DE3531635A1 - Verfahren zur zweispurigen digitalsignaluebertragung in einem unsymmetrisch bandbegrenzten kanal mittels quadratur-amplitudenmodulation - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur verbesserten Digitalsignal-Übertragung über bandbegrenzte Kanäle mittels Quadratur-Modulation entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Der wesentliche Gedanke ist, statt beider Seitenbänder, die bei einer Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) entstehen, nur eines vollständig, das andere jedoch in Form eines Restseitenbandes (RSB) in der nahen Umgebung der Trägerfrequenz zu übertragen. Das neue Verfahren wird daher mit dem Begriff RSB-QAM bezeichnet. Im folgenden werden Zweiseitenbandverfahren als ZSB-Verfahren bezeichnet.

Vergleicht man das RSB-QAM-Verfahren nach der Erfindung mit dem ZSB-Verfahren, aus dem es erfindungsgemäß durch eine Filterung abgeleitet werden kann, so haben sich die erforderliche Bandbreite und die gesendete Leistung wesentlich erniedrigt, die Anzahl der Signalpunkte hat sich infolge des Impulsnebensprechens erhöht. Damit ist das Verfahren vergleichbar mit bekannten anderen, die versuchen, einen verfügbaren Frequenzbereich besser zu nutzen.

Für die Entwicklung von Übertragungssystemen mit immer besserer Ausnutzung bandbegrenzter Kanäle lassen sich zahlreiche Beispiele angeben. Insbesondere bei Richtfunksystemen versucht man, durch QAM-Verfahren mit 2²ⁿ Zustandspunkten (m = 2, 3, 4 ...) die Anzahl der pro Zeit- und Bandbreite-Einheit übertragbaren Binärzeichen zu steigern. 64-QAM-Systeme werden bereits kommerziell angeboten, z. B. von der Firma Rockwell International, Dallas, USA. Ein experimentelles 256-QAM-System wurde im Rahmen des Vortrags "256 QAM Modem for High Capacity Digital Radio Systems" von Y. Daido et al auf der IEEE Global Telecommunications Conference 1984 in Atlanta, USA, vorgestellt. Bei diesen Verfahren geht der Modulation keine redundante digitale Codierung voraus. Die empfangenen Signale werden mit Hilfe von Schwellenwert-Entscheidern decodiert. Die Verbesserung der Übertragung liegt in einem Bandbreitegewinn, muß aber mit starker Erhöhung des Störabstandes erkauft werden.

Vielstufige QAM-Modulation oder kombinierte Amplituden- und Phasen-Modulation (AMPM) kann auch mit fehlervermindernder digitaler Codierung kombiniert werden. Dieser Gedanke führte zur Entwicklung der sogenannten Ungerböck- Codes, die in der Arbeit von G. Ungerböck "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", erschienen in IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, Januar 1982, S. 55-67, zuerst beschrieben wurden. Dabei wird zu ν Binärzeichen (ν = 2, 3, 4 ...) ein redundantes hinzugefügt, und die Gruppe von ν + 1 Binärzeichen wird auf einen von 2 ^ν+1 möglichen Zuständen am Ausgang eines AMPM-Modulators abgebildet. Zur Decodierung ist ein Verfahren der MLSE erforderlich. Mit dem Übergang von 2 ^ν auf 2 ^ν+1 Signalzustände ändert sich die erforderliche Kanalbandbreite nicht, die durch Codierung hinzugefügte Redundanz kann jedoch zu einer Erniedrigung der Fehlerhäufigkeit ausgenutzt werden.

Die bisher beschriebenen Verfahren erfordern eine Übertragung im Zweiseitenbandbetrieb, damit Störungen durch Quadratur-Anteile in der Impulsantwort des Kanals vermieden werden.

In der Arbeit "Analysis of Maximum-Likelihood Sequenece Estimation Performance for Quadrature Amplitude Modulation" von A.S. Acampora, erschienen im Bell System Technical Journal. Vol. 60, No. 6 July-August 1981, S. 865-885, wird die Übertragung über bandbegrenzte Kanäle mit Empfängern behandelt, die im folgenden abgekürzt als MLSE-Empfänger bzeichnet werden. Eine der Modulation vorangehende redundante Codierung ist dabei nicht erforderlich. Signal- Redundanz wird durch eine forcierte symmetrische zweiseitige Bandbreitenverengung erzeugt, die zu einem beabsichtigten starken Impulsnebensprechen der Normal-Komponente der Impulsantwort führt. Die Möglichkeit, Quadratur-Impulsanteile bei der Detektion mit auszunutzen, wird angegeben, mit dem Hinweis, daß dadurch frequenzseletiver Schwund kompensiert werden kann. Die Arbeit enthält auch ein Beispiel für Übertragung über einen Bandpaß mit zur Mittenfrequenz unsymmetrischer Lage der Trägerfrequenz. Ein Grad der Unsymmetrie, wie er bei Restseitenband-Übertragung nach der Erfindung auftritt, wird dabei jedoch nicht erreicht.

Ein echtes Einseitenband-Übertragungssytem wird beschrieben in dem Aufsatz "4 Bits/Hz Correlative Single-Sideband Digital Radio at 2 GHz" von A. Lender, R. Rogers und H. Olszanski, erschienen im Tagungsband der International Conference on Communications 1979, S. 5.2.1-5.2.5. Es handelt sich um eine nur einspurige Übertragung, wobei eine hohe Bandbreite-Effizienz dadurch erreicht wird, daß ein mehrstufiges modifiziert duobinäres Sendesignal verwendet wird. Auch hierbei muß die effiziente Nutzung der Kanalbandbreite durch einen sehr hohen Signal-Geräusch- Abstand erkauft werden; dieser liegt etwa 8 dB höher als bei dem nachfolgend näher beschriebenen System, das Gegenstand der Erfindung ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur echten zweispurigen quadratur-amplitudenmodulierten Übertragung digitaler Signale über einen Restseitenbandkanal anzugeben, und dadurch gegenüber der usprünglichen Zweiseitenbandübertragung einen Bandbreitegewinn ohne Störabstandsvergrößerung zu erzielen.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst. Eine vorteilhafte Ausführungsform ist im Anspruch 2 beschrieben.

Die Erfindung bietet die Möglichkeit, einen solchen Bandbreitegewinn zu erreichen, ohne dabei (wie bei redundanzfreier 2²ⁿ -QAM oder bei mehrstufiger Einseitenband- Übertragung) auch den Störabstand stark steigern zu müssen, und ohne redundante Codierung (wie bei Ungerböck- Codierung) eine niedrigere Fehlerhäufigkeit zu erzielen. Durch eine spezielle unsymmetrische Bandbegrenzung des Übertragungskanals, die bisher noch nicht bei QAM angewendet wurde, entsteht ein vielstufiges Signal, das gegen Störungen durch thermisches Rauschen unempfindlicher ist als bekannte ZSB-QAM-Signale mit vergleichbarer Informationsübertragungsrate.

Die Erfindung wird anhand eines theoretischen Modells des Übertragungssystems und anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das theoretische Modell des Übertragungssystems,

Fig. 2a und b die Impulsantwort n(t) des geraden und q(t) des ungeraden Anteils der Übertragungsfunktion des bandbegrenzten Kanals,

Fig. 3 das Zustandsdiagramm für eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 4 das zugehörige Augendiagramm an einem Eingang des MLSE-Empfängers,

Fig. 5 eine Fehler-Empfangsimpulsfolge zur Berechnung der euklidischen Distanz,

Fig. 6 ein Diagramm, das den Verlauf der unteren Grenzkurve der Bitfehlerwahrscheinlichkeit und den Verlauf der Bitfehlerhäufigkeit über dem Signalgeräuscheabstandsmaß S/N für die bevorzugte Ausführungsform sowie für ein redundanzfreies 4PSK- bzw. 16QAM-System zeigt,

Fig. 7 ein Diagramm, das den Verlauf der Grenzkurve der Bitfehlerwahrscheinlichkeit und den der Bitfehlerhäufigkeit über dem Verhältnismaß der Energie pro Bit zur Rauschleistungsdichte E _b /N _o für die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sowie für ein redundanzfreies 4QAM- bzw. 16QAM-System darstellt.

Fig. 1 zeigt ein Modell des Übertragungssystems, das einer theoretischen Behandlung gut angepaßt ist. Alle Impulsformungsmaßnahmen, die bei einer praktischen Realisierung auf Filter vor und nach Modulator und Demodulator aufgeteilt würden, sind hierbei in zwei Filter konzentriert gedacht. Eins davon ist sendeseitig angeordnet, um die zur Übertragung erforderliche Bandbreite zu begrenzen, das zweite befindet sich im Empfänger, um die Auswirkungen von Rauschstörungen zu begrenzen. Faßt man die sende- und empfangsseitig wirksamen Übertragungsfunktionen zusammen gemäß Gleichung

so wird das empfangene Nutzsignal durch H(f) vollständig beschrieben.

Bei der in Fig. 1 gewählten Filteraufteilung liegen an den Modulatoreingängen Dirac-Impulse an. Die Impulse zur Modulation der Cosinus- bzw. Sinus-Komponente des Modulatorausganssignals sind mit den Koeffizienten a _c bzw. a _s gewichtet, welche von den zu übertragenenden Daten und der gewählten Stufenzahl der PAM-Impulse abhängen. Der QAM-Modulator und die PAM-Modulatoren brauchen hier nicht näher beschrieben zu werden, da solche Schaltungen bekannt sind. PAM- und QAM- Modulation können schaltungstechnisch auch kombiniert werden.

Auf der Empfangsbreite wird das bandbegrenzte Signal mit Hilfe der Trägerschwingungen 2cos(2π f _o t) bzw. 2sin(2π f _o t) aus dem trägerfrequenten Bereich in die Basisbandsignale u _c (t) bzw. u _s (t) umgesetzt. Es wird angenommen, daß ein Trägerphasenfehler bei der Demodulation durch die Trägerrückgewinnung beseitigt wird. Die Basisbandsignale u _c (t) und u _s (t) werden im Symboltakt abgetastet, die Abtastproben werden im MLSE-Empfänger verarbeitet. Für sich genommen sind die Basisbandsignale u _c (t) und u _s (t) reelle Signale, können aber auch als Komponenten einer einzelnen komplexen Empfangsimpulsfolge betrachtet werden. Dann gelten folgende Beziehungen

Die Zeitfunktion n(t) ist die Normal-, die Zeitfunktion q(t) die Quadratur-Impulsantwort des Übertragungssystems im Basisband, wobei folgende bekannte Zusammenhänge mit der Übertragungsfunktion H(f) des bandbegrenzten Kanals sowie mit deren geradem Anteil H _g (f) bzw. ungeradem Anteil H _u (f) gelten:

Gemäß (2, 3) sind also im demodulierten Signal, das mit der Cosinus- (bzw. Sinus-) Komponente der demodulierenden Trägerschwingung gewonnen wird, Anteile vorhanden, die von den Daten abhängen, mit denen sendeseitig die jeweils andere Trägerschwingungs-Komponente moduliert wurde.

Bei herkömmlicher QAM-Übertragung in ZSB-Kanälen werden Anteile der Form q(t) gemäß Gl. (5) als Störung betrachtet. Sie werden vermieden, indem durch Filterung H _U (f) und damit q(t) zu Null gemacht werden. Die Differenz zwischen oberer und unterer Grenzfrequenz des bandbegrenzten Kanals ist dann jedoch doppelt so groß wie die Grenzfrequenz im Basisband.

Beim Verfahren nach der Erfindung hingegen ist die Differenz zwischen oberer und unterer Grenzfrequenz des bandbegrenzten Kanals nur die einfache Grenzfrequenz im Basisband. Nur ein Seitenband des Modulator-Ausgangssignals wird voll, das andere Seitenband nur als Rest in der Nähe der Trägerfrequenz übertragen. Der Übertragungskanal liegt also unsymmetrisch zur Trägerfrequenz, gemäß (5) tritt eine starke Komponente q(t) auf. Dies wird jedoch nicht als Störung betrachtet, sondern bei der Detektion mit ausgenutzt, indem Methoden der MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation) angewendet werden, d. h. Methoden zur Schätzung der Signalfolge, die mit größter Wahrscheinlichkeit gesendet wurde.

Es ist bekannt, daß jede Art vom Impulsnebensprechen mit Hilfe von MLSE bei der Decodierung ausgenutzt werden kann, wie z. B. der bereits zitierten Arbeit von Acampora zu entnehmen ist. Der Aufwand in einem MLSE-Empfänger in QAM-Systemen hängt allerdings von der zeitlichen Form von n(t) und q(t) ab, und davon, welche Werte die Koeffizienten a _c und a _s annehmen können. Ist k die Anzahl von Abtastzeitpunkten vom ersten bis zum letzten Auftreten eines Abtastwertes ungleich Null, d. h. die maximale Ausdehnung eines Grundimpulses einschließlich aller Vor- und Nachläufer, und m die Anzahl möglicher Wertigkeiten der Koeffizienten von a _c und a _s , so gilt für die Zahl z der inneren Zustände des MLSE-Empfängers

Verfahren mit beliebiger Stufenzahl m und beliebig langen Impulsantworten sind theoretisch möglich. Eine schaltungstechnische Verwirklichung wird aber durch niedrige Stufenzahl m und zeitlich begrenztes Impulsnebensprechen stark erleichtert. Aus diesem Grunde ist die Stufenzahl m=2 günstig.

Die Zahl k hängt wesentlich von der Bandbreite des bandbegrenzten Kanals bzw. von der Steilheit der Flanken an seinen Rändern ab. Ein günstiger Kompromiß zwischen Bandbreite- Ersparnis einerseits und Empfängeraufwand andererseits ergibt sich, wenn für H(f) die Übertragungsfunktion eines symmetrischen Restseitenbandkanals gewählt wird, der aus einem Zweiseitenbandkanal hervorgeht, der einem Cosinus- Quadrat-Kanal mit dem Flankenfaktor 0,5 entspricht. Ein symmetrischer RSB-Kanal liegt dann vor, wenn die zur Trägerfrequenz punktsymmetrische Nyquistflanke und die trägerferne Flanke den gleichen Flankenfaktor aufweisen.

Bei dieser Art der Filterung erfüllt die Normal-Impulsantwort n(t) für die Schrittgeschwindigkeit v _s der übertragenen Symbole das erste Nyquist-Kriterium, d. h. zu Abtastzeitpunkten treten Nulldurchgänge auf. Dies ist unabhängig vom gewählten Flankenfaktor. Der Flankenfaktor 0,5 führt aber dazu, daß auch die Quadratur-Impulsantwort q(t) zu Abtastzeitpunkten Nulldurchgänge aufweist, mit Ausnahme der Abtastzeitpunkte unmittelbar vor und nach t=0.

In Fig. 2a ist n(t), in Fig. 2b q(t) dargestellt, wobei für q(t) eine Übertragung im unteren Seitenband vorausgesetzt ist. Bei Übertragung im oberen Seitenband wechselt q(t) das Vorzeichen.

Ein den vorangegangenen Überlegungen entsprechendes System mit zweiwertiger bipolarer Modulatoransteuerung, d. h. mit m = 2 a _c ∈{-1, 1}, a _s ∈{-1, 1} sowie Impulsformung auf eine nebensprechfreie Normal-Impulsantwort q(t) und eine Quadratur-Impulsantwort q(t) mit nur zu t = /T/ von Null verschiedenen Abtastwerten stellt die bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens nach der Erfindung dar. Diese Ausführungsform kann daher als RSB-4QAM oder auch als RSB-4PSK bezeichnet werden. Soweit möglich, werden im folgenden noch Angaben für beliebige Stufenzahlen m gemacht. Zeichnerische Darstellungen zu RSB-2²ⁿ -QAM- Verfahren beschränken sich aber auf die RSB-4QAM.

Weil gilt /q(/T/)/=0,5 · n(t = o) (vgl. Fig. 2b), führt die Überlagerung von n(t) und q(t) bei beliebigen Impulsfolgen zu nur 2m+1 möglichen Werten der Basisbandsignale u _c (t) oder u _s (t) im Abtastzeitpunkt, wobei m die Anzahl möglicher Wertigkeiten der Koeffizienten a _c bzw. a _s ist. Das Zustandsdiagramm weist also (2m+1)² Punkte auf; Damit ist es vergleichbar mit Zustandsdiagrammen, die heute in experimentellen oder kommerziellen Systemen vorkommen. Beispielsweise weist ein RSB-16QAM-System mit der Filterung nach der Lehre der Erfindung nur 81 Zustandspunkte auf. Die Anforderungen an lineare und nichtlineare Verzerrungen des Übertragungssystems sind daher etwa mit denen für 64-QAM vergleichbar, hingegen entspricht die Informations-Übertragungsrate des RSB-16-QAM-Systems nach der Erfindung der eines 256-QAM-Systems.

Fig. 3 zeigt für binäre bipolare Modulatoransteuerung das Zustandsdiagramm zu Abtastzeitpunkten, das durch Basisbandsignale u _c (t = kT) und u _s (t = kT), k ∈ Z, als Koordinaten einer komplexen Ebene gebildet wird.

Wird als mittlere Leistung S der Erwartungswert der Leistung der Punkte im Zustandsdiagramm definiert, so ergibt sich gemäß der unterschiedlichen Auftrittswahrscheinlichkeit einzelner Punkte S = 3n ²(t = o).

In Fig. 4 ist schließlich das Augendiagramm an einem Eingang des MLSE-Empfängers für Koeffizienten a _c ∈{-1, 1} und a _s ∈{-1, 1} dargestellt.

Die Impulsformung nach der Lehre der Erfindung ermöglicht für zweiwertige Modulator-Ansteuerung (m = 2) einen aufwandsgünstigen MLSE-Empfänger. Da das Impulsnebensprechen auf je einen Abtastwert unmittelbar vor und nach dem Abtastzeitpunkt der Normal-Impulsantwort n(t) begrenzt ist (k-1 = 2), reichen 2^2(k-1) = 16 innere Zustände für einen MLSE-Empfänger aus.

Ein innerer Zustand des MLSE-Empfängers kann dabei durch die 4 binären Zeichen gekennzeichnet werden, mit denen die letzten beiden Symbole vor dem gerade empfangenen erzeugt wurden. Bei dieser Betrachtungsweise wird die Quadratur-Impulsantwort q(t) nicht als eine Impulsantwort aufgefaßt, die einen Vor- und einen Nachläufer hat, sondern als eine ohne Vorläufer, aber mit zwei Nachläufern. Analog wird die Normal-Impulsantwort n(t) aufgefaßt als eine Impulsantwort mit einer Verzögerung von 1 Symboldauer T. Da jedoch ein MLSE-Empfänger ohnehin eine Verzögerung von mehreren Symboltakten bis zu einer Entscheidung benötigt, fällt eine Verschiebung des gedachten Zeit-Bezugspunktes nicht ins Gewicht.

Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht als MLSE- Empfänger einen Viterbi-Decodierer mit 16 inneren Zuständen vor. Die Viterbi-Decodierung selbst ist bekannt und braucht daher nicht näher erläutert zu werden. Sie ist z. B. beschrieben in dem Aufsatz "The Viterbi Algorithm" von G.D. Forney, Jr., erschienen in Proceedings of the IEEE, Vol. 61, Nr. 3, März 1973, S. 268-278.

Im folgenden wird die Bitfehlerwahrscheinlichkeit P _b eines solchen Übertragungssystems mit RSB-4QAM bei Störungen durch weisses Gaußsches Rauschen am Eingang des Empfangsfilters behandelt. Sie wird aus der Wahrscheinlichkeit P _e für ein Fehlerereignis bei der MLSE-Decodierung abgeleitet, d. h. für die Wahrscheinlichkeit, daß eine falsche Teilsequenz decodiert wird. Für Systeme mit kohärenter Demodulation, die durch weißes Gaußsches Rauschen gestört sind, läßt sich für die Bitfehlerwahrscheinlichkeit P _b eine einfache untere Grenze angeben mit

Dabei ist erfc die komplementäre Fehlerfunktion, σ die effektive Rauschamplitude an einem Demodulatorausgang, d _emin die minimale euklidische Distanz zwischen zwei beliebigen unterschiedlichen ungestört empfangenen komplexen Impulsfolgen, und n(d _emin ) die Vielfachheit von Impulsfolgen, die zu der gegebenen Impulsfolge die Distanz d _emin aufweisen. n _b ist die Anzahl der Bit pro Symbol und n _e die Anzahl der Bitfehler pro Fehlerereignis.

Die euklidische Distanz soll kurz erläutert werden. Unterscheiden sich zwei Empfangsimpulsfolgen zu n Abtastzeitpunkten, so sind sie als zwei Punkte in einem 2n-dimensionalen Raum darstellbar. Die zugehörige euklidische Distanz ist deren geometrischer Abstand. Je größer nun d _emin zwischen unterschiedlichen zulässigen komplexen Folgen ist, desto geringer ist die Wahrscheinlichkeit, daß infolge von Störungen im Übertragungskanal eine Folge mit einer anderen verwechselt wird.

Bei der zweiwertigen Modulatoransteuerung und Impulsformung nach der Erfindung tritt d _emin auf, wenn der Unterschied zwischen zwei Folgen zwei oder mehr Bit in einer ganz bestimmten Struktur entspricht, nämlich wenn sich Nachläufer der Normal-Impulsantwortsignal q(t) im Basisbandsignal u _c (t) und Vorläufer der Quadratur-Impulsantwort q(t) im Basisbandsignal u _s (t) den Hauptwerten der Normal-Impulsantwort n(t) jeweils destruktiv überlagern.

In Fig. 5 ist in Komponentenzerlegung die kürzeste komplexe Impulsfolge dargestellt, die als Differenz zwischen zwei Folgen betrachtet werden kann, die sich um d _emin unterscheiden. Es ergibt sich d _emin = 2 · n(t = o).

Für die bevorzugte Ausführung der Erfindung gilt außerdem n(d _emin ) = 1, n _b = 2 und n _e ≈3.

Die Grenzkurve in Abhängigkeit von d _emin liegt damit fest.

Zur Beurteilung der Verbesserung der Übertragungsqualität durch die Erfindung ist ein Vergleich mit anderen Verfahren angebracht. Für den Vergleich von Systemen mit verschiedenen Detektionsmethoden bzw. verschiedenen Informationsübertragungsraten eignet sich das Signalgeräuschverhältnis S/N bzw. das Verhältnis der Energie pro Bit zur einseitigen Rauschleistungsdichte E _b /N _O .

Parameter der Gl. (9) können in diese Größen umgerechnet werden.

Man kann zeigen, daß gilt Dabei ist f _b die Bitfolgefrequenz des RSB-4QAM-Systems, B _r die Rauschbandbreite des Empfangsfilters. Bei geeigneter Wahl von H _E (f) entspricht B _r gerade einem Viertel der Bitfolgefrequenz. Dann gilt Kurven der Bitfehlerhäufigkeit sind in Fig. 6 und 7 eingetragen. In den gleichen Darstellungen findet sich auch eine Kurve für die Abhängigkeit der Bitfehlerrate von S/N bzw. von E _b /N _O , wie sie durch Simulation der erfindungsgemäßen Ausführung nach Anspruch 2 auf dem Digitalrechner ermittelt wurde.

Fig. 6 und 7 enthalten zur besseren Beurteilung des RSB- 4QAM-Verfahrens nach der Erfindung auch die entsprechenden Kurven der Bitfehlerhäufigkeit für ein herkömmliches 4QAM-System (bzw. 4PSK-System) und ein 16QAM-System, wobei Gray-Codierung, aber keine Differenzcodierung angenommen wurde.

Es ergibt sich, daß mit dem RSB-4QAM-Verfahren in der Ausführung nach Anspruch 2 die digitale Signalübertragung entscheidend verbessert werden kann. Im Vergleich zu dem 4QAM-Verfahren (bzw. 4PSK-Verfahren), aus dem das RSB-4QAM- Verfahren abgeleitet ist, muß zwar zur Erzielung der gleichen Bitfehlerwahrscheinlichkeit die mittlere Sendeleistung um etwa 2,2 dB erhöht werden. Da sich aber der beanspruchte Frequenzbereich nahezu halbiert, ist das RSB-4QAM-Verfahren eher mit einem 16QAM-Verfahren vergleichbar. Für eine 16QAM-Übertragung mit gleicher Qualität muß jedoch gegenüber der 4PSK-Übertragung die Sendeleistung um insgesamt rund 7 dB gesteigert werden. Bei einem Vergleich auf der Basis gleicher Informationsübertragungsrate gemäß Fig. 7 zeigt sich, daß mit der RSB-4QAM-Übertragung ein Gewinn von rund 4,5 dB gegenüber der Übertragung mit 16QAM erzielbar ist (Bitfehlerrate 10^-4), oder eine Verringerung der Bitfehlerhäufigkeit um etwa 6 Zehnerpotenzen (bei E _b /N _O = 12 dB).

Dieser Vorteil kann ausgenutzt werden, wenn mehrere Digitalsignale im Frequenzvielfach übertragen werden sollen. Werden dazu nicht mehr mehrere 2⁴ⁿ -QAM-Systeme (n = 1, 2 ...), sondern mehrere RSB-2²ⁿ -QAM-Systeme nach der Erfindung (n = 1, 2 ...) verwendet, so kann bei vergleichbaren Sendeleistungen mit erheblich verbesserter Bitfehlerhäufigkeit übertragen werden. Eine besonders aufwandsgünstige Ausführung des Verfahrens ergibt sich, wenn 16QAM durch RSB-4QAM ersetzt wird.

Claims (3)

1. Verfahren zur zweispurigen Digitalsignalübertragung in einem unsymmetrisch bandbegrenzten Kanal mittels Quadratur-Amplitudenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß
a) von einem mit einer digitalen Impulsfolge auf herkömmliche Weise durch vielstufige Quadratur-Amplitudenmodulation erzeugten Zweiseitenbandsignal nach zusätzlicher Sendefilterung nur ein Seitenband und ein Rest des anderen Seitenbandes übertragen wird,
b) auf der Empfangsseite nach einer herkömmlichen kohärenten Demodulation mit zwei orthogonalen Trägerschwingungen somit die Normal- und die Quadraturkomponente eines demodulierten Einzel-Impulses an je einem der beiden Ausgänge des Demodulators auftritt,
c) eine mit der Sendefilterung geeignet kombinierte Empfangsfilterung bewirkt, daß die Normalkomponente für die Symbolfolgefrequenz, die Quadraturkomponente dagegen für die halbe Symbolfolgefrequenz das 1. Nyquistkriterium erfüllen, und
d) die digitale Eingangs-Impulsfolge aus den beiden demodulierten Folgen von Restseitenband-QAM-Signalkomponenten mit Hilfe von Detektoren decodiert wird, die nach Methoden der Schätzung der Signalfolge mit der maximalen Mutmaßlichkeit (Maximum Likelihood Sequence Estimation, MLSE) arbeiten.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
e) die Signale zur Ansteuerung des Quadratur-Modulators zwei binäre Signale sind,
f) die Empfangsimpulse so geformt werden, daß die Quadraturkomponente eines demodulierten Einzel- Impulses für die halbe Symbolgeschwindigkeit das 1. Nyquist-Kriterium in einer solchen Weise erfüllt, daß sie nur noch eine Symboldauer unmittelbar vor und nach dem optimalen Abtastzeitpunkt der Normalkomponente von Null verschiedene Abtastwerte aufweist, und somit
g) das MLSE-Verfahren mit Hilfe eines Viterbi-Detektors mit 16 inneren Zuständen verwirklicht wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Digitalsignale im Frequenzvielfach mit einer Restseitenband-4-QAM übertragen werden.