DE3722451A1 - Stromversorgungsschaltung mit niedrigem ableitstrom und hohem wirkungsgrad - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine geregelte Stromversorgungsschaltung mit einem Gleichrichter, einem Siebkondensator, einem Zwei­ punktregler, der in Abhängigkeit vom Verhältnis von Sollwert zu Istwert ein binäres Signal zur Betätigung eines Stellglieds gibt, das aus einem steuerbaren Schalter in Serie mit einem Kondensator gebildet und parallel zur Sekundärwicklung eines Übertragers angeschlossen ist. Sie bezieht sich insbesondere auf eine Stromversorgungsschaltung für ein Patientenüberwa­ chungssystem.

An Stromversorgungen für medizinische Geräte werden besondere Sicherheitsanforderungen gestellt. So besteht z.B. die Forde­ rung, daß die Ausgangsspannung niedrig und galvanisch getrennt sein muß von einer Eingangsspannung, die den Patienten gefähr­ den könnte. Auch darf der Ableitstrom (das ist ein Strom, der über die Schutzleiter- oder Masseverbindung zur Ausgangsseite zurückfließt) nicht so groß sein, daß er den Patienten gefähr­ den könnte. Deshalb sind im modularen Patientenüberwachungs­ system "Sirecust 400" der Siemens AG der Primär- und Sekundär­ teil eines Eingangsübertragers der Stromversorgungsschaltung durch einen Zwischenraum von 2 mm getrennt, vgl. DE-OS 27 52 783 (VPA 77 P 5135) und DE-OS 30 19 668 (VPA 80 P 5067). Damit trotz des großen Luftspalts genügend Energie von der Primärsei­ te zur Sekundärseite übertragen wird, ist parallel zur Sekun­ därwicklung, also im Modul, ein Schwingkreiskondensator ange­ schlossen. Dieser Schwingkreiskondensator bildet mit der Über­ tragerinduktivität für die Wiederholfrequenz der übertragenen Spannung einen Schwingkreis. Um die Ausgangsspannung zu regeln, wird dieser Kondensator abhängig vom Istwert der Ausgangsspan­ nung zu- und abgeschaltet.

Neu entwickelte Module für das genannte Patientenüberwachungs­ system "Sirecust 400" haben gegenüber den vorhandenen Modulen einen höheren Leistungsbedarf, der zudem stark schwankt, weil auch Motoren zu- und abgeschaltet werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Stromversor­ gungsschaltung anzugeben, die bei geringem Raumbedarf eine hohe regelbare Ausgangsleistung hat und deren Ausgangsspannung auch bei großen Lastschwankungen konstant ist. Zusätzlich sollen die für medizinische Geräte geltenden Sicherheitsvorschriften er­ füllt werden. Besonderen Wert hat dabei die galvanische Tren­ nung von Ausgangsseite zu Eingangsseite. Ebenso darf der Ab­ leitstrom einen bestimmten Wert nicht übersteigen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Syn­ chronisierschaltung vorgesehen ist, die eine Zustandsänderung des Schalters nur zu Beginn der negativen Halbwelle der Span­ nung an der Sekundärwicklung erlaubt.

Der Vorteil der Erfindung besteht darin, daß dadurch praktisch keine Schaltverluste im Schalter auftreten. Kühlkörper sind zur Kühlung nicht nötig. Die Stromversorgungsschaltung hat bei ho­ her Ausgangsleistung ein kleines Bauvolumen.

Insbesondere enthält die Synchronisierschaltung einen Kompara­ tor, der ein binäres Signal in Abhängigkeit von der positiven oder negativen Halbwelle der Spannung an der Sekundärwicklung abgibt. Dieses Signal wird dem Clock-Eingang eines D-Flipflops zugeführt. Dem Data-Eingang des D-Flipflops wird das binäre Ausgangssignal des Zweipunktreglers zugeführt. Zu Beginn der negativen Halbwelle der Spannung an der Sekundärwicklung wird das Signal am Data-Eingang zum Ausgang des D-Flipflops gegeben. Dieses Ausgangssignal steuert den Schalter.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß eine Anlaufschaltung ebenfalls parallel zur Sekundärwicklung des Übertragers angeschlossen ist. Diese Anlaufschaltung, die z.B. aus einem Kondensator gebildet ist, baut die Hilfsstromversorgung für den Zweipunktregler und die Synchronisierschaltung nach dem Einschalten der Primärspannung auf. Insbesondere ist der Schalter ein Metall-Oxid-Feldeffekt- Transistor mit einer Inversdiode als integraler Bestandteil, im folgenden MOS-FET genannt. Solche Transistoren benötigen eine sehr geringe Ansteuerleistung und erlauben hohe Schaltfrequen­ zen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der beigefüg­ ten Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 Die Schaltung einer Stromversorgung und

Fig. 2 den Spannungsverlauf an der Sekundärwicklung des Ein­ gangstransformators.

In Fig. 1 ist mit 2 die Primärwicklung und mit 4 die Sekundär­ wicklung eines Übertragers 6 bezeichnet. Die Wicklungen 4 und 6 haben einen nennenswerten Abstand a voneinander. Die beiden An­ schlüsse der Sekundärwicklung 4 sind mit 4 a und 4 b bezeichnet. Der Magnetkreis des Übertragers 6 besteht aus zwei gleichen Ferrit-Schalenkernhälften, in denen die Primärwicklung 2 bzw. die Sekundärwicklung 4 eingebracht sind. Die Sekundärwicklung 4 ist Teil eines aus einem Grundrahmen oder Gehäuse herausnehmba­ ren medizinischen Moduls. Mit diesem Aufbau des Übertragers 6 ist die galvanische Trennung der Primärwicklung 2 von der Se­ kundärwicklung 4 gesichert. Außerdem wird durch den vergleichs­ weise großen räumlichen Abstand a die Koppelkapazität zwischen Primärwicklung 2 und Sekundärwicklung 4 sehr klein. Damit sind die Ableitströme, die über die Koppelkapazität des Übertragers 6 fließen, sehr klein. Der Ferritkern des Übertragers 6 hat die Eigenschaft, daß mit höherer Frequenz mehr Energie übertragen werden kann. Bewährt hat sich eine Arbeitsfrequenz von 25 kHz.

Parallel zur Sekundärwicklung 4 ist eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 8 und einem steuerbaren Schalter, speziell einem MOS-FET 10, angeschlossen. Zusätzlich liegt parallel zur Sekundärwicklung 4 noch eine Anlaufschaltung in Form eines Kon­ densators 12. Der Source-Anschluß S des Feldeffekt-Transistors 10 ist mit dem zweiten Anschluß 4 b der Wicklung 4 verbunden; dieser Anschluß 4 b ist gleichzeitig der Bezugspunkt für alle Spannungen und beispielsweise an Masse M gelegt. Die Kapazität C 1 des Kondensators 8 und die Kapazität C 2 des Kondensators 12 ergeben zusammen mit der Induktivität des Übertragers 6, die an den Anschlüssen 4 a und 4 b der Wicklung 4 gemessen wird, einen Resonanzkreis für die Wiederholfrequenz der zu übertragenden Wechselspannung. Im Resonanzfall überträgt der Übertrager 6 die meiste Energie. Der erste Anschluß 4 a der Sekundärwicklung 4 ist mit der Anode einer Gleichrichterdiode 14 verbunden. An die Kathode der Gleichrichterdiode 14 ist der Plus-Pol eines Glät­ tungskondensators 16 angeschlossen. Der Minus-Pol des Glät­ tungskondensators 16 ist mit dem zweiten Anschluß 4 b verbunden.

Die Spannung am Glättungskondensator 16 ist auch die geregelte Ausgangsspannung U _a der Stromversorgungsschaltung. Sie ist zwi­ schen den Punkten P und M abnehmbar. Diese Spannung U _a ist der Istwert für einen Zweipunktregler 18. Sie wird mit einem Span­ nungsteiler, der gebildet ist aus zwei Widerständen 20 und 22, heruntergeteilt. Die Verbindung zwischen den Widerständen 20 und 22 ist mit dem Minus-Eingang des Zweipunktreglers 18 ver­ bunden. Der Sollwert wird von einem Linear-Regler 24 aus der Ausgangsspannung U _a erzeugt. Der Linear-Regler 24 stellt am Punkt R auch noch eine 5-Volt-Stromversorgung für eine hier nicht gezeigte TTL-Schaltung zur Verfügung. Der Punkt R ist mit dem Plus-Anschluß des Zweipunktreglers 18 verbunden. Der Aus­ gang des Zweipunktreglers 18 ist mit dem Data-Eingang D eines D-Flipflops 26 verbunden. Das Signal am Ausgang des Zweipunkt­ reglers 18 ist positiv gegenüber M, d.h. "High", wenn der Ist­ wert am Minus-Eingang kleiner ist als der Sollwert am Plus-Ein­ gang des Zweipunktreglers 18. Andernfalls ist es "Low".

Der Clock-Eingang C des D-Flipflops 26 ist mit dem Ausgang ei­ nes Komparators 28 verbunden. Am Plus-Eingang des Komparators 28 sind zwei Widerstände 30 und 32, am Minus-Eingang zwei Wi­ derstände 34 und 36 angeschlossen. Der Widerstand 30 ist mit seinem anderen Anschluß an den Masseanschluß M und der Wider­ stand 34 mit seinem anderen Anschluß an die Anode der Gleich­ richterdiode 14 gelegt. Die anderen Anschlüsse der Widerstände 32 und 36 sind zusammen mit dem Punkt R verbunden. Diese zwei Spannungsteiler, die gebildet sind aus den Widerständen 30 und 32 bzw. 34 und 36, halten die Spannungen an den Eingängen des Komparators 28 innerhalb der erlaubten Grenzen. Ist die Span­ nung an der Anode der Diode 14 positiv gegenüber dem Punkt M, dann hat der Ausgang des Komparators 28 ungefähr die Spannung 0 Volt, d.h. das Ausgangssignal des Komparators 28 ist "Low". Wird die Spannung an der Anode der Diode 14 negativ, dann springt die Spannung am Ausgang des Komparators 28 auf einen positiven Wert, d.h. sein Ausgangssignal ist "High". Nur mit dieser positiven Flanke von "Low" nach "High" am Clock-Eingang C des D-Flipflops 26 wird das Signal, das am Data-Eingang D an­ steht, an den Ausgang Q weitergegeben. Das Ausgangssignal am Ausgang Q des D-Flipflops 26 bleibt so lange stehen, bis vom Data-Eingang D eine Signaländerung an den Ausgang Q übergeben wird. Diese Signaländerungen geschehen jeweils nur mit einer positiven Flanke am Clock-Eingang C.

Der Ausgang Q des D-Flipflops 26 ist mit dem Gate G des MOS-FET 10 verbunden. Der MOS-FET 10 ist das Stellglied im Regelkreis. Der Transistor 10 schaltet ein, wenn die Spannung am Gate G ca. 4 Volt übersteigt; er schaltet aus, wenn die Spannung kleiner wird als ca. 4 Volt. Ist der Schalter 10 leitend, wird viel Energie von der Primärwicklung 2 zur Sekundärwicklung 4 über­ tragen. Im anderen Fall, wenn der Schalter 10 nichtleitend ist, ist die Energieübertragung nur gering.

Das Übersetzungsverhältnis des Übertragers 6 ist so gewählt, daß die Spannung an der Sekundärwicklung 4, wenn der Transistor 10 eingeschaltet ist und der Regler nicht arbeitet, größer ist als der geregelte Wert. Sie hat ca. den doppelten Wert.

Da der Regler 18, der Komparator 28 und das D-Flipflop 26 von der Ausgangsspannung U _a versorgt werden, muß beim erstmaligen Einschalten der Stromversorgungsschaltung dafür gesorgt sein, daß die Spannung U _L an der Sekundärwicklung 4 auch bei ausge­ schaltetem Transistor 10 hoch genug ist. Dazu ist der Anlauf­ kondensator 12 parallel zur Sekundärwicklung 4 geschaltet. Sei­ ne Kapazität C 2 ist so gewählt, daß mit der Induktivität des Übertragers 6 ein Schwingkreis entsteht, der auf eine Ober­ schwingung der Spannung am Übertrager 6 abgestimmt ist.

Fig. 2 zeigt den Spannungsverlauf U _L an der Sekundärwicklung 4 des Übertragers 6 in Abhängigkeit von der Zeit t. Der Bezugs­ punkt M der Spannung U _L ist das Potential des in Fig. 1 gezeig­ ten Anschlusses 4 b. Der gezeigte Spannungsverlauf U _L stellt sich ein, wenn z.B. der Istwert der Ausgangsspannung U _a am Regler 28 im Zeitraum von 0 bis t 1 unter den Sollwert sinkt. Im Zeitraum von 0 bis t 1 ist der MOS-FET 10 geöffnet. Am Data-Ein­ gang D des D-Flipflops 26 steht in diesem Zeitbereich schon ein positives Signal an. Wird die Spannung U _L an der Sekundärwick­ lung 4 im Zeitpunkt t 1 negativ, dann wird das positive Signal am Data-Eingang D des Flipflops 26 zum Ausgang Q weitergegeben. Bis das Ausgangssignal Q des D-Flipflops 24 den MOS-FET 10 ein­ geschaltet hat, vergeht die Zeit (t 2- t 1). In der Zeit 0 bis t 2 kann nur über die Inversdiode (symbolisch angedeutet) des MOS- FET 10 der Kondensator 8 aufgeladen werden. Die Inversdiode sperrt dann. Bei negativer Spannung U _L am Punkt 4 a fließt der Strom vom Source-Anschluß S zum Drain-Anschluß D. Am Kanal des MOS-FET 10 liegt daher nur die relativ kleine Schwellenspannung der Inversdiode zwischen dem Source-Anschluß S und dem Drain- Anschluß D. Das bedeutet, daß die Einschaltverluste des MOS-FET 10 sehr klein sind. Ab dem Zeitpunkt t 2 ist der Kanal des MOS- FET 10 vollständig leitend. Damit liegt der niedrige Kanalwi­ derstand des MOS-FET 10 parallel zur Inversdiode und verringert somit die Durchlaßspannung für den negativen Strom im MOS-FET 10. Wenn die Spannung an der Sekundärwicklung 4 a wieder positiv wird, ist der MOS-FET 10 in diesem Zeitpunkt schon leitend, so daß bei Stromrichtungsumkehr, d.h. positivem Strom im MOS-FET 10, keine Schaltverluste auftreten. Durch den geschlossenen MOS-FET 10 wird ein Resonanzkreis gebildet, der bewirkt, daß die Spannung U _L an der Sekundärwicklung 4 ansteigt. Diese er­ höhte Spannung lädt den Glättungskondensator 16 auf. Damit ist auch die Ausgangsspannung U _a wieder höher. Der Regler 18 hält somit die Ausgangsspannung U _a bis auf eine kleine Welligkeit konstant. Es ist leicht zu sehen, daß die Geschwindigkeit der Schaltung nicht besonders hoch sein muß, da zum Umschalten des MOS-FET 10 eine Zeit zur Verfügung steht, die der Dauer der ne­ gativen Halbwelle der Spannung U _L entspricht. Das erlaubt es, die Arbeitsfrequenz des Übertragers 6 entsprechend hoch zu wählen. Damit wird das Bauvolumen des Übertragers 6 besonders klein.

Die Überlegungen, die bei Fig. 2 erläutert wurden, werden durch Erwärmungsmessungen am MOS-FET 10 bestätigt. Wenn der Regler 18 den MOS-FET 10 direkt ohne Zwischenschaltung der Synchronisier­ schaltung 26, 28, 30, 32, 34, 36 ansteuert, erwärmt sich dieser bei hohen Lastströmen sehr stark. Wird der MOS-FET 10 jedoch nur zu Beginn der negativen Halbwelle der Spannung U an der Se­ kundärwicklung 4 umgeschaltet, so bleibt er bei gleichem Last­ strom kalt, die Stromversorgung ist leistungsfähiger.

Erwähnt werden soll noch, daß die Stromversorgungsschaltung nach Fig. 1 erweitert werden kann. Es können weitere Stromver­ sorgungsspannungen erzeugt werden. In dem Fall, in dem eine weitere positive Spannung benötigt wird, kann eine zusätzliche Diode mit ihrer Anode an den Punkt 4 a der Sekundärwicklung 4 angeschlossen werden. An die Kathode wird dann, analog wie in Fig. 1 gezeigt, ein weiterer Glättungskondensator angeschlos­ sen. Die Spannung an der Kathode dieser Erweiterungsdiode wird über den Regler 18 ebenfalls mitgeregelt. Jedoch ist durch die Erweiterungsdiode eine gewisse Entkopplung von den anderen Spannungen vorhanden. Ebenso kann eine negative Spannung, falls erforderlich, erzeugt werden. Dazu muß eine Erweiterungsdiode mit ihrer Kathode an den Punkt 4 a der Sekundärwicklung 4 ange­ schlossen werden. Die negative Spannung ist jedoch nicht gere­ gelt.

Bei Verwendung kondensatorgekoppelter Spannungsverdoppler oder Kaskadenschaltungen als Gleichrichter, die beide Halbwellen nutzen, kann man mehrere geregelte Spannungen verschiedener Polarität und Größe mit einer Regelschaltung aus einer Wick­ lung 4 erzeugen.

Dadurch, daß im MOS-FET 10 keine wesentlichen Schaltverluste auftreten, sind auch keine besonderen Maßnahmen zur Kühlung der Stromversorgungsschaltung erforderlich. Die Stromversorgungs­ schaltung kann bei hoher Leistungsabgabe kompakt aufgebaut wer­ den.

Claims (6)

1. Geregelte Stromversorgungsschaltung mit einem Gleichrichter, einem Siebkondensator, einem Zweipunktregler, der in Abhängig­ keit vom Verhältnis von Sollwert zu Istwert ein binäres Signal zur Betätigung eines Stellglieds abgibt, das aus einem steuer­ baren Schalter in Serie mit einem Kondensator gebildet ist und parallel zur Sekundärwicklung eines Übertragers angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß ei­ ne Synchronisierschaltung (26, 28, 30, 32, 34, 36) vorgesehen ist, die eine Zustandsänderung des Schalters (10) nur zu Beginn der negativen Halbwelle der Spannung (U _L ) an der Sekundärwick­ lung (4) erlaubt.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisierschaltung (26, 28, 30, 32, 34, 36) einen Komparator (28) enthält, der ein binäres Signal in Abhängigkeit von der positiven oder negativen Halbwelle der Spannung (U) an der Sekundärwicklung (4) abgibt, das seinerseits dem Clock-Eingang (C) eines D-Flipflops (26) zugeführt wird, daß dem D-Flipflop am Data-Eingang (D) das bi­ näre Ausgangssignal des Zweipunktreglers (18) zugeführt wird, das zu Beginn der negativen Halbwelle der Spannung (U) an der Sekundärwicklung (4) zum Ausgang (Q) des D-Flipflops (26) gege­ ben wird, und daß der Ausgang (Q) des D-Flipflops (26) den Schalter (10) steuert.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß eine Anlauf­ schaltung ebenfalls parallel zur Sekundärwicklung (4) des Über­ tragers (6) angeschlossen ist.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Anlaufschaltung aus ei­ nem Kondensator (12) gebildet ist.

5. Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schal­ ter ein MOS-Feldeffekt-Transistor (10) ist.

6. Stromversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsspannung, da­ durch gekennzeichnet, daß die Hilfs­ stromversorgung für den Zweipunktregler (18) und die Synchroni­ sierschaltung (26, 28, 30, 32, 34, 36) aus der geregelten Aus­ gangsspannung abgeleitet ist.