DE3617374A1 - DC/DC voltage converter having a resonant circuit - Google Patents
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein solcher Gleichspannungswandler ist aus EP 58 399 B1 bekannt.The invention relates to a DC voltage converter according to the preamble of claim 1. Such a DC converter is known from EP 58 399 B1.
Mit Resonanzkreisen beschaltete Gleichspannungswandler zeichnen sich durch verringerte Störungen im höherfrequenten Bereich aus und ermöglichen eine verlustarme Entlastung der schaltenden Bauelemente (Transistoren, Dioden) im Leistungskreis. Der Gleichspannungswandler gemäß EP 58 399 B1 weist einen Transformator, der eine Speicherdrossel darstellt, auf, dessen Primärwicklung in Reihe zum Schalttransistor liegt. Ein Resonanzkondensator liegt parallel zur Primärwicklung des Transformators. Beim Sperren des Schalttransistors fließt aus dem durch die Erregungsinduktivität und die Streuinduktivität des Transformators gebildeten Energiespeicher Strom auf den Resonanzkondensator (Umschwingvorgang).DC-DC converters connected with resonance circuits are characterized by reduced interference in the higher frequency Area and enable low-loss relief of the switching components (transistors, diodes) in the power circuit. The DC-DC converter according to EP 58 399 B1 has a transformer, which represents a storage choke, on, whose primary winding in series with the switching transistor lies. A resonance capacitor is parallel to the primary winding of the transformer. When blocking the switching transistor flows out of through the inductance and excitation the leakage inductance of the transformer formed energy storage Current on the resonance capacitor (switching process).
Aufgabe der Erfindung ist es, den Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszugestalten, daß eine eine einfache Regelung ermöglicht wird bei gleichzeitiger verlustarmer Entlastung der schaltenden Bauelemente im Leistungskreis. Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Merkmal des Patentanspruchs 1 oder 2 gelöst. Die Unteransprüche zeigen vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung auf. The object of the invention is the DC-DC converter to design according to the preamble of claim 1, that a simple regulation is made possible at Simultaneously low-loss relief of the switching components in the power group. This task is characterized by the im Feature of claim 1 or 2 solved. The subclaims show advantageous configurations of the invention.
Der Gleichspannungswandler nach der Erfindung weist sehr geringe Störungen im höherfrequenten Bereich auf. Er eignet sich besonders zum Betrieb mitlaufender Ausgänge. Da sich die Streuinduktivität des Leistungsübertragers weniger bemerkbar macht, ist die Kopplung der mitlaufenden Ausgänge gut. Um den Blindstrom optimal klein zu halten, kann der Zeitpunkt der Zuschaltung des weiteren Kondensators in Abhängigkeit der Spannung am Schalttransistor oder in Abhängigkeit des Stroms durch eine über der Schaltstrecke des Schalttransistors liegende Diode gesteuert werden. Der Gleichspannungswandler gemäß der Erfindung läßt sowohl Pulsfrequenzmodulation als auch Pulsdauermodulation mit gleichzeitiger Pulspausenmodulation zu. Einschränkungen hinsichtlich der Verhältnisse von Eingangs- und Ausgangsspannungen zueinander lassen sich durch einfache Schaltungsmodifikationen ausschalten.The DC-DC converter according to the invention has a lot low interference in the higher frequency range. It is suitable especially for the operation of rotating outputs. That I the leakage inductance of the power transformer is less noticeable is the coupling of the floating outputs Good. In order to keep the reactive current optimally small, the Depending on when the additional capacitor is switched on the voltage at the switching transistor or depending of current through an over the switching distance of the Switching transistor lying diode can be controlled. The DC-DC converter according to the invention allows both pulse frequency modulation as well as pulse duration modulation with simultaneous Pulse pause modulation too. Limitations on the relationships between input and output voltages can be compared to each other by simple circuit modifications turn off.
Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:The invention will now be explained in more detail with reference to the drawings. Show it:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung, Fig. 1 is a schematic diagram of the DC-DC converter according to the invention,
Fig. 2 ausgewählte zeitliche Signalverläufe hierzu, Fig. 2 selected signal variations thereto,
Fig. 3 ein Prinzipschaltbild des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung, dessen Ausgangsspannung kleiner als die doppelte Eingangsspannung sein kann, Fig. 3 is a schematic diagram of the DC-DC converter according to the invention, the output voltage may be double than the input voltage is lower,
Fig. 4 ausgewählte zeitliche Signalverläufe hierzu und Fig. 4 selected time waveforms for this and
Fig. 5 ein Stromlaufplan des Gleichstromwandlers nach der Erfindung, Fig. 5 is a circuit diagram of the DC-DC converter according to the invention,
Fig. 6 den Verlauf der Spannung über dem Schalttransistor bei Pulsdauermodulation. Fig. 6 shows the course of the voltage across the switching transistor with pulse duration modulation.
Das Prinzipschaltbild des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung zeigt Fig. 1. Die Eingangsgleichspannungsquelle U E liegt in Reihe zur Speicherdrossel Dr des Wandlers und zum Schalttransistor Ts 1. Der Speicherdrossel Dr ist ein Kondensator C 1 parallelgeschaltet, so daß die Speicherdrossel Dr zu einem Parallelresonanzkreis ergänzt ist. Die Schaltstrecke des Schalttransistors Ts 1 ist durch eine Diode D 1 überbrückt. Ihre Polung ist derart, daß sie bezüglich des Stromflusses durch den Schalttransistor Ts 1 in Rückwärtsrichtung betrieben wird. Die Diode D 2 dient zur Gleichrichtung der erzeugen Energieimpulse im Lastkreis und liegt in Serie zu den Ausgangsklemmen des Wandlers an denen die Ausgangsspannung U A ansteht. Die Kondensatoren C E und C A dienen zur Glättung der Eingangs- bzw. der Ausgangsspannung des Wandlers. An die potentialführende Ausgangsklemme ist der erste Eingang eines Operationsverstärkers Op 1 angeschlossen. Der zweite Eingang - invertierender Eingang - dieses Operationsverstärkers ist mit einer Referenzspannung Ur 1 beaufschlagt. Übersteigt die Ausgangsspannung U A die Referenzspannung Ur 1, so erscheint am Ausgang des Operationsverstärkers Op 1 ein Fehlersignal Δ U A , das für die Steuerung des Schalttransistors Ts 1 herangezogen wird. Das Fehlersignal Δ U A wird einem Komparator K 1 zugeführt, welcher einen Steuerimpuls an das ihm nachgeschaltete Flip-Flop FF 1 abgibt, wenn das Fehlersignal Δ U A die Höhe der Referenzspannung Ur 2, mit dem der invertierende Eingang des Komparators K 1 beaufschlagt ist, überschreitet. Außer dem Fehlersignal Δ U A kann in die Auswertung durch den Komparator K 1 noch ein zum Strom i Ts1 durch den Schalttransistor Ts 1 proportionales Signal u 1 einbezogen werden. Dazu ist eine Addierstufe AD 1 vorgesehen, die zum Fehlersignal Δ U A das stromproportionale Signal u 1 addiert. Als Alternative zu dieser Stromsteuerung kann dem invertierendem Eingang des Komparators K 1 das Ausgangssignal U sz eines Sägezahnoszillators (Sägezahnsteuerung) zugeführt werden, welcher beim Einschalten des Schalttranistors Ts 1 gestartet wird. Der Ausgang des Komparators K 1 ist in den Reset-Eingang des Flip-Flops FF 1 angeschlossen. Der Set-Eingang des Flip-Flops FF 1 ist mit dem Ausgang eines Komparators K 2 verbunden. Dieser Komparator K 2 ist an seinem nichtinvertierenden Eingang mit der Referenzspannung Ur 3 beaufschlagt und an seinem invertierenden Eingang mit einem Signal u 2, welches proportional zur Spannung U Ts1 am Schalttransistor Ts 1 oder proportional zum Strom i D durch die Diode D 1 ist. Der Ausgang Q des Flip-Flops FF 1 ist direkt mit dem Steuereingang des Schalttransistors Ts 1 verbunden.The basic circuit diagram of the DC-DC converter according to the invention is shown in FIG. 1. The input DC voltage source U E is connected in series to the storage choke Dr of the converter and to the switching transistor Ts 1 . The storage inductor Dr is a capacitor C 1 connected in parallel, so that the storage inductor Dr is supplemented to form a parallel resonance circuit. The switching path of the switching transistor Ts 1 is bridged by a diode D 1 . Their polarity is such that they are operated in the reverse direction with respect to the current flow through the switching transistor Ts 1 . The diode D 2 serves to rectify the energy pulses generated in the load circuit and is connected in series to the output terminals of the converter at which the output voltage U A is present. The capacitors C E and C A serve to smooth the input and output voltage of the converter. The first input of an operational amplifier Op 1 is connected to the potential-carrying output terminal. A reference voltage Ur 1 is applied to the second input - inverting input - of this operational amplifier. If the output voltage U A exceeds the reference voltage Ur 1 , an error signal Δ U A appears at the output of the operational amplifier Op 1 and is used to control the switching transistor Ts 1 . The error signal Δ U A is fed to a comparator K 1 , which emits a control pulse to the flip-flop FF 1 connected after it, when the error signal Δ U A is the level of the reference voltage Ur 2 with which the inverting input of the comparator K 1 is applied , exceeds. In addition to the error signal Δ U A , a signal u 1 proportional to the current i Ts 1 through the switching transistor Ts 1 can also be included in the evaluation by the comparator K 1 . For this purpose, an adder stage AD 1 is provided, which adds the current-proportional signal u 1 to the error signal Δ U A. As an alternative to this current control, the inverting input of the comparator K 1 can be supplied with the output signal U sz of a sawtooth oscillator (sawtooth control) which is started when the switching transistor Ts 1 is switched on. The output of the comparator K 1 is connected to the reset input of the flip-flop FF 1 . The set input of the flip-flop FF 1 is connected to the output of a comparator K 2 . This comparator K 2 is supplied with the reference voltage Ur 3 at its non-inverting input and with a signal u 2 at its inverting input which is proportional to the voltage U Ts 1 at the switching transistor Ts 1 or proportional to the current i D through the diode D 1 . The output Q of the flip-flop FF 1 is connected directly to the control input of the switching transistor Ts 1 .
Nachfolgend wird die Funktionsweise des Gleichspannungswandlers gemäß Fig. 1 für ein Schaltspiel anhand der in Fig. 2 dargestellten zeitlichen Signalverläufe beschrieben. Der Schalttransistor Ts 1 sei über das Flip-Flop FF 1 leitend gesteuert. Die Speicherdrossel Dr nimmt Energie aus der Eingangsgleichspannungsquelle U E auf. Der Schalttransistor Ts 1 wird während dieser Zeit (t 0-t 1) leitend gehalten; es fließt der Energieaufnahmestrom i Ts1, der während dieser Zeit auch dem Strom i Dr durch die Speicherdrossel Dr entspricht. Zum Zeitpunkt t 1 erkennt der Komparator K 1, daß die Summe S = U A + u 1 gleich oder größer wird als die Referenzspannung Ur 2. Vom Komparator K 1 wird ein Reset-Signal auf das Flip-Flop FF 2 abgegeben, welches über seinen Q-Ausgang den Schalttransistor Ts 1 in den Sperrzustand überführt. Der in der Speicherdrossel Dr gespeicherte Strom fließt in den Kondensator C 1 weiter. Es fließt der Strom i c1 bis zum Zeitpunkt t 2. Der Schalttransistor Ts 1 ist während des Zeitintervalls t 2-t 1 entlastet. Es baut sich an seiner Schaltstrecke die Spannung u Ts1 auf bis zum Maximalwert u MT . Zum Zeitpunkt t 2 wird die Diode D 2 leitend; es fließt der Strom i D2 und die Speicherdrossel Dr gibt ihre Restenergie auf den Ausgang - Glättungskondensator C A - ab. Ist der Strom i Dr durch die Speicherdrossel Dr 0 (Zeitpunkt t 3) schwingt der Parallelresonanzkreis um, bis die Spannung U Ts1 an der Schaltstrecke des Schalttransistors gleich oder kleiner 0 wird (Zeitpunkt t 4), bzw. der Strom i D durch Diode D 1 zu fließen beginnt. Dies erkennt der Komparator K 2 und gibt ein Set-Signal an das Flip-Flop FF 1. Über das Ausgangssignal Q des Flip-Flops wird der Schalttransistor Ts 1 wieder leitend gesteuert (Zeitpunkt t 5). Da hier u Ts1 ≈ 0 ist, treten keine Schaltverluste auf. Es beginnt nun wieder das gleiche Schaltspiel wie zuvor.The mode of operation of the DC / DC converter according to FIG. 1 for a switching operation is described below with the aid of the temporal signal curves shown in FIG. 2. The switching transistor Ts 1 is controlled by the flip-flop FF 1 . The storage choke Dr absorbs energy from the input DC voltage source U E. The switching transistor Ts 1 is kept conductive during this time ( t 0 - t 1 ); the energy consumption current i Ts 1 flows , which also corresponds to the current i Dr through the storage inductor Dr during this time. At time t 1 recognizes the comparator K 1 that the sum S = A + U u 1 is equal to or greater than the reference voltage Ur. 2 A reset signal is sent from the comparator K 1 to the flip-flop FF 2 , which switches the switching transistor Ts 1 into its blocking state via its Q output. The current stored in the storage inductor Dr continues to flow into the capacitor C 1 . Current i c 1 flows until time t 2 . The switching transistor Ts 1 is relieved during the time interval t 2 - t 1 . The voltage u Ts 1 builds up on its switching path up to the maximum value u MT . At time t 2 , diode D 2 becomes conductive; the current i D 2 flows and the storage inductor Dr transfers its residual energy to the output - smoothing capacitor C A -. If the current i Dr through the storage inductor Dr 0 (time t 3 ), the parallel resonance circuit swings around until the voltage U Ts 1 at the switching path of the switching transistor is equal to or less than 0 (time t 4 ), or the current i D through diode D 1 begins to flow. The comparator K 2 recognizes this and outputs a set signal to the flip-flop FF 1 . The switching transistor Ts 1 is again turned on via the output signal Q of the flip-flop (time t 5 ). Since u Ts 1 ≈ 0 here, there are no switching losses. The same switching cycle now begins as before.
Die Anstiegszeit für die Spannung u Ts an der Schaltstrecke des Schalttransistors Ts, d. h. das Zeitintervall t 2-t 1, ist abhängig von der gespeicherten Energie und dem Resonanzkondensator C 1. Die maximale Zeit ergibt sich bei Laststrom 0 - i D2 = 0 - und der Induktivität der Speicherdrossel Dr sowie dem Resonanzkondensator C 1. Die Abfallzeit t 4-t 3 hängt ebenfalls von diesen Parametern ab. Die Auswirkungen dieser Vorgänge sind folgende:The rise time for the voltage u Ts at the switching path of the switching transistor Ts , ie the time interval t 2 - t 1 , depends on the stored energy and the resonance capacitor C 1 . The maximum time is obtained with load current 0 - i D 2 = 0 - and the inductance of the storage inductor Dr and the resonance capacitor C 1 . The fall time t 4 - t 3 also depends on these parameters. The effects of these operations are as follows:
Die höherfrequenten Störungen werden gegenüber seitherigen Schaltungen wesentlich kleiner. Die schaltenden Bauelemente - Schalttransistor, Dioden im Leistungskreis - werden durch die Kapazität C 1 entlastet.The higher-frequency interference is much smaller compared to previous circuits. The switching components - switching transistor, diodes in the power circuit - are relieved by the capacitance C 1 .
Damit die Spannung an der Speicherdrossel Dr auf den Wert -U E umschwingt, muß folgende Bedingung gelten:The following condition must apply so that the voltage across the storage inductor Dr changes to the value - U E :
U A 2U E . U A 2 U E.
Ist diese Bedingung nicht erfüllt, muß der Gleichspannungswandler gemäß Fig. 1 modifiziert werden. Dies geschieht erfindungsgemäß auf einfachste Art durch eine Zusatzschaltung, die anhand von Fig. 3 nachfolgend näher erläutert wird.If this condition is not met, the DC-DC converter must be modified according to FIG. 1. According to the invention, this is done in the simplest way by means of an additional circuit which is explained in more detail below with reference to FIG. 3.
Der modifizierte Gleichspannungswandler gemäß Fig. 3 stimmt in den Grundfunktionen mit dem Gleichspannungswandler gemäß Fig. 1 überein und wird deshalb bezüglich der übereinstimmenden Schaltungsteile nicht behandelt. Der Unterschied besteht in der Zusatzschaltung Zs und in der Ausgestaltung der Speicherdrossel. Die Speicherdrossel Drz gemäß Fig. 3 weist zwei auf einem Magnetkern angeordnete Wicklungen N 1 und N 2 auf, deren Wicklungen durch Punkte gekennzeichnet ist. Eingangs- und Ausgangskreise des so gebildeten Sperrwandles sind hierdurch galvanisch getrennt. Die Zusatzschaltung Zs besteht im wesentlichen aus der Serienschaltung eines weiteren Kondensators C 2 mit einem elektronischen Schalttransistor Ts 2. Diese Serienschaltung ist parallel zum Resonanzkondensator C 1 gemäß Fig. 1 geschaltet. Die Steuerung des Transistors Ts 2 erfolgt über den Komparator K 3, der am invertierenden Eingang ein Signal u 3, welches proportional zur Spannung an der Speicherdrossel Drz ist, zugeführt wird und am nichtinvertierenden Eingang eine Bezugsspannung u 4, welche entweder in Abhängigkeit von der Spannung an der Schaltstrecke des Schalttransistors Ts 1 oder vom Strom durch die Diode D 1 eingestellt oder geregelt wird (Blindstrom optimal). Die Stromversorgung des Komparators K 3 erfolgt beispielsweise durch eine von der Eingangsspannung U E abgeleitete Hilfsspannung U H . Die Schaltstrecke des Transistors Ts 2 ist durch eine in Bezug auf den Stromfluß durch den Transistor Ts 2 in Rückwärtsrichtung geschaltete Diode D 3 überbrückt.The modified DC-DC converter according to FIG. 3 has the same basic functions as the DC-DC converter according to FIG. 1 and is therefore not dealt with with regard to the matching circuit parts. The difference is in the additional circuit Zs and in the design of the storage choke. The storage inductor Spd according to Fig. 3 has two arranged on a magnetic core windings N 1 and N 2, the windings of which is indicated by dots. The input and output circuits of the barrier wall thus formed are thereby galvanically isolated. The additional circuit Zs essentially consists of the series connection of a further capacitor C 2 with an electronic switching transistor Ts 2 . This series circuit is connected in parallel to the resonance capacitor C 1 according to FIG. 1. The transistor Ts 2 is controlled via the comparator K 3 , which is supplied with a signal u 3 at the inverting input which is proportional to the voltage at the storage inductor Drz , and at the non-inverting input with a reference voltage u 4 which is either dependent on the voltage on the switching path of the switching transistor Ts 1 or the current through the diode D 1 is set or regulated (reactive current optimal). The comparator K 3 is supplied with power, for example, by an auxiliary voltage U H derived from the input voltage U E. The switching path of the transistor Ts 2 is bridged by a diode D 3 connected in the reverse direction with respect to the current flow through the transistor Ts 2 .
Die Funktion des Gleichspannungswandlers gemäß Fig. 3 wird nachfolgend anhand der Signalverläufe von Fig. 4 erläutert. Während der Anstiegsflanke der Spannung u Ts1 wird je nach Höhe der Bezugsspannung u 4 bei einer bestimmten Spannung u* Drz über die Diode D 3, bzw. Transistor Ts 2, der Kapazität des Resonanzkondensators C 1 die Kapazität des weiteren Kondensators C 2 parallel geschaltet. Über den weiteren Kondensator fließt der Strom i c2. Nach Zuschalten des weiteren Kondensators C 2 verläuft der Anstieg der Spannung u Ts1 flacher. Entsprechendes gilt für die abfallende Flanke. Ist die Bezugsspannung u 4 = 0 V, dann ist dies bei u Drz = 0 V. Das bedeutet, daß im Augenblick (Zeitpunkt t 3) wo die Speicherdrossel Drz ihre Energie an den Ausgang (Glättungskondensator C A ) abgegeben hat, in (C 1 + C 2) - gegenüber C 1 allein - mehr Energie gespeichert ist. Schwingt nun die Spannung u Drz um, wird bei gleicher Spannung u* Drz der Transistor Ts 2 vom Komparator K 3 hochohmig geschaltet. Bei u 4 = 0 V ist dies bei u* Drz = 0 V. Somit kann, da die Speicherdrossel Drz gegenüber der Beschaltung mit dem Kondensator C 1 allein mehr Energie beinhaltet, der Schwingkreis gebildet aus Speicherdrossel Drz und Kondensator C 1 - der weitere Kondensator C 2 ist, wie Fig. 4 zeigt, abgeschaltet - bis auf - U E durchschwingen.The function of the DC-DC converter according to FIG. 3 is explained below using the signal profiles of FIG. 4. During the rising edge of the voltage u Ts 1 u depending on the level of the reference voltage u 4 at a certain voltage * Spd via the diode D 3, or transistor Ts 2, the capacitance of the resonance capacitor C 1, the capacitance of the further capacitor C 2 connected in parallel . The current i c 2 flows through the further capacitor. After switching on the further capacitor C 2 , the rise in voltage u Ts 1 is flatter. The same applies to the falling edge. If the reference voltage u 4 = 0 V, then this is at u Drz = 0 V. This means that at the moment (time t 3 ) when the storage inductor Drz has released its energy to the output (smoothing capacitor C A ), in ( C 1 + C 2 ) - compared to C 1 alone - more energy is stored. If the voltage u Drz swings around, the transistor Ts 2 is switched to high impedance by the comparator K 3 at the same voltage u * Drz . At u 4 = 0 V this is at u * Drz = 0 V. Thus, since the storage choke Drz contains more energy than the connection to the capacitor C 1 alone, the resonant circuit formed from the storage choke Drz and capacitor C 1 - the further capacitor C 2, as Figure 4 shows off -. up to - U e by swing.
Durch Variation, bzw. Regelung der Bezugsspannung u 4 in Abhängigkeit von u Ts1 oder i D kann, wenn dies erfindungsgemäß erwünscht ist, der optimale Blindstrom im Leistungskreis eingestellt werden. Optimal heißt: er ist gerade so groß, daß noch Restenergie im Schwingkreis gespeichert ist, die sonst auf die Eingangsspannungsquelle U E abgegeben werden müßte. Der Blindstrom wird also durch Variation des Einschaltzeitpunktes t 6 des Transistors Ts 2 geregelt. Für die Zeitpunkte t 1, t 6, t 3, t 7 in Fig. 4. gelten die folgenden Beziehungen:The optimum reactive current in the power circuit can be set by varying or regulating the reference voltage u 4 as a function of u Ts 1 or i D , if this is desired according to the invention. Optimally means: it is just large enough that residual energy is still stored in the resonant circuit, which would otherwise have to be delivered to the input voltage source U E. The reactive current is therefore regulated by varying the switch-on instant t 6 of the transistor Ts 2 . The following relationships apply to the times t 1 , t 6 , t 3 , t 7 in FIG. 4:
wobei L Drz die Induktivität der Speicherdrossel Drz darstellt.where L Drz represents the inductance of the storage inductor Drz .
wobei k abhängig vonwhere k depends on
ist.is.
Damit die Spannung u Ts1 noch 0 werden kann muß folgende Bedingung erfüllt sein:The following condition must be fulfilled so that the voltage u Ts 1 can still become 0:
Wie Fig. 3 zeigt, sind die Kondensatoren C 1 und C 2 sowie die Zusatzschaltung Zs an die Wicklung N 1 der Speicherdrossel Dr angeschlossen. Als Alternativlösungen können diese Kondensatoren - im Falle des Kondensators C 2 auch die Zusatzschaltung Zs -einzeln oder in Kombination auch an andere Wicklungen N 2, . . . Nx der Speicherdrossel Drz angeschlossen werden. In Fig. 3 ist eine dieser Alternativen (Kondensator C 1 parallel zur Wicklung N 2) gestrichelt dargestellt. Die Regelung erfolgt auch bei diesen Ausführungsbeispielen entsprechend dem Wandler gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 3.As shown in FIG. 3, the capacitors C 1 and C 2 and the additional circuit Zs are connected to the winding N 1 of the storage inductor Dr. As alternative solutions, these capacitors - in the case of the capacitor C 2 also the additional circuit Zs - individually or in combination to other windings N 2 . . . Nx of the storage choke Drz can be connected. In Fig. 3 one of these alternatives (capacitor C 1 parallel to winding N 2 ) is shown in dashed lines. In these exemplary embodiments, too, the regulation takes place in accordance with the converter according to FIG. 1 or FIG. 3.
Fig. 5 zeigt einen Stromlaufplan des Gleichspannungswandlers nach der Erfindung. Die Transistoren Ts 1 und Ts 2 sind als Leistungs-MOS-FET realisiert. Als Operationsverstärker Op zur Auswertung der Ausgangsspannung U A dient der Transistor Ts 3. Der Komparator K 2 ist durch die Transistorstufe, bestehend aus dem Transistor Ts 4, den beiden Dioden D 4 und D 5 und Widerstand R 1 realisiert. Der Strom i Ts1 durch den Schalttransistor Ts 1 wird durch den Strommeßwiderstand R 2 gemessen. Die Ausgänge von Operationsverstärker und K 2 sowie der Strommeßwiderstand R 2 sind an den Steuerbaustein St angeschlossen. Dieser verarbeitet die ihm zugeführten Signale zusammen mit einem internen Oszillatorsignal, dessen Frequenz durch die Widerstände R 2 und R 3 sowie durch die Kapazität des Kondensators C 3 festgelegt ist, Als Steuerbaustein St kann der integrierte Schaltkreis 7555 verwendet werden, der alle für die Steuerung des Schalttransistors Ts 1 notwendigen Funktionen enthält. Fig. 5 shows a circuit diagram of the DC-DC converter according to the invention. The transistors Ts 1 and Ts 2 are implemented as a power MOS FET. The transistor Ts 3 serves as an operational amplifier Op for evaluating the output voltage U A. The comparator K 2 is realized by the transistor stage consisting of the transistor Ts 4 , the two diodes D 4 and D 5 and resistor R 1 . The current i Ts 1 through the switching transistor Ts 1 is measured by the current measuring resistor R 2 . The outputs of the operational amplifier and K 2 and the current measuring resistor R 2 are connected to the control module St. This processes the signals supplied to it together with an internal oscillator signal, the frequency of which is determined by the resistors R 2 and R 3 and by the capacitance of the capacitor C 3. The integrated circuit 7555 can be used as the control module St , all of which are used to control the Contains switching transistor Ts 1 necessary functions.
Der Gleichspannungswandler nach der Erfindung kann mit Pulsfrequenzmodulation oder mit Pulsdauermodulation betrieben werden. Bei Pulsfrequenzmodulation stellt der Steuerbaustein St ein pulsfrequenzmoduliertes Ausgangssignal - Dreieckspannung - zur Verfügung, welches in seiner Frequenz in Abhängigkeit der Belastung am Ausgang (Höhe der Ausgangsspannung U A und der Eingangsspannung U E ) variiert. Bei Pulsdauermodulation wird die Frequenz konstant gehalten und die Speicherdrossel Drz während u Drz = 0 kurzgeschlossen und damit, wie Fig. 6 zeigt, die Pausenlänge PL variiert. Das Kurzschließen kann durch den Schalttransistor Ts 5 vorgenommen werden, der über die Diode D 6 parallel zum Resonanzkreis liegt.The DC-DC converter according to the invention can be operated with pulse frequency modulation or with pulse duration modulation. With pulse frequency modulation, the control module St provides a pulse frequency modulated output signal - triangular voltage - which varies in frequency depending on the load at the output (level of the output voltage U A and the input voltage U E ). With pulse duration modulation, the frequency is kept constant and the storage inductor Drz is short-circuited while u Drz = 0 and, as shown in FIG. 6, the pause length PL varies. The short-circuiting can be carried out by the switching transistor Ts 5 , which is connected in parallel with the resonance circuit via the diode D 6 .
Claims (8)
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19863617374 Granted DE3617374A1 (en) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | DC/DC voltage converter having a resonant circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE3617374A1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0407170A2 (en) * | 1989-07-05 | 1991-01-09 | Motorola, Inc. | Charge pump |
| EP0474312B1 (en) * | 1990-09-06 | 1995-08-02 | N.V. Nederlandsche Apparatenfabriek NEDAP | DC-DC converter |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2050081A (en) * | 1979-03-15 | 1980-12-31 | Tokyo Shibaura Electric Co | High frequency switching regulator circuit |
| US4443839A (en) * | 1980-12-23 | 1984-04-17 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Single ended, separately driven, resonant DC-DC converter |
| EP0058399B1 (en) * | 1981-02-17 | 1985-11-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High frequency switching circuit |
| DE2715571C2 (en) * | 1977-04-07 | 1986-02-13 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Device for controlling a switching regulator |
| EP0176413A1 (en) * | 1984-09-05 | 1986-04-02 | Matra | Switched mode DC-DC converter |
-
1986
- 1986-05-23 DE DE19863617374 patent/DE3617374A1/en active Granted
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2715571C2 (en) * | 1977-04-07 | 1986-02-13 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Device for controlling a switching regulator |
| GB2050081A (en) * | 1979-03-15 | 1980-12-31 | Tokyo Shibaura Electric Co | High frequency switching regulator circuit |
| US4443839A (en) * | 1980-12-23 | 1984-04-17 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Single ended, separately driven, resonant DC-DC converter |
| EP0058399B1 (en) * | 1981-02-17 | 1985-11-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High frequency switching circuit |
| EP0176413A1 (en) * | 1984-09-05 | 1986-04-02 | Matra | Switched mode DC-DC converter |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0407170A2 (en) * | 1989-07-05 | 1991-01-09 | Motorola, Inc. | Charge pump |
| EP0407170A3 (en) * | 1989-07-05 | 1992-01-15 | Motorola, Inc. | Charge pump |
| EP0474312B1 (en) * | 1990-09-06 | 1995-08-02 | N.V. Nederlandsche Apparatenfabriek NEDAP | DC-DC converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3617374C2 (en) | 1992-04-02 |
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