DE3617374C2 - - Google Patents

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Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 oder 2. Ein solcher Gleichspannungswandler ist prinzipiell aus GB 20 50 081 A bekannt.The invention relates to a DC converter according to the The preamble of claim 1 or 2. Such DC converter is principally from GB 20 50 081 A. known.

Mit Resonanzkreisen beschaltete Gleichspannungswandler zeichnen sich durch verringerte Störungen im höherfrequenten Bereich aus und ermöglichen eine verlustarme Entlastung der schaltenden Bauelemente (Transistoren, Dioden) im Leistungskreis. Ein Gleichspannungswandler gemäß EP 58 399 B1 weist einen Transformator, der eine Speicherdrossel darstellt, auf, dessen Primärwicklung in Reihe zum Schalttransistor liegt. Ein Resonanzkondensator liegt parallel zur Primärwicklung des Transformators. Ein ähnlicher Resonanzgleichspannungswandler ist aus der US 44 43 839 bekannt. Beim Sperren des Schalttransistors fließt aus dem durch die Erregungsinduktivität und die Streuinduktivität des Transformators gebildeten Energiespeicher Strom auf den Resonanzkondensator (Umschwingvorgang).DC-DC converters connected with resonance circuits are characterized by reduced interference in the higher frequency Area and enable low-loss relief of the switching components (transistors, diodes) in Power circuit. A DC voltage converter according to EP 58 399 B1 has a transformer that represents a storage inductor, on, whose primary winding in series with the switching transistor lies. A resonance capacitor is parallel to the Primary winding of the transformer. A similar one Resonance DC voltage converter is from US 44 43 839 known. When blocking the switching transistor flows out of the through the excitation inductance and the leakage inductance of the Transformer formed energy storage on the electricity Resonance capacitor (reversing process).

Beim Resonanzgleichspannungswandler gemäß GB 20 50 081 A liegt der Resonanzkondensator über dem Schalttransistor des Gleichspannungswandlers und die Resonanzinduktivität in Serie dazu. Ein Kriterium zum Sperren des Schalttransistors wird aus der Ausgangsspannung über einen Fehlersignalverstärker gewonnen. Aus der EP 01 76 413 A1 ist ebenfalls ein Resonanzgleichspannungswandler bekannt, bei dem der Resonanzkondensator über der Serienschaltung aus Schalttransistor und Resonanzinduktivität liegt. Die Einschaltung des Schalttransistors erfolgt dort, sobald über eine in Rückwärtsrichtung bezüglich der Stromflußrichtung des Schalttransistors geschaltete Diode Strom zu fließen beginnt.With the resonance DC converter according to GB 20 50 081 A. the resonance capacitor over the switching transistor of the DC converter and the resonance inductance in series to. A criterion for blocking the switching transistor is turned off the output voltage via an error signal amplifier  won. From EP 01 76 413 A1 is also a Known resonance DC converter, in which the Resonance capacitor above the series circuit Switching transistor and resonance inductance lies. The The switching transistor is switched on as soon as one in the reverse direction with respect to the current flow direction of the Switching transistor switched diode current begins to flow.

Aufgabe der Erfindung ist es den Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszugestalten, daß eine eine einfache Regelung ermöglicht wird bei gleichzeitiger verlustarmer Entlastung der schaltenden Bauelemente im Leistungskreis, insbesondere für den Fall, daß die Ausgangsspannung kleiner als der doppelte Betrag der Eingangsspannung ist.The object of the invention is the DC-DC converter according to the preamble of claim 1 so that a simple regulation is made possible at the same time Low-loss relief of the switching components in the Power group, especially in the event that the Output voltage less than twice the amount Input voltage is.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche 1 oder 2 gelöst. Die Unteransprüche zeigen vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung auf. This task is accomplished by the characterizing features of claims 1 or 2 solved. The subclaims show advantageous configurations of the Invention on.  

Der Gleichspannungswandler nach der Erfindung weist sehr geringe Störungen im höherfrequenten Bereich auf. Er eignet sich besonders zum Betrieb mitlaufender Ausgänge. Da sich die Streuinduktivität des Leistungsübertragers weniger bemerkbar macht, ist die Kopplung der mitlaufenden Ausgänge gut. Um den Blindstrom optimal klein zu halten, kann der Zeitpunkt der Zuschaltung des weiteren Kondensators in Abhängigkeit der Spannung am Schalttransistor oder in Abhängigkeit des Stroms durch eine über der Schaltstrecke des Schalttransistors liegende Diode gesteuert werden. Der Gleichspannungswandler gemäß der Erfindung läßt sowohl Pulsfrequenzmodulation als auch Pulsdauermodulation mit gleichzeitiger Pulspausenmodulation zu. Einschränkungen hinsichtlich der Verhältnisse von Eingangs- und Ausgangsspannungen zueinander lassen sich durch einfache Schaltungsmodifikationen ausschalten.The DC-DC converter according to the invention has a lot low interference in the higher frequency range. It is suitable especially for the operation of rotating outputs. Since the Stray inductance of the power transformer less noticeable does, the coupling of the live outputs is good. To the Keeping reactive current optimally small can be the time of Connection of the additional capacitor depending on the Voltage at the switching transistor or depending on the current through one across the switching path of the switching transistor lying diode can be controlled. The DC-DC converter According to the invention, both pulse frequency modulation also pulse duration modulation with simultaneous Pulse pause modulation too. Limitations on the Relationships between input and output voltages can be changed by simple circuit modifications turn off.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:The invention will now be explained in more detail with reference to the drawings. Show it:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild des Gleichspannungsresonanzwandlers, Fig. 1 is a schematic diagram of the DC voltage resonant converter,

Fig. 2 ausgewählte zeitliche Signalverläufe hierzu, Fig. 2 selected signal variations thereto,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung, dessen Ausgangsspannung kleiner als die doppelte Eingangsspannung sein kann, Fig. 3 is a schematic diagram of the DC-DC converter according to the invention, the output voltage may be double than the input voltage is lower,

Fig. 4 ausgewählte zeitliche Signalverläufe hierzu und Fig. 4 selected time waveforms for this and

Fig. 5 ein Stromlaufplan des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung, Fig. 5 is a circuit diagram of the DC-DC converter according to the invention,

Fig. 6 den Verlauf der Spannung über dem Schalttransistor bei Pulsdauermodulation. Fig. 6 shows the course of the voltage across the switching transistor with pulse duration modulation.

Das Prinzipschaltbild eines Gleichspannungsresonanzwandlers zeigt Fig. 1. Die Eingangsgleichspannungsquelle UE liegt in Reihe zur Speicherdrossel Dr des Wandlers und zum Schalttransistor Ts1. Der Speicherdrossel Dr ist ein Kondensator C1 parallelgeschaltet, so daß die Speicherdrossel Dr zu einem Parallelresonanzkreis ergänzt ist. Die Schaltstrecke des Schalttransistors Ts1 ist durch eine Diode D1 überbrückt. Ihre Polung ist derart, daß sie bezüglich des Stromflusses durch den Schalttransistor Ts1 in Rückwärtsrichtung betrieben wird. Die Diode D2 dient zur Gleichrichtung der erzeugten Energieimpulse im Lastkreis und liegt in Serie zu den Ausgangsklemmen des Wandlers an denen die Ausgangsspannung UA ansteht. Die Kondensatoren CE und CA dienen zur Glättung der Eingangs- bzw. der Ausgangsspannung des Wandlers. An die potentialführende Ausgangsklemme ist der erste Eingang eines Operationsverstärkers Op1 angeschlossen. Der zweite Eingang - invertierender Eingang - dieses Operationsverstärkers ist mit einer Referenzspannung Ur1 beaufschlagt. Übersteigt die Ausgangsspannung UA die Referenzspannung Ur1, so erscheint am Ausgang des Operationsverstärkers Op1 ein Fehlersignal ΔUA, das für die Steuerung des Schalttransistors Ts1 herangezogen wird. Das Fehlersignal ΔUA wird einem Komparator K1 zugeführt, welcher einen Steuerimpuls an das ihm nachgeschaltete Flip-Flop FF1 abgibt, wenn das Fehlersignal ΔUA die Höhe der Referenzspannung Ur2, mit dem der invertierende Eingang des Komparators K12 beaufschlagt ist, überschreitet. Außer dem Fehlersignal ΔUA kann in die Auswertung durch den Komparator K1 noch ein zum Strom iTs1 durch den Schalttransistor Ts1 proportionales Signal u1 einbezogen werden. Dazu ist eine Addierstufe AD1 vorgesehen, die zum Fehlersignal ΔUA das stromproportionale Signal u1 addiert. Als Alternative zu dieser Stromsteuerung kann dem invertierendem Eingang des Komparators K1 das Ausgangssignal Usz eines Sägezahnoszillators (Sägezahnsteuer) zugeführt werden, welcher beim Einschalten des Schalttranistors Ts1 gestartet wird. Der Ausgang des Komparators K1 ist an den Reset-Eingang des Flip-Flops FF1 angeschlossen. Der Set-Eingang des Flip-Flops FF1 ist mit dem Ausgang eines Komparators K2 verbunden. Dieser Komparator K2 ist an seinem nichtinvertierenden Eingang mit der Referenzspannung Ur3 beaufschlagt und an seinem invertierenden Eingang mit einem Signal u2, welches proportional zur Spannung UTs1 am Schalttransistor Ts1 oder proportional zum Strom iD durch die Diode D1 ist. Der Ausgang Q des Flip-Flops FF1 ist direkt mit dem Steuereingang des Schalttransistors Ts1 verbunden.The basic circuit diagram of a DC voltage resonance converter is shown in FIG. 1. The input DC voltage source U E is connected in series with the storage choke Dr of the converter and with the switching transistor Ts 1 . The storage inductor Dr is a capacitor C 1 connected in parallel, so that the storage inductor Dr is supplemented to form a parallel resonance circuit. The switching path of the switching transistor Ts 1 is bridged by a diode D 1 . Their polarity is such that they are operated in the reverse direction with respect to the current flow through the switching transistor Ts 1 . The diode D 2 serves to rectify the energy pulses generated in the load circuit and is connected in series to the output terminals of the converter at which the output voltage U A is present. The capacitors C E and C A serve to smooth the input and output voltage of the converter. The first input of an operational amplifier Op 1 is connected to the potential-carrying output terminal. A reference voltage Ur 1 is applied to the second input - inverting input - of this operational amplifier. If the output voltage U A exceeds the reference voltage Ur 1 , an error signal .DELTA.U A appears at the output of the operational amplifier Op 1 and is used to control the switching transistor Ts 1 . The error signal .DELTA.U A is fed to a comparator K 1 , which emits a control pulse to the flip-flop FF 1 connected after it when the error signal .DELTA.U A exceeds the level of the reference voltage Ur 2 with which the inverting input of the comparator K 12 is applied . In addition to the error signal ΔU A , a signal u 1 proportional to the current i Ts1 through the switching transistor Ts 1 can also be included in the evaluation by the comparator K 1 . For this purpose, an adder stage AD 1 is provided, which adds the current-proportional signal u 1 to the error signal ΔU A. As an alternative to this current control, the inverting input of the comparator K 1 can be supplied with the output signal U sz of a sawtooth oscillator (sawtooth control), which is started when the switching transistor Ts 1 is switched on. The output of the comparator K 1 is connected to the reset input of the flip-flop FF 1 . The set input of the flip-flop FF 1 is connected to the output of a comparator K 2 . This comparator K 2 is supplied with the reference voltage Ur 3 at its non-inverting input and with a signal u 2 at its inverting input which is proportional to the voltage U Ts1 at the switching transistor Ts 1 or proportional to the current i D through the diode D 1 . The output Q of the flip-flop FF 1 is connected directly to the control input of the switching transistor Ts 1 .

Nachfolgend wird die Funktionsweise des Gleichspannungswandlers gemäß Fig. 1 für ein Schaltspiel anhand der in Fig. 2 dargestellten zeitlichen Signalverläufe beschrieben. Der Schalttransistor Ts1 sei über das Flip-Flop FF1 leitend gesteuert. Die Speicherdrossel Dr nimmt Energie aus der Eingangsgleichspannungsquelle UE auf. Der Schalttransistor Ts1 wird während dieser Zeit (t0-t1) leitend gehalten; es fließt der Energieaufnahmestrom iTs1, der während dieser Zeit auch dem Strom iDr durch die Speicherdrossel Dr entspricht. Zum Zeitpunkt t1 erkennt der Komparator K1, daß die Summe S = UA + u1 gleich oder größer wird als die Referenzspannung Ur2. Vom Komparator K1 wird ein Reset-Signal auf das Flip-Flop FF1 abgegeben, welches über seinen Q-Ausgang den Schalttransistor Ts1 in den Sperrzustand überführt. Der in der Speicherdrossel Dr gespeicherte Strom fließt in den Kondensator C1 weiter. Es fließt der Strom ic1 bis zum Zeitpunkt t2. Der Schalttransistor Ts1 ist während des Zeitintervalls t2-t1 entlastet. Es baut sich an seiner Schaltstrecke die Spannung uTs1 auf bis zum Maximalwert uMT. Zum Zeitpunkt t2 wird die Diode D2 leitend; es fließt der Strom iD2 und die Speicherdrossel Dr gibt ihre Restenergie auf den Ausgang - Glättungskondensator CA - ab. Ist der Strom iDr durch die Speicherdrossel Dr 0 (Zeitpunkt t3) schwingt der Parallelresonanzkreis um, bis die Spannung UTs1 an der Schaltstrecke des Schalttransistors gleich oder kleiner 0 wird (Zeitpunkt t4), bzw. der Strom iD durch Diode D1 zu fließen beginnt. Dies erkennt der Komparator K2 und gibt ein Set-Signal an das Flip-Flop FF1. Über das Ausgangssignal Q des Flip-Flops wird der Schalttransistor Ts1 wieder leitend gesteuert (Zeitpunkt t5). Da hier uTs1 ≈ 0 ist, treten keine Schaltverluste auf. Es beginnt nun wieder das gleiche Schaltspiel wie zuvor.The mode of operation of the DC / DC converter according to FIG. 1 for a switching operation is described below with the aid of the temporal signal curves shown in FIG. 2. The switching transistor Ts 1 is controlled by the flip-flop FF 1 . The storage choke Dr absorbs energy from the input DC voltage source U E. The switching transistor Ts 1 is kept conductive during this time (t 0 -t 1 ); the energy consumption current i Ts1 flows , which also corresponds to the current i Dr through the storage inductor Dr during this time. At time t 1 recognizes the comparator K 1 that the sum S = A + U u 1 is equal to or greater than the reference voltage Ur. 2 A reset signal is sent from the comparator K 1 to the flip-flop FF 1 , which switches the switching transistor Ts 1 into its blocking state via its Q output. The current stored in the storage inductor Dr continues to flow into the capacitor C 1 . Current i c1 flows until time t 2 . The switching transistor Ts 1 is relieved during the time interval t 2 -t 1 . The voltage u Ts1 builds up on its switching path up to the maximum value u MT . At time t 2 , diode D 2 becomes conductive; the current i D2 flows and the storage inductor Dr transfers its residual energy to the output - smoothing capacitor C A -. If the current i Dr through the storage choke Dr 0 (time t 3 ), the parallel resonance circuit swings around until the voltage U Ts1 on the switching path of the switching transistor becomes equal to or less than 0 (time t 4 ), or the current i D through diode D 1 begins to flow. The comparator K 2 recognizes this and outputs a set signal to the flip-flop FF 1 . The switching transistor Ts 1 is again turned on via the output signal Q of the flip-flop (time t 5 ). Since u Ts1 ≈ 0 here, there are no switching losses. The same switching cycle now begins as before.

Die Anstiegszeit für die Spannung uTs an der Schaltstrecke des Schalttransistors Ts, d. h. das Zeitintervall t2-t1, ist abhängig von der gespeicherten Energie und dem Resonanzkondensator C1. Die maximale Zeit ergibt sich bei Laststrom 0 - iD2=0 - und abhängig von der Induktivität der Speicherdrossel Dr sowie dem Resonanzkondensator C1. Die Abfallzeit t4-t3 hängt ebenfalls von diesen Parametern ab. Die Auswirkungen dieser Vorgänge sind folgende:The rise time for the voltage u Ts at the switching path of the switching transistor Ts, ie the time interval t 2 -t 1 , depends on the stored energy and the resonance capacitor C 1 . The maximum time results at load current 0 - i D2 = 0 - and depends on the inductance of the storage inductor Dr and the resonance capacitor C 1 . The fall time t 4 -t 3 also depends on these parameters. The effects of these operations are as follows:

Die höherfrequenten Störungen werden gegenüber seitherigen Schaltungen wesentlich kleiner. Die schaltenden Bauelemente - Schalttransistor, Dioden im Leistungskreis - werden durch die Kapazität C1 entlastet.The higher-frequency interference is much smaller compared to previous circuits. The switching components - switching transistor, diodes in the power circuit - are relieved by the capacitance C 1 .

Damit die Spannung an der Speicherdrossel Dr auf den Wert -UE umschwingt, muß folgende Bedingung gelten:In order for the voltage at the storage inductor Dr to change to the value -U E , the following condition must apply:

UA 2UE.U A 2U E.

Ist diese Bedingung nicht erfüllt, muß der Gleichspannungswandler gemäß Fig. 1 modifiziert werden. Dies geschieht erfindungsgemäß auf einfachste Art durch eine Zusatzschaltung, die anhand von Fig. 3 nachfolgend näher erläutert wird.If this condition is not met, the DC-DC converter must be modified according to FIG. 1. According to the invention, this is done in the simplest way by means of an additional circuit, which is explained in more detail below with reference to FIG. 3.

Der modifizierte Gleichspannungswandler gemäß Fig. 3 stimmt in den Grundfunktionen mit dem Gleichspannungswandler gemäß Fig. 1 überein und wird deshalb bezüglich der übereinstimmenden Schaltungsteile nicht behandelt. Der Unterschied besteht in der Zusatzschaltung Zs und in der Ausgestaltung der Speicherdrossel. Die Speicherdrossel Drz gemäß Fig. 3 weist zwei auf einem Magnetkern angeordnete Wicklungen N1 und N2 auf, deren Wicklungen durch Punkte gekennzeichnet ist. Eingangs- und Ausgangskreise des so gebildeten Sperrwandles sind hierdurch galvanisch getrennt. Die Zusatzschaltung Zs besteht im wesentlichen aus der Serienschaltung eines weiteren Kondensators C2 mit einem elektronischen Schalttransistor Ts2. Diese Serienschaltung ist parallel zum Resonanzkondensator C1 gemäß Fig. 1 geschaltet. Die Steuerung des Transistors Ts2 erfolgt über den Komparator K3, dem am invertierenden Eingang ein Signal u3, welches proportional zur Spannung an der Speicherdrossel Drz ist, zugeführt wird und am nichtinvertierenden Eingang eine Bezugsspannung u4, welche entweder in Abhängigkeit von der Spannung an der Schaltstrecke des Schalttransistors Ts1 oder vom Strom durch die Diode D1 eingestellt oder geregelt wird (Blindstrom optimal). Die Stromversorgung des Komparators K3 erfolgt beispielsweise durch eine von der Eingangsspannung UE abgeleitete Hilfsspannung UH. Die Schaltstrecke des Transistors Ts2 ist durch eine in Bezug auf den Stromfluß durch den Transistor Ts2 in Rückwärtsrichtung geschaltete Diode D3 überbrückt.The modified DC-DC converter according to FIG. 3 has the same basic functions as the DC-DC converter according to FIG. 1 and is therefore not dealt with with regard to the matching circuit parts. The difference is in the additional circuit Zs and in the design of the storage choke. The storage inductor Spd according to Fig. 3 has two arranged on a magnetic core windings N 1 and N 2, the windings of which is indicated by dots. The input and output circuits of the barrier wall thus formed are thereby galvanically isolated. The additional circuit Zs essentially consists of the series connection of a further capacitor C 2 with an electronic switching transistor Ts 2 . This series circuit is connected in parallel to the resonance capacitor C 1 according to FIG. 1. The transistor Ts 2 is controlled via the comparator K 3 , to which a signal u 3 , which is proportional to the voltage at the storage inductor Drz, is fed to the inverting input and a reference voltage u 4 , which is either dependent on the voltage, at the non-inverting input on the switching path of the switching transistor Ts 1 or the current through the diode D 1 is set or regulated (reactive current optimal). The comparator K 3 is supplied with power, for example, by an auxiliary voltage U H derived from the input voltage U E. The switching path of the transistor Ts 2 is bridged by a diode D 3 connected in the reverse direction with respect to the current flow through the transistor Ts 2 .

Die Funktion des Gleichspannungswandlers gemäß Fig. 3 wird nachfolgend anhand der Signalverläufe von Fig. 4 erläutert. Während der Anstiegsflanke der Spannung uTs1 wird je nach Höhe der Bezugsspannung u4 bei einer bestimmten Spannung u*Drz über die Diode D3, bzw. Transistor Ts2, der Kapazität des Resonanzkondensators C1 die Kapazität des weiteren Kondensators C2 parallel geschaltet. Über den weiteren Kondensator fließt der Strom ic2. Nach Zuschalten des weiteren Kondensators C2 verläuft der Anstieg der Spannung uTs1 flacher. Entsprechendes gilt für die abfallende Flanke. Ist die Bezugsspannung u4 = 0 V, dann ist dies bei uDrz = 0 V. Das bedeutet, daß im Augenblick (Zeitpunkt t3) wo die Speicherdrossel Drz ihre Energie an den Ausgang (Glättungskondensator CA) abgegeben hat, in (C1+C2) - gegenüber C1 allein - mehr Energie gespeichert ist. Schwingt nun die Spannung uDrz um, wird bei gleicher Spannung u*Drz der Transistor Ts2 vom Komparator K3 hochohmig geschaltet. Bei u4 = 0 V ist dies bei u*Drz = 0 V. Somit kann, da die Speicherdrossel Drz gegenüber der Beschaltung mit dem Kondensator C1 allein mehr Energie beinhaltet, der Schwingkreis gebildet aus Speicherdrossel Drz und Kondensator C1 - der weitere Kondensator C2 ist, wie Fig. 4 zeigt, abgeschaltet - bis auf - UE durchschwingen.The function of the DC-DC converter according to FIG. 3 is explained below using the signal profiles of FIG. 4. During the rising edge of the voltage u Ts1 , depending on the level of the reference voltage u 4 at a certain voltage u * Drz via the diode D 3 or transistor Ts 2 , the capacitance of the resonant capacitor C 1, the capacitance of the further capacitor C 2 is connected in parallel. The current i c2 flows through the further capacitor. After switching on the further capacitor C 2 , the rise in voltage u Ts1 is flatter. The same applies to the falling edge. If the reference voltage u 4 = 0 V, then this is at u Drz = 0 V. This means that at the moment (time t 3 ) when the storage inductor Drz has released its energy to the output (smoothing capacitor C A ), in (C 1 + C 2 ) - compared to C 1 alone - more energy is stored. If the voltage u Drz swings around, the transistor Ts 2 is switched to high impedance by the comparator K 3 at the same voltage u * Drz . At u 4 = 0 V this is at u * Drz = 0 V. Thus, since the storage choke Drz contains more energy than the connection to the capacitor C 1 alone, the resonant circuit formed from the storage choke Drz and capacitor C 1 - the further capacitor C 2 , as shown in FIG. 4, is switched off - except for - swinging through.

Durch Variation, bzw. Regelung der Bezugsspannung u4 in Abhängigkeit von uTs1 oder iD kann, wenn dies erfindungsgemäß erwünscht ist, der optimale Blindstrom im Leistungskreis eingestellt werden. Optimal heißt: er ist gerade so groß, daß die Spannung uDrz gerade auf -UE umschwingt, ohne daß noch Restenergie im Schwingkreis gespeichert ist, die sonst auf die Eingangsspannungsquelle UE abgegeben werden müßte. Der Blindstrom wird also durch Variation des Einschaltzeitpunktes t6 des Transistors Ts2 geregelt. Für die Zeitpunkte t1, t6, t3, t7 in Fig. 4 gelten die folgenden Beziehungen:By varying or regulating the reference voltage u 4 as a function of u Ts1 or i D , if this is desired according to the invention, the optimum reactive current can be set in the power circuit. Optimal is, he's just so great that the voltage u Spd just umschwingt -U E without still residual energy stored in the resonant circuit, which would otherwise be emitted to the input voltage source U E. The reactive current is therefore regulated by varying the switch-on instant t 6 of the transistor Ts 2 . The following relationships apply to the times t 1 , t 6 , t 3 , t 7 in FIG. 4:

wobei LDrz die Induktivität der Speicherdrossel Drz darstellt.where L Drz represents the inductance of the storage inductor Drz.

wobei k abhängig von und ist.where k depends on and  is.

Damit die Spannung uTs1 noch 0 werden kann muß folgende Bedingung erfüllt sein:The following condition must be fulfilled so that the voltage u Ts1 can still become 0:

Wie Fig. 3 zeigt, sind die Kondensatoren C1 und C2 sowie die Zusatzschaltung Zs an die Wicklung N1 der Speicherdrossel Dr angeschlossen. Als Alternativlösungen können diese Kondensatoren - im Falle des Kondensators C2 auch die Zusatzschaltung Zs -einzeln oder in Kombination auch an andere Wicklungen N2, . . . Nx der Speicherdrossel Drz angeschlossen werden. In Fig. 3 ist eine dieser Alternativen (Kondensator C1 parallel zur Wicklung N2) gestrichelt dargestellt. Die Regelung erfolgt auch bei diesen Ausführungsbeispielen entsprechend dem Wandler gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 3.As shown in FIG. 3, the capacitors C 1 and C 2 and the additional circuit Zs are connected to the winding N 1 of the storage inductor Dr. As alternative solutions, these capacitors - in the case of the capacitor C 2 also the additional circuit Zs - individually or in combination to other windings N 2 . . . Nx of the storage choke Drz can be connected. In Fig. 3 one of these alternatives (capacitor C 1 parallel to winding N 2 ) is shown in dashed lines. In these exemplary embodiments, too, the regulation takes place in accordance with the converter according to FIG. 1 or FIG. 3.

Fig. 5 zeigt einen Stromlaufplan des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung. Die Transistoren Ts1 und Ts2 sind als Leistungs-MOS-FET realisiert. Als Operationsverstärker Op zur Auswertung der Ausgangsspannung UA dient der Transistor Ts3. Der Komparator K2 ist durch die Transistorstufe, bestehend aus dem Transistor Ts4, den beiden Dioden D4 und D5 und Widerstand R1 realisiert. Der Strom iTs1 durch den Schalttransistor Ts1 wird durch den Strommeßwiderstand R2 gemessen. Die Ausgänge von Operationsverstärker und K2 sowie der Strommeßwiderstand R2 sind an den Steuerbaustein St angeschlossen. Dieser verarbeitet die ihm zugeführten Signale zusammen mit einem internen Oszillatorsignal, dessen Frequenz durch die Widerstände R2 und R3 sowie durch die Kapazität des Kondensators C3 festgelegt ist. Als Steuerbaustein St kann der integrierte Schaltkreis 7555 verwendet werden, der alle für die Steuerung des Schalttransistors Ts1 notwendigen Funktionen enthält. Fig. 5 shows a circuit diagram of the DC-DC converter according to the invention. The transistors Ts 1 and Ts 2 are implemented as a power MOS FET. The transistor Ts 3 serves as an operational amplifier Op for evaluating the output voltage U A. The comparator K 2 is realized by the transistor stage consisting of the transistor Ts 4 , the two diodes D 4 and D 5 and resistor R 1 . The current i Ts1 through the switching transistor Ts 1 is measured by the current measuring resistor R 2 . The outputs of the operational amplifier and K 2 and the current measuring resistor R 2 are connected to the control module St. This processes the signals supplied to it together with an internal oscillator signal, the frequency of which is determined by the resistors R 2 and R 3 and by the capacitance of the capacitor C 3 . The integrated circuit 7555 can be used as the control module St, which contains all the functions necessary for controlling the switching transistor Ts 1 .

Der Gleichspannungswandler nach der Erfindung kann mit Pulsfrequenzmodulation oder mit Pulsdauermodulation betrieben werden. Bei Pulsfrequenzmodulation stellt der Steuerbaustein St ein pulsfrequenzmoduliertes Ausgangssignal - Dreiecksspannung - zur Verfügung, welches in seiner Frequenz in Abhängigkeit der Belastung am Ausgang (Höhe der Ausgangsspannung UA und der Eingangsspannung UE) variiert. Bei Pulsdauermodulation wird die Frequenz konstant gehalten und die Speicherdrossel Drz während uDrz = 0 kurzgeschlossen und damit, wie Fig. 6 zeigt, die Pausenlänge PL variiert. Das Kurzschließen kann durch den Schalttransistor Ts5 vorgenommen werden, der über die Diode D6 parallel zum Resonanzkreis liegt.The DC-DC converter according to the invention can be operated with pulse frequency modulation or with pulse duration modulation. With pulse frequency modulation, the control module St provides a pulse frequency-modulated output signal - triangular voltage - which varies in frequency depending on the load on the output (level of the output voltage U A and the input voltage U E ). With pulse duration modulation, the frequency is kept constant and the storage inductor Drz is short-circuited while u Drz = 0 and, as shown in FIG. 6, the pause length PL varies. The short-circuiting can be carried out by the switching transistor Ts 5 , which is connected in parallel with the resonance circuit via the diode D 6 .

Claims (6)

1. Gleichspannungswandler mit einem Schalttransistor (Ts), welcher in Reihe mit einer Speicherdrossel (Dr, Drz) an einer Eingangsgleichspannungsquelle (UE) angeschlossen ist, wobei die Speicherdrossel (Dr, Drz) mittels eines Kondensators (C1) zu einem Resonanzkreis ergänzt ist, wobei Schaltmittel zur Einschaltung des Schalttransistors (Ts1) vorgesehen sind, sobald die Spannung am Schalttransistor (Ts1) den Wert 0 erreicht hat, und daß weitere Schaltmittel zur Sperrung des Schalttransistors (Ts1) vorgesehen sind, wenn ein von der Ausgangsspannung (UA) des Gleichspannungswandlers abgeleitetes Fehlersignal (ΔUA) einen vorgegebenen Sollwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (C1) des Resonanzkreises während des Spannungsaufbaus am Schalttransistor (Ts1) ein weiterer Kondensator (C2) zuschaltbar ist, welcher so groß bemessen ist, daß der Resonanzkreis sicher umschwingen kann.1. DC converter with a switching transistor (Ts), which is connected in series with a storage inductor (Dr, Drz) to an input DC voltage source (U E ), the storage inductor (Dr, Drz) being supplemented by a capacitor (C 1 ) to form a resonance circuit is, switching means for switching on the switching transistor (Ts 1 ) are provided as soon as the voltage at the switching transistor (Ts 1 ) has reached the value 0, and that further switching means for blocking the switching transistor (Ts 1 ) are provided when one of the output voltage (U A ) of the DC / DC converter-derived error signal (ΔU A ) exceeds a predetermined target value, characterized in that the capacitor (C 1 ) of the resonance circuit during the voltage build-up on the switching transistor (Ts 1 ) can be connected to a further capacitor (C 2 ), which is so is large that the resonant circuit can swing around safely. 2. Gleichspannungswandler mit einem Schalttransistor (Ts), welcher in Reihe mit einer Speicherdrossel (Dr, Drz) an einer Eingangsgleichspannungsquelle (UE) angeschlossen ist, wobei die Speicherdrossel (Dr, Drz) mittels eines Kondensators (C1) zu einem Resonanzkreis ergänzt ist, wobei erste Schaltmittel zur Einschaltung des Schalttransistors (Ts1) vorgesehen sind, sobald über eine in Rückwärtsrichtung bezüglich der Stromflußrichtung des Schalttransistors (Ts) geschaltete Diode (D1) Strom zu fließen beginnt, und wobei weitere Schaltmittel zur Sperrung des Schalttransistors (Ts1) vorgesehen sind, wenn ein von der Ausgangsspannung (UA) des Gleichspannungswandlers abgeleitetes Fehlersignal (ΔUA) einen vorgegebenen Sollwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (C1) des Resonanzkreises während des Spannungsaufbaus am Schalttransistor (Ts1) ein weiterer Kondensator (C2) zuschaltbar ist, welcher so groß bemessen ist, daß der Resonanzkreis sicher umschwingen kann.2. DC-DC converter with a switching transistor (Ts), which is connected in series with a storage choke (Dr, Drz) to an input DC voltage source (U E ), the storage choke (Dr, Drz) being supplemented by a capacitor (C 1 ) to form a resonance circuit The first switching means for switching on the switching transistor (Ts 1 ) are provided as soon as current begins to flow via a diode (D 1 ) switched in the reverse direction with respect to the current flow direction of the switching transistor (Ts), and further switching means for blocking the switching transistor (Ts 1 ) are provided if an error signal (ΔU A ) derived from the output voltage (U A ) of the DC / DC converter exceeds a predetermined target value, characterized in that the capacitor (C 1 ) of the resonance circuit during the voltage build-up on the switching transistor (Ts 1 ) is another Capacitor (C 2 ) can be connected, which is dimensioned so large that the resonant circuit s I can swing around. 3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Schaltmittel zur Sperrung des Schalttransistors (Ts1) derart ergänzt sind, daß die Sperrung des Schalttransistors (Ts1) dann erfolgt, wenn die Summe des von der Ausgangsspannung (UA) abgeleiteten Fehlersignals (ΔUA) und einem vom Strom (iTs1) durch den Schalttransistor (Ts1) abgeleiteten Signal einen vorgegebenen Sollwert überschreitet.3. DC-DC converter according to claim 1 or 2, characterized in that the further switching means for blocking the switching transistor (Ts 1 ) are supplemented such that the blocking of the switching transistor (Ts 1 ) takes place when the sum of the output voltage (U A ) derived error signal (ΔU A ) and a signal derived from the current (i Ts1 ) through the switching transistor (Ts 1 ) exceeds a predetermined target value. 4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Schaltmittel zur Sperrung des Schalttransistors (Ts1) derart ergänzt sind, daß die Sperrung des Schalttransistors (Ts1) dann erfolgt, wenn die Summe des von der Ausgangsspannung (UA) abgeleiteten Fehlersignals (ΔUA) und einem Sägezahnimpuls (uSZ), welcher beim Einschalten des Schalttransistors (Ts1) gestartet wird, einen vorgegebenen Sollwert überschreitet.4. DC-DC converter according to claim 1 or 2, characterized in that the further switching means for blocking the switching transistor (Ts 1 ) are supplemented such that the blocking of the switching transistor (Ts 1 ) takes place when the sum of the output voltage (U A ) derived error signal (ΔU A ) and a sawtooth pulse (u SZ ), which is started when the switching transistor (Ts 1 ) is switched on, exceeds a predetermined target value. 5. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Zuschaltung des weiteren Kondensators (C2) ein elektronischer Schalter (Ts2) vorgesehen ist, daß dieser elektronischer Schalter (Ts2) über einen Komparator (K3) gesteuert ist, daß dieser Komparator (K3) an seinem ersten Signaleingang mit einem Signal proportional zur Spannung an der Speicherdrossel (Drz) beaufschlagt ist, und daß dem Komparator (K3) an seinem zweiten Signaleingang ein Signal abhängig von der Spannung (UTs1) am Schalttransistor (Ts1) derart zugeführt ist, daß nach dem Umschwingen des Resonanzkreises keine Restenergie mehr gespeichert ist.5. DC-DC converter according to one of claims 1 to 4, characterized in that an electronic switch (Ts 2 ) is provided for connecting the further capacitor (C 2 ) that this electronic switch (Ts 2 ) controlled by a comparator (K 3 ) is that this comparator (K 3 ) has a signal proportional to the voltage at the storage inductor (Drz) applied to its first signal input, and that the comparator (K 3 ) has a signal dependent on the voltage (U Ts1 ) at its second signal input is supplied to the switching transistor (Ts 1 ) in such a way that no residual energy is stored after the resonant circuit swings around. 6. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Zuschaltung des weiteren Kondensators (C2) ein elektronischer Schalter (Ts2) vorgesehen ist, daß dieser elektronischer Schalter (Ts2) über einen Komparator (K3) gesteuert ist, daß dieser Komparator (K3) an seinem ersten Signaleingang mit einem Signal proportional zur Spannung an der Speicherdrossel (Drz) beaufschlagt ist, und daß dem Komparator (K3) an seinem zweiten Signaleingang ein Signal abhängig vom Strom durch die in Rückwärtsrichtung bezüglich der Stromflußrichtung durch den Schalttransistor (Ts1) geschaltete Diode (D1) derart zugeführt ist, daß nach dem Umschwingen des Resonanzkreises keine Restenergie mehr gespeichert ist.6. DC-DC converter according to one of claims 1 to 4, characterized in that an electronic switch (Ts 2 ) is provided for connecting the further capacitor (C 2 ) that this electronic switch (Ts 2 ) controlled by a comparator (K 3 ) is that this comparator (K 3 ) is applied at its first signal input with a signal proportional to the voltage at the storage inductor (Drz), and that the comparator (K 3 ) has a signal at its second signal input depending on the current through the reverse direction the direction of current flow through the switching transistor (Ts 1 ) switched diode (D 1 ) is supplied such that no residual energy is stored after the resonant circuit swings.
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