DE3311213A1

DE3311213A1 - Stromversorgung fuer elektronische ueberstromrelais

Info

Publication number: DE3311213A1
Application number: DE19833311213
Authority: DE
Inventors: Frederick Alan Milwaukee Wis. Stich
Original assignee: Siemens Allis Inc
Current assignee: Siemens Energy and Automation Inc
Priority date: 1982-04-05
Filing date: 1983-03-28
Publication date: 1983-10-13
Also published as: US4456871A

Description

SIEMENS-ALLIS, Inc. Mein Zeichen

Atlanta, Georgia, USA VPA 82P 8 5 5 5 OE

Stromversorgung für elektronische Überstromrelais

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgung für elektronische Steuersysteme, insbesondere für elektronische Überstromrelais mit einem geregelten Steuerspannungsausgang.

Bei bekannten Stromversorgungen der obengenannten Art (US-PS 4 331 997) sind zunächst bei Verwendung einer festen Wechselspannung Gleichrichterschaltungen vorhanden, die dann zur Anpassung mit Gleichspannungswandlern und Spannungsüberwachungen eine Referenzspannung erzeugen. Durch die vorliegende Erfindung soll eine Stromversorgung geschaffen werden, mit der es möglich ist, bei geringem Aufwand eine Ausgangsspannung zu schaffen, die für Digitaleinrichtungen geeignet ist, und bei der die Eingangsspannung in weiten Grenzen schwanken kann. Dies wird auf einfache Weise dadurch erreicht, daß ein Thyristor zwischen Eingang und Ausgang der Stromversorgung geschaltet ist, dessen Gate über eine Parallelschaltung aus Schwellwertschalter und Kondensator angesteuert ist. Hierdurch ist es beispielsweise möglich, ein elektronisches Oberstromrelais zu schaffen, das beispielsweise in einem Spannungsbereich von 100 bis 500 V und bei Frequenzen von 50 oder 60 Hz ohne Umrüstung einsetzbar ist. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des Gegenstandes der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Anhand der Zeichnung wird ein elektronisches Überstromrelais mit der daran angepaßten Stromversorgung geschildert.

La 2 Syr / 09.03.1983

-A - VPA82P 855 5 OE

Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Funktionsdiagramm des Überwachungsgerätes,
Fig. 2 die Laststromwellenform,

Fig. 3 Wellenformen an verschiedenen Punkten dos Überwachungssystems,

Fig. 4 eine zusammengesetzte Wellenform in einem unsymmetrischen Mehrphasenkreis,

Fig. 5 ein weiteres schematisches Diagramm unter Ver-Wendung eines Controlers und

Fig. 6 den Spannungsverlauf an verschiedenen Punkten «•' der Stromversorgung.

Das schematische Funktionsdiagramm nach Fig. 1 zeigt einen elektrischen Stromkreis mit den Leitern 10, die über einen Unterbrecher, im vorliegenden Fall ein Schütz, bestehend aus den Kontakten 11 und der Erregerspule 12,· von der Zuleitung getrennt werden können. Die Erregerspule 12 wird in Abhängigkeit von einem Ausgangsrelais mit den Kontakten 13 und der Spule 14 erregt. Die Spule 14 ist ihrerseits energiemäßig von einer Treiberstufe 15, im Ausführungsbeispiel funktionsmäßig ein UND-Gatter, beaufschlagt. Der Last-Wechselstrom I , der durch die Leiter fließt, wird erfaßt durch die Stromwandler CT1, CT2 und CT3. Die Signale, die durch die Stromwandler abgegeben werden, werden in einem entsprechenden Kreis - hier in einer Gleichrichterstufe 16 - verarbeitet, um ein gleichgerichtetes Wechselstromsignal zu erhalten, das einem Analog-Digital-Wandler 17 mit einer als Operationsverstärker ausgebildeten Vergleichsschaltung 18 zugeführt wird. Wie später noch näher beschrieben wird, ist die Gleichrichterstufe einerseits mit einem Referenzpotential V und andererseits mit den Eingangsklemmen der Vergleichsschaltung 18 verbunden. Die Polarität der Gleichrichterstufe ist der Referenzspannung entgegengesetzt und

die höchste Ausgangsspannung der Gleichrichterstufe'ist »• im wesentlichen gleich hoch wie die Referenzspannung, so

-Λ - VPA82Ρ 8 5 5 5 DE

daß eine inverse Beziehung zwischen dem Gleichrichterstufenausgang und der an der Verglcichsstufe anliegenden Signalspannung vorhanden ist. Der weitere Eingang der Vergleichsschaltung 18 ist durch eine sngezahnartige Wellenform 20 beaufschlagt, die durch einen Funktionsgenerator 21 erzeugt ist. Signale mit einer Abtastl'requenz f , von einem Taktgeneratro CLK erzeugt, setzen den Funktionsgenerator mit sägezahnförmiger Wellenform periodisch zu Beginn eines neuen Abtastzyklusses zurück. Die Pulsfolge passiert ebenfalls das UND-Gatter 15, um die Spule 14 in stromdurchflossenem Zustand zu halten.

Wie später weiter beschrieben wird, wird die Zustandsänderung des Ausganges der Vergleichsschaltung 18, die hier als Rechteckwellenform 22 gezeigt ist, einem Analog-Digital-Wandler 23 zugeleitet, der ein 4-Bit-Zähler sein kann. Der Zähler gibt ein zweites Digitalsignal ab, das aus Pulsen an den Leitungen 24 besteht. Dieses Digitalsignal löst den Stromwert in den Leitern 10 in 16 dis- krete Stufen auf. Dieses Digitalsignal liegt am Eingang eines Umwandlungsregisters 25. Dieses Register wird vorteilhafterweise als read-only-memory (ROM) ausgebildet. Es dient dazu, das 4-Bit-Stromsignal in dritte Strom- ^ höhensignale in Abhängigkeit zum anliegenden Digitalsignal umzuformen. Dieses dritte Signal, mit I· bezeichnet,, hat einen Digitalwert, der in nicht linearer Funktion zu den zweiten Signalen steht, die von dem Zähler 23 aufgenommen werden. Es kann aus einem 8-Bit-Digitalwort bestehen. . Das Digitalstromsignal I., das in der vorliegenden Nomenklatur den i^, -Abtaststrom darstellt, wird wahlweise auf einen der beiden durch den Schalter 26 wählbaren Strompfade aufgeschaltet. Ein Zähler 27 gibt Steuerpulse ab, die mit der Abtastfrequenz zusammentreffen, jedoch eine niedrigere Frequenz als diese aufweisen. Auf diese Weise wird jedes n.,-Stromabtastsignal abhängig von der Stellung /"-*." des Zählers 27 an seinem "Auslöseklasse"-Eingang dem unteren Signalpfad zugeschaltet. Der Oberschuß der

■»» www w WWV ν w

-/- VPA82P85 5 5DE

n-1-Abtastsignale wird, wie gezeigt, dem oberen PTad zugeschaltet. I. wird einer arithmetischen Verarbeitungsstufe 28, beispielsweise einem Zähler, in den ein Wert eingespeist ist, der einer bestimmten Stromschwcllc I entspricht, zugeführt. Das Stromsignal I. wird algebraisch zu dem Schwellwert I addiert und die Differenz, die negativ oder positiv sein kann, wird einem Akkumulator 29 zugeführt, der ein Zähler oder eine ähnliche Einrichtung sein kann.

Eine Digitaldarstellung des Abtaststromes wird zusätzlich einem Dekoder 32 zugeführt, der seinerseits eine Anzeigestufe beaufschlagt, die hier als LED1 dargestellt ist. Das Digitalsignal kann von verschiedenen Punkten des Systems abgeleitet werden. Bevorzugt wird hier das 4-Bit-Signal vom Zähler 23.

Der Akkumulator 29 summiert kontinuierlich die Stromsignale der Verarbeitungsstufe 28. Positive Signalwerte, die einen Oberstrom anzeigen, erhöhen den Wert der Digitalsignale, die im Akkumulator 29 gespeichert sind, während negativwertige Signale, die Ströme darstellen, die unter dem Schwellwert liegen, vom Inhalt des Akkumulators abgezogen werden. Der Inhalt des Akkumulators 29 wird über eine Teilerstufe 30 rückgeführt, wo er durch den Faktor Q dividiert wird und von hier über einen Additionsknotenpunkt 31 zur Herstellung eines Stromschwellwertes I_t geführt ist. Auf diese Weise gibt der Stromschwellwert das thermische Abbild der Lastanordnung wieder,und der Inhalt des Akkumulators wird sich auf einem angemessenen Niveau stabilisieren, solange Normalstrom anliegt.

Sobald das gemessene Stromniveau zu groß ist, wird gespeicherte Wert die Auslöseschwelle des Akkumulators überschreiten, was durch den Vergleicher 38 bewirkt wird.

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-/- VPA 82P 85 5 5 OE

Der Zähler läuft somit über und gibt ein Auslösesignal ab. Das Auslösesignal wird dem UND-Gatter 15 zugeführt, um es zu sperren und somit zu verhindern, daß Pulse vom Taktgenerator CLK weitergegeben werden können, die die Spule 14 mit Energie versorgen. Die Kontakte 13 sind dann offen und die Spule 12 spannungslos, d.h. die Kontakte 11 sind ebenfalls offen. Zur gleichen Zeit wird in einer noch später zu beschreibenden Weise der Inhalt des Akkumulators 29 verringert. Wenn Oberstrombedingungen auftreten, nachdem nur kurze Zeit Strom floß, hat der Akkumulator 29 sein stabilisiertes Niveau noch nicht erreicht, so daß es eines längeren Zeitraumes bei einem bestimmten Oberstrom bis zum Auslösen bedarf als es der Fall wäre, wenn der Akkumulator bereits seinen stabilisierten Inhalt aufweist.

. Die Stromsighale, die nicht dem unteren oder Oberstromsignalpfad durch den Schalter 26 zugeschaltet werden, werden über diesen Schalter einer arithmetischen Einheit 35 zugeführt und geprüft, ob sie der Ungleichung P I. - < I- < 1 1.J₁'

1-1 = ι = τ, . 1-1

genügen, um Abtastwerte zu ermitteln, die von jedem vorhergehenden Abtastwert I·* um mehr als eine vorgegebene Prozentzahl abweichen. Signale, deren Werte beide Seiten der Ungleichung erfüllen, erhöhen den Zähler M, wohingegen die Signale, die von den vorhergehenden um mehr als die gewünschte Bandbreite abweichen, den Zähler J erhöhen. Zähler M und jede Sektion J« und J2 des Zählers J erzeugen ein Ausgangssignal, wenn sie überlaufen, wobei Zähler M einen größeren Inhalt zuläßt als der Zähler J.

Wenn der Zähler M zuerst überläuft, gibt er ein Signal ab, das den Zähler M selbst und alle Sektionen des Zählers J zurücksetzt. Wenn auf der anderen Seite der Zähler J vor dem Zähler M überläuft, was eine vorbestimmte Änderung im Stromniveau darstellt, wird ein Signal abgegeben, das einen oder beide Schwellwerte ändert, nämlich den Stromschwellwert I und die Auslöseschwelle Ί..

-κ- VPA 82Ρ 85 5 5 OE

Es ist ersichtlich, daß bei einem relativ hohen Hinfall der außerhalb der Toleranz liegenden Signale die Zählersektion J^ vorher gefüllt sein wird, bevor Zähler.M überlaufen und das Rücksetzsignal abgeben kann. Der Ausgang der Stufe J- wird dem Rückführungssignal "thermisches Gedächtnis" des Akkumulators 29 zugeführt, worauf· die Stromschnelle I. erniedrigt und der Netzwert l.-l , der dem Akkumulator 29 zugeführt wird, erhöht wird. Dies bewirkt eine im wesentlichen konstante Anhäufung der strombezogenen Signale, trotz einer Unsymmetrie zwischen

den Phasenströmen oder ähnlicher Störungen in der WeIlen^l""^/ form. Sollte in ähnlicher Weise die Gesamtheit der außerhalb der Toleranz liegenden Stromsignale in einer gegebenen Abfrage immer noch größer sein, was eine immer noch größere Unsymmetrie oder sogar eine Einphasensituation anzeigt, werden beide Zählsegmente J₁ und J2 überlaufen, bevor der Hauptzähler M sein Rücksetzsignal abgibt und entsprechend wird ein immer noch größerer Wert dem Additionsknotenpunkt 31 zugeführt, um hierdurch das Stromschwellsignal I_t immer noch weiter zu verringern. Dies

bewirkt weitere Kompensation und hält einerseits den Wert, nach dem Stromsignale entsprechend einem vorgegebenen Stromni.veau gespeichert werden,und andererseits den Punkt, ^j an dem sich der Speicherinhalt bei nicht vorhandenen Ober-Strömbedingungen stabilisieren wird. Auf diese Weise behält das System seine Empfindlichkeit für Oberstrombedingungen, obwohl sich der Grad der Stromsymmetrie ändert.

Obgleich der Gegenstand der Erfindung auch bei Einphasensystemen anwendbar ist, ist der Anwendungsbereich bevorzugt in Dreiphasensystemen zu sehen. Wie allgemein bekannt, ergibt Halbwellengleichrichtung bei Dreiphasenströmen, wie aus Fig. 2 zu ersehen ist, eine recht wellige Konfiguration; die Dauer dieser Wellen ist im wesentliehen 120°, nämlich dem Zyklus jeder Phase des Dreiphasenstromes entsprechend. Obwohl es dem Fachmann leicht

• · ·· * ·» η -tr» λ- t

β ·

- 4 - VPA 82Ρ 85 5 5 DE

möglich ist, den gleichrichtenden Strom zu filtern und die Höhen hierdurch zu verkleinern, um ein praktisch konstantes Stromniveau, das dem im Stromkreis fließenden Strom entspricht, zu erzielen, geht man hier nicht dicsen Weg, sondern benutzt ein Abtastsystem der beschriebenen Art. Vorteilhafterweise ist eine Gleichrichterstufe vorgesehen, die sicherstellt, daß signifikante Wellen in der gleichgerichteten Wellenform erhalten bleiben. Der Durchschnittsstrom I₀ ist auf der vertikalen Koordinate

des Diagrammes aufgetragen, während die horizontale Koordinate die Zeit wiedergibt. Der Strom I wird mit einer

F*- - C

Frequenz f abgetastet. Die Abtastpunkte sind in der Zeichnung mit S1, S2 ... bis SN bezeichnet. Wie später näher beschrieben wird, ist es für die sichere Funktion wichtig, daß die Abtastung asynchron zum Wechselstrom I_c erfolgt, d.h. die Abtastfrequenz f darf keine harmonisehe Frequenz zur dreifachen Frequenz des Stromes I in irgendeiner Phase sein. Unter harmonisch sind hier harmonische Frequenzen zu verstehen, die sowohl über als auch unter der dreifachen Phasenfrequenz liegen können.

Es ist verständlich, daß Einzelabfragen in den meisten Fällen kein wahres Abbild abgeben, das maßgebend für den r Durchschnittsstrom I ist. Jedoch dadurch, daß eine grös-

sere Anzahl von Abfragen zu unregelmäßigen Zeiten auf der Wellenform vorgenommen werden, wird der Fehler, der durch die diskreten Signalniveaus im Signalverarbeitungssystem verursacht ist, mehr und mehr zu Null, und die Genauigkeit des Systems wird wesentlich erhöht.

·

Die Funktion des Systems, das in Fig. 1 dargestellt ist, wird nachfolgend in weiteren Einzelheiten unter Bezugnahme auf die Wellenform, die in Fig. 3 dargestellt ist, beschrieben. Der Wechselstrom I , der in den Leitern 10 fließt, erzeugt ähnliche Signale in den Stromwandlern CT1, CT2 und CT3, die der Gleichrichterstufe 16 zugeführt

" ^ ^ ν ν ν ν ν ν 9

- έ - VPA 82P 8 5 5 5 DE

sind. Die Gleichrichterstufe 16 gibt ein Signal ah, das der Hüllkurve der Halbwellengleichrichtung der Dreiphasenströme in den Leitern 10 entspricht. Hier soll aufgezeigt werden, daß die Zeitkonstantc des sägezahn form igen Vergleichssignals 20 wesentlich kleiner ist' als die Frequenz des Phasenstromes, der getestet werden soll. In.. Fig. 3 sind über die Wellenform I. Abfrageperioden S1 bis S4 überlagert. Zur klareren Erläuterung sind diese in idealisierter Form dargestellt und mit einer niedrigeren Frequenz als sie im Betrieb erforderlich ist. Es .ist erkennbar, daß die Dauer der Abfragen selbst klein im Hinblick auf die Dauer der Wellenform I ist, so daß die Abfragen als Momentanabfragen bezeichnet werden können. Zu Beginn jeder Abfrageperiode ist die Referenzspannung des Sägezahn-Generators 21 niedrig im Hinblick auf das Abtastsignal der Gleichrichterstufe 16 und der Ausgang des Vergleichers 18 geht auf "hoch". Das Signal 20 nimmt ' weiterhin zu, bis es entweder gleich mit dem Wert des Signals der Gleichrichterstufe 16 ist, an welchem Punkt die Vergleichsschaltung 18 den Zustand ändert und auf "niedrig" geht, oder bis der Sägezahn-Generator 21 am. Ende der Abtastzeit zurückgesetzt ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform, die programmierbare Digitalmittel benutzt, entspricht die Frequenz f der■Zykluszeit des Betriebsprogrammes. Es wird festgestellt, daß, je niedriger das Spannungssignal der Gleichrichterstufe 16 ist, das von höheren Werten des Stromes I_c herrührt, je näher ist es dem Anfangswert des Sägezahn-Generatorausgangs und dementsprechend kürzer ist die Zeit für das Sägezahnsignal 20, diesen Wert zu erreichen. Folglich wird die Periode, in der der Ausgang der Vergleichsschaltung 18 auf "hoch" steht, umso kürzer sein und je kürzer auch die Dauer des Ausgangspulses 22.

- 4 - vpa82P 85 5 5 OE

Der Analog-Digital-Wandler 23, der ein handelsübliches Register oder ein 4-Bit-Zähler sein kann, erzeugt kein Ausgangssignal, wenn nicht ein positives oder ein "Hoch"-. Signal an seinem Eingang liegt. Die Anwesenheit eines Hochniveaupulses 22 von der Vergleichsschaltung 18 ermöglicht dem Analog-Digital-Wandler 23, an seinen Ausgängen Pulse zu erzeugen, die bis zu 16 unterschiedliche Binärzahlen repräsentieren können. Die Ausgangssignale bestehen aus mehreren Digitalpulsen, deren Wert festgelegt ist durch die Dauer des Pulses 22. Auf diese Weise -^ ist der während einer Abfrageperiode erfaßte Strom durch ein Digitalsignal dargestellt, das eine Funktion des Stromwertes ist. Bei Verwendung einer nicht linearen Referenzwellenform 20, beispielsweise einer Expotentialkurve, wird eine nicht lineare Beziehung zwischen dem Niveau des erfaßten Stromes und dem Digitalsignal, das ihn repräsentieren soll, bewirkt, und auf diese Weise wird eine konstante Auflösung des erfaßten Stromes erhalten Im einzelnen fällt der Anfangs- oder steil steigende Teil der Wellenform 20 mit dem höher liegenden Niveau des getesteten Stromes zusammen. Entsprechend der großen Steilheit der Abtastwellenform während des Anfangs der Testperiode entspricht ein ziemlich schmales Zeitdifferential oder als Äquivalent eine kleine Ausgangspulsweite einem relativ großen Abtaststrom. Umgekehrt geben tieferliegende Abtaststromwerte einen Anstieg für längere Ausgangssignale der Vergleichsschaltung 18, deren Dauer durch den letzten Teil der Wellenform 20 bestimmt ist, die eine viel kleinere Steilheit und daher kleine Abweichungen im Stromwert haben, was in unverhältnismäßig großen Wechseln in der Dauer des Pulses der Vergleichsschaltung 18 resultiert. Das Pulserzeugungssystem ist daher erheblich empfindlicher für niedrigere Abtaststromwerte als für höhere. Indem eine Abtastwellenform 20 mit im wesentlichen exponentieller Charakteristik gewählt wird, wurde erkannt, daß die Auflösung oder das Verhältnis der Systemempfindlichkeit zu dem Abtaststronwert im wesentlichen konstant

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gehalten werden kann. Dies erlaubt dem System, Ströme, die über weite Bereiche variieren, mit sehr guter Genauigkeit aufzuzeichnen.

Wie vorstehend beschrieben, ist der gesamte Ausgang der gleichgerichteten Signale von den Stromwandlern im landeffekt komprimiert auf einen Spannungsbereich der Spannung V und zwar derart, daß eine hohe Stromerfassung eine sehr niedrige Spannung erzeugt, während ein sehr kleiner Strommeßwert ein Signalanstieg bedeutet, dessen Höhe sich dem Wert V_r annähert.

■ ·

Fig. 3 zeigt, wie die Dauer der Pulse, die von der Vergleichsschaltung 18 ausgegeben werden, in inverser Be-Ziehung zu dem Stromwert I stehen. Die Dauer der Pulse in der Zeichnung ist zur anschaulichen Darstellung übertrieben. Die Zeitdauer der Pulse, die von der Vergleichsschaltung 18 ausgehen und in der Vergleichsschaltungslinie der Fig. 3 dargestellt sind, sind vorteilhafterweise nicht größer als die Dauer der Abtastzeit und in den meisten Fällen etwas geringer. Auch wenn die Stromhüllkurve auf hohem Niveau bleibt, wird der Vergleichs-. schaltungsausgang kontinuierlich auf seinem niedrigen Stand gehalten. Der erste Vergleichsschaltungsimpuls ist etwas kürzer als der zweite, was der größeren Höhe der Verbundwellenform während der Abfrage S1 entspricht. Für die Abfrage S3 jedoch ist der Strom I wesentlich größer geworden. Demzufolge ist der Vergleichsschaltungsimpuls wesentlich kürzer in seiner Dauer. Bei der Abfrage S4 ist der Strom I wieder gefallen im Verhältnis zum Wert bei der Messung S3, aber er ist etwas größer als der Wert, der zu den Abfragen S1 und S2 vorhanden war. Dementsprechend ist der vierte Vergleichsschaltungsimpuls weniger lang als der erste und der zweite. Die Zählimpulse, die auf der dritten Linie der Fig. 3 dargestellt sind, erscheinen im wesentlichen zur gleichen Zeit wie die Vergleichsschaltungsimpulse. Es soll darauf hingewiesen

-H- VPA 82P 85 5 5 DE

werden, daß, obgleich eine Serienschaltung vorliegt, die Zählimpulse gleichzeitig auf vier Ausgängen anliegen. Je langer die Vergleichsschaltungsimpulse sind, desto höher ist der numerische Wert, den die Zählimpulse representieren. Bei dem vorliegenden System korrespondieren höhere numerische Werte mit niedrigeren Stromwerten und umgedreht.

Mit einem wirtschaftlichen 4-Bit-Zähler oder einem Mikrocomputer jedoch ist die maximale darstellbare Zahl der Werte 16. Das Umwandlungsregister 25, das beispielsweise ein ROM (read-only-memory) oder etwas ähnliches sein kann, erhält das binäre Zählsignal und antwortet durch Herausgabe eines Wertes, der durch das erhaltene 4-Bit-Signal bestimmt ist. Bei Verwendung eines programmierbaren Mikro-Prozessors besteht das Umwandlungsregister aus einer einfachen Abfragetabelle, die mit den Werten gemäß Tabelle programmiert.ist. Register 25 ist so aufgebaut, daß die prozentuale Änderung zwischen benachbarten Werten konstant ist, so daß die Fehler, die durch die limitierte Anzahl der diskreten Werte hervorgerufen werden, die zur Verfügung stehen, nicht größer bei niedrigen Stromwerten als bei höheren sind. Die Umwandlungsregisterwerte stellen so eine Expotentialbeziehung zu den Signalen dar, die vom Zähler 24 erhalten werden. Dies kompensiert oder komplementiert die Nichtlinearität, die durch das Einführen des nichtlinearen Vergleichssignals 20 unter Beibehaltung der konstanten Signalauflösung hervorgerufen wird. Während ein analoges Ausgangssignal vom Umwandlungsregister 25 gezeigt ist, wird in einer bevorzugten Ausführungsform das Stromniveau durch eine Anzahl von Binärimpulsen dargestellt, so daß beispielsweise das Niveau des Signals vom Umwandlungsregister 25 durch einen Digitalcode dargestellt ist.

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- Vi - VPA82P 85 5 5 DE

Tabelle

Zahl	bestimmter Wert
0	25 5
1	192
2	145
3	109
4	82
5	62
6	47
7	35
8	27
9	20
10	15
11	11
12	9
13	6
14	5
15	4

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-νί- VPA 82Ρ 85 5 5 OE

Der Zähler 27 beeinflußt den Schalter 26 - wie Fig. 1 zeigt - so, daß jeder n_t· -Abtastpuls dem unteren Oberstromsignalpfad zugeführt wird, der die arithmetische Verarbeitungsstufe 28 umfaßt. Der Wert von η hängt von der Einstellung der Auslöseklasse am Eingang des Zählers Zl ab. Für eine höhere Auslöseklasse wird η größer entsprechend einem niedrigeren Anteil der Abtastungen durch den Oberstrompfad, und die Zeit, die zur Auslösung des Kreises benötigt wird, nimmt zu. Die Auslöseklasseneingänge können beispielsweise den Nema-Klassen 10, 20, 30 entsprechen, die eine Auslösung der Anordnung bei 600 % Oberstrom in 10, 20 oder 30 Sekunden entsprechend fordern. Während der dazwischenliegenden n-1 Pulse bewirkt der Zähler 21 eine derartige Umschaltung des Schalters 26, daß die Stromabfragesignale der arithmetischen Einheit zugeführt werden.

Ein Schwellwert I wird durch die arithmetische Verarbeitungsstufe 28 von den Umwandlungsregistersignalen, die durch das Umwandlungsregister 25 erzeugt werden, abgezogen, so daß der Endwert,der zum Akkumulator 29 herausgegeben wird, die Differenz zwischen jedem Abfragewert und dem Schwellwert wiedergibt. Das Ergebnis, das sowohl positiv als auch, negativ sein kann, wird dem Akkumulator zugeführt, dessen Inhalt in idealisierter Form durch die ACCUM-Linie der Fig. 3 dargestellt ist. Sobald der Akkumulator jedes strombezogene Signal von dem Umwandlungsregister 25 erhält, speichert er das Signal und fügt es algebraisch den Signalen zu, die in früheren Abfrageperioden erzeugt wurden. Zusätzlich nimmt das Rückführungssignal "thermisches Gedächtnis" zu und wird dem Stromschwellwert I_t zugefügt.

Es ist zu erkennen, daß ein niedrigeres Stromniveau I relativ kleine Umwandlungsregistersignale erzeugt, die in /—··> kleinen oder negativen Zunahmen in dem akkumulierten Wert

• ·♦ «·

- *i - VPA82P 85 5 5DE

ACCUM resultieren, wohingegen größere Stromwerte größere Umwandlungsregistersignale erzeugen, die entsprechende Zunahmen in den akkumulierten Signalen bewirken, wie diese, die zum Zeitpunkt der Prüfung S3 erscheinen. Während das ACCUM-Signalniveau im Akkumulator 29 in analoger Form dargestellt ist, ist festzustellen, daß die Abnahme oder das Hinzufügen derartiger Signale auf verschiedene Weise bewerkstelligt werden kann. Der Akkumulator kann 2.B. ein Kondensator sein, der eine Ladung abhängig von den eingeführten Signalen speichert, oder als bevorzugte Bauform ·

ein RAM-Gedächtnis, was folgerichtig Digitalsignale er-• hält. In diesem Falle ist der komulative Wert von 8-Bit-Wortsignalen durch die vertikale Höhe der ACCUM-Kurve dargestellt.

15

Sobald das ACCUM-Signal eine zweite Auslöseschwelle T überschreitet, wird ein Auslösesignal durch den Vergleicher 37 hervorgerufen, der das öffnen der Kontakte 11 bewirkt. In der Praxis ist das Originalauslösesignal von kleiner Höhe und muß durch eine oder mehrere Verstärkerstufen verstärkt werden. Sobald das Auslösesignal eine Öffnung der Kontakte 11 des Schützes bewirkt, ist der Stromfluß beendet. Die Prüfaktivität wird weiter fortgeführt, bis I. null die Menge I· -I₊. negativ und der Akkumulator 29 entsprechend verringert ist. Das. Auslösesignal ist rückgeführt zu dem Auslöseklassenzähler 27, um eine Reduzierung des Akkumulators in der gewünschten Höhe zu erreichen, und es ist weiterhin dem als Auslösevergleichseinheit ausgeführten Vergleicher 37 zugeführt, um die Auslöseschwelle T an einem niedrigeren Wert festzulegen.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird der Akkumulator in zwei Stufen vermindert. In der ersten Stufe wird ein Wert, der dem halben Inhalt des Akkumulators entspricht, vom Gesamtinhalt abgezogen und in einer zweiten Stufe wird der numerische Wert, der im Akkumulator gespei-

- νζ - VPA82P 85 5 5 DE

chert ist, graduell auf einen Wert entleert, der sich der Stromwärmeabfuhr der Last nähert. Dieser Schritt kann mit diskreten Komponenten, beispielsweise Zählern, die das Gedächtnis um einen vorgesehenen Betrag vermindern, erreicht werden. Folglich wird das verbleibende Gedächtnis in einer vorbestimmten Zeit zurückgezählt. Diese Funktion läßt sich leicht durch Instruktion einer Zentraleinheit eines Prozessors erreichen, die darin besteht, den Inhalt des Akkumulators um einen Teil zu vermindern und den Oberschuß in der beschriebenen Weise herabzusetzen.

Die Kontakte des Systems können nicht wieder geschlossen werden, bevor der Akkumulator auf einen vorbestimmten Wert vermindert wurde. Mittlerweile wird eine Restzahl im Akkumulator existieren, so daß dementsprechend eine kleinere Oberstromsignalzahl notwendig ist, um das System wieder auszulösen. Dies spiegelt die Tatsache wieder, daß die zu schützende Last noch nicht voll wieder abgekühlt ist von der vorangegangenen Auslöseoperation. Die Last kann daher derartige große oder lange Oberstrombedingungen, wie sie bei kalter Last und bei Umgebungstemperatur vorhanden wären, nicht ertragen.

Zusätzlich zur Erfassung eines hohen Überstroms im System ist es wünschenswert, eine Unsymmetrie zwischen den Strömen unterschiedlicher Phasen zu erfassen. Würde beispielsweise eine Phase unterbrochen, würde sich der Durchschnittswert des gleichgerichteten Stromes vermindern und ein System, das lediglich Oberstrom erfaßt, würde nicht ansprechen.

Vorhandene Unsymmetrien werden normalerweise mit Differentialfühlersystemen ermittelt, die die Differenz des Stromflusses zwischen den Phasen messen. In dem vorliegehden Fall jedoch werden die Signale der einzelnen Stromwandler der unterschiedlichen Phasen addiert und als kontinuierliches Einzelsignal behandelt. Dies ist gegenüber

- χ5 - VPA 82 P 8 5 5 5 OE

den komplexen bekannten Methoden ein einfaches und wirtschaftliches Verfahren. Es ist jedoch erforderlich, die Unsymmetrien zu erkennen und die Wirksamkeit des Systems entsprechend zu justieren. Dies wird erreicht, indem auf die statistische Frequenz von schnellen Änderungen der zusammengesetzten Wellenform reagiert wird.

Der Ausgang des Umwandlungsregisters 25 beinhaltet ein gewichtetes Stromsignal I. für jeden Abtastvorgang (siehe Fig. T). In der arithmetischen Einheit 55 wird jeder i.,-Abtastwert verglichen mit einem vorhergehenden Testwert, der mit Ι·ι bezeichnet ist, und zwar entsprechend der Ungleichung P I. _T «e I. < ]_ 1., Durch Manipulieren des Wertes P kann die Empfindlichkeit des Systems eingestellt werden, so daß der Betrag der Abweichung zweier aufeinanderfolgender Stromtests ermittelt werden kann. Es wurden im Test bereits Werte von P = 2 benutzt. Dieser Wert kann sich jedoch ändern, und zwar abhängig von der spezifischen Anwendung des Systems und der Justierung anderer Systemparameter. Mit dem bevorzugten Scheitel-zu-Effektivwert-Verhältnis von 2, was dem P-Wert von 2 entspricht, ist eine Angleichung zwischen oben erwähnter Ungleichung und der zu erwartenden Wellenform zu erreichen. Für Werte von P, die nahe an 1 liegen, ist das System extrem empfindlich für Fehlerstromanstiege, bei zunehmenden Werten von P wird das System weniger empfindlich. Für Werte, die nicht der Ungleichung genügen, was einen annehmbaren kleinen Stromanstieg anzeigt, wird der M-Zähler erhöht. Auf der anderen Seite wird es klar, sobald der Stromwert der Ungleichung entspricht, daß eine unzulässig große Stromänderung vorhanden war, und der J-Zähler wird erhöht. Die annehmbaren maximalen Zählerstände oder Oberflußpunkte der Zähler J und M bestimmen den Unsymmetrie-Stromwert, den das System zuläßt. Die Anzahl der Tests, die notwendig sind, um den Zähler M zum Oberfließen zu bringen, ist wesentlieh größer als die für den Zähler J. Wenn der Zähler M

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vor dem Zähler J überfließt, setzt er sich und den Zähler J zurück und der Prozeß beginnt von vorn. Sobald jedoch die Gesamtheit der schnellen Änderungsstromabfragen größer ist als ein Prozentwert, der bestimmt ist durch die verschiedenen J-Zählungen, geteilt durch die Maximumzahl- aus dem Zähler M, die einer Phasenunsymmetrie von 20 % entspricht, fließt der J₁-Zähler zuerst über und gibt ein Signal an den Additionsknotenpunkt 31, um die Stromschwelle I. zu vermindern. Wenn der J-Zähler weiter erhöht wird und der M-Zähler nicht überfließt, \tfird j**. : schließlich der J₂-TeU überfließen und ein zweites Kontrollsignal erzeugen, das eine Unsymmetrie von 40 % anzeigt. Dieses Signal wird sowohl dem Additionsknotenpunkt 31 als auch dem Schwellwertverglcicher 37 zugeführt und verursacht eine Verminderung sowohl der Strom- als auch der Auslöseschwelle. Ein Überflußzahlenverhältnis von 255 zu 100 für den M- und den gesamten J-Zähler hat sich als vorteilhaft herausgestellt.

Es kann ein getrennter Wahlschalter oder ein ähnlicher Mechanismus Vorgesehen werden, um eine Mehrzahl von Schwellwerten auszuwählen, um die Anordnung extremeren Unsymmetrie^ anpassen zu können. Die präzisen Werte, bei denen die Strom- und/oder Auslöseschwellen ansprechen sollen, als auch die Anzahl der Zählsektionen oder Zählstufen, die benutzt werden, sind empirisch im Hinblick auf die Systemvariablen, die gewählten spezifischen Typen der Digital- oder anderen Codes und natürlich die externen Systemaufzeichnungsmethoden zu bestimmen. Eine relativ hohe Prozentzahl von plötzlichen Schwankungen ohne Berücksichtigung von deren Höhe ist ein Anzeichen für eine Unsymmetrie in der Last oder im Extremfall für einen Einphasenlauf. Durch die Justierung der Oberflußverhältnisse der Gedächtnisse M und J kann ein vorbestimmbarer Grad von Stromunsymmetrien adressiert werden. Das System kann jedoch ohne weiteres auch in einem Einphasensystem ohne' jegliche Änderung benutzt werden.

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Durch Beeinflussung der Stromschwellwerte und Auslöseschwellwerte können unterschiedliche Stromunsymmetrien ermittelt werden. Z.B. wurde der Auslöseschwcllwert T um 30 % vermindert, als 40 °₀ Unsymmetrie und Einphasenbedingungen erfaßt wurden. Der Stromschwellwert I_t wurde um 20 % reduziert bei 20 % Unsymmetricbedingung und um 68 % bei 40 % Unsymmetrie und Einphasenbedingung. Diese Gegenwirkungen können durch entsprechende Hardware vorausbestimmt werden, beispielsweise durch Zählerregister und logische Gatter. Besonders vorteilhaft ist es jedoch, diese programmierten Gegenwertungen durch ein entsprechendes Programm in einem entsprechenden Mikrocontroler oder Mikrocomputer zu verwirklichen.

Fig. 4 stellt die zusammengesetzte Stromkurve dar bei unausgeglichenen Phasenströmen. Die Hüllkurve ist verzerrt und wesentliche Änderungen ergeben sich von einer Testperiode zur anderen. Derartige wesentliche Änderungen, die innerhalb relativ kurzer Zeit auftreten, erzeugen Differenzen zwischen den getesteten Signalen, die ausreichen, um den J-Zähler von Fig. 1 zu erhöhen und den Akkumulator 29 zu veranlassen, schneller aufzusummieren, obgleich das Durchschnittsstromniveau unter dem Normalniveau liegt, das notwendig ist, um den Akkumulator 29 zum Überfließen zu bringen. In einem derartigen Fall kann das dargestellte System Unsymmetrie in den Phasen feststellen, einschließlich Einphasenlauf, ohne hierzu getrennte Erfassungs- und Signalmittel zu benötigen, lediglich durch Ausnutzung bereits vorhandener Stromsignale.

Ein weiterer Vorteil des vorliegenden Systems besteht in der Anzeige von bevorstehenden Auslösebedingungen, d.h. dem Vorhandensein eines Grenzüberstroms, der jedoch noch nicht ausreichend ist, um den Akkumulator 29 zu v.eranlassen, ein Auslösesignal abzugeben. In der dargestellten Ausführungsform ist der Wert jeder Stromabfrage I- anfangs durch ein 4-Bit-Binärsignal repräsentiert. Im vor-

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liegenden Beispiel ist das System so justiert, daß 100 ο des angesetzten Stromes für die Dreiphascnunsymmetric dem Wert 7 entspricht. Benutzt man den Standard-Binärcode, so ergeben sich Werte kleiner .7 Binäreinsen, wobei sie Icdiglich in den drei letzten Bits jedes Wortes erscheinen. Eine Binäreins erscheint in den meisten signifikanten Bits nicht, bis es nötwendig ist, die Zahl 8 oder darüber anzuzeigen. Der Decoder 32 macht hiervon Gebrauch, indem er die signifikantesten Bits jedes Digitalworts überwacht und wenn eine Binäreins fehlt, wird ein Signal abgegeben, . das momentan .die LED1 aufleuchten läßt. Wie oben näher erläutert wurde, werden die Stromabfragen in einer nicht harmonischen Frequenz vorgenommen, so daß, wenn der Durchschnittsstrom ein Niveau überschreitet, das dem festgesetzten Wert entspricht, die LED1 intermittierend blinken wird. Wenn der Strom steigt (die Digitalzahl nimmt ab) wird eine progressiv größer werdende Prozentzahl der Stromabfrage durch den Decoder 32 erkannt und die Blinkgeschwindigkeit nimmt schnell zu, bis bei etwa 110 % des eingestellten Stromes die LED Dauerlicht abgibt. Anstelle •des Decoders 32 können auch andere Mittel zur Signalerfassung vorgesehen werden; beispielsweise ein 8-Bit-Digitalwort, das dem Stromtestwert, wie er aus dem Umwandlungsregister 25 herausgegeben wird, entspricht, kann hier benutzt werden.

Dieser Aspekt des dargestellten Systems ist in der Praxis besonders nützlich, da es dem Betreiber erlaubt zu erkennen, wann das System einen festgesetzten Stromwert überschreitet, ohne hier jedoch bereits auszulösen. Zusätzlich zur nützlichen Warnung erlaubt die Anordnung dem Betreiber, die Steuerung zu justieren, ohne die aktuellen Str.omwerte zu kennen und somit ohne Amperemeter oder andere Instrumente die Anlage einzustellen. Wenn das System einmal installiert ist und mit normalem Laststrom arbeitet, wird das Stromniveau durch Erhöhung der Verstärkung

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der Gieichrichterstufc bis die LED gerade aufhört z\.\ blinken, gesenkt. Bei ordentlicher Einstellung der Verstärkung der Sonsorstufc kann so der Ist-Strom bestimmt werden.
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Fig. 5 zeigt im einzelnen eine vorteilhafte Ausführungsform des Gegenstandes der Erfindung, in dem viele der Signalverarbeitungsfunktionen durch einen Mikrocontroler oder Mikroprozessor ausgeführt sind. Ein Mikrocontroler der Type COP 402, hergestellt durch die National Semiconductor-Corporation of Santa Clara, California, wurde in Verbindung mit einem getrennten erasable programmierbaren read-only-mcmory in einem Beispiel benutzt. Sofern große Stückzahlen notwendig sind, kann ein kundenspezifisches read-ohly-memory Benutzung finden. Der Mikrocontroler als Recheneinheit ist hier mit 40 bezeichnet. Er benutzt die externe Os.zillatorbeschaltung, die vom Hersteller empfohlen ist und aus dem Resonanzkristall XTAC und den Kondensatoren C1 und C2 besteht. Widerstände R1a und R1b sind quer zum Kristall geschaltet, wie aus der Fig. 5 ersichtlich. Diese Schaltung bildet den Taktgenerator. Die Widerstände R2 und R8 sind mit den Mikrocontrolereingängen LO und L6 gekuppelt. Eine Stromversor- Dt gung 41, die eine unstabilisierte 8V- und eine stabilisierte 5V-Spannung erzeugt, ist zwischen die Klemmen GND und +5 des Mikrocontrolers geschaltet. Schalter S1, S2 und S3 sind zwischen einem Referenzpotentialpunkt und den Programmiereingängen G1, G2 und G3 des Mikrocontrolers angeschlossen; hiermit wird die Auslöseklasse wahlweise festgelegt. Die Schalter S1 bis S3 und ähnliche Anordnungen, die mit den Klemmen LO bis L6 in Verbindung stehen, können aus individuell herstellbaren Brücken oder anderen leicht von Hand betätigbaren Mechanismen bestehen, die von dem Benutzer zugänglich sind, um die Anordnung einzustellen in bezug auf Anwendungen der Steuerung, z.B. um das Zurückstellen des Systems nach einer Auslösung zu

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verhindern oder zuzulassen, oder einen gewissen Grad von Unsymmetrie zu tolerieren, um die Einheit hei einem Ein- ·· phasensystem benutzen zu können. Eine der gepufferten Ausgänge D3 ist mit einer Lumineszenzdiode LED1 verbun-5. den, um den Stand der Stromermittlung anzuzeigen. Wie üblich, ist die LED1 an eine SpannungsquclIe, hier 5V, über den Widerstand 9 angeschlossen. Eine zweite Lumineszenzdiode LED2 ist vorgesehen, um die Auslösezustände anzuzeigen.

Die in Fig. 1 mit 15 bezeichnete Treiberstufe ist in Fig. 5 näher erläutert. Der Ruhe- oder Nichtauslöseausgang des Mikrocontrolers ist eine Pulskette 42, die wechselspannungsmäßig an der Klemme D2 anliegt und über den Kondensator C3 und den Widerstand R10 die Auslösespule 14a und die Rückstellspule 14b eines Relais beaufschlagt. Der Strom für die Auslösewicklung fließt über den Transistor Q₁, dessen Basis von der Pulskette 42 über die Diode GR1 isoliert ist. Die Basis ist an ein Referenzpotential über den Kondensator C4 angekuppelt und an ein Basisspannungspotential über den Widerstand R11. Eine Diode CR2 liegt als Shunt zur Auslösespule 14a. Von der Auslösespule 14a wird ein weiterer Kontaktsatz (Fig. 1) betätigt. Die Schließerkontakte 13a und 13aa sind so geschaltet, daß der Kontakt 13a als Shunt zum Kondensator C4 und der Kontakt 13aa zwischen der LED2 und Erde liegt. Die Kathode der LED2 liegt weiterhin über den Widerstand RI2 an der Klemme L7 des Mikricontrolers, und zwar als Rückführung zum Miktocontroler für die Stellung des Relais.

Zur Rückstellspule 14b liegt eine weitere Diode CR3 paral lel. Diese Parallelschaltung liegt in Reihe mit dem zweiten Transistor (K. Ein Thyristor SCR1 oder ein ähnliches Schaltgerät verbindet den Emitter des Transistors (K mit einem Referenzpotential. Öffnerkontakte 13 b liegen in Reihe mit einem Widerstand R13.

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Solange das System Normalstrom überwacht, liegt eine konstante Pulskette 42 an der Klemme D2 des Mikroprozessors. Die Pulskette verursacht den Thyristor SCR1 durchzuschalten, so daß die Rückstellspule 14b an Spannung liegt und den Kontakt 13b in den Ruhezustand, nämlich den geschlossenen, versetzt. Die Diode CR1 leitet die negativen Spitzen der Pulskette 42 und entlädt hiermit den Kondensator C4, so daß das Basispotential am Transistor Q₁ auf einem niedrigen Niveau gehalten wird. Es stellt sicher, daß Q- nicht durch die SV-Spannungsversorgung, die über den Widerstand R11 anliegt, durchgeschaltet werden kann. Sobald ein Auslösesignal erscheint, erlischt auch die Pulskette 42, so daß kein Durchschaltsignal mehr am Thyristor SCR1 liegt. Zur gleichen Zeit lädt sich der Kondensator C4 auf und schaltet damit Transistor Q₁ sowie die Einschaltspule 14a durch. Hierdurch werden die Kontakte 13 geöffnet und der Stromfluß durch die Wicklung unterbrochen, so daß sich die Kontakte 11 öffnen. Zur · gleichen Zeit werden die Kontakte 13aa geschlossen, so daß die LED2 aufleuchtet und damit eine Auslöseposition anzeigt, und gleichzeitig liegt Nullspannung an der Eingangsklemme L7 des Mikroprozessors, um diesen zu informieren, daß eine Auslösebedingung vorliegt.

Wie im Hinblick auf die Fig. 1 erläutert wurde, fließt ein Strom I , getvöhnl icherweise ein Dreiphasenstrom, durch die Leiter 10, in denen Stromwandler CT1, CT2 und CT3 angeordnet sind. Die Stromwandler ihrerseits sind mit drei entsprechenden Differentialverstärkern A1, A2, A3 verbunden. Ein Netzwerk von Lastwiderständen R17, R18 und R19 verbindet die einen Enden der Stromwandler mit einer Referenzspannung, hier 5V. Ein zweiter Widerstandssatz R20, R21, R22 liegt parallel zu den Widerständen R17, R18, R19 bzw. über einen Bereichsschalter S4, so daß der effektive Widerstand zwischen den positiven Klemmen jedes Verstärkers und einem allgemeinen Bezugspotential modi-

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fiziert werden kann, um den Stromerfassungsbereich zu justieren, beispielsweise um einen Faktor 10. Ober den Widerstand R15 liegt die 5V-Bczugsspannung an den negativen Eingängen der Verstärker, wohingegen der Widerstand 16 den Ausgang mit der Vergleichsschaltung 18 verbindet. Der Stromfluß zum Laden des Kondensators C6 ist über den Widerstand R23 gesteuert. Der Kondensator C5 stabilisiert den Ausgang der Verstärker. Der Widerstand 24 wirkt als Rückführungswiderstand und Steuerung für die Verstärker.

Ein erster Diodensatz CR4 bis CR6 legt die Eingangsleitungen der Verstärker A1 bis A3 an Erde, wohingegen ein zweiter Satz von Dioden CR7 bis CR9 die Eingangsleitungen an ein 5V-Nxveau legt, so daß die Eingangsspannung der Verstärker zwischen -.7 und +5.7V gehalten wird.

Die Verstärker A1, A2 und A3 wirken als Halbwellengleichrichter, so daß eine Wellenform entsteht, die ein periodisches Halbwellensignal ergibt, das mit den um 120 versetzten Phasenanteilen eine Oberwelligkeit hervorbringt. Im vorliegenden Fall ist ein Scheitel-Effektivwert-Verhältnis von 2 gewünscht worden. Eine Zunahme im zu erfassenden Strom erzeugt eine negativ liegende WeI-lenform am Ausgang des entsprechenden Gleichrichterverstärkers. Die Sternschaltung der Lastwiderstände R17, R18 und R19 und die Verbindung der Verstärker A1, A2 und A3 hieran stellt sicher, daß das negativste der drei Signale dominiert. Jeder Verstärker ist somit für einen Bereich von 120° jedes Zyklusses bei gleichmäßigen Bedingungen in Funktion. Das gleichgerichtete, negativ liegende Signal, das vom Verstärkerkreis abgeleitet wurde, wird über den Widerstand 16 an die positive Eingangsklemme der Vergleichsschaltung 18 angelegt. Somit liegt hier an den beiden Eingängen der Vergleichsschaltung 18 ein negativ liegendes Signal, das die positive Klemme nach unten drückt und im Endeffekt die Schwell spannung für das Sägezahn-Signal 20, das vom Kondensator 6 abgeleitet ist,

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herabsetzt. Entsprechend gilt, je negativer die Vorspannung an der positiven Klemme der Vergleichsschaltung 18 ist, je eher wird der Vergleichsschaltcr zu seinem hohen Wert umschalten, sobald die Sägczahn-Wellcnform zunimmt. Eine relativ hohe Spannung an der positiven Klemme wird den Vergleicher veranlassen, schnell in seinen niedrigen Stand umzuschwenken, nachdem der Sägezahn auf das Ruheniveau hin um nur einen kleinen Betrag gefallen ist. Demnach wird die Dauer des Hochzustandes der Vergleichsschaltung nur kurz sein. Dieses korrespondiert mit einem kurzen Vergleichsschaltungsausgangspuls 20. Zur gleichen Zeit wird ein kleines, leicht negatives Signal des Verstärkers den Vergleicher nur leicht vorspannen, so daß sich der Sägezahn dem maximalen Niveau annähern muß, bevor der Vergleicher von hoch auf niedrig umschaltet. Dies hat die Auswirkung, daß sich der Ausgangspuls 20 in der Dauer verlängert, und auf diese Weise wird erzwungen, daß die Dauer des Ausgangspulses eine inverse Funktion des Stromniveaus ist, das von den Stromwandlern erfaßt wird. Abhängig von der Erfassungsfrequenz, in diesem Fall durch die Zykluszeit des Funktionsprogrammes des Mikrocontrolers 40 dargestellt, wird, nachdem eine gewisse Zeitperiode vergangen ist, ein negativ liegendes Rücksetzsignal aus der Klemme DO des Mikroprozessors herausgegeben, um den Kondensator C6 zu entladen und die Erzeugung eines neuen sägezahnähnl ichen Pulses zu starten.

Es ist somit ersichtlich, daß ein zu erfassender Strom mit einer relativ kleinen Höhe eine relativ große positive Vorspannung am Vergleicher 18 erzeugt. Dies indes veranlaßt die Vergleichsschaltung, eine längere Pulsweite zu erzeugen und den Zustand zu einer Zeit zu ändern, in der der Anstieg der Iixpotential - oder sägezahnähnl ichen Referenzwellenform niedrig ist. Das Auflösevermögen des Schaltpunktes ist sehr genau. Für größere Stromwerte ist die Vorspannung am Vergleicher beträchtlich niedriger

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und der Vergleicher ändert seinen Zustand schnell, und zwar zu einer Zeit, in der der Anstieg der Referenzwellenform hoch ist. Der steilere Wellenformanstieg erniedrigt die Auflösung des Schaltpunktcs in absoluter Beziehung, aber, da der St.romwert an sich größer ist, ist die Auflösung des Stromwertes, äquivalent in Fehlerprozenten, im wesentlichen konstant.

Die in Fig. 5 in diskreter Form gezeigten Elemente können im Bedarfsfall leicht in einem oder mehreren integrierten Kreisen untergebracht werden, und sofern größere Stückzahlen zu erwarten sind, können mehrere Verstärker, Transistoren, Widerstände und dergleichen in einem einzigen kundenspezifischen IC untergebracht werden. 15

In der Praxis können die schematisch in Fig. 1 dargestellten Funktionselemente in der vorbeschriebenen Weise in einem Mikroprozessor oder Mikrocontroler untergebracht werden. Diese Funktionen und Beziehungen werden durch entsprechende Instruktionen, die dem Mikroprozessor eingegeben werden, erreicht.

Die Energieversorgung für die oben geschilderten Systeme ist von besonderem Interesse, da sie für Industrie-Überlastrelais anwendbar und benutzbar sein soll bei Wechselspannungen von 100 bis 500V und Frequenzen von 50 oder 60 Hz. Es soll jedoch eine konstante geregelte Niederspannung vorhanden sein. Darüber hinaus sollen derartige Anordnungen im Gegensatz zu komplexen Regelsystemen· bekannter Art mit niedrigen Kosten herstellbar sein. Die vorliegende Erfindung löst diese Aufgabe dadurch, daß ein Thyristor SCR2 zwischen Eingang T1 und Ausgang der Stromversorgung 41 geschaltet ist, dessen Gate über eine Parallelschaltung aus Schwellwertschalter CR11 und Kondensator C8 angesteuert ist.

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Die Energieversorgung besitzt, wie Fig. 5 zeigt, ein Paar Eingangsklemmen T1 und T2, an denen eine Wechselspannung von 100 bis 500 V anliegen kann. Ein RC-Filtcrkreis besteht aus den Widerständen R25 und R26, die in Reihe geschaltet· sind, und einem Kondensator 7. An dem Verbindungspunkt der Widerstände R25, R26 liegt die eine Seite des Kondensators 7, dessen andere Klemme an der Klemme T2 liegt. Die Reihenschaltung von Widerstand R27, R28 und Kondensator C8 liegen ebenfalls parallel zu den Eingangsklemmen, wobei die Diode CR10 parallel zum Widerstand R28 liegt. Eine Zenerdiode CR11 verbindet die Klemme T2 mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R2 7 und R28. Die Verbindung von Kapazität C8, Widerstand R28 liegt am Gate des Thyristors SCR2, während die Anode des Thyristors über die Widerstände R26 und R25 an der Klemme T1 liegt. Eine zweite Zenerdiode CR12 erstreckt sich zwischen der Kathode des Thyristors SCR2 und der Klemme T2. Parallel hierzu liegt der Kondensator C9. Ein transistorisierter Niederspannungsregler IC1, ein handelsüblicher IC-Regler, der zur Umformung eines Regelniveaus von ungefähr 8V auf eine Regelspannung von 5V dient, ist als Ausgang an den Kreis - wie dargestellt - angekoppelt und ein Shunt-Regler IC2 ist quer zum Spannungsausgang geschaltet, um ICl von Rücküberspannungen zu schützen, die auf der 5V-Sammelschiene entstehen können. Kondensator C10 liegt parallel zum IC IC2 zur Erzielung einer Filterung. Ein Beispiel der Eingangsspannung ist als Linienzug V-_n der Fig. 6 zu entnehmen. Der Maximalwert Vj^ der Wellenform mag erheblich schwanken. Die vorliegende Spannungsversorgung soll brauchbar sein über einen Spannimgsbereich von 100 bis 500V und sowohl für 50 als auch für 60 Hz Einspeisung, um die Anordnungen unterschiedlichen geografischen und technischen Anwendungsfällen anzupassen. Die Spannung V. ist an die Reihenschaltung aus Widerstand 25 und Kapazität C7 angelegt und gibt somit eine gefilterte Wechselspannungsform an die Anode des Thyristors SCR2.

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Gleichzeitig liegt diese Wellenform an der Reihenschaltung aus Widerstand■27 und Zenerdiode CR11.

Die Spannung entlang der Zenerdiode CR11 ist als Linie V_-5 der Fig. b zu entnehmen. Der Maßstab für die Sp.innung gemäß der Linie V ist erheblich vergrößert. Hierbei ist die Tatsache berücksichtigt, daß die Schwellspannung der Diode wesentlich niedriger als die Maximumspannung V_M ist. Sie liegt im allgemeinen angenähert bei 22V. Wie bei den Zenerdioden allgemein üblich, bleibt die Längsspannung während der positiven Halbwellen der Versorgungsspannung hier im wesentlichen konstant. Solange positive Halbivellen der Versorgungsspannung durch den Widerstand R28 zum oberen Anschluß des Kondensators C8 fließen, wird dieser aufgeladen. Die Kondensatorspannung ist als Linie V~g der Fig. 6 zu entnehmen. Sie stellt eine typische sägezahnförmige Charakteristik dar, deren Zeitkonstante von dem RC-Glied abhängig ist, das durch den Widerstand R28 und den Kondensator C8 gebildet ist. Solange die Ladespannung durch den Widerstand R28 und den Kondensator C8 fließt, liegt am Gate des Thyristors SCR2 eine sägezahri- oder expotentialähnliche Spannung an.

Um den Thyristor SCR2 durchzuschalten, muß die Spannung am Gate hinreichend größer sein als die Spannung an der Kathode, um den notwendigen Gate-Strom fließen zu lassen. Obgleich das Durchschalten von Thyristoren im allgemeinen auf Stromfluß zurückzuführen ist, soll für die Zwecke der vorliegenden Erläuterung vom Spannungsniveau ausgegangen werden.

Die Gate-Spannung, die notwendig ist, um den Thyristor durchlässig «zu machen, ist" dann eine Funktion der Spannung, die am Kondensator C9 liegt, der als Filter und Stromquelle für die Leistungsversorgung dient. Zu Beginn ist die Spannung am Kondensator relativ klein und eine

so

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relativ niedrige Gate-Spannung ist erforderlich, um den Thyristor SCR2 leitend zu machen. Diese relativ niedrige Spannung ist im Kreis relativ früh erreicht, bevor die sägezahnähnliche Spannung am Kondensator einen hohen Anstieg aufgebaut hat. Das relativ frühe Durchschalten ist durch das Zeichen 01 in der Linie VC8 angedeutet. Wenn der Thyristor einmal durchgeschaltet ist, bleibt er leitend, solange die Wellenform positiv verläuft, das ist bis zu 18.0°. Die Ein-Zeit des Thyristors ist hier durch die Periode Δ1 repräsentiert. Da die Sp.annungsquelle V-ihre Richtung ändert und die Spannung an der Kathode der Zenerdiode CR11 auf Null zurückgeht, wird die Diode.CR10 vorwärts vorgespannt und entlädt den Kondensator C8. Hiermit wird die sägezahnähnliche Gate-Wellenform beendig't und der Thyristor SCR2 kann durch die Spannungsumkehr kommutieren.

Der Strom, der während des Zeitintervalls A1 fließt, lädt den Kondensator C9 auf-, wodurch ein Spannungsniveau an dem 8V-Bus anliegt und am transistorisierten Span- · nungsregler VREG, der folglich eine 5V-regulierte Ausgangsspannung hält. Die Zenerdiode CR12 verhindert das Ansteigen der Spannung am Kondensator C9 über einen gewünschten Wert, im wesentlichen bei Anfangsbedingungen, wenn der Mangel an Eingangsspannung am Kondensator C9 eine Überspannung hervorrufen könnte.

Wenn sich die Spannung am Kondensator bis zu den gewünschten 8V aufbaut, wird eine längere Zeit benötigt, bevor der Kondensator auf die nötige Gate-Spannung aufgeladen ist. Wie aus der zweiten Wellenform auf der Linie VC8 zu ersehen ist, ist die erforderliche höhere Gate-Spannung ' nicht vor der Zeit 02 erreicht, was zum Ergebnis hat, daß die leitende Zeit δ 2 wesentlich kürzer ist, während der die Ladespannung durch den Thyristor SCR2 zum Kondensator C9 fließen kann, so daß eine relativ konstante'Spannung vorhanden ist.

S*

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Es ist nun zu erkennen, daß der Durchzündungspunkt 0 des Thyristors SCR2 abhängig von der Last und daher vom Verhältnis, in welchem der Strom vom Kondensator abgeleitet ist, sich automatisch, ändert, was eine größere oder goringere l.eitende Zeit für den Thyristor SCR2 ergibt und daher eine größere oder weniger große Ladezeit für den Kondensator C9. Auf diese Weise ist ein vorbestimmbares Spannungsniveau automatisch am Kondensator C9 herzustellen, ohne hierzu komplexe Zünd- oder Steuereinrichtungen zu benötigen.·

Um eine präzise geregelte SV-Spannungsversorgung für das Steuersystem zu erhalten, ist ein Zweielement-Endspannungsregler benutzt worden.' Ein Reihenregler, bezeichnet mit ICl, reguliert die Spannung, die durch den Kondensator C9 für den 5V-Bus erzeugt wird. Vorteilhafterweise besteht der IC 1 hier aus einem Standard-Dreiklemmen-Positivspannungsregler, der unter der Bezeichnungsnummer 7805 bekannt ist. Der Regler 7805 ist in verschiedenen Ausführungen im Handel erhältlich. Es ist allgemein bekannt, daß derartige Anordnungen eine gut geregelte SV-Ausgangsspannung liefern, jedoch hierzu eine zumindest annähernd gut regulierte Eingangsspannung von 8V benötigen. Die Praxis hat gezeigt, daß die 8V-Ausgangsspannung, die am Kondensator C9 anliegt, im Bereich von annähernd 7 bis 11V bei einer Eingangsspannungsänderung von 100 auf 500V an den Eingängsklemmen T1, T2 erreichbar ist. Zusätzlich ist ein zweiter Shunt-Regler IC2 vorgesehen, um hohe Spannungsspitzen, die an der 5V-Sammelschiene von den Stromwandlern CT1 bis CT3 erzeugt werden können, abzublocken. Derartige Shunt-Regler werden hier benutzt, um den Strom von der SV-Sammelschiene nach Erde abzuleiten, oder um die SammelSchienenspannung unter einem vorbestimmbaren hohen Wert, vorteilhafterweise dem Bereich von 5,25V, zu halten. Es können auch Transistorregler oder eine einfache Ableitstufe, wie eine Präzisionszenerdiode, angewandt werden. Das Haupterfordernis ist jedoch die

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Verhinderung einer übermäßig hohen Spannung auf der 5V-Sammelschiene.

Während die Genauigkeit der Regelung zumindest ti ilweise durch die spezifischen Koniponen tenwe rt e bestimmt ist, stellte bei einer Ausführungsform die Zenerdiode CR Il eine Ableitspannung in der Größenordnung von JlDV- dar, wobei die Zenerdiode CRI2 eine Ableitspannung von etwa 13V aufwies.

Die vorliegende Erfindung stellt somit einen wirtschaftlichen, jedoch genauen Spannungsregler dar, der für einen breiten Bereich von Eingangsspannungen verwendbar ist und der eine selbstbegrenzende Funktion beinhaltet, ohne hierfür Spezialfühler oder Zeitkreise zu benutzen. Das dargestellte Regelungssystem ist bei einem Industrierelais mit Vorteil zur Anwendung gekommen. Hs kann jedoch auch auf andere AnwendungsfälIe übertragen werden, wo eine Spannungsregulierung mit geringen Kosten notwendig ist.

Die aus der Fig. 5 ersichtlichen, zum Gegenstand der Erfindung gehörenden diskreten Bauelemente können auch in einem integrierten Kreis IC untergebracht werden.

10 Patentansprüche
6 Figuren

Leerseite

Claims

-JT- VPA 82Ρ 85 5 5 DE Patentansprüche

1. Stromversorgung für elektronische Steuersysteme, insbesondere für elektronische Überstromrelais mit einem geregelten Steuerspannungsausgang, dadurch gekennzeichnet , daß ein Thyristor (SCR2) zwischen Eingang (T1) und Ausgang der Stromversorgung (41) geschaltet ist, dessen Gate über eine Parallelschaltung aus Schwellwertschalter (CRl1) und Kondensator (C8) angesteuert ist.

2. Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß an der Ausgangsseite des Thyristors (SCR2)·parallel zum Ausgang die Parallelschaltung von einem zweiten Schwellwertschalter (CR12) und einem weiteren Kondensator (C9) liegt.

·

3. Stromversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß an der dem Gate zugewandten Seite zwischen Schwellwertschalter (CR11) und Kondensator (C8) die Parallelschaltung aus einem Widerstand (R28) und einer Diode (CR10) liegt.

4. Stromversorgung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß dem ersten Schwellwertschalter (CR11) ein weiterer Widerstand (R27) vorge-

25. schaltet ist.

5. Stromversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Thyristor (SCR2) ein Siebglied vorgeschaltet ist.

6. Stromversorgung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß das Siebglied aus der Reihenschaltung, aus zwei Widerständen (R25, R26) besteht,

. an deren Verbindungspunkt der eine Anschluß eines Konden-

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sators (C7) liegt, dessen anderer Anschluß an dem anderen Eingang liegt.

7. Stromversorgung nach einem der vorhergehenden An-

Sprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die Schwellwertschalter aus Zencrdioden (CRI1, CR12) bestehen.

8. Stromversorgung nach einem der vorhergehenden An-

Sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Thyristor (SCR2) ein Dreiklemmenspannungsregler CICl) bekannter Bauart nachgeschaltet ist.

9. Stromversorgung nach Anspruch 8, dadurch ge· kennzeichnet, daß parallel zum Ausgang ein Shunt-Regler CIC2) geschaltet ist.

10. Stromversorgung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß dem Shunt-Regler (IC2) ein Kondensator (C10) parallel liegt.