, so stellen gleiche Bezugszeichen gleiche Punkte auf den Kurven der beiden Figuren dar. Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung nach FIG. 5 ist die Gesamtenergie, die erforderlich ist, um die Ausrück- bzw. die Kontaktfedern 34 und 56 zu komprimieren, um einen Betrag U erhöht, der durch die Fläche repräsentiert wird, die von den Kurven oder Linien umschlossen wird, welche die Punkte 82, 102, Kurve 79', Punkte 104, 84, Kurve 79 und erneut Punkt 82 verbinden. Die verbleibende Fläche, d.h. die von den Linien eingeschlossene Fläche, welche die Punkte 72, 74, Kurve 70, Punkte 81, 82, Kurve 79, Punkte 84, 78 und erneut 72 verbinden, ist die gleiche wie die in FIG. 4 gezeigte. Eine unterschiedliche Kurve des magnetischen Zuges 86" wird erzeugt, um den erhöhten Energiebetrag U bereitzustellen. Diese Kurve des magnetischen Zuges hat eine etwas höhere mittlere Steigung und sie wird für eine Zeitdauer fortgesetzt, die von dem Abstand zwischen dem Punkt 96 und dem Punkt 91 repräsentiert wird, wodurch ein inkrementeller Anstieg der Energie U erzeugt wird. Diese Kurve des magnetischen Zuges 86" beginnt bei Punkt 95, welcher der gleiche wie der in FIG. 4 gezeigte sein kann, und sie endet bei Punkt 97' zu einem Zeitpunkt der von dem Weg 100 repräsentiert wird. Dies erzeugt wiederum eine steilere und längere Geschwindigkeitskurve 92" für den sich bewegenden Anker 40. Die Spitzengeschwindigkeit V&sub2; wird bei Punkt 98' auf der Geschwindigkeitskurve 92" erreicht. Zu diesem Zeitpunkt ist die kinetische Energie (E&sub2;) des Ankers 40 gleich der Hälfte von MV&sub2;². Die momentane Geschwindigkeit nimmt dann ab und folgt einer Kurve 100' mit einem definierten Schnittpunkt bei Geschwindigkeit V&sub1;. Dieser Schnittpunkt stellt den Zustand dar, wenn der Anker anfänglich gegen die Kontaktfeder 56 anliegt. Ein Teil der erhöhten Geschwindigkeit V&sub2; und der somit erhöhten Energie E&sub2; wird schnell von dem zuvor beschriebenen Energieanstieg der steiferen oder widerstandsfähigeren Kontaktfeder absorbiert, so daß die Kurve 100' bei Punkt 78 theoretisch Null erreicht, was dem Zustand entspricht, daß der sich bewegende Anker 40 gegen den feststehenden Magneten 36 anliegt.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 2, 4 und 6 werden Spannungs- und Stromkurven für die Spule 31 und deren Beziehung zu den Kraftkurven von FIG. 4 gezeigt und beschrieben. Gemäß der Erfindung werden der Spulenstrom und die Spulenspannung m einer Weise gesteuert, die mit Bezugnahme auf die Ausführungsform von FIG. 7 in einem vierstufigen Betrieb beschrieben wird: (1) die Beschleunigungsphase zum Beschleunigen des Ankers 40, (2) die Auslaufphase zum Justieren der Ankergeschwindigkeit, die zu einem späteren Zeitpunkt der Ankerbewegung und vor dem Anliegen des Ankers 40 gegen den feststehenden Magneten 36 erfolgt, (3) die Greifphase zum Halten des Ankers 40 gegen den feststehenden Magneten 36 kurz nach oder direkt nach dem Anliegen, um gegebenenfalls Oszillationen oder einen Aufprall zu dämpfen, und (4) die Haltephase, in welcher der Anker festgehalten wird. Es wird auf Tabelle 1 Bezug genommen, um das vorstehende sowie das nachfolgende besser zu verstehen. Informationen von Tabelle 1 sind in Form eines Menüs in dem Speicher eines Mikroprozessors vorgesehen, wie im folgenden näher beschrieben wird. Der Spule oder dem Elektromagneten 31 wird zu einem Zeitpunkt 72', welcher dem Punkt 72 auf der Wegachse von FIG. 4 entspricht, elektrische Energie zugeführt, wobei die Zufuhr zu einem Zeitpunkt 96' beendet wird, welcher dem Punkt 96 auf der Wegachse von FIG. 4 für die Beschleunigungsphase entspricht. Die von den Flächen Z und Z' in FIG. 4 dargestellte Energie wird durch geeignete Wahl der elektrischen Spannung über die Anschlüsse der Spule 31 und den durch diese fließenden elektrischen Strom bereitgestellt. Tabelle 1
Die Vorrichtung und das Verfahren zum Steuern dieser Spannung und dieses Stromes werden unter Bezugnahme auf FIG. 7 detaillierter beschrieben. Hierbei werden zu Zwecken der Einfachheit der Beschreibung die angemessenen Wellenformen dargestellt, wobei die Vorrichtung zum Bereitstellen dieser Wellenformen später beschrieben wird. Die Spannung, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung über die Anschlüsse der Spule 31 eingeprägt werden kann, kann als ungefilterte, vollweggleichgerichtete Wechselspannung bereitgestellt werden, wie sie durch die Wellenform 106 mit einem Spitzenwert 110 dargestellt ist. Bei dem durch die Spule 31 fließenden elektrischen Strom kann es sich um vollweggleichgerichtete, ungefilterte, Wechselstrompulse 108 mit gesteuerter Durchlaßzeit handeln, die durch die Spule 31 gemäß Tabelle 1 fließen. Spannung kann über die Spule 31 aufgeprägt werden, wie es bei 106A, 106B, 106C und 106D in FIG. 6 gezeigt ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die gesamte der Magnetspule 31 wänrend der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt 72' und dem Zeitpunkt 96' zugeführte Energie durch Einstellen der Amplitude einer Stromkurve mit vollem Durchlaß in Übereinstimmung mit einer bekannten Spitzenamplitude 110 für die Spannungswelle 106 angeliefert werden, so daß die Kombination von Strom und Spannung, die die der Spule 31 zugeführte Energie ausmachen, über die zuvor genannte Zeitdauer (72' bis 96') gleich der mechanischen Energie ist, die erforderlich ist, um die Kontakte wie zuvor beschrieben zu schließen. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung, wie sie in Tabelle 1 angegeben ist, kann eine torgesteuerte Vorrichtung, wie beispielsweise ein Triac, in Reihe mit der Spule 31 in einer Weise geschaltet werden, wie sie im folgenden mit Bezug auf FIG. 7 beschrieben wird, um die Spule während bestimmten vorgewählten Zeitdauern α1, α2 etc. der Halbwellenstrompulse 108 generell nichtleitend zu machen, und um somit die Spule generell leitend für die Zeitdauem zu machen, die bei β1, β2 etc. dargestellt sind, um die der Spule 31 während der Zeitdauer (72' - 96') zugeführte Gesamtenergie einzustellen. Man beachte, daß zwischen Durchlaßintervallen ein gewisser Teil des Spulenstromes aufgrund der Entladung von magnetisch gespeicherter Energie fließt, die während dem vorangehenden Durchlaßintervall aufgebaut wurde. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Anzahl der Strompulse 108 mit gesteuerter Durchlaßzeit anhand der Zeitdauer bestimmt, in welcher die magnetische Energie von der Spule 31 in der zuvor beschriebenen Weise zugeführt werden muß. Bei manchen Ausführungsformen der Erfindung kann die geeignete Einstellung der Impulse 108 vor dem Zeitpunkt 96' erreicht werden und dennoch kann die geeignete Zufuhr von elektrischer Energie zu der Spule 31 zum Beschleunigen des Ankers 40 in der zuvor beschriebenen Weise erreicht werden. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung kann es der Fall sein, daß nicht ausreichend Energie zum Einstellen des Stromdurchlaßzyklus in der geeigneten Zeit zur Verfügung steht, und es kann für eine erforderliche spätere Einstellung in einer später beschriebenen Weise gesorgt sein. Es versteht sich, daß die glatten Kurven oder Wellen 106 und 108 nur beispielhaft und anschaulich für die idealen zu erreichenden Wellenformen sind, daß sie jedoch in der Realität davon abweichen werden. Bei der in FIG. 6 gezeigten Idealsituation kann der Anker 40 auf einem Energiepegel E wie gezeigt in FIG. 4 zum Zeitpunkt 96' beschleunigt werden, was ausreichend ist, um das Komprimieren der Ausrückfeder 34 und der Kontaktfeder 56 bei noch weiter abnehmender Ankergeschwindigkeit fortzusetzen, bis ein Zeitpunkt 78' erreicht ist, bei welchem der Anker 40, welcher der Kurve 100 folgt, sich sanft gegen den Magneten 36 mit einer Geschwindigkeit von Null anlegt, wie es in FIG. 4 dargestellt ist. Tatsächlich wäre es jedoch schwierig, dies zu erreichen. Beispielsweise kann der Betrag an elektrischer Energie, der durch die Kombination der Spannungswellenform 106 und der Stromwellenfom 108 mit gesteuerter Durchlaßzeit innerhalb der zweckmäßigen Zeit (72' - 96') zugeführt wird, eventuell nicht ausreichen, um die erforderliche kinetische Energie für den Anker 40 zuzuführen, um den Schließzyklus zu beenden. Dies kann beispielsweise durch eine Geschwindigkeitskurve 100A von FIG. 4 dargestellt sein, die zeigt, daß der Anker 40 anhält oder eine Geschwindigkeit von Null erreicht, bevor er den feststehenden Magneten 56 berührt. In solch einem Fall würde die Kombination aus Kontaktfeder 56 und Ausrückfeder 34 den Anker 40 wahrscheinlich in die andere Richtung beschleunigen, bis sich die Federn 34, 56 entspannen, wodurch das Schließen der elektrischen Kontakte, die mechanisch mit dem Anker 40 verbunden sind, verhindert wird, was das Schließen des Schützes 10 verhindert. So unerwünscht diese Situation auch sein mag, wäre eine Situation, in welcher der Anker 40 den Permanentmagneten 36 fast berührt, noch schlimmer, da die Wahrscheinlichkeit, daß die Kontakte zwischen sich einen Lichtbogen ausbilden und nachfolgend ein Verschweißen der Kontakte eintritt, erheblich erhöht wird. Erkennt man, daß während der geeigneten Zeitdauer zum Beschleunigen des Ankers Energie in nicht ausreichender Menge zur Verfügung stehen kann, kann eine Korrektur während der Bewegung basierend auf neuen Informationen erforderlich sein, um die Geschwindigkeitskurve des Ankers 40 "feineinzustellen". Der Zeitpunkt für diese Korrektur liegt in der Auslaufphase von FIG. 6. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird für ein erneutes Beschleunigen des Ankers 40 gesorgt, indem ein Nachstellstrompuls 116 zum Zeitpunkt 118' angeliefert wird, welcher die Abbremskurve des Ankers von der Kurve 100 auf die Kurve 100B von FIG. 4 abweichen läßt, so daß ein sicheres Anlegen des Ankers 40 gegen den Permanentmagneten 36 bei einer Geschwindigkeit, die relativ niedrig, wenn nicht Null ist, erfolgen kann. Dieser Einstellpuls 116 wird beispielsweise dadurch bereitgestellt, daß ein Triac-Auslösesteuerwinkel α3 vorgesehen wird, der erheblich größer als die Winkel α1 und α2 ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist beabsichtigt, daß die Winkel α1 und α2 gleich sind, obschon die Erfindung darauf nicht begrenzt ist und es sich dabei einzig um eine Funktion des Steuersystems handelt, das für den Stromleitweg für die Spule 31 benutzt wird. Nachdem sich der Anker 40 mit einer relativ geringen Geschwindigkeit gegen den Permanentmagneten 36 angelegt hat, nimmt das Schütz 10 den "geschlossenen" Zustand ein. Da es möglich ist, daß Vibrationen oder andere Faktoren zu diesem Zeitpunkt einen Kontaktrückprall induzieren können, wobei solch ein Rückprall in hohem Maße unerwünscht ist, kann die Steuerschaltung für den Strom der Spule 31 in zweckmäßiger Weise manipuliert werden, wie im folgenden beschrieben wird, um eine Anzahl von "Halte-" oder Greifpulsen für das Anlegen des Ankers 40 gegen den feststehenden Magneten 36 bereitzustellen. Da zumindest theoretisch die Vorwärtsbewegung des Ankers 40 durch Anlegen gegen den Magneten 36 gestoppt wurde oder in Kürze gestoppt werden wird, wird die Verwendung von Haltepulsen keine Beschleunigung des Ankers bewirken, da der Weg des Ankers durch das Vorhandensein des festen Magneten 36 blockiert ist. Nahezu alle Oszillationen werden schnell gedämpft. Somit wird ein sichergestelltes Halten der Kontakte erzielt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann das Halten oder Greifen dadurch erreicht werden, daß Spulenstrom für einen Teil einer Stromhalbwelle fließen kann, wie es beispielsweise durch die Durchlaßzeiten β4, β5 und β6 dargestellt ist, um Halte- oder Greifimpulse 120 zu erzeugen. Die Beschleunigungs-, Auslauf- und Greifvorgänge erfolgen nach dem Prinzip der Spannungssteuerung mit positiver Rückkopplung. In der letzten Phase des Betriebes, dem Halten, ist zu erkennen, daß das mechanische System im wesentlichen zur Ruhe gekommen ist, daß jedoch ein bestimmter Betrag an Magnetismus dennoch erforderlich ist, um den Anker 40 gegen den feststehenden Magneten anliegend zu halten und somit die Kontakte geschlossen zu halten. Ein relativ kleiner und variabler Haltepuls 124 kann für jede Stromhalbwelle für eine unbestimmte Zeit, für welche die Kontakte geschlossen gehalten werden sollen, wiederholt werden, um zu verhindern, daß die Ausrückfeder 34 den Anker 40 in die entgegengesetzte Richtung beschleunigt und somit die Kontakte öffnet. Der Betrag an elektrischer Energie, der erforderlich ist, um den Anker 40 gegen den Magneten 36 in einer anliegenden Stellung zu halten, ist beträchtlich geringer als der Betrag, der erforderlich ist, um den Anker 40 in Richtung auf den Magneten 36 zu beschleunigen, um die Kraft der Ausrückfeder 34 und der Kontaktfeder 36 während des Schließvorganges zu überwinden. Der Puls 124 kann dadurch erzielt werden, daß die Phasenrückkehrzeit, die Verzögerung oder der Auslösewinkel auf einem Wert von α7 erhöht wird. Der Winkel α7 kann von Strompuls zu Strompuls variieren, d.h. der nächste Verzögerungswinkel α8 kann größer oder kleiner als der Winkel α7 sein. Dies kann durch eine Stromsteuerung mit geschlossener Rückkopplung erreicht werden; d.h., der Strom, welcher durch die Spule 31 fließt, wird erfaßt und, falls erforderlich, neu eingestellt, wie dies mit Bezugnahme auf FIG. 21 näher beschrieben wird.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 7A bis 7D wird ein elektrisches Blockdiagramm für die Steuerschaltung der vorliegenden Erfihdung dargelegt. Die Spulensteuerplatine 28 der FIGN. 2, 8, 9 und 10 ist mit einem Anschlußblock oder -streifen J1 zur Verbindung mit externen Steuerelementen versehen, wie sie z.B. in FIG. 11 gezeigt sind. Der Anschlußblock J1 verfügt über Anschlüsse 1 bis 5, die mit "C", "E", "P", "3" und "R" bezeichnet sind. Mit dem Anschluß 2 ist ein Ende eines Widerstandselements R1, ein Ende eines Widerstandselements R2, sowie der erste Wechselstromeingangsanschluß eines Vollwegbrückengleichrichters BR1 verbunden. Das andere Ende des Widerstandselements R1 ist mit einem Ende eines kapazitiven Elements C1 verbunden sowie mit einem Ende eines Widerstandselements R16. Diese letztere elektrische Stelle ist mit "120 VAC" bezeichnet. Das andere Ende des Widerstandselements R2 ist mit dem Eingangsanschluß "LINE" eines bipolaren, linearen anwendungsspezifischen, analogen, integrierten Schaltungsmoduls U1 verbunden, dessen Funktion im folgenden beschrieben wird. Dieser letztere Anschluß ist außerdem mit dem Anschluß B40 eines Mikroprozessors U2 verbunden sowie mit einer Seite eines kapazitiven Elements CX, dessen andere Seite auf Masse liegt. Bei dem Mikroprozessor U2 kann es sich beispielsweise um ein Bauteil handeln, wie es von "Nippon Electric Co.", hergestellt und als µPD75CG33E oder als µPD7533 bezeichnet ist. Der zweite Wechselstromeingangsanschluß des Brückengleichrichters BR1 ist mit einer Seite eines Widerstandes R6 verbunden, dessen andere Seite an die Masse des Systems angeschlossen ist, sowie mit der Anode eines Triacs oder eines auf ähnliche Weise torgesteuerten Bauteils Q1. Das andere Ende des kapazitiven Elements C1 ist mit der Anode einer Diode CR1, der Kathode einer Diode CR2 und dem Steueranschluß einer Zenerdiode ZN1 verbunden. Die Kathode der Diode CR1 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elements C2 verbunden, dessen andere Seite mit der Masse des Systems verbunden ist, sowie mit dem Anschluß "+V" der integrierten Schaltung U1. Dieser letzte Punkt stellt die Energieversorgungsspannung VY dar und beträgt bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung +10 V Gleichspannung. Die Anode der Diode CR2 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elements C7 verbunden, dessen andere Seite auf Masse liegt. Der andere Anschluß der Zenerdiode ZN1 ist mit dem Nichtsteueranschluß einer weiteren Zenerdiode ZN2 verbunden. Die andere Seite oder der Steueranschluß der Zenerdiode ZN2 liegt an Masse. Die Verbindungsstelle zwischen den Anoden der Vorrichtung CR2 und dem kapazitiven Element C7 führt die Stromversorgungsspannung VX, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung auf -7 V Gleichspannung festgelegt ist.
Der Anschluß "1" auf der Anschlußplatte J1 liegt auf Masse. Der Eingangsanschluß "3" der Anschlußplatte J1 ist mit einer Seite eines Widerstands R3 verbunden, dessen andere Seite mit einer Seite eines kapazitiven Elements C4 sowie dem Eingangsanschluß "RUN" der linearen integrierten Schaltung U1 und dem Anschluß B41 des Mikroprozessors U2 verbunden ist. Die andere Seite des kapazitiven Elements C4 liegt auf Masse. Der Anschluß "4" der Anschlußplatte J1 ist mit einer Seite eines Widerstands R4 verbunden, dessen andere Seite mit einer Seite eines kapazitiven Elements C5 verbunden ist, sowie mit dem Eingangsanschluß "START" der linearen Schaltung U1 und dem Anschluß B42 des Millroprozessors U2. Die andere Seite des kapazitiven Elements C5 ist mit Masse verbunden. Der Anschluß "5" der Anschlußplatte J1 ist mit einer Seite eines Widerstand R5 verbunden, dessen andere Seite mit einer Seite eines kapazitiven Elements C6 verbunden ist, sowie mit dem Eingangsanschluß "RESET" der linearen integrierten Schaltung U1 und dem Anschluß B43 des Mikroprozessors U2. Die andere Seite des kapazitiven Elements C6 liegt auf Masse. Die Kombination aus Widerständen und kapazitiven Elementen R3-C4, R4-C5 und R5-C6 repräsentiert Filternetzwerke für die Eingangsanschlüsse "3", "4" bzw. "5" der Anschlußplatte J1. Diese Filter wiederum versorgen Kreise mit hoher Impedanz der linearen integrierten Schaltung U1, die durch die Eingänge "RUN", "START" und "RESET" repräsentiert sind.
Über die Gleichspannungs- oder Ausgangsanschlüsse des Vollwegbrückengleichrichters BR1 ist die zuvor erwähnte Elektromagnetspule 31 angeschlossen, die in der zuvor beschriebenen Weise und so, wie nachfolgend beschrieben werden wird, benutzt werden soll. Der andere Hauptanschluß oder die Kathode des Thyristors oder eines ähnlichen torgesteuerten Bauteils Q1 ist mit einer Seite eines Widerstandes R7 und dem Anschluß "CCI" der Vorrichtung U1 verbunden. Die andere Seite des Widerstandselements R7 liegt auf Masse. Das Tor des Thyristors oder eines ähnlichen torgesteuerten Bauteils ist mit dem Ausgangsanschluß "GATE" der linearen integrierten Schaltung U1 verbunden.
Die lineare integrierte Schaltung U1 verfügt über einen Stromversorgungsanschluß "+5 V", welcher mit VZ bezeichnet ist und welcher mit dem Eingangsanschluß REF des Mikroprozessors U2, sowie einem resistiven Potentiometerelement R8 zwecks Einstellung verbunden ist. Das integrierte Schaltungsmodul U1 verfügt über einen Ausgangsanschluß "VDD", der mit dem Eingangsanschluß VDD des Mikroprozessors U2, mit einer Seite eines kapazitiven Elements C16 und mit einer Seite eines Widerstandselements R15 verbunden ist, dessen andere Seite mit einer Seite eines kapazitiven Elements C9 und dem Eingangsanschluß "VDDS" des linearen analogen Moduls U1 verbunden ist. Die anderen Seiten der kapazitiven Elemente C9 und C16 liegen auf Masse. Das lineare integrierte Schaltungsmodul U1 verfügt außerdem über einen auf Masse liegenden Anschluß "GND", der mit der Systemmasse oder Erde verbunden ist. Die integrierte Schaltung U1 verfügt über einen Anschluß "RS", der das "RES"-Signal des Eingangsanschlusses RES des Mikroprozessors U2 anliefert. Das lineare integrierte Schaltungsmodul oder der Chip U1 verfügt über einen Anschluß "DM" (DEADMAN), der mit einer Seite eines kapazitiven Elements C8 und mit einer Seite eines Widerstandes R14 verbunden ist. Die andere Seite des Widerstandes R14 ist mit dem Anschluß O22 des Mikroprozessors U2 verbunden. Die andere Seite des kapazitiven Elements C8 ist mit Masse verbunden. Der Chip oder die Schaltung U1 verfügt über einen Eingangsanschluß "TRIG", über den das "TRIG"-Signal von dem Anschluß B52 des Mikroprozessors U2 zugeführt wird. Die integrierte Schaltung U1 verfügt über einen Ausgangsanschluß "VOK", welcher ein Signal "VDDOK" zu dem Anschluß INTO des Mikroprozessors U2 liefert. Schließlich verfügt die integrierte Schaltung U1 über einen Ausgangsanschluß "CCO", der das Signal "COILCUR" zu dem Eingangsanschluß AN2 des Mikroprozessors U2 liefert. Das Signal "COILCUR" stell eine Anzeige des Betrages des in der Spule 31 fließenden Spulenstromes dar. Der interne Betrieb der bipolaren linearen integrierten Schaltung U1 und der Betrieb der verschiedenen hier beschriebenen Eingänge und Ausgänge wird später näher beschrieben.
Die andere Seite des Widerstands R16 ist mit der Anode der Diode CR4 verbunden, deren Kathode mit einer Seite eines kapazitiven Elements C13, einer Seite eines Widerstandselements R17 und dem Eingangsanschluß AN3 des Mikroprozessors U2 verbunden ist. Der letztere Anschluß erhält das Signal "LVOLT", welches eine Anzeige für die Leitungsspannung für das zu steuernde System darstellt. Die andere Seite des kapazitiven Elements C13 und die andere Seite des Widerstandselements R17 sind mit der Masse des Systems verbunden.
Außerdem ist auf der Spulensteuerplatine 28 ein weiteres Anschlußstück oder ein Anschlußblock J2 vorgesehen, der über Anschlüsse verfügt, über die die folgenden Signale oder Funktionen vorgesehen werden können: "GND" (mit Masse verbunden), "MCUR" (ein Eingang), "DELAY" (ein Eingang), "+5 V" (Stromversorgung), "+10 V" (Stromversorgung) und "-7 V" (Stromversorgung). Die Steuersignale Z, A, B, C und SW sind ebenfalls hier vorgesehen.
Die folgenden Anschlüsse des Mikroprozessors U2 liegen auf Masse: GND und AGND. Der Anschluß AN2 des Mikroprozessors U2 ist mit dem Anschluß "MCUR" der Anschlußplatte J2 verbunden. Der Anschluß CL2 des Mikroprozessors U2 ist mit einer Seite eines Quarzes Y1 verbunden, dessen andere Seite mit dem Anschluß CL1 des Mikroprozessors U2 verbunden ist. Der Anschluß CL2 ist ebenso mit einer Seite des kapazitiven Elements C14 verbunden. Der Anschluß CL1 ist außerdem mit einer Seite eines kapazitiven Elements C15 verbunden. Die anderen Seiten der kapazitiven Elemente C14 und C15 sind ebenso mit der Masse des Systems verbunden. Der Anschluß DVL des Mikroprozessors U2 ist mit dem Anschluß "+5 V" auf der Anschlußplatte J2 verbunden.
Die lineare analoge Schaltung U1 beinhaltet intern eine geregelte Stromversorgung RPS, deren Eingang mit dem "+5 V"-Eingangsanschluß verbunden ist und deren Ausgang mit dem "+5 V"-Ausgangsanschluß verbunden ist. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der ungeregelte Wert VY von 10 V innerhalb der geregelten Stromversorgung RPS auf das in hohem Maße geregelte 5 V-Signal VZ oder +5 V umgewandelt. Außerdem ist eine interne Ausgangsleitung COMPO für die geregelte Stromversorgung RPS, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung 3,2 V liefert, mit einem Referenzanschluß (-) eines Komparators COMP verbunden. Ein Anschluß (+) des Komparators COMP wird mit dem VDDS-Signal versorgt. Der Ausgangs des Komparators COMP ist mit VOK bezeichnet. Die mit "LINE", "RUN", "START" und "RESET" bezeichneten Eingangsanschlüsse sind mit einer in der linearen integrierten Schaltung U1 vorgesehenen Begrenzungs- und Halte-Schaltung CLA verbunden, die bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung den Bereich des dem Mikroprozessor U2 zugeführten Signals auf zwischen +4,6 V und -0,4 V beschränkt, unabhängig davon, ob das damit verbundene Signal ein Gleichspannungssignal oder ein Wechselspannungssignal ist. Im Inneren der linearen Schaltung U1 ist eine Torverstärkerschaltung GA angeordnet, die ihr Eingangssignal von dem Eingang "TRIG" erhält und den Ausgang GATE versorgt. Außerdem liefert eine DEADMAN- und Rücksetzschaltung DMC, die so angeschlossen ist, daß sie das DEADMAN-Signal "DM" erhält und das Rücksetzsignal RES an "RS" anliefert, ein Hemmsignal für den Torverstärker GA bei "I", so daß der Torverstärker GA kein Torsignalgate erzeugt, falls die Funktion DEADMAN eintritt. Außerdem ist ein Spulenstromverstärker CCA vorgesehen, der das Spulenstromsignal von dem Anschluß "CCI" erhält und das Ausgangssignal COILCUR an Anschluß CCO liefert, so daß dieses von dem Mikroprozessor U2 in einer nachfolgend beschriebenen Weise benutzt werden kann. Die Beschreibung der von dem Mikroprozessor U2 an den verschiedenen Eingangs- und Ausgangsanschlüssen vorgesehenen Funktionen wird nachfolgend beschrieben.
Außerdem ist eine Überlastrelaisplatine 60 vorgesehen, die einen Verbinder J101 und einen Verbinder J102 aufweist, die mit dem Verbinder J2 auf der Spulenstromsteuertafel 28 komplementär sind und mit diesem mittels eines Kabels 64 verbunden werden können. Der zuvor erwähnte Strom/Spannungs-Wandler 62 kann von drei Transformatoren 62A, 62B bzw. 62C für ein dreiphasiges elektrisches System gebildet werden, das mit der Überlastrelaisplatine 60 gesteuert wird. Eine Seite von jeder der Sekundärwicklungen dieser Strom/Spannungs-Wandler 62A, 62B und 62C liegt auf Masse, während die andere Seite mit einer Seite eines Widerstandselements R101, R102 bzw. R103 verbunden ist. Außerdem ist ein dreifacher zweikanaliger analoger Multiplexer/Demultiplexer oder ein Übertragungsgatter U101 vorgesehen, das Anschlüsse aOR, bOR und cOR aufweist, die mit den anderen Seiten der Widerstandselemente R101, R102 bzw. R103 verbunden sind. Die ay-, by- und cy-Anschlüsse des Gatters U101 sind mit Masse verbunden. Die Anschlüsse ax, bx und cx des Gatters U101 sind elektrisch zusammengefaßt und mit einer Seite eines integrierenden Kondensators C101 und der Anode eines Gleichrichters CR101 verbunden. Die andere Seite des Kondensators C101 ist mit der Kathode eines Gleichrichters CR102 verbunden, dessen Anode mit der Kathode des vorgenannten Gleichrichters CR101, mit dem Ausgang eines Differenzverstärkers U103 und mit dem bOR-Anschluß eines zweiten dreifachen zweikanaligen analogen Multiplexer/Demultiplexers U102 verbunden ist. Die andere Seite des integrierenden Kondensators C101 ist außerdem mit dem positiven Eingangsanschluß eines Pufferverstärkers mit Verstärkung U105 und dem Ausgangsanschluß cOR des zuvor erwähnten zweiten analogen Multiplexers/Demultiplexers oder Übertragungsgatters U102 verbunden. Die zuvor erwähnten zusammengefaßten Anschlüsse ax, bx und cx des Übertragungsgatters U101 sind außerdem mit den Anschlüssen ay und cx des Übertragungsgatters U102 verbunden. Der ax-Anschluß des Übertragungsgatters oder analogen Multiplexers/Demultiplexers U102 ist mit Masse verbunden. Der Anschluß aOR der Vorrichtung U102 ist mit einer Seite eines kapazitiven Elements C102 verbunden, dessen andere Seite mit dem Anschluß bx des Multiplexers/Demultiplexers U102 und dem negativen Eingangsanschluß des zuvor erwähnten Differenzverstärkers U103 verbunden ist. Der positive Eingangsanschluß des zuvor erwähnten Differenzverstärkers U103 ist mit Masse verbunden. Der negative Eingangsanschluß des Differenzverstärkers U105 ist mit dem Abgreifer eines Potentiometers P101 verbunden, von dem ein Hauptanschluß auf Masse liegt und von dem der andere Hauptanschluß so angeschlossen ist, daß er das Ausgangssignal "MCUR" an die Anschlußplatte J102 liefert. Dieses letztere Signal wird von einer Seite eines Widerstandselements R103 angeliefert, dessen andere Seite mit dem Ausgang des Differenzverstärkers U105, der Anode einer Diode CR104 und der Kathode einer Diode CR105 verbunden ist. Die Anode der Diode CR105 ist mit Masse verbunden, und die Kathode der Diode CR104 ist mit dem +5 V Stromversorgungsanschluß VZ verbunden. Die Vorrichtungen U101, U102 und U103 werden von der -7 V Stromversorgung versorgt. Die +10 V Stromversorgungsspannung wird dem zuvor erwähnten Verstärker mit Verstärkung U105 sowie einer Seite eines Widerstandselements 104 zugeführt, dessen andere Seite angeschlossen ist, um den vorgenannten Übertragungsgattern U101 und U102 sowie der Anode einer Diode CR106 Energie zuzuführen, wobei die Kathode der Diode CR106 mit der +5 V Versorgungsspannung verbunden ist. Der Pegel VZ der +5 V Stromversorgung auf der Anschlußplatte 102 wird außerdem einer Seite eines kapazitiven Filterelementes C103 zugeführt, dessen andere Seite auf Masse liegt, sowie einem Hauptanschluß eines Potentiometers P102, dessen anderer Hauptanschluß auf Masse liegt. Der Abgreifer des Potentiometers P102 ist so angeschlossen, daß er das Ausgangssignal "DELAY" an die Anschlußplatte J101 und dann zu dem Anschluß AN0 des Mikroprozessors U2 liefert. Die Steueranschlüsse A, B und C der vorgenannten analogen Multiplexer/Demultiplexer-Vorrichtung U101 sind mit den Signalanschlüssen A, B bzw. C eines statischen 8-Bit-Parallel-Seriell-Schieberegisters U104 verbunden. Die Signale A, B und C stammen von Anschlüssen O32, O31 und O30 des Mikroprozessors 42.
Es ist ein 8-Pol-Schalter SW101 mit den folgenden Stellungen vorgesehen: AM, C0, C1, SP, H0, H1, H2 und H3. Ein Ende eines jeden der Schalterpole liegt auf Masse wänrend das andere Ende von jedem mit der 5 V Stromversorgung VZ über P0 bis P7 Eingangsanschlüsse des statischen 8-Bit-Parallel-Seriell-Schieberegisters U104 verbunden ist, wobei der Ausgangsanschluß "COM" desselben das Signal "SW" von der Anschlußplatte J101 und dem Anschluß 110 des Mikroprozessors U2 erhält. Die zuvor genannten Bezeichnungen "H0" bis "H3" stellen "Erhitzungs"-Klassen für die Arten von Geräten dar, die durch die Überlastrelais-Platine 60 gesteuert werden. Eine geeignete Manipulation von einem oder von allen der letztgenannten vier Pole in dem Schalter SW101 sorgt für eine zweckmäßige Art, die Erhitzungsklasse der mittels der Überlastrelais-Platine 60 geschützten Vorrichtung darzustellen.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 2, 8, 9 und 10 werden Konstruktionsmerkmale der gedruckten Leiterplatte illustriert und beschrieben, die dazu benutzt wird, die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelaisplatine 60 zu bilden. Insbesondere ist der Anschlußblock J1 wie gezeigt auf der Spulensteuerplatine 28 angeordnet. Ebenso ist auf der Spulensteuerplatine 28 die Spulenbaugruppe 30 (ohne Spule) angeordnet. Die Spulensteuerbaugruppe 30 beinhaltet die Federsitzanordnung 32 sowie eine Federsitzanordnung 31A. Auf der Spulensteuerplatine 28 ist außerdem der Verbinder J2 angeordnet, in dem ein Ende eines Flachbandkabels 64 eingelötet oder anderweitig angeordnet ist. Das Flachbandkabel 64 endet an seinem anderen Ende in den Verbindern J101 und J102 der Überlastrelais-Platinenbaugruppe 60. Die dreiphasigen Stromwandler oder Transformatoren 62, die in FIG. 8 mit 62A, 62B und 62C für einen dreiphasigen elektrischen Strom dargestellt sind, sind auf der Überlastrelais-Platine 60 gezeigt. Der Schalter SW101 ist vorgesehen, bei dem es sich um einem achtpoligen Dip-Schalter handelt. Außerdem sind die Potentiometer P101 und P102 gezeigt, um eine werksseitige Kalibrierung bzw. eine Einstellung der Zeitverzögerung vorzunehmen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 auf einem Teil eines vorgeformten, gelöteten und verbundenen Materials für gedruckte Leiterplatten ausgebildet sein. Dieses einzelne Stück aus gedrucktem Leiterplattenmaterial wird dann an dem Bereich 100 getrennt, indem es beispielsweise an dem Isthmus 102 gebrochen wird, um eine gelenkig verbundene rechtwinklige Beziehung zwischen der Überlastrelais-Platine 60 und der Spulensteuerplatine 28 einzunehmen, wie sie am besten den FIGN. 2 und 10 zu entnehmen ist.
Unter Bezugnahme auf FIG. 2 und FIG. 11 ist eine Steueranordnung, bei welcher die Vorrichtung und die elektrischen Elemente der Spulensteuerplatine 28 und der Überlastrelais-Platine 60 benutzt werden, gezeigt, wobei dies zu Anschauungs- und Beispielzwecken dient, jedoch nicht begrenzen soll. Insbesondere sind drei Hauptstromversorgungsleitungen L1, L2, L3 vorgesehen, die einen dreiphasigen elektrischen Wechselstrom von einer geeigneten dreiphasigen Stromquelle anliefern. Diese Leitungen sind durch Schütze MA, MB bzw. MC geführt. Die Anschlüsse der gezeigten Anschlußplatte J1 sind mit "C", "E", "P", "3" und "R" bezeichnet. Diese Bezeichnungen stehen für die folgenden Funktionen oder Verbindungen: "GEMEINSAMER ANSCHLUß", "WECHSELSTROM", "ERLAUBNIS FÜR BETRIEB/STOP", "STARTANFRAGE" und "RÜCKSETZEN". Wie beispielhaft für die FIGN. 8, 9 und 10 gezeigt wurde, steht die Spulensteuerplatine 28 mit der Überlastrelais-Platine 60 mittels eines Mehrfachkabels 64 in Verbindung. Die Überlastrelais-Platine 60 verfügt unter anderem über den darauf angeordneten Schalter SW101, der die zuvor beschriebenen Funktionen ausführt. Außerdem ist zu sehen, daß die Sekundärwicklungen der Stromwandler oder Transformatoren 62A bis 62C mit der Überlastrelais-Platine 60 verbunden sind. Die Wandler 62A bis 62C überwachen die gegenwärtigen Leitungsströme iL1, iL2 und iL3 in den Leitungen L1, L2 bzw. L3, die von dem mit den Leitungen L1, L2, L3 über Anschlüsse T1, T2 bzw. T3 verbundenen Motor gezogen werden. Die Spulensteuerplatine 28 und die Überlastrelais-Platine 60 werden mittels eines Transformators CPT, dessen Primärwicklung beisplelsweise über Leitungen L1, L2 angeschlossen ist, mit Strom versorgt. Seine Sekundärwicklung ist mit den Anschlüssen "C" und "E" der Anschlußplatte J1 verbunden. Eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators CPT kann mit einer Seite eines normalerweise geschlossenen Stopp- Druckschalters und einer Seite eines normalerweise offenen Rücksetz-Druckschalters verbunden sein. Die andere Seite des Stopp-Druckschalters ist mit dem Eingangsanschluß "P" der Anschlußplatte J1 und mit einer Seite eines normalerweise geöffneten Start-Druckschalters verbunden. Die andere Seite des normalerweise offenen Start-Druckschalters ist mit dem Eingangsanschluß "3" der Anschlußplatte J1 verbunden. Die andere Seite des Rücksetz-Drnckschalters ist mit dem Rücksetzanschluß R der Anschlußplatte J1 verbunden. Die vorgenannten Druckschalter können in einer dem Fachmann bekannten Weise so betätigt werden, daß der Spulensteuerplatine 28 und der Überlastrelais-Platine 60 Steuerinformationen zugeführt werden.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 2, 7C und 12 bis 18 werden der Aufbau und Betriebsmerkmale von verschiedenen Arten von Stromtransformatoren oder Wandlern 62 beschrieben, wie sie bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Konventionelle bekannte stromerfassende Transformatoren produzieren einen Sekundärwicklungsstrom, der proportional zu dem Primärwicklungsstrom ist. Wenn ein Ausgangsstromsignal von dieser Art von Transformator einem resistiven Stromnebenschluß zugeführt wird und die Spannung über den Nebenschluß einer spannungserfassenden elektronischen Schaltung zugeführt wird, wie sie beispielsweise in der Überlastrelais-Platine 60 zu finden wäre, herrscht eine lineare Beziehung zwischen Eingang und Ausgang. Diese Spannungsquelle kann dann zu Meßzwecken benutzt werden. Andererseits können Lufttransformatoren, die manchmal auch als Linearkoppler bezeichnet werden, für Stromerfassungsanwendungen benutzt werden, indem eine Spannung über die Sekundärwicklung angelegt wird, die proportional zu der Ableitung des Stromes in der Primärwicklung ist. Die konventionellen Stromtransformatoren mit Eisenkern und die Linearkoppler haben bestimmte Nachteile. Ein Nachteil besteht darin, daß das "Wicklungsverhältnis" des konventionellen Transformators variiert werden muß, um die Ausgangsspannung für eine gegebene Konfiguration eines Stromtransformators zu ändern. Bei den mit Bezug auf die vorliegende Erfindung beschriebenen Stromwandlern oder Transformatoren ist die Änderungsrate mit Bezug auf die Zeit des magnetischen Flusses in dem magnetischen Kern des Wandlers proportional zu dem Strom in der Primärwicklung in Abwesenheit von einer Flußsättigung in dem Kern. Es wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional zu der Ableitung des Stromes in der Primärwicklung ist, und das Verhältnis der Ausgangsspannung zu dem Strom wird für verschiedene Stromerfassungsanwendungen auf einfache Weise geändert. Eisenkerntransformatoren neigen dazu, relativ groß zu sein. Der Transformator gemäß der vorliegenden Erfindung kann miniaturisiert werden. Unter spezieller Bezugnahme auf FIG. 12 kann ein Transformator 62X gemäß der vorliegenden Erfindung einen ringförmigen magnetischen Eisenkern 110 mit einem im wesentlichen diskreten Luftspalt 111 aufweisen. Der Primärstrom iL1, d.h. der zu erfassende Strom, strömt durch die Mitte des Kerns 110 und liefert dann eine Eingangs-Primärwicklung mit einer einzigen Windung für die Leitung L1. Die Sekundärwicklung 112 des Transformators 62X weist mehrere Windungen auf, die für die Zwecke der Beschreibung N2 Windungen aufweisen. Die Sekundärwicklung 112 verfügt über ausreichend Windungen, um einen Spannungspegel zu liefern, der zum Betrieb einer elektronischen Schaltung ausreicht, die den Transformator oder Wandler überwacht. Die Umfangslänge des Eisenkernes 110 wird zu Anschauungszwecken willkürlich als l&sub1; gewählt, und die Länge des Luftspaltes 111 wird willkürlich als l&sub2; gewählt. Die Querschnittsfläche des Kerns wird mit A&sub1; bezeichnet, und die Querschnittsfläche des Luftspaltes wird mit A&sub2; bezeichnet. Die Ausgangsspannung des Transformators wird variiert, indem die effektive Länge des Luftspaltes l&sub2; variiert wird. Dies kann entweder durch Einführen von metallischen Scheiben in den Luftspalt 111 erfolgen, wie es in den FIGN. 15 und 16 gezeigt ist, oder indem separate Bereiche der Kernstruktur des Transformators bewegt werden, wie es in FIG. 17 gezeigt ist, um für einen relativ kleineren oder größeren Luftspalt 111 zu sorgen. Ist die Länge des Luftspaltes 111 einmal gewählt, wird ein relativ kleiner stromerfassender Transformator oder Wandler gebildet, der eine Ausgangsspannung e&sub0;(t) erzeugt, die generell proportional zu der Ableitung des Eingangsstromes iL1 in der Eingangswicklung des Transformators ist. Ein Vorteil dieser Anordnung liegt darin, daß sie nicht auf den Gebrauch eines Sinusstromes oder überhaupt eines periodischen Eingangsstromes begrenzt ist. Für die Zwecke der Einfachheit der Veranschaulichung erfolgt die nachfolgende Beschreibung jedoch mit einem sinusförmigen Eingangsstrom. Die von der Sekundärwicklung des Transformators oder Wandlers 62X, wie er in FIG. 12 gezeigt ist, erzeugte Ausgangsspannung e&sub0;(t) ergibt sich aus Gleichung (1):
Die Größen µ&sub1; und µ&sub2; sind die magnetische Permeabilität des Kerns 110 bzw. des Luftspaltes 111. ω (Omega) ist die Frequenz des Momentanstromes iL1 und IL1 ist der Spitzenwert des Momentanstromes iL1. Für Anwendungen, bei welchen alle Parameter mit Ausnahme der Länge des Luftspaltes L2 und der angelegten Frequenz ω konstant bleiben, reduziert sich Gleichung (1) zu Gleichung (2):
in welcher der in Klammern stehende Ausdruck äquivalent dem abgeleiteten Teil von Gleichung (1) ist.
Falls die Spannung e&sub0;(t) der Gleichung (2) den Anschlüssen einer integrierenden Schaltung oder eines Integrators zugeführt wird, wie beispielsweise dem in FIG. 13 gezeigten Integrator 113, der, wie bei einer bevorzugten Ausführungsform wie in FIG. 7 gezeigt ausgeführt sein kann, gilt die Gleichung (3) für den Ausgang des Integrators 113:
Wenn die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 variiert wird, wird die Ausgangsspannung e'&sub0;(t), die nun direkt proportional zu dem Eingangsstrom iL1 ist, in umgekehrter Proportion zu der Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 variieren. FIG. 14 zeigt eine typische Auftragung der Ausgangsspannung e'&sub0;(t) geteilt durch den Eingangsstrom (iL1 beispielsweise) für Änderungen der Länge l&sub2; des Luftspaltes 111. In einem besonderen Fall, wenn die Primärfrequenz ω konstant bleibt oder davon ausgegangen wird, daß sie konstant bleibt, kann auf den Gebrauch der integrierenden Schaltung oder des Integrators 113 von FIG. 13 verzichtet werden. In diesem Fall kann die Gleichung (2) wie in Gleichung (4) gezeigt dargestellt werden.
wobei der Ausdruck der konstanten Frequenz ω einen Teil von k4 bildet. In diesem Fall ist der Ausgang e&sub0;(t) der Transformator-Sekundärwicklung 112 proportional zu dem Eingangsstrom IL1 und variiert umgekehrt zu der Länge l&sub2; des Luftspaltes 111.
Unter besonderer Bezugnahme auf die FIGN. 15, 16 und 17 kann bei Anwendungen, bei welchen es erwünscht ist, den gleichen Stromtransformator oder Wandler zum Erfassen von mehreren Strombereichen zu benutzen, die Ausgangsspannung e&sub0;(t) dadurch variiert werden, daß die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 effektiv variiert wird. Dies wird dadurch erreicht, daß in den Luftspalt des Transformators 62Y eine Abstandsscheibe mit vorbestimmter Breite eingefügt wird, wobei dies von dem Bereich der gewünschten Ausgangsspannung e&sub0;(t) abhängt. Alternativ kann ein keilförmiger Halbkern 119 in den Luftspalt 111 des Transformators 62Z eingefügt werden, um den gleichen Zweck zu erreichen; und schließlich kann der Kern des Transformators in zwei Bereiche --116A, 116B-- geschnitten werden, wie es für den Transformator 62U von FIG. 17 gezeigt ist, um den gleichen Zweck zu erreichen, indem zwei komplementäre Luftspalte 111A, 111B geschaffen werden. Die FIGN. 12 bis 17 zeigen einen Strom/Spannungs-Transformator, bei dem eine Primärwicklung auf einem Magnetkern angeordnet ist, um für einen magnetischen Fluß in dem magnetischen Kern generell in Proportion zu dem Betrag an elektrischem Strom zu schaffen, der in der Primärwicklung fließt. Der magnetische Kern hat einen diskreten, jedoch variablen Luftspalt. Der diskrete, jedoch variable Luftspalt verfügt über eine erste magnetische Reluktanz, die eine magnetische Sättigung des Magnetkerns für Werte des elektrischen Stromes verhindert, die kleiner oder gleich einem Wert I1 sind. Auf dem Magnetkern ist ferner eine Sekundärwicklung vorgesehen, um eine elektrische Spannung V an den Ausgangsanschlüssen zu erzeugen, die generell proportional zu dem magnetischen Fluß in dem Magnetkern ist. Die Spannung V ist kleiner oder gleich der Spannung V2 für die erste magnetische Reluktanz und für Werte des Stromes I, die kleiner oder gleich I1 sind. Der variable, jedoch diskrete Luftspalt ist veränderbar, um für einen zweiten oder höheren Wert der Luftspaltreluktanz zu sorgen, wodurch eine magnetische Sättigung des Magnetkernes für Werte des elektrischen Stromes I verhindert wird, die kleiner oder gleich I2 sind, wobei I2 größer als I1 ist. Die Spannung V bleibt kleiner oder gleich V1 für den zweiten Wert der Luftspaltreluktanz und für Werte des Stromes kleiner oder gleich I2.
Unter besonderer Bezugnahme auf FIG. 18 kann ein homogener Magnetkern 120 für einen Transformator 62S vorgesehen sein, der scheinbar keinen großen diskreten Luftspalt 111 hat, sondern der aus gesintertem oder verdichtetem pulverisierten Metall besteht, in welchem mikroskopische Klumpen oder Mengen des magnetisch konduktiven Kernmaterials 122 für homogene oder gleichmäßig verteilte Luftspalte 124 sorgen. Dies hat den gleichen Effekt wie ein diskreter Luftspalt, wie er beispielsweise als 111 in FIG. 12 gezeigt ist, verringert jedoch den Effekt von magnetischen Streufeldeinflüssen und schafft somit einen sehr zuverlässigen und kleinen Transformator. Dieser Transformatortyp kann dadurch ausgebildet werden, daß pulverisiertes Metall komprimiert wird oder anderweitig in die Form eines Kernes gebracht wird, der über Abschnitte von pulverisiertem Metall 122 sowie über Luftspalte oder Zwischenräume 124 verfügt, die mikroskopisch und gleich verteilt um den Körper angeordnet sind. Bei solch einem Aufbau muß der Magnetkern nicht gesättigt sein, und er liefert somit eine Ausgangsspannung, die proportional zu der mathematischen Ableitung des Anregungsstromes ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist ein nicht-magnetisches isolierendes Material in den zuvor erwähnten Zwischenräumen angeordnet.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 7A bis 7D und die FIGN. 11, 19, 20 und 21, wird der Betrieb des Systems beschrieben. Die Netzspannung des Systems (siehe beispielsweise VAB von FIG. 11) wird durch das Signal LINE repräsentiert, welches benutzt wird, um für eine Synchronisation des Mikroprozessors U2 mit der Wechselstromnetzspannung zu sorgen. Dies erzeugt die verschiedenen Versorgungsspannungen VX, VY und VZ. Die DEADMAN-Schaltung DMC, die außerdem als eine Schaltung zum Rücksetzen beim Einschalten des Stromes benutzt wird, liefert anfänglich ein 10 ms andauerndes 5 V Rücksetzsignal RES an den Mikroprozessor U2. Dieses Signal initialisiert den Mikroprozessor U2, indem dessen Ausgänge auf einen hohen Impedanzpegel gesetzt werden und indem dessen internes Programm auf eine Speicherposition Null gesetzt wird. Die Schaltereingänge werden über die Eingänge B41 bis B43 gelesen. Der Algorithmus ist in FIG. 19 gezeigt. Normalerweise sind die Anschlüsse B41, B42 und B43 Eingangsanschlüsse für den Mikroprozessor U2, sie sind jedoch auch als Ausgangsanschlüsse konfiguriert, um für Entladungswege für die zuvor erwähnten Kondensatoren für die zuvor beschriebenen Entladungszwecke zu dienen. Der Grund für dies ist wie folgt: immer wenn der Eingangsdruckknopf geöffnet ist, kann C4, C5 oder C6 wie zuvor beschrieben geladen oder mittels Leckströmen, die von dem Mikroprozessor austreten, aufgeladen werden. Die Leckströme werden die Kondensatoren auf Spannungspegel laden, die fälschlich als logische 1 interpretiert werden können. Daher ist es nötig, die kapazitiven Elemente C4, C5 und C6 periodisch zu entladen. Der logische Block 152 des in FIG. 19 gezeigten Algorithmus "LESE SCHALTER" stellt die folgende Frage: Befindet sich die Netzspannung, wie sie von dem Netzsignal LINE an dem Eingangsanschluß B40 des Mikroprozessors U2 gelesen wird, in einer positiven Halbperiode? Falls die Antwort auf diese Frage JA ist, wird der Logikblock 154 benutzt, der im wesentlichen prüft, ob die Signale "START", "RUN" und "RESET" an den Eingangsanschlüssen B41, B42 bzw. B43 digitale Einsen oder digitale Nullen sind. Unabhängig von der Antwort ist der nächste Schritt, wenn die zuvor erwähnten Fragen gestellt wurden, daß der in dem Funktionsblock 154 gezeigte Algorithmus ausgeführt wird, bei dem es sich um den Befehl "ENTLADE KONDENSATOREN" handelt. An dieser Stelle haben die Anschlüsse B41 bis B43 des Mikroprozessors U2 Nullen anliegen, um wie zuvor beschrieben die Kondensatoren zu entladen. Dies erfolgt während einer positiven Halbperiode der Netzspannung. Falls die Frage auf die in dem Funktionsblock 152 gestellte Frage "NEIN" lautet, liegt die Netzspannung in der negativen Halbperiode, und während dieser Halbperiode werden die Eingangsanschlüsse B41 bis B43 aus dem Kondensator-Entlademodus freigegeben. Obschon die vorstehende Beschreibung für eine Motorsteuervorrichtung erfolgt, kann das Konzept von Vorrichtungen zum Erfassen der Anwesenheit eines Wechselspannungssignals benutzt werden.
Nachdem die Initialisierung erfolgt ist, prüft der Mikroprozessor U2 dessen Eingangsanschluß INTO, um den Status des Ausgangssignals VOK von der linearen integrierten Schaltung U1 zu überwachen. Bei diesem Signal wird es sich um eine digitale Null handeln, falls die Spannung des internen RAM-Speichers des Mikroprozessors U2 ausreichend hoch ist, um zu gewährleisten, daß alle zuvor gespeicherten Daten noch zuverlässig sind. Das kapazitive Element C9 überwacht und speichert die Versorgungsspannung VDD des RAM-Speichers. Nachdem die Spannung VDD abgezogen wurde, beispielsweise dadurch, daß die Energieversorgung des gesamten Systems während eines Stromausfalls unterbrochen wurde, wird das kapazitive Element die Spannung VDD für eine kurze Zeitdauer beibehalten, wird sich jedoch schließlich entladen. Die Spannung über das kapazitive Element C9 ist VDDS und wird der linearen integrierten Schaltung U1 zurückgeführt, wie es zuvor beschrieben wurde. Diese Spannung bewirkt, daß das Ausgangssignal VOK entweder digital 1 ist, was einen zu niedrigen Wert für die Spannung VDD anzeigt, oder daß es eine digitale Null ist, was einen sicheren Wert für die Spannung VDD anzeigt.
Der Mikroprozessor U2 erhält außerdem ein Eingangssignal LVOLT an dessen Eingangsanschluß AN3. Dieses Signal liegt über R17 an. Diese Spannung, die im Bereich zwischen 0 und 5 Volt liegt, ist proportional zu der Spannung der Steuerleitung LINE. Der Mikroprozessor U2 benutzt diese Information auf drei Arten: (1) sie wird benutzt, um das Schließprofil für die Kontakte des Schützes 10 in einer Weise zu wählen, wie sie zuvor mit Bezug auf FIG. 6 beschrieben wurde. Ein geeignetes Spulenschließprofil variiert mit der Netzspannung. Das Signal LVOLT liefert somit eine Information über die Netzspannung an den Mikroprozessor U2, so daß der Mikroprozessor U2 entsprechend auf eine Änderung der Auslösephase oder der Verzögerungswinkel α1, α2 etc. für den Triac oder ein ähnlich torgesteuertes Bauteil Q1 wirkt, falls die Netzspannung variiert. (2) Das Signal LVOLT wird außerdem benutzt, um zu bestimmen, ob die Netzspannung ausreichend hoch ist oder nicht, um dem Schütz 10 ein Schließen überhaupt zu ermöglichen (siehe Tabelle 1). Es gibt einen Wert der Netz- oder Steuerspannung, unter dem es unwahrscheinlich ist, daß ein verläßlicher Schließvorgang eintritt. Die Spannung neigt dazu, 65 % der Nenn-Netzspannung zu betragen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird diese als 78 Volt Wechselspannung gewählt. (3) Schließlich wird das Signal LVOLT von dem Mikroprozessor benutzt, um zu bestimmen, ob eine Minimalspannung vorherrscht, unterhalb der die Gefahr besteht, daß die Kontakte nicht zum angemessenen Zeitpunkt logisch öffnen. Diese Spannung neigt dazu, 40 % der Maximalspannung zu betragen. Falls das Netzspannungssignal LVOLT anzeigt, daß die Netzspannung unter 50 % des Maximalwerts liegt, wird der Mikroprozessor U2 automatisch die Kontakte öffnen, um für einen ausfallsicheren Betrieb zu sorgen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird dieser Wert als 48 V Wechselspannung gewählt. Der Mikroprozessor U2 liest das Signal LVOLT gemäß dem in FIG. 20 gezeigten Algorithmus "LESE SPANNUNGEN".
Das Signal LVOLT wird in dem in FIG. 20 gezeigten Algorithmus "LESE SPANNUNGEN" benutzt. Ein Entscheidungsblock 162 stellt die Frage "Ist dies eine positive Spannungshalbperiode?" Die Frage wird gestellt und in der gleichen Weise beantwortet, wie dies für die Frage des in FIG. 19 gezeigten Entscheidungsblockes 152 erfolgte. Falls die Frage in dem Entscheidungsblock 162 mit "NEIN" beantwortet wird, wird der Algorithmus verlassen. Falls die Antwort "JA" ist, weist der Kommandoblock 164 den Mikroprozessor an, den Eingang AN3 des Mikroprozessors U2 zu wählen, um eine Analog/Digital-Umwandlung des dort anliegenden Signals gemäß dem Kommandoblock 162 auszuführen. Diese Information wird dann in den Speicherpositionen des Mikroprozessors U2 gemäß einem Kommandoblock 168 gespeichert, um in der beschriebenen Weise benutzt zu werden, und dann wird der Algorithmus beendet.
Unter erneuter Bezugnahme auf Tabelle 1 ist der nächste Eingang für den Mikroprozessor mit COILCUR bezeichnet. Dies stellt einen Teil des Steuerungsschemas für den Spulenstrom mit geschlossener Rückkopplung dar. Der Eingang CCI für die Linearschaltung U1 mißt den Strom durch die Spule 31 als eine Funktion des Spannungsabfalls über das Widerstandselement R7. Diese Information wird in geeigneter Weise skaliert, wie zuvor beschrieben, und zu dem Mikroprozessor U2 mittels des Signals COILCUR geleitet. Ebenso wie es notwendig ist, die Spannung der Netzleitung zu kennen, wie sie sich aus dem Signal LVOLT ergibt, ist es erwünscht, den Strom durch die Spule 31 zu kennen, wie er sich aus dem Signal COILCUR ergibt. Das Signal COILCUR wird gemäß dem in FIG. 21 gezeigten Algorithmus "CHOLD" verwendet. Als erstes erfolgt das, was in dem Kommandoblock 172 angegeben ist, wo der Mikroprozessor angewiesen wird, eine ergänzende Durchlaßverzögerung einzulesen, wobei dieser Phasenwinkel α7 die Summe der festen vorbestimmten Durchlaßzeitverzögerung, bei welcher es sich um 5 ms handeln kann, und der ergänzenden Komponente ist. Der Mikroprozessor U2 wartet dann für die angemessene Zeit, d.h. bis zu dem Zeitpunkt, bei welchem der Phasenwinkel α7 verstrichen ist, und er löst den Triac oder Thyristor Q1 gemäß den Anweisungen des Kommandoblocks 174 aus. Der Mikroprozessor tut dies durch Ausgabe des TRIG-Signals von dem Anschluß B52 und er leitet dieses Signal in einer Weise, wie sie mit Bezug auf die Figuren 7A und 7B beschrieben wurde, zu der integrierten Schaltung U1 an deren Eingangsanschluß TRIG, durch den Verstärker GA und durch den Ausgangsanschluß GATE, um das Tor des Thyristortriacs oder eines ähnlichen torgesteuerten Bauteils Q1 zu erregen. Gemäß dem Kommandoblock 176 wird der durch das Widerstandselement R7 fließende elektrische Strom, wie er an dem Eingang CCI der auf Kundenwunsch gefertigten integrierten Schaltung U1 gemessen wird, durch den Verstärker CCA zu dem Ausgang CCO als das COILCUR-Signal für den Anschluß AN2 des Mikroprozessors U2 geleitet. Der Mikroprozessor führt dann eine sich wiederholende Analog/Digital-Umwandlung des COILCUR-Signals aus, um dessen Maximalwert zu bestimmen. Gemäß dem Entscheidungsblock 178 wird dieser Maximalstrom in dem Mikroprozessor U2 mit einem Regelwert verglichen, der dem Mikroprozessor U2 angeliefert wird, um zu bestimmen, ob der Maximalstrom größer als der von dem Regelwert bestimmte Strom ist oder nicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Spitzenstrom des Regelwertes so gewählt, daß sich ein Gleichstromanteil von 200 mA ergibt. Falls erwünscht, wird der Phasenwinkel α7 verändert, um diesen Anregungspegel beizubehalten. Falls die Antwort auf die von dem Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "JA" ist, wird die Durchlaßverzögerung in dem Mikroprozessor digital auf den nächsthöheren Wert inkrementiert. Dies erfolgt, indem ein Zähler um jeweils ein niedrigstwertiges Bit erhöht wird. Dies bewirkt, daß der Verzögerungswinkel α7, beispielsweise jener von FIG. 6, größer wird, so daß der Stromimpuls 124 kleiner wird, wodurch der mittlere Strom pro Halbperiode durch den Triac oder ein ähnlich torgesteuertes Bauteil Q1 gesenkt wird. Falls andererseits die Antwort auf die in dem Entscheidungsblock 178 gestellte Frage "NEIN" lautet, wird der Verzögerungswinkel α7 durch Herabsetzen eines Zählers innerhalb des Mikroprozessors um ein niedrigstwertiges Bit gesenkt, wodurch der Stromimpuls 124 vergrößert wird. Unabhängig von der Antwort auf die in dem Funktionsblock 178 gestellte Frage wird, nachdem die von den Kommandoblöcken 180 bzw. 182 je nach Lage des Falles angeforderte Inkrementierungs- oder Dekrementierungsaktion abgeschlossen ist, der Algorithmus beendet, um später in einer periodischen Weise erneut angewendet zu werden. Wird der Wert α7 für jede Halbperiode falls nötig geändert, so besteht die sich ergebende Wirkung darin, daß der Spulenstrom während der Haltephase bei dem Regelwert gehalten wird, unabhängig davon, wie sich die Netzspannung oder der Spulenwiderstand ändern.
Die Eingangswerte LVOLT und COILCUR sind signifikante Werte, um die Zeit zu bestimmen, bei welcher das Triggersignal TRIG von dem Ausgang B52 des Mikroprozessors U2 an den Triggereingang TRIG der linearen Schaltung U1 angelegt wird. Es sollte daran erinnert werden, daß das Triggersignal TRIG von der linearen Schaltung U1 in der beschriebenen Weise benutzt wird, um das Ausgangstorsignal GATE an dem Toranschluß des Thyristors Q1 in der zuvor beschriebenen Weise zu liefern.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 22, 23, 24, 25 sowie auf die FIGN. 7A bis 7D werden die Vorrichtung und das Verfahren zum Erfassen und Messen des Netzstromes iL1, iL2 und iL3 beschrieben. Die Ausgangsanschlüsse ax, bx und cx des Übertragungsgatters U101 sind zusammengefaßt und mit einer Seite des integrierenden Kondensators C101 verbunden. Der Mikroprozessor U2 liefert Signale A, B und C an die entsprechenden Eingänge des Übertragungsgatters U101 gemäß der in Tabelle 2 gezeigten digitalen Anordnung, um die Wahl der Parameter in dem Schalter U101 zu steuern. Diese Operation dient dazu, die Sekundärwicklungsspannung der Stromtransformatoren oder Wandler 62A, 62B oder 62C in 32 Zyklusinkrementen einer halben Periode sequentiell abzutasten. Der integrierende Kondensator C101 wird in der nachfolgend beschriebenen Weise geladen. Wie zuvor beschrieben wurde, sind die Ausgangsspannungen über die Sekundärwicklung der Stromtransformatoren 62A, 62B und 62C mit der mathematischen Ableitung der Netzströme iL1, iL2 oder iL3 in Beziehung gesetzt, die in den Hauptleitungen A, B bzw. C fließen. Da diese Spannung in einen Ladestrom umgewandelt wird, indem sie über ein Widerstandselement R101, R102 oder R103 aufgeprägt wird, ändert sich die Spannung VC101 über den integrierenden Kondensator C101 entsprechend bei jeder nachfolgenden Netzperiode. Der Kondensator wird vor Ablauf der 32 Netzintegrationszyklen nicht entladen, wie nachfolgend beschrieben ist. Tabelle 2
Das gemäß dem Eingangssignal Z betriebene Transmissionsgatter U102 steuert die Verschaltung des Integrationskreises, wobei der integrierende Kondensator C101 für ein periodisches erneutes Initialisieren des Schaltungsvorgangs vorgesehen ist. Dies geschieht, wenn Z = 0 ist. Die Ausgangsspannung VC101 über den integrierenden Kondensator C101 wird an den Pufferverstärker mit Verstärkung U105 angelegt, um das Signal MCUR zu erzeugen, welches an den Eingangsanschluß AN1 des Mikroprozessors U2 angelegt wird. Der Mikroprozessor U2 digitalisiert die von dem Signal MCUR angelieferten Daten in einer Weise, wie sie in dem in FIG. 22 gezeigten Algorithmus "BEREICH" angedeutet ist. Das Spannungssignal MCUR wird als ein einzelnes analoges Eingangssignal an einen Acht-Bit-Fünf-Volt-Analog/Digitalwandler 200 angelegt, der einen Teil des Mikroprozessors U2 bildet. Der Analog/Digitalwandler 200 ist in FIG. 23 gezeigt. Es ist zweckmäßig, das System der vorliegenden Erfindung zu benutzen, um Netzströme messen zu können, die in Abhängigkeit von ihrer Anwendung über einen großen Bereich variieren. Beispielsweise kann es erwünscht sein, in manchen Phasen Netzströme zu messen, die Werte bis zu 1200 A annehmen, wobei es bei manchen anderen Fällen erwünscht sein kann, Netzströme zu messen, die unter 10 A betragen. Um den dynamischen Bereich des Systems auszudehnen, erweitert der Mikroprozessor U2 den festen Acht-Bit-Ausgang des Analog/Digitalwandlers 200 innerhalb des Mikroprozessors U2 auf 12 Bit.
-Zu Zwecken der Einfachheit der Beschreibung wird der zuvor beschriebene Betrieb mit Hilfe von anschaulichen Beispielen für den erfassenden Stromtransformator oder Wandler 62A und den Widerstand R101 detaillierter dargelegt. Es versteht sich, daß der Wandler 62B und der Widerstand R102 bzw. der Wandler 62C und der Widerstand 103 in der gleichen Weise benutzt werden könnten. Ferner versteht sich, daß für jede Stromfunktion gilt:
e&sub0;(t) di(t)/dt
Unter der Annahme, daß die Länge l&sub2; des Luftspaltes 111 in dem Wandler 62A für eine spezielle Anwendung feststeht (oder daß der Transformator 62S von FIG. 18 benutzt wird) und unter der Annahme, daß i(t) eine Sinuskurve ist, d.h. IL1 sin ωt, kann die Ausgangsspannung für den Wandler, wie sie ursprünglich durch die Gleichung 1 angegeben wurde, in die in Gleichung 5 gezeigte Form umgestellt werden.
e&sub0;(t) = k5 d (IL1 sin ωt)/dt (5)
Die Ausgangsspannung e&sub0;(t) wird über den Widerstand R101 zwecks Umwandlung in einen Ladestrom iCH für den integrierenden Kondensator C101 gemäß der Gleichung (6) aufgeprägt. Diese ist pro Einheit (P.U.) in FIG. 25B als Kurvendarstellung gezeigt.
Es ist wichtig zu bedenken, daß der Ladestrom iCH für den integrierenden Kondensator C101 proportional zu der Ableitung des Netzstromes iL1 ist, anstatt zu dem Netzstrom selbst. Wie in Gleichung 7 angegeben, kann folglich die Spannung VC101 über das kapazitive Element C101, die aufgrund des Fließens des Ladestromes iCH (t) während dessen negativen Halbperioden anliegt, ausgedrückt werden als
Gleichung (8) zeigt Gleichung (7) in vereinfachter Form. Eine Auftragung von IL1 sin ωt pro Einheiten (P.U.) ist in FIG. 25A gezeigt; Eine Auftragung der Ableitung von iL1 sin ωt nach der Integration durch den Kondensator C101, d.h. -K&sub7; IL1 sin ωt ausgedrückt pro Einheit (P.U.) ist in FIG. 25C dargestellt. Der Strom iCH zum Laden des kapazitiven Elements C101 kommt von dem Ausgangsanschluß ax des Übertragungsgatters U101. Dieser Strom wird dem Übertragungsgatter U101 an dem Eingangsanschluß aOR zugeführt und er wird gemäß den entsprechenden Signalen der Steueranschlüsse A, B, C des Übertragungsgatters U101 gewählt (siehe Tabelle 2). In ähnlicher Weise könnte der Strom von dem Wandler 62B verwendet werden, indem die bOR-bx-Anschlußanordnung gewählt wird, und der Wandler 62C könnte verwendet werden, indem die cOR-cx-Anschlußanordnung gewählt wird. Die Anschlüsse ax, bx und cx sind zu einer einzelnen Leitung zusammengefaßt oder miteinander verbunden, die den Ladestrom zu dem integrierenden Kondensator C101 liefert. Diese letztgenannte gemeinsame Leitung ist mit den Anschlüssen ay und cx des Übertragungsgatters U102 verbunden. Der Anschluß ax des Übertragungsgatters U102 liegt auf Masse, und der gemeinsame Anschluß aOR ist mit einer Seite eines Kondensators C102 verbunden. Der Anschluß cOR ist mit der anderen Seite des Kondensators C101 verbunden. Der Anschluß bx des Übertragungsgatters U102 ist mit dem negativen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers U103 verbunden, und der damit zusammenhängende gemeinsame Anschluß bOR ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers U103 verbunden. Normalerweise ist die Diodenanordnung CR101-CR103 so gewählt, daß während dem Integriervorgang positive Halbperioden des Integrationsstromes iCH den integrierenden Kondensator C101 mittels der Brückenanordnung umgehen, welche die Dioden CR101 und CR102 sowie den Ausgang des Operationsverstärkers U103 beinhaltet, wobei jedoch negative Halbperioden das kapazitive Element C101 auf den Spitzenwert der entsprechenden Halbperiode laden. Das kapazitive Element C101 wird wiederholt auf steigend höhere Spannungswerte geladen, wobei jeder derselben den Spitzenwert der negativen Halbperiode des Ladestromes entspricht.
Es ist nicht unüblich, daß eine kleine Spannung in der Größenordnung von 0,25 mV zwischen dem negativen und dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers U103 herrscht. Das kapazitive Element C102 wird periodisch auf das negative dieses Wertes geladen, um eine sich ergebende Eingangs-Offsetspannung von Null für den Verstärker U103 des Ladestromes iCH zu erzeugen.
Unter Bezugnahme auf FIG. 22, FIG. 23 und FIG. 25 wird der Algorithmus "BEREICH" von FIG. 22, der gemäß der zuvor beschriebenen integrierten Schaltung betrieben wird, die das kapazitive Element C101 und den Mikroprozessor U2 aufweist, mit anschaulichen Beispielen beschrieben. Man sollte sich dabei in Erinnerung rufen, daß zum Erfassen des Netzstromes ein dynamischer Bereich wichtig ist. Wie aus FIG. 23 ohne weiteres ersichtlich ist, gibt es für den Analog/Digitalwandler 200 in dem Mikroprozessor U2 eine maximale Eingangsspannung, oberhalb deren ein zuverlässiger digitaler Ausgangswert nicht garantiert werden kann. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Ertindung kann der Analog/Digitalwandler 200 Eingangsspannungen von bis zu +5 V aufnehmen, um ein Acht-Bit-Signal zu erzeugen, welches den ersten acht Positionen 204 einer Akkumulator- oder Speichervorrichtung 202 zugeführt wird, die in dem Speicher des Mikroprozessors U2 angeordnet ist. In diesem Fall wird der maximale Eingang von 5 V durch die Dezimalzahl 256 dargestellt, was digitalen Einsen an allen acht Positionen des Bereiches 204 des Akkumulators 202 entspricht.
FIG. 25B zeigt eine repräsentative Auftragung der Amplitude gegenüber der Zeit für den Strom IL1 sin ωt.
Die Auftragung von FIG. 25A zeigt den Ladestrom iCH, der die Ableitung des Netzstromes von FIG. 25B ist. Ferner zeigt FIG. 25A, daß nur die negativen Halbperioden des darin angegebenen Stromes integriert sind. Zweckmäßige Amplitudenreferenzen 220, 230 und 240 sind für den Netzstrom von FIG. 25B vorgesehen, um die Differenz zwischen einer Amplitude von 1 pro Einheit, einer Amplitude von 1/2 pro Einheit bzw. einer Amplitude von 2 pro Einheit zu zeigen, um somit drei anschauliche Beispiele zu liefern. Die Amplituden 220A, 230A und 240A für die Kurvendarstellung von FIG. 25A zeigen Entsprechungen mit den Änderungen der Amplitude pro Einheit für die Kurve von 25B. Entsprechend sind zwei Kurven oder Linien 230B und 220B für Beispiel 1 bzw. Beispiel 2 gezeigt. Die Linie für die maximale Eingangsspannung von 5 V ist bei 246 in FIG. 25C veranschaulicht. Der Algorithmus von FIG. 22 wird für jede Halbperiode für 32 aufeinanderfolgende Halbperioden ausgeführt. Jede Halbperiode innerhalb dieses Zeitintervalls ist eindeutig mit einer als HCYCLE bezeichneten Nummer gekennzeichnet. Die mit 2, 4, 8, 16 und 32 numerierten Halbperioden geben Integrationsintervalle an, die jeweils um einen Faktor 2 länger sind als das vorhergehende. Am Ende dieser spezifischen Intervalle bewertet der Algorithmus die Spannung VC101 neu.
Es wird angenommen, daß sich das Eingangssignal im Verlauf der 32 Intervalle bei jeder Periode wiederholt. Dann wird die Spannung VC101 am Ende von jedem Intervall, das mit HCYCLE = 2, 4, 8, 16 oder 32 bezeichnet ist, doppelt so groß wie am Ende des vorhergehenden Intervalls sein. Falls somit ein vorhergehendes Intervall eine Analog/Digital-Umwandlung von über 80H ergeben hat, was einem Wert von VC101 von über 2,5 V entspricht, kann mit Sicherheit angenommen werden, daß in dem jetzigen Intervall VC101 über 5 V liegt und daß eine Analog/Digital-Umwandlung, die nun ausgeführt wird, ein ungültiges Ergebnis liefert, da der Analog/Digitalwandler nicht in der Lage ist, Werte von über 5 V zu digitalisieren. Falls ein vorhergehendes Ergebnis über 80H liegt, behält der Algorithmus daher dieses Ergebnis als die bestmögliche Analog/Digital-Umwandlung, mit welchem fortgefahren werden kann.
Falls andererseits eine vorhergehende Analog/Digital-Umwandlung unter 80H liegt, kann sicher davon ausgegangen werden, daß nun eine zutreffende Analog/Digital-Umwandlung ausgeführt werden kann, da das Signal zum jetzigen Zeitpunkt nicht größer als das doppelte des vorhergehenden Wertes sein kann und somit immer noch unter 5 V liegt. Ersetzt man eine frühere Analog/Digital-Umwandlung durch eine, die nun ausgeführt wird, so hat dies zum Vorteil, daß das umzuwandelnde Signal zweimal so groß ist und somit mehr Auflösungsbits liefern wird.
Wenn ein Analog/Digital-Ergebnis von über 80 H realisiert wurde, muß es justiert werden, um das Intervall anzuzeigen, in welchem die Analog/Digital-Umwandlung ausgeführt wurde. Der Nach-Links-Verschiebevorgang 188 erfüllt diese Funktion. Beispielsweise ist ein am Ende des Intervalls 4 erzieltes Ergebnis von 80H das Ergebnis eines Eingangssignals, das doppelt so groß ist wie ein Eingangssignal, welches ein Ergebnis von 80H am Ende von Intervall 8 liefert. Das Nach-Links-Verschieben des Ergebnisses von Intervall 4 verdoppelt entsprechend dieses Ergebnis am Ende von Intervall 8. Am Ende von 32 Halbperioden stellt eine 12-Bit-Antwort, die in dem Akkumulator 202 von FIG. 23 enthalten ist, mindestens eine sehr enge Näherung des Wertes des elektrischen Stromes in der gemessenen Leitung dar. Dieser Wert wird von dem Mikroprozessor U2 in einer Weise benutzt, wie sie zuvor und im folgenden zum Steuern des Schützes 10 beschrieben ist. Bei HCYCLE 33 wird der gesamte Prozeß erneut initialisiert, um nachfolgend bei einem anderen Transformator oder Wandler 62B und anschließend 62C verwendet zu werden. Natürlich wird dies periodisch von dem Mikroprozessor U2 in einer regelmäßigen Weise wiederholt.
Die Kurve 220B von FIG. 25C zeigt, daß die Spannung VC101 als eine Funktion der Integration des Stromes iCH von FIG. 25A ansteigt. Für jede positive Halbperiode des Ladestromes iCH erfolgt keine Integration. Jedoch erfolgt für jede negative Halbperiode eine Integration folgend der negativen Cosinuskurve. Diese letzteren Werte werden gesammelt, um die Spannung VC101 zu bilden. Die Spannung VC101 steigt somit entsprechend dem Wert des Netzstromes an, der über die Zeit abgetastet wird, die von den 32 Halbperioden repräsentiert wird, bis das kapazitive Element C101 während der 33. Halbperiode auf Null entladen wird.
Unter Bezugnahme auf die FIGN 22, 24, 25 und 26 wird das Akkumulatorportrait von Beispiel 1 gezeigt und beschrieben. Bei Beispiel 1 wird der 1/2 pro Einheit Ladestrom iCH 230a verwendet, um den Kondensator C101 zu laden, um die Kondensatorspannung VC101 zu erzeugen. Das Profil für diese Spannung ist bei 230b in FIG. 25C generell dargestellt. Diese Spannung wird mittels des "BEREICH"-Algorithmus gemäß dem Funktionsblock 184 von FIG. 22 abgetastet. Bei den Werten für HCYCLE von "2", "4", "8", "16" und "32" bestimmt dann der "BEREICH"-Algorithmus, wie es in dem Funktionsblock 186 von FIG. 22 ausgeführt ist, ob die vorhergehende Analog/Digital-Umwandlung ein Ergebnis gebracht hat, das gleich oder größer als 80 hex ist. 80 hex entspricht einer Digitalzahl von 128. Falls die Antwort auf diese Frage "Nein" ist, wird die an dem Eingang AN1 des Analog/Digitalwandlers 200 anliegende analoge Spannung VC101 digitalisiert und, wie im Funktionsblock 192 von FIG. 22 angedeutet und wie es graphisch in FIG. 26 gezeigt ist, gespeichert. HCYCLE wird um 1 heraufgesetzt und die Routine wird erneut begonnen. Solange das Ergebnis der vorherigen Analog/Digital-Umwandlung nicht größer oder gleich 80 hex ist, besteht kein Bedarf, die erfindungsgemäße Technik des "Nach-Links-Verschiebens" zu verwenden. Folglich zeigt das in FIG. 26 dargestellte Beispiel 1 eine Abtastroutine, die nie gezwungen ist, die "Nach-Links-Verschiebetechnik" zu verwenden. Insbesondere wird bei dem Beispiel 1 in FIG. 26 ein Wert für HCYCLE von 0,2 V, der an dem Eingang des Analog/Digitalwandlers 200 an dem Anschluß AN1 anliegt, digitalisiert und liefert eine Binärzahl, die der Dezimalzahl 10 entspricht. Die treffende Binärzahl hat eine digitale 1 an den Positionen 2 und 8 des Speicherbereiches 204 und digitale Nullen in allen anderen Bit-Positionen. Der "HCYCLE 4" digitalisiert die analoge Spannung von 0,4 V und liefert eine Dezimalzahl von 20, wodurch eine digitale 1 an den 16- und 4-Bit-Positionen des Bereiches 204 und digitale Nullen an allen anderen Positionen stehen. Bei "HCYCLE 8" wird ein Wert von 0,8 V digitalisiert und liefert eine Binärzahl, die äquivalent der Dezimalzahl 40 ist und die durch Setzen von digitalen Einsen an den Positionen 32 und 8 des Bereichs 204 gebildet wird. Bei " HCYCLE 16" wird ein Wert von 1,6 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die durch die Dezimalzahl 81 repräsentiert wird. Die Digitalzahl hat digitale Einsen an den Positionen 64 und 16 des Bereichs 204. Schließlich wird bei "HCYCLE 32" ein Wert von 3,2 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die der Dezimalzahl 163 entspricht. In diesem Fall hat die betreffende Digitalzahl digitale Einsen an den Positionen 128, 32, 2 und 1 des Akkumulators 204. An dieser Stelle ist für Beispiel 1 der "BEREICH"-Algorithmus abgeschlossen. Es ist zu bemerken, daß, wie zuvor beschrieben, der "BEREICH"-Algorithmus an keiner Stelle den Funktionsblock 188 aufgerufen hat, an welchem eine Links- Verschiebung erforderlich wäre. Wie im folgenden unter Bezugnahme auf Beispiel 2 und Beispiel 3 beschrieben werden wird, wird jedoch die Nach-Links-Verschiebetechnik verwendet.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 22, 24, 25 und 27 ist ein Beispiel 2 dargestellt, bei welchem ein Ladestrom iCH 220a von 1 pro Einheit verwendet wird, um eine Spannung VC101 über das kapazitive Element C101 zu erzeugen. Die gegen HCYCLE aufgetragene Spannung ist bei 220b in FIG. 25C gezeigt. Der "BEREICH"-Algorithmus von FIG. 22 wird erneut verwendet. Wie im vorherigen Fall wird der "BEREICH"- Algorithmus so verwendet, daß die Speicherpositionen 202 bei den HCYCLE-Abtastpositionen 2, 4, 8, 16 und 32 aktualisiert werden. Bei HCYCLE 2 wird ein Wert von 0,4 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl in dem Bereich 204 des Akkumulators 202, die äquivalent der Dezimalzahl 20 ist. Diese Digitalzahl hat eine digitale Eins an den 16- und 4-Bit-Positionen des Bereichs 204. An allen anderen Bit-Positionen sind digitale Nullen. Bei HCYCLE 4 wird ein Wert von 0,8 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die der Dezimalzahl 40 äquivalent ist. Die Digitalzahl hat eine digitale Eins an den Bit-Positionen 32 und 8 des Bereichs 204 des Akkumulators 202. Bei HCYCLE 8 wird ein Wert von 1,6 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl in dem Bereich 204 des Akkumulators 202, die äquivalent der Dezimalzahl 81 ist. Die betreffende Digitalzahl hat digitale oder logische Einsen an den Bit-Positionen 64, 16 und 1. Bei HCYCLE 16 wird ein Wert von 3,2 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl für den Bereich 204 des Akkumulators 202, die äquivalent der Dezimalzahl 163 ist. Die letztere Digitalzahl hat digitale Einsen an den Bit-Positionen 128, 32, 2 und 1. Bei HCYCLE 32 bestimmt der "BEREICH"-Algorithmus durch Anwendung des funktionalen Blockes 186, daß das vorherige Analog/Digital-Ergebnis eine Digitalzahl geliefert hat, die größer als 80 hex ist. Folglich wird zum ersten Mal in dieser Reihe von Beispielen der Funktionsblock 188 verwendet und eine "Linksverschiebung" wird ausgeführt. Obschon ein Wert von 6,4 V am Eingang des Analog/Digitalwandlers 200 zur Digitalisierung ansteht, findet folglich keine Digitalisierung aus dem einfachen Grund statt, daß der Ausgang des Analog/Digitalwandlers bei solch einer großen Analogzahl an seinem Eingang unzuverlässig wäre. Statt dessen wird die in dem Bereich 204 des Akkumulators 200 während der vorherigen Digitalisierung des 3,2 V-Analogsignales gespeicherte Digitalzahl bloß um eine Position nach links für jedes Bit in der Digitalzahl verschoben, um eine neue Digitalzahl zu liefern, die äquivalent der Dezimalzahl 326 ist. Die neue Digitalzahl verwendet einen Teil des Überlaufs 206 des Akkumulators 202, wie in FIG. 27 klar gezeigt ist. Die neue Digitalzahl hat digitale Einsen an den Bit-Positionen 256, 64, 4 und 2 des erweiterten Akkumulators 202. Man beachte, daß die Digitalzahl an der Position HCYCLE 32 von FIG. 27 gleich der Digitalzahl ist, die an der HCYCLE-Position 16 ist, daß sie jedoch um eine Bit-Position nach links verschoben ist. Dieses Beispiel zeigt die Nach-Links-Verschiebetechnik im Betrieb. Die in dem Akkumulator 202 am Ende der zweiunddreißigsten Halbperiode gespeicherte Zahl zeigt die Netzspannung iL1 (t) an, die in dem Überlastrelaisabschnitt 60' des Schützes 10 gemessen wurde.
Unter Bezugnahme auf die Figuren 22, 24, 25 und 28 wird noch ein drittes Beispiel der Nach-Links- Verschiebetechnik beschrieben. Insbesondere wird bei Beispiel 3 ein bei 240a in FIG. 25B angedeuteter Ladestrom iCH mit 2 pro Einheit von dem Kondensator C101 integriert, um die Spannung VC101 zu bilden. Diese Spannung liefert ein Ausgangsprofil, welches ähnlich dem mit Bezug auf die Beispiele 1 und 2 in FIG. 25C gezeigten ist, welches jedoch generell der in Beispiel 3 von FIG. 25 angedeuteten Steigung folgt. Die schrittweise Beziehung für die Spannungen wurde bei Beispiel 3 weggelassen, um Verwirrungen zu vermeiden. Es versteht sich jedoch, daß die schrittweisen Spannungen für Beispiel 3 genauso existieren wie es für Beispiel 1 und Beispiel 2 der Fall ist. Bezüglich Beispiel 3 tastet der "BEREICH"-Algorithmus bei HCYCLE 2, 4 und 8 ab und liefert entsprechende Analog/Digital-Umwandlungen, um den Bereich 204 des Akkumulators 202 zu aktualisieren. Bei HCYCLE 16 und 32 wird jedoch der Bereich 204 des Akkumulators 202 anstatt durch eine Analog/Digital-Umwandlung durch zwei aufeinanderfolgende serielle Nach-Links- Verschiebungen der zuvor an der Position 204 gespeicherten Information aktualisiert. Es ist klar ersichtlich, daß eine Analog/Digital-Umwandlung ein unzuverlässiges Ergebnis für die letzten beiden Abtastungen ergeben hätte. Insbesondere wird bei HCYCLE 2 ein Wert von 0,8 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die äquivalent der Dezimalzahl 40 ist. Die Dezimalzahl 40 hat digitale Einsen an den Bit-Positionen 32 und 8 des Bereichs 204 des Akkumulators 202. Bei HCYCLE 4 wird ein Wert von 1,6 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die der Dezimalzahl 81 äquivalent ist. Die letztere Digitalzahl hat digitale Einsen an den Bit-Positionen 64, 16 und 1 des Bereiches 204 des Akkumulators 202. Bei HCYCLE 8 wird ein Wert von 3,2 V digitalisiert und liefert eine Digitalzahl, die äquivalent der Dezimalzahl 163 ist. Die Digitalzahl hat digitale Einsen an den Bit-Positionen 128, 32, 2 und 1 des Bereiches 204 des Akkumulators 200. Bei HCYCLE 16 erkennt der "BEREICH"-Algorithmus, daß das vorhergehende Analog/Digital-Ergebnis (äquivalent der Digitalzahl 163) größer als 80 hex war und daher wird der Akkumulator 202 nicht mittels einer Analog/Digital-Umwandlung der Spannung am Eingang des Analog/Digitalwandlers 200 aktualisiert, sondern durch Linksverschiebung um ein Bit der zuvor in dem Akkumulator 202 infolge der Beendigung der Abtastung von HCYCLE 8 gespeicherten digitalen Information. Folglich wird für die Abtastung bei HCYCLE 16 eine Digitalzahl gebildet, die äquivalent der Dezimalzahl 326 ist. Dies erfolgt durch Linksverschiebung der Information, die zuvor in dem Akkumulator gespeichert war, um ein Bit nach links. Dies bewirkt, daß die zuvor erwähnte Digitalzahl in die 1-Bit-Position des Überlaufbereiches 206 des Akkumulators 202 überläuft. Die neue Digitalzahl hat eine digitale Eins an den Bit-Positionen 256, 64, 4 und 2 des Akkumulators 202. Bei HCYCLE 3 wird die zuvor in dem Akkumulator 202 gespeicherte Zahl erneut in dem Akkumulator 202 nach links verschoben, um nun zwei der Positionen in dem Überlaufbereich 206 sowie acht Positionen in dem Bereich 204 einzunehmen. Die neue Digitalzahl ist äquivalent der Dezimalzahl 652. Die neue Digitalzahl hat eine digitale Eins an den Bit-Positionen 512, 128, 8 und 4. Diese Zahl wird dann dazu benutzt, den in der Leitung gemessenen Strom mittels der Überlastrelaisplatine 60 darzustellen, wobei der in dem Akkumulator 202 gespeicherte Wert wie zuvor dazu benutzt wird, um nützliche Funktionen für den Schütz oder das Steuergerät 10 auszuführen.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Figuren 7A bis 7D werden die Vorrichtung und die Technik, die mit dem Schalter SW101 und dem statischen 8-Bit-Schieberegister U104 verbunden sind, beschrieben. Die mit H0 bis H4 bezeichneten Eingänge an dem Schafter SW101 stellen Schaltungsanordnungen zum Programmieren einer Digitalzahl dar, die von dem Mikroprozessor U2 gelesen werden kann, um eine Entscheidung und Bestimmung über den endgültigen Wert des von dem zuvor beschriebenen System erfaßten vollen Laststromes zu treffen. Diese Schalterwerte sowie die mit "AM", "C0" und "C1" verbundenen Speicherwerte werden seriell von dem Mikroprozessor U2 als Teil des Signales an der Leitung SW entsprechend Eingangsinformationen ausgelesen, die von den Eingangssignalen A, B und C angeliefert werden. Dem Eingangsanschluß 110 des Mikroprozessors U2 wird eine Eingangsinformation SW angeliefert. Durch Verwendung der Erhitzungs-Schalteranordnung können mit vier Erhitzungs-Schaltern H0 bis H3, die in binärer Weise programmiert werden, 16 Endauslösewerte gewählt werden. Die Schalter ersetzen mechanische Erhitzer, die bei der bekannten Technik zum Einstellen des Überlastbereichs des Motors benutzt wurden. Außerdem sind zwei Eingänge C0 und C1 vorgesehen, um die Motorklasse einzugeben. Ein Motor der Klasse 10 wird einen Zustand, bei welchem der Rotor verriegelt ist, ohne Beschädigung 10 Sekunden lang überstehen, ein Motor der Klasse 20 20 Sekunden lang und ein Motor der Klasse 30 30 Sekunden lang. Es wird angenommen, daß der Strom bei blockiertem Rotor das Sechsfache des normalen Stromes beträgt.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Figuren 7A und 7B, auf FIG. 11 und auf FIG. 29 werden die Vorrichtung und das Verfahren zum Unterscheiden zwischen einem wahren Eingangssignal und einem falschen Eingangssignal an den Eingängen "RUN", "START" und "RESET" beschrieben. In FIG. 11 ist eine parasitär verteilte Kapazität CLL zwischen den Eingangsleitungen gezeigt, die an den Eingängen E und P des Anschlußblockes J1 der Platine 28 angeschlossen sind. Diese Kapazität kann aufgrund der Anwesenheit von außerordentlich langen Eingangsleitungen zwischen den Druckknöpfen "STOP", "START" und "RESET" und dem Anschlußblock J1 vorliegen. Zwischen den anderen in FIG. 11 veranschaulichten Leitungen kann eine ännliche Kapazität bestehen. Eine parasitäre Kapazität hat die unerwünschte Eigenschaft, daß sie Signale zwischen den Eingangsleitungen koppelt. Daher kann ein falsches Signal eingebracht werden, welches dem Mikroprozessor U2 als ein wahres Signal erscheint, welches anzeigt, daß die Druckschalter "STOP", "START" und "RESET" geschlossen sind, obwohl sie in Wirklichkeit geöffnet sind. Der Zweck der folgenden Vorrichtung ist daher, zwischen einem echten Signal und einem falschen Signal an den letztgenannten Eingangsleitungen zu unterscheiden. Man muß verstehen, daß der kapazitive Strom iCLL, der durch die parasitäre Kapazität CLL fließt, die Spannung führt, die über diese erscheint, das heißt, die Spannung zwischen den Anschlüssen E und P. Unter Bezugnahme auf FIG. 29A ist VLINE aus der Sicht des Mikroprozessors U2 in seiner abgekürzten Form dargestellt. FIG. 29C zeigt die Spannung, die der Mikroprozessor U2 beispielsweise an dessen Anschluß B41 infolge des Phantomstromes iCLL erkennt, der durch das Widerstandselement R3, das kapazitive Element C4 und die innere Impedanz des Eingangsanschlusses RUN der Schaltung U1 fließt. Diese mit VRUN(F) - für eine falsche Anzeige der Spannung - bezeichnete Spannung läuft der Spannung VLINE um einen Wert γ vor. Falls die kapazitiven Elemente CX und C4 unterschiedlich sind und insbesondere, falls das kapazitive Element CX größer als das kapazitive Element C4 ist, wird ein wahres VRUN-Signal VRUN(T), d.h. ein durch Schließen des in FIG. 11 gezeigten Stopschalters erzeugtes Signal, nahezu in Phase mit der Spannung VLINE sein. Der einzige Unterschied rührt von dem Unterschied der Kapazität der kapazitiven Elemente CX und C4 her. Falls das kapazitive Element CX kleiner als das kapazitive Element C4 ist, wird der Unterschied bewirken, daß die wahre Spannung VRUN(T) der Spannung VLINE um einen Betrag Δ nachläuft, wie es in FIG. 29B gezeigt ist. Der Mikroprozessor U2 wird daher dazu veranlaßt, die Spannung VLINE mit der Spannung an dem Eingangsanschluß B41 innerhalb einer kurzen Zeitdauer, die kleiner oder gleich Δ ist, zu vergleichen, nachdem die Spannung VLINE den Zustand ändert oder einen Wechsel durchlaufen hat, wie er in FIG. 29A mit "AUF" und "AB" bezeichnet ist. Falls der digitale Wert der Spannung an dem Anschluß B41 das entgegengesetzte Signal zu jenem ist, das zu diesem Zeitpunkt mit der Spannung VLINE verbunden ist, dann ist das Signal ein wahres Signal, wie gezeigt in FIG. 29B. Falls es andererseits die gleiche Polarität hat, ist es ein falsches Signal, wie gezeigt in FIG. 29C. Das bedeutet, daß beispielsweise wenn die Spannung VLINE innerhalb einer Zeitperiode A nach einem "AUF" gemessen wird und mit der Spannung an dem Anschluß B41 verglichen wird, und die Spannung an dem Anschluß B41 eine digitale Null ist, das Spannungssignal an dem Anschluß B41 ein wahres Signal ist. Falls jedoch das Spannungssignal eine digitale Eins ist, bedeutet dies, daß das Spannungssignal an dem Anschluß B41 ein falsches Signal ist. Durch Wahl der geeigneten Werte für das kapazitive Element CX und das kapazitive Element C4 kann der Betrag, um den ein wahres Signal der Netzspannung vorläuft, d.h. die Verzögerung Δ, variiert werden. Der Wert von A ist kleiner als der Wert γ, so daß das Vorzeichen eines falschen Signals auch nicht verschieden von dem Vorzeichen der Referenzspannung während dem Abtast- oder Vergleichsintervall sein kann.
Unter Bezugnahme auf FIG. 30 ist eine gedruckte Leiterplatte ähnlich derjenigen der FIGN. 8, 9 und 10 für eine andere Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Bei der Ausführungsform von FIG. 30 sind Elemente, die ähnlich den Elementen der in den FIGN. 8, 9 und 10 gezeigten Vorrichtungen sind, mit den gleichen Bezugszeichen gefolgt von einem Apostroph (') dargestellt. Zur Einfachheit der Veranschaulichung und Beschreibung wird auf die FIGN. 8, 9 und 10 Bezug genommen, um die gleichen Elemente und deren Beziehung untereinander zu kennzeichnen. Hinsichtlich der Vorrichtung der FIGN. 8, 9 und 10 wird man bemerken, daß ein Bandverbinder 64 benutzt wird, um die Lötverbinder J2 mit J101 und J102 zu verbinden. Bei der Ausführungsform der Erfindung, wie sie in FIG. 30 gezeigt ist, wird jedoch auf den Bandverbinder 64 verzichtet. Statt dessen ist eine elektrisch isolierte Basis 300 vorgesehen, in der Steckverbinder 303 vorgesehen sind. Diese sind auf der Überlastrelaisplatine 60' gezeigt. Auf der gedruckten Leiterplatte 28' ist die Buchse 302 für den Stecker 300 der Leiterplatte 60' vorgesehen. Die Buchse 302 ist mit Ausnehmungen oder Öffnungen 304 versehen, die zu jenen der Stecker 303 des Verbinders 300 passen oder komplementär sind. Ein Spulenkörper 32' ist mit der Platine 28' mittels Stiften 318 verbunden, die in geeignete Öffnungen in der Platte 28' eingelötet sind, um das Abstützen der Platte 28' zu unterstützen, wie mit Bezug auf die FIGN. 31 und 32 nachfolgend beschrieben wird. Wie bei der in den FIGN. 8, 9 und 10 gezeigten Ausführungsform ist die gesamte Leiterplatte nach dem Zusammenbau bei 100' gebrochen und so installiert, daß der Verbinder 300 mit dem Verbinder 302 in der gezeigten Weise und wie es mit Bezug auf die FIGN. 31 und 32 beschrieben wird, verbunden ist. Außerdem ist ein separater Anschlußblock JX für die Verbindung mit einem separaten internen Kommunikationsnetzwerk (IUCOM) vorgesehen, um für eine Kommunikation zwischen separaten Schützen und Fernsteuerungs- und Kommunikationselementen zu sorgen.
Unter Bezugnahme auf die FIGN. 31 und 32 wird eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben, die ähnlich zu der in den FIGN. 1 und 2 gezeigten ist. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung werden Elemente, die ähnlich oder gleich zu korrespondierenden Elementen in der Vorrichtung der FIGN. 1 und 2 sind, mit den gleichen Bezugszeichen gefolgt von einem Apostroph (') bezeichnet. Zu Zwecken der Einfachheit und Klarheit von Veranschaulichung und Beschreibung kann auf die Beschreibung der Vorrichtung der FIGN. 1 und 2 Bezug genommen werden, um das Zusammenwirken, die Funktion und die Betriebsweise von gleichen oder identischen Elementen in den FIGN. 31 und 32 zu verstehen. Die Leiterplatten 60' und 28' sind in ihrem endmontierten Zustand dargestellt, wobei der Stecker 300 mit der Buchse 302 in der bereits beschriebenen Weise verbunden ist. Bei solch einer Anordnung sind elektrisch leitende Steckbauteile 303 in ähnliche Buchsen 304 eingeführt und stehen mit diesen in elektrischem Kontakt, um Elemente der Leiterplatte 60' mit Elementen auf der Leiterplatte 28' zu verbinden. Es versteht sich außerdem, daß die beispielsweise in den FIGN. 31 und 32 gezeigte Leiterplatte 60' mit der Leiterplatte 28' in einer Weise verbunden ist, so daß ein abgewinkelter Abschnitt frei bleibt, auf dem ein weiterer Anschlußblock JX angeordnet ist. Die in den FIGN. 31 und 32 dargestellte Ausführungsform der Erfindung zeigt ein Schütz, das eine einstückige thermoplastische isolierende Basis 12' aufweist, die Anschlußbügel 20' und 24', Kabelschuhe 14' bzw. 16' und stationäre Kontakte 22' bzw. 26' umschließt. Geeignete Schrauben 400 halten die stationären Kontakte und die Anschlußbügel an der Basis. Die Basis 12' sorgt außerdem für ein Positionier- und ein Führungssystem zum Bewegen der Kontakte 46', 48', des Querbalkens 44', des Abstandsstücks oder Trägers 42' und des Ankers 40', wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird. Die Überlastrelaisplatine 60' und die Spulensteuerplatine 28' sind innerhalb der Basis 12' in besonderer Weise abgestützt. Insbesondere (wie am besten in FIG. 32 zu sehen) hat ein Dauermagnet oder Kern 36', der identisch zu dem Anker 40' oder sehr ähnlich zu diesem sein kann, eine Lippe 329, die durch die Wirkung einer Haltefeder oder eines Halters 316 unter Zwang gegen eine entsprechende Lippe 330 in der Basis 12' gehalten wird. Dies verbindet den Kern oder den Permanentmagneten 36' fest mit der Basis 12'. Der Kern oder Permanentmagnet 36' verfügt wiederum über eine Lippe 314 (am besten in FIG. 31 zu sehen), die mit einer entsprechenden Lippe 315 in dem Spulenkörper 317 der Spulenbaugruppe 30' in Eingriff tritt und unter Zwang gegen diese gehalten wird. Die Rückhaltestifte 318 sind in dem Spulenkörper 317 angeordnet und sind wiederum auf der Spulensteuerplatine 28' angelötet oder anderweitig fest angeordnet, so daß die Spulensteuerplatine 28', bei der es sich um flexibles elektrisch isolierendes Material handeln kann, fest in dessen zentralem Bereich abgestützt wird. Die Ecken der Schaltungssteuerplatine 28' sind direkt auf der Basis 12', beispielsweise bei 320, abgestützt. Die Überlastrelaisplatine 60' ist senkrecht auf der Spulensteuerplatine 28' durch die Wirkung der Stifte und Verbinder 300, 302, 303 und 304 abgestützt. Die Spulenbaugruppe 30' wird an ihrem anderen Ende von einer Ausrückfeder 34' getragen, so daß der Spulenkörper 317 fest zwischen dem zuvor erwähnten Rand oder der Lippe 314 auf dem Magneten 36' und der Basis 12' mittels der Druckkraft der Feder 34' gehalten wird. Wie am besten bezugnehmend auf FIG. 32 zu sehen ist, ist der obere Teil der Feder 34' gegen eine Lippe 340 am unteren Bereich des Trägers oder Abstandsstückes 42' gefangen und bewegt sich damit während einer Bewegung des bewegbaren Systems, welches die sich bewegenden Kontakte 46' und 48', das Abstandsstück 42' und den Anker 40' beinhaltet.
Unter besonderer Bezugnahme auf FIG. 32 werden die Konstruktionsmerkmale und die Wechselwirkung der generell E-förmigen Magnetbauteile 36' und 40' gezeigt. Der bewegbare Anker 40' weist ein zentrales Bein 322 und zwei äußere Beine 330 und 331 auf. Die Beine 330 und 331 können eine leicht voneinander abweichende Querschnittsfläche haben, um für eine Arretierfunktion für den Magneten 40' zu sorgen. Der Grund dafür liegt in der Tatsache, daß nach einem wiederholenden Gebrauch die Stirnflächen der äußeren Magnetbeine 330 und 331 ein Verschleißmuster aufgrund von wiederholtem Berühren von komplementären Stirnflächen des Magnetkerns oder des Dauermagneten 36' entwickeln. Wenn die Magnetbauteile 40' und 36' wiederholt zu Wartungszwecken oder zu anderen Zwecken entfernt werden, ist es folglich wünschenswert, diese in exakt der gleichen Ausrichtung zu ersetzen, so daß das zuvor begonnene Verschleißmuster beibehalten wird. Falls die beiden Bauteile 40' und 36' umgekehrt zueinander angeordnet werden, wird sich ein neues Verschleißmuster entwickeln, was unerwünscht ist. Die Summe der Querschnittsfläche der Beine 330 und 331 ist für einen effizienten magnetischen Fluß generell gleich der Querschnittsfläche des Beines 332. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein wesentlicher Teil der Stirnseite des mittleren Beines 332 abgefeilt oder anderweitig abgetragen, um einen Vorsprung oder Nippel 322 und zwei signifikante Luftspaltbereiche 327 und 328 zu erzeugen. Wenn der Anker 40' gegen den Kern oder Dauermagneten 36' zum Anliegen kommt, legen sich die komplementären äußeren Beine 331 und 330 Seite an Seite an und die Stirnflächen der Nippel oder Vorsprünge 326 des mittleren Beines 322 legen sich Seite an Seite an, wobei signifikante Luftspalte in den Bereichen 327 und 328 für beide Magneten verbleiben. Das Vorhandensein der Luftspalte führt zu dem Effekt, daß der Restmagnetismus in dem Magnetkreis gesenkt wird, der von dem Anker 40' und dem dagegen anliegenden Dauermagneten 36' gebildet wird. Dies ist zweckmäßig, so daß die Ausrückfeder 34' die Magnetbauteile effektiv trennen kann und während eines Kontaktöffnungsvorgangs die zuvor erwähnten Kontakte öffnen kann. Träfe die letztere Situation nicht zu, würde das Trennen der Kontakte durch die Kraft des Restmagnetismus unterdrückt werden. Es ist bekannt, daß in einer magnetischen Anordnung, die einem alternierenden oder periodischen Halteimpuls ausgesetzt ist, magnetisches Rauschen erzeugt werden kann. Gäbe es nicht die Nippelbereiche 326, würden die Halteimpulse das mittlere Bein 322 des sich bewegenden Ankers 40' zum Vibrieren veranlassen, ähnlich wie der Magnetkern eines Lautsprechers bei Vorhandensein seines Treibersignals vibriert. Ferner bewirkt der periodische Halteimpuls, daß sich der rückwärtige mittlere Teil 333 des Ankers 40' in Richtung auf die Mitte verlagert, wodurch bewirkt wird, daß sich die Beine 330 und 331 des bewegbaren Ankers 40' entsprechend bewegen, um die Stirnflächen der komplementären Beine 330 und 331 des Dauermagneten 36' zu berühren oder an diesen zu reiben. Dies hat den unerwünschten Effekt, daß der Oberflächenverschleiß verstärkt wird. Damit das Verstellen und der Verschleiß beseitigt werden, jedoch dennoch der Luftspalt aufrecht erhalten wird, ist der Nippel oder Vorsprung 336 vorgesehen. Dies verhindert eine Bewegung des Beines 322 unter dem Einfluß der Halteimpulse, verringert jedoch nichtsdestotrotz den Restmagnetismus auf einen Wert, wo der Betrieb der Ausrückfeder 34' effektiv ist.

Claims

1. Ein elektrisches Schütz (10), umfassend ein erstes Kontaktmittel (20), ein zweites Kontaktmittel (44), das in eine Lage elektrischer Kontinuität mit dem besagten ersten Kontaktmittel (20) beweglich ist, ein Elektromagnetmittel (30) mit einem beweglichen Ankermittel (40), das mit dem besagten zweiten Kontaktmittel (44) mechanisch verbunden ist und das bei Fluß eines elektrischen Stroms durch eine Wicklung (31) des besagten Elektromagnetmittels das besagte bewegliche Ankermittel (40) aus einer ersten Position in eine zweite Position bewegt, um das besagte zweite Kontaktmittel (44) in die besagte Lage elektrischer Kontinuität mit dem besagten ersten Kontaktmittel (20) zu bewegen, ein festes Ankermittel (36), an das das besagte bewegliche Ankermittel (40) zwecks Abgrenzung der besagten zweiten Position anstößt, und ein Federmittel (34, 56), das bei Zusammenpressung der Bewegung des besagten beweglichen Ankermittels (40) entgegenwirkt, wobei K der Mindestmenge kinetischer Energie entspricht, die bei Anlegung an das besagte bewegliche Ankermittel (40) zur Überwindung des Widerstandes des besagten Federmittels (34, 56) ausreicht, so daß das besagte erste und das besagte zweite Kontaktmittel (20, 44) aneinander anstoßen und das besagte bewegliche Ankermittel (40) gerade an das besagte feste Ankermittel (36) anstößt, ohne daß in der besagten zweiten Position ein erheblicher Rückprall stattfindet, und zwar umfaßt das besagte Federmittel eine Ausstoßfeder (34), die bewirkt, daß sich das besagte zweite Kontaktmittel auf Befehl von dem besagten ersten Kontaktmittel weg bewegt, um den Stromkreis zu unterbrechen, sowie zwecks Ausübung von Druck zwischen dem besagten ersten und dem besagten zweiten Kontaktmittel (20, 44), wenn sich diese in der besagten Lage elektrischer Kontinuität befinden, eine Kontaktfeder (56), dadurch gekennzeichnet, daß das besagte Schütz des weiteren ein Mittel (28) zum Steuern der Zufuhr von elektrischem Strom zu der besagten Wicklung (31) des besagten Elektromagnetmittels (30) umfaßt, so daß die Gesamtmenge kinetischer Energie, die dem besagten beweglichen Ankermittel (40) bei Bewegung von der besagten ersten Position in die besagte zweite Position zugeführt wird, im wesentlichen K entspricht und im wesentlichen durch den in der besagten Wicklung (31) fließenden elektrischen Strom bedingt ist, wobei das Steuermittel (28) den elektrischen Strom zur Beschleunigung des beweglichen Ankermittels (40) auf eine erste Höchstgeschwindigkeit zuführt, bevor das besagte erste Kontaktmittel (20) und das besagte zweite Kontaktmittel (44) aneinander anstoßen, sowie dadurch, daß die vereinigten Kräfte der Kontaktfeder (56) und der Ausstoßfeder (34) der Bewegung des besagten beweglichen Ankermittels (40) in dessen zweite Position entgegenwirken, wobei die Geschwindigkeit des besagten beweglichen Ankermittels (40) bei Erreichen der besagten zweiten Position auf ein sich dem Wert Null näherndes Maß abnimmt.

2. Ein elektrisches Schütz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem festen Ankermittel (36) und dem beweglichen Ankermittel (40) anfänglich eine solche Zusammenarbeit hergestellt werden kann, daß zwischen den besagten Mitteln ein Luftspalt (58) abgegrenzt wird und das besagte bewegliche Ankermittel (40) dann in Abhängigkeit von der besagten ihm bei der besagten ersten Geschwindigkeit zugeführten kinetischen Energie seine Bewegung auf das besagte feste Ankermittel (36) zu fortsetzt, worauf das besagte bewegliche Ankermittel (40) bei dem sich dem Nullwert nähernden Geschwindigkeitsmaß an das besagte feste Ankermittel (36) anstößt.

3. Ein elektrisches Schütz nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß nach der Zufuhr elektrischer Energie die weitere Bewegung des beweglichen Ankermittels (40) in eine Lage, in der es an das feste Ankermittel (36) anstößt, durch kinetische Energie aufrechterhalten wird, wobei die besagte kinetische Energie zu der dem besagten beweglichen Ankermittel (40) durch die besagte elektrische Energie vermittelten Geschwindigkeit in Bezug steht.