DE3721113C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Meßschaltung für eine elektronische Waage, bei der durch die Last die Kapazität eines Meßkondensators verändert wird, mit einer Oszillatorschaltung, die ein Signal mit einer der Last proportionalen Frequenz abgibt, und mit einem Mikrocomputer, der zur Korrektur von Nichtlinearitäten des Frequenzganges und der Temperaturabhängigkeit dem von der Oszillatorstufe gelieferten Frequenzsignal rechnerisch anhand von vorprogrammierten Korrekturfunktionen einen korrigierten Frequenzwert zuordnet, der einem verbesserten linearen Verlauf der Abhängigkeit der Frequenz von der Last entspricht, und bei der die zur Last korrespondierende Frequenz in eine Gewichtsanzeige umgesetzt wird.

Eine derartige Meßschaltung ist aus der US-PS 37 90 910 bekannt. Diese Schaltung besitzt den Nachteil, daß ein individueller, gerätespezifischer Abgleich nicht einfach durchzuführen ist, da fertigungsbedingte Variationen des Signals der Oszillatorstufe nicht einfach kompensiert werden können, ohne den Parametersatz der Korrekturfunktionen und damit die Programmierung des Mikrocomputers zu verändern.

Bei einer weiteren bekannten Meßschaltung für eine elektronische Waage gemäß der DE 28 07 586 ergibt sich zwar eine geringe Korrektur der durch Streukapazitäten bewirkten Nichtlinearität der Abhängigkeit der Frequenz von der Last als Folge der Anordnung eines Korrekturkondensators im Eingangskreis desjenigen Operationsverstärkers, in dessen Rückkopplungspfad der Meßkondensator angeordnet ist. Nachteilig aber ist, daß nur eine leichte Korrektur der durch die Streukapazität bewirkten Nichtlinearität erfolgen kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßschaltung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß eine besonders gute Linearität zwischen Last und Frequenz des Oszillators gegeben ist, wobei außerdem gewährleistet sein soll, daß die Oszillatorschaltung möglichst einfach aufgebaut ist und mit einem Minimum an Bauelementen auskommt. Außerdem soll der Aufwand für den Abgleich, d. h. die Zahl der dafür erforderlichen Bauelemente, verringert werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die rechnerische Korrektur der Nichtlinearitäten des Frequenzganges im Mikrocomputer unter Berücksichtigung eines parallel zum Meßkondensator geschalteten, justierbaren Korrekturkondensators derart erfolgt, daß ein verbesserter linearer Verlauf der Abhängigkeit der Frequenz von der Last erreicht wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Diese Meßschaltung für eine elektronische Waage hat den Vorteil, daß der Abgleich im wesentlichen durch einen Mikrocomputer erfolgt, der sowieso schon bei den meisten Meßschaltungen vorhanden ist, um den Frequenzwert in eine Anzeige umzusetzen (einschließlich Einstellung, Filterung, Null-Setzen (Tarieren), Ablauf-Steuerung, Umrechnung). Durch die Erfindung wird der vorhandene Speicherplatz ausgenützt, um für die Frequenz einen korrigierten Wert zu errechnen. Damit wird nun in besonders einfacher Art und Weise ein für die Erfüllung der genannten Aufgabe in besonderer Weise geeignetes Gerät geschaffen, da bei der Bestimmung des korrigierten Frequenzwertes die Berechnung im Mikrocomputer immer mit einem einmal vorzugebenden Parametersatz erfolgen kann, wobei gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung die Eingabe der entsprechenden Parameterwerte in den Mikrocomputer besonders einfach vorgenommen werden kann. Der individuelle, gerätespezifische Abgleich erfolgt durch einen justierbaren, parallel zum Meßkondensator geschalteten Korrekturkondensator, wobei diese Parallelanordnung des Korrekturkondensators gegenüber bisher verwendeten Schaltungen zur Korrektur der durch die Streukapazitäten verursachten Nichtlinearitäten den Vorteil besitzt, daß am Ausgang der Oszillatorstufe, die in an sich bekannter Weise als Dreieck-Rechteck-Generator ausgeführt ist, ein verbesserter Frequenzverlauf erreicht wird. Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit ein weiterer Korrekturkondensator vorgesehen ist, der den Temperaturgang der übrigen Kapazitäten ausgleicht. Die hier angewandte Methode zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Ausgangssignals der Oszillatorstufe besitzt gegenüber der in der US-PS 37 90 910 angeführten Lösungsart den Vorteil, daß kein Temperaturfühler vorzusehen ist und daß keine mathematischen Funktionen zur Korrektur der Temperaturabhängigkeit bestimmt werden müssen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltplan eines Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 die Abhängigkeit der Frequenz von der Last,

Fig. 3 die Ausbildung eines Korrekturkondensators C _P ,

Fig. 4a u. 4b Erläuterung zur Eingabe von Codes zur Justierung.

Das Last aufnehmende Element der Meßschaltung ist der durch zwei Platten gebildete Meßkondensator mit Kapazität C _O ; der Abstand d der Platten und damit C _O nimmt zu, wenn die eine Platte von einer Last P gegen die Kraft einer Feder belastet wird. Die Meßschaltung nach Fig. 1 besteht ferner aus einem Oszillator Osz, einem Mikrocomputer MC und einer Anzeigeeinheit A. Der Oszillator wird durch zwei Operationsverstärker OP₁ und OP₂ gebildet.

Der erste Operationsverstärker OP₁ enthält in seinem Rückkopplungspfad, zueinander parallel geschaltet, den Meßkondensator C _O , dessen Streukapazität C _S , einen Korrekturkondensator (Trimmer) C _P und zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit der anderen kapazitiven Bauelemente einen Kompensationskondensator C _T . Die Kapazität im Rückkopplungspfad eines Verstärkers, die hier gleich der gesamten Kapazität der miteinander parallel geschalteten Kondensatoren ist, ergibt einen Integrator. Das bedeutet: Ist die Differenz der an den beiden Eingängen des Operationsverstärkers anliegenden Spannungen konstant negativ, so fällt die an seinem Ausgang abgegebene Spannung U₁ linear ab. Ist die Differenz der an seinen beiden Eingängen anliegenden Spannungen hingegen konstant positiv, so steigt die Spannung U₁ an seinem Ausgang linear an.

Der zweite Operationsverstärker OP₂ ist als sog. Schmitt-Trigger geschaltet, d. h. er verwandelt eine Eingangsspannung beliebiger Kurvenform in eine rechteckförmige Ausgangsspannung mit definierter Amplitude. Erreicht die Spannung an seinem Plus-Eingang einen bestimmten positiven Wert, so nimmt die Spannung U₂ an seinem Ausgang einen definierten positiven Wert an. Unterschreitet die Spannung an seinem Plus-Eingang hingegen einen bestimmten negativen Wert, so "kippt" der Ausgang; er schaltet um und nimmt einen definierten negativen Wert an.

R₁ ist im Eingangskreis des Minus-Eingangs des ersten Operationsverstärkers OP₁, R₂ zwischen dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers OP₁ und dem Plus-Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP₂, R₃ im Rückkopplungspfad zwischen dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP₂ und seinem Plus-Eingang vorgesehen. Der Plus-Eingang des ersten Operationsverstärkers OP₁ und der Minus-Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP₂ sind geerdet, liegen also auf gleichem Potential.

Ist ein Integrator in der dargestellten Weise mit einem Schmitt-Trigger zusammengeschaltet, so ergibt dies einen "Dreieck-Rechteck-Generator". Die Spannung U₁ am Ausgang des ersten Operationsverstärkers OP₁ hat den bei U₁ in Fig. 1 dargestellten dreieckigen Verlauf; die Spannung U₂ am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP₂ hat den bei U₂ in Fig. 2 dargestellten rechteckigen Verlauf. Zur Erläuterung: Es sei angenommen, die Spannung U₂ am Ausgang von OP₂ sei positiv. Sie gelangt an den Minus-Eingang von OP₁. Die an OP₁ anliegende Differenzspannung ist also negativ. U₁ fällt also. Dieser Zustand bleibt so lange beibehalten, bis U₁ einen bestimmten negativen Wert erreicht. Dann kippt U₂ von dem seitherigen definierten positiven Wert in einen definierten negativen Wert. Damit wird die Differenzspannung am Eingang von OP₁ positiv; U₁ steigt jetzt linear an, und zwar so lange, bis sie einen bestimmten definierten Wert erreicht. Dann kippt U₂ von dem genannten negativen Wert wieder auf einen bestimmten definierten positiven Wert, usw.

Die Frequenz f der rechteckförmigen Spannung U₂ am Ausgang von OP₂ ist von der Kapazität im Rückkopplungspfad von OP₁ abhängig. Die Rechteckimpulse mit der Frequenz f gelangen an die Eingabe-/Ausgabeeinheit E/A des Mikrocomputers MC. Im Mikrocomputer MC, der von einem Taktgenerator gesteuert wird, werden die Rechteckimpulse mit der Frequenz f pro Zeiteinheit ausgezählt und der sich dabei ergebende Frequenzwert (Anzahl der Impulse pro Zeiteinheit) in dem Arbeitsspeicher RAM gespeichert. Dieser Wert gelangt mittels eines in dem Festwertspeicher ROM vorhandenen Programms in die zentrale Steuer- und Recheneinheit CPU. Dort wird aus dem Wert f ein Wert f* errechnet. Dieser Wert f* gelangt dann nach Umwandlung in das gewünschte Format an die Anzeige­ einheit A.

Die Umrechnung von f nach f* erfolgt derart, daß dabei die Nichtlinearitäten der Abhängigkeit der Frequenz f von der Kapazität C _O ausgeglichen werden. Diese Nichtlinearitäten beruhen zunächst auf der Störkapazität C _S . Sie ist durch die Kapazität der Zuleitungen und der Platten gegenüber den sonstigen mechanischen Bauteilen der Einrichtung gegeben.

Die sich tatsächlich bei der Schaltung nach Fig. 1 auf Grund der Kapazitäten C _O , C _S , C _T , C _P ergebende Frequenz f ist der Summe dieser Kapazitäten umgekehrt proportional (im folgenden steht das Gleichheitszeichen an Stelle eines Proportionalzeichens). Es gilt:

wobei C _GES = C _O + C _S + C _T + C _P ist. Setzt man dabei

C _S + C _T + C _P = -K (2)

also gleich einer Konstanten, so folgt aus (1):

Durch Umwandlung erhält man aus (3):

C _O = 1/f + K (4)

Man wünscht jedoch, daß die angezeigte Frequenz f* allein von C _O abhängig ist. Es soll also gelten:

Setzt man die Gleichungen (4) und (5) gleich, so folgt

Gleichung (6) gibt also die Korrekturfunktion an für die Umwandlung von f in f* in der zentralen Steuer- und Recheneinheit CPU. Durch sie wird der tatsächlich bei Vorhandensein der Kapazitäten C _S , C _T , C _P und C _O sich ergebende Wert f der Frequenz derart korrigiert, daß der neue Wert f* alleine der Kapazität des Meßkondensators C _O proportional ist.

Für den Zusammenhang der Last P mit der Frequenz f gilt: P vergrößert den Abstand d der Platten, die den Meßkondensator C _O bilden. Bekanntlich ist nun die Kapazität eines Plattenkondensators umgekehrt proportional dem Abstand der ihn bildenden Platten; es ist also C _O =1/d. Da d proportional P ist, gilt auch C _O = 1/P. Daraus folgt, daß die Frequenz proportional P ist. Dieser Zusammenhang ist in Fig. 2 dargestellt.

Die tatsächlich auf Grund der gesamten C _O , C _S , C _P , C _T sich ergebende Frequenz f weicht von dem gewünschten linearen Verlauf in der für f gezeigten Art und Weise ab. Zwischen P=0 und P= P _V (Vollast) ist f größer, als dies einem linearen Verlauf entsprechen würde. Geht man nun von bestimmten Werten für C _S und C _T aus, so gibt es bei einer bestimmten Störkapazität C _S einen bestimmten Wert C _P , für den die gemäß Gleichung (6) ermittelte berichtigte Frequenz f* exakt dem Verlauf einer Geraden hat. Dieser ist mit f*′ bezeichnet. Um eine Justierung vornehmen zu können, gleichzeitig aber im Mikrocomputer MC mit einer festliegenden Größe K rechnen zu können, berücksichtigt die Rechnung nach Gleichung (2) und (6) für den Korrekturkondensator C _P einen Wert, der etwas zu groß ist, so daß sich rechnerisch eine Korrektur um den Wert a ergibt. Eine solche Kurve ist in Fig. 2 eingezeichnet und mit f* bezeichnet. Die Justierung erfolgt nun durch Verstellung des Korrekturkondensators C _P um den Wert b auf dem gewünschten exakt linearen Verlauf f*′.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 basiert also auf einer rechnerischen "Zuviel"-Korrektur gemäß Gleichung (6) unter Berücksichtigung einer zu C _O parallel geschalteten Korrekturkapazität C _P und Justierung durch Einstellung von C _P .

Für C _T wählt man eine Kapazität, deren Temperaturgang den Temperaturgang der anderen Kapazitäten C _O , C _S , C _P kompensiert. Das bedeutet: Da der Temperaturgang von C _O , C _S , C _P derart ist, daß die Kapazität mit wachsender Temperatur kleiner wird, muß man C _T derart wählen, daß dessen Kapazität mit wachsender Temperatur größer wird. In einem konkreten Ausführungsbeispiel wurde C _T mit einem Temperaturgang von +0,3‰ pro Grad Kelvin bei einem Wert von ca. 5 pF gewählt. C _P kann bspw. auch 5 pF betragen. Die Störkapazität C _S liegt in der Größenordnung von 3 bis 5 pF.

Der Kondensator C _T zur Temperaturkompensation wird vorteilhafterweise dadurch verwirklicht, daß auf der Leiterplatte L, die sowieso für die Realisierung der Schaltung vorgesehen ist, zwei Leitungen, von C _O nach C _P , nebeneinander angeordnet sind, wobei Abstand und Dicke so abgestimmt sind, daß sich der gewünschte Wert von C _T ergibt. Dabei hat sich herausgestellt, daß bestimmte für Leiterplatten verwendete Materialien, z. B. Pertinax, den gewünschten kompensierenden Temperaturgang haben. Die Ausbildung von C _T als Leiterplattenkondensator ist in Fig. 3 schematisch dargestellt.

Die Justierung kann abweichend von der an Hand von Fig. 2 erläuterten Möglichkeit auch dadurch erfolgen, daß ein einer exakten Linearität (entsprechend f*′) entsprechender Wert von K in den Mikroprozessor eingegeben und dann im Betrieb der Korrekturberechnung zugrunde gelegt wird. Dann kann in Fig. 1 der Korrekturkondensator C _P entfallen. Man muß dann dafür sorgen, daß die Eingabe eines bestimmten Wertes für K in das Programm des Mikroprozessors MC besonders einfach erfolgen kann. Zwei Möglichkeiten hierfür bei Mikroprozessoren mit einer geeigneten Zahl von Anschlüssen sind in Fig. 4a und 4b gezeigt.

In Fig. 4a liegt eine positive Spannungsquelle über Widerstände R _i an den Anschlüssen A _i des Mikrocomputers MC, die alle auf der Leiterplatte L mit einer Erdungsleitung EL über Lötbrücken Br _i verbunden sind. Durch Belassen oder Auftrennung einer Lötbrücke erfolgt die Eingabe eines digitalen Wertes an den betreffenden Anschlüssen. In Fig. 4a ist die (von links) zweite und vierte Lötbrücke aufgetrennt (gestrichelte Darstellung). Die Anschlüsse liegen also auf dem Potential der Spannungsquelle ("1"), während die anderen Anschlüsse geerdet bleiben ("0"). Die vier Anschlüsse sind also digital mit der Ziffernfolge 0101 codiert. Bei der gezeigten Zuordnung zu Potenzen der Zahl 2 entspricht dies der Dezimalzahl 5. In Fig. 4b erfolgt die Codierung (ebenfalls 0101) durch Herstellung von Verbindungen zu der mit Erde verbundenen Leitung oder zu der mit der Spannungsquelle verbundenen Leitung.

Claims (6)

1. Meßschaltung für eine elektronische Waage, bei der durch die Last (P) die Kapazität (C _O ) eines Meßkondensators verändert wird, mit einer Oszillatorschaltung (Osz), die ein Signal mit einer der Last proportionalen Frequenz (f) abgibt, und bei der das durch die Frequenz (f) am Ausgang der Oszillatorschaltung (Osz) gebildete Signal an einen Mikrocomputer (MC) gelangt, der dem Frequenzwert (f) rechnerisch einen korrigierten Frequenzwert (f*) zuordnet, dadurch gekennzeichnet, daß die rechnerische Korrektur der Nichtlinearitäten der Frequenzwerte (f) im Mikrocomputer (MC) unter Berücksichtigung eines parallel zum Meßkondensator (C _O ) geschaltenen, justierbaren Korrekturkondensators (C _P ) derart erfolgt, daß ein verbesserter linearer Verlauf der Abhängigkeit der Frequenz (f*) von der Last erreicht wird.

2. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum einstellbaren Korrekturkondensator (C _P ) ein weiterer Korrekturkondensator (C _T ) mit fest vorgegebener Kapazität parallel geschaltet ist, dessen Temperaturabhängigkeit derart bestimmt wird, daß sie den Temperaturgang der übrigen Kapazitäten kompensiert.

3. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der korrigierte Frequenzwert wie folgt berechnet wird: wobei f die vom Oszillator (Osz) erzeugte Frequenz, f* die vom Mikroprozessor korrigierte Frequenz und K eine Konstante ist, die alle dem Meßkondensator (C _O ) parallel geschalteten Kapazitäten (C _S ), C _T ), C _P ) berücksichtigt.

4. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Korrekturkondensator (C _T ) durch die Anordnung von Leiterbahnen auf einer Leiterplatte (L) realisiert wird.

5. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingabe des digital codierten Wertes für die Konstante (K) dadurch erfolgt, daß Lötbrücken (Br₁), die die für die Codierung vorgesehenen Anschlüsse (A₁) des Mikrocomputers (MC) mit einer geerdeten Leitung (EL) verbinden, dem Code entsprechend aufgetrennt sind.

6. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingabe des digital codierten Wertes für die Konstante (K) dadurch erfolgt, daß die für die Codierung vorgesehenen Anschlüsse (A₁) des Mikrocomputers (MC) dem Code entsprechend mit einer geerdeten Leitung (EL) oder mit einer Spannung führenden Leitung verbunden sind.