DE3222456A1 - Lichtimpuls-radarsystem - Google Patents

Description

^. 5 τ.

Lichtimpuls-Radarsystem Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Lichtimpuls-Radarsystem für Kraftfahrzeuge, wie es dazu verwendet wird, den Zusammenstoß eines Kraftfahrzeugs mit einem Gegenstand, beispielsweise einem anderen Kraftfahrzeug, zu vermeiden; ein solches Lichtimpuls-Radarsystem sendet einen Lichtimpuls in einer bestimmten Richtung aus und empfängt die Lichtimpulse, die von Objekten oder Hindernissen im Strahlengang dieses Lichtimpulses reflektiert werden, um die Entfernung zu den Hindernissen und ihre Richtungen sowie ihre relativen Geschwindigkeiten in bezug auf das Kraftfahrzeug festzustellen, in dem dieses System angebracht ist.

Ein Beispiel für ein herkömmliches Lichtimpuls-Radarsystem dieses Typs ist in Fig. 1 dargestellt.

Gemäß Fig. 1 weist das Sendersystem einen Impulsmodulator 1, ein lichtemittierendes Element 2 und ein System 3 zur Abstrahlung des Lichtes auf; das Empfangssystem enthält ein lichtempfangendes System 5, ein optisches Filter 6, ein Lichtempfangselement 7, einen Breitbandverstärker 8 und eine Datenverarbeitungsschaltung 9.

Die Funktionsweise dieses Systems soll unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm nach Fig. 2 erläutert werden. Die Datenverarbeitungsschaltung·9 gibt ein Triggersignal b in einem vorgegebenen Zyklus T zu dem Impulsmodulator 1 ab, der wiederum ein moduliertes Impulssignal a mit einer Dauer T erzeugt, das auf das lichtemittierende Element 2 gegeben wird. Als lichtemittierendes Element kann beispielsweise eine Laserdiode verwendet werden,

mm Q —

um einen abgesendeten Lichtstrahl c mit einer zentralen Wellenlänge λ ₀, einer Impulsdauer T_w und mit einer Spitzenleistung (bei voller Modulation) Pt zu erzeugen. Der ausgesandte Lichtstrahl c wird zu dem Lichtsender 3 geführt, von dem er als Lichtstrahl in einer vorgegebenen Richtung abgegeben wird, beispielsweise in der Richtung, in der sich das Fahrzeug bewegt.

Der ausgesandte Lichtstrahl wird an "Zielen" 4 reflektiert, wie beispielsweise anderen Fahrzeugen oder Hindernissen vor dem Fahrzeug, in dem sich dieses System befindet; das reflektierte Licht gelangt zu dem Lichtempfangssystem 5, welches das reflektierte Licht e aufnimmt. Das reflektierte Licht e hat eine Spitzenleistung Pr (bei voller Modulation) und eine mittlere Wellenlänge von A_c (=*-q) ; das reflektierte Licht passiert das optische Filter 6 mit der Durchlaßbreite Aß von 3 dB, um das Untergrundrauschen zu reduzieren. Das empfangene Licht wird durch das Lichtempfangselement 7 in ein entsprechendes elektrisches Signal umgewandelt, d. h., das Lichtempfangselement 7 wird durch einen photoelektrischen Wandler gebildet.

Das festgestellte Signal wird durch den Breitbandverstärker 8 zu einem Signal mit vorgegebenem Pegel verstärkt; dieser Breitbandverstärker 8 kann mit hoher Genauigkeit das empfangene Lichtimpulssignal mit der Impulsdauer Τ™ verstärken, um auf diese Weise ein Reflexionssignal e zu erhalten.

Unter der Verwendung des Triggersignals b, welches das modulierte Impulssignal a synchronisiert und das Reflexionssignal e, das von dem Breitbandverstärker 8 erhalten wird, berechnet die Datenverarbeitungsschaltung 9 die zeitliche

Verzögerung jTdes empfangenen Lichtes d in bezug zu dem ausgestrahlten Licht c mittels eines Hochgeschwindigkeits-Zählers; aus dieser zeitlichen Verzögerung wird dann der Abstand R (R = C.<f/2 mit C = Lichtgeschwindigkeit) zu dem Ziel oder Hindernis 4, die relative Geschwindigkeit Vr (Vr = dR/dt) in bezug auf das Ziel und die Richtung φ des Ziels 4 mittels eines Mikrocomputers ermittelt.

Diese Ausführungsform eines Lichtimpuls-Radars hat jedoch verschiedene Nachteile; wenn das Untergrundrauschen eine größere Intensität als das reflektierte, auf das Impuls-Radarsystem fallende Licht hat, läßt sich kein Reflexionssignal gewinnen, das exakt proportional zu dem gewünschten Reflexionslicht ist. Das heißt also, daß ein optisches Filter 6 erforderlich ist, um das Untergrundrauschen zu verringern.

Die Leistung Pn des durch das optische Filter 6 empfangenen Untergrundrauschens läßt sich ausdrücken durch:

Pn » R· }j;-pb-" ■"■■'■". .:.. ^:.... cd

Dabei bedeuten:

K = Konstante (die Lichtempfängsflache Sr des Lichtempfangssystems 5 mal dem Durchgangsverlust in dem System Lr) ' j

identisch zu der 3 dB Durchlaßbandbreite -A„ des

-^= das Empfangsband des Lichtempfangssystems 5, welches identisch zu der 3 dB Du:
optischen Filters 6 ist;

Pb = Leistungsflußdichte des Untergrundrauschens bei der mittleren Wellenlänge A₀ des optischen Filters

Um also die Leistung Pn des Untergrundrauschens möglichst gering zu halten, ist es erforderlich, die 3 dB Durchlaßbandbreite j[„ ( = A ) des Filters 6 zu reduzieren. Aufgrund der Einfügungsverluste des optischen Filters 6 beträgt das Minimum der Durchlaßbandbreite üblicherweise Ä_B ~ 10 8 = 10³ um.

Im folgenden wird die Beziehung zwischen dem Untergrundrauschen und dem reflektierten Licht anhand eines bestimmten Beispiels erläutert, nämlich des Untergrundrauschens aufgrund der Wirkung der Sonnenstrahlen mit dem in Figur 3 gezeigten Energiespektrum. Wenn eine lichtemittierende Diode oder eine Laserdiode, die aus GaAlAs hergestellt ist, verwendet wird, weil eine solche Laserdiode zur Zeit besonders zuverlässig arbeitet und mit großen Stückzahlen hergestellt wird, so beträgt die Wellenlänge des ausgestrahlten Lichtes c in diesem FaIlXj= 0,85 pm.

Dabei soll zunächst von folgenden Voraussetzungen ausgegangen werden: Die Lichtempfangsfläche Sr des Lichtempfangs-

systems 5 beträgt Sr = 3 cm ; der Durchgangsverlust Lr in dem Lichtempfangssystem 5 und dem optischen Filter 6 wird mit Lr = 0,5 angenommen; die Leistungsflußdichte Pb des Untergrundrauschens aufgrund der Sonnenstrahlen bei der WellenlängeJL = 0,85 pm ist Pb ~ 90 mW/cm² * pm, wie am Punkt A von Figur 3 angedeutet ist; dann kann die maximale Leistung Pn des Untergrundrauschens der Sonnenstrahlen bei der Wellenlänge^ ^ 0,85 pm wie folgt bestimmt werden, nämlich aus der Gleichung (1):

p_n -

=0,14 mW

= -8,5 dBm

Andererseits liegt das Ausgangssignal PT (die Sende-Spitzenleistung) des lichtemittierenden Elementes 2 bei ca. Pt ^ 100 mW =20 dBm. Wenn man die Leistung des empfangenen Lichtes d (das von dem Ziel 4 reflektiert wird), dessen S/N Verhältnis (Verhältnis Signal/Rauschen) an dem Lichtempfangselement 7 gleich 0 ist, mit Pr bezeichnet, dann gilt Pr = Pn= -8,5 dBm, so daß das Verhältnis Pr/Pt (das Verhältnis der empfangenen Leistung Pr zu der abgestrahlten Leistung Pt) zur Zeit des maximalen Untergrundrauschens, wenn die Sonnenstrahlen direkt auf das Lichtempfangssystem S treffen, zu Pt/Pr = - 28,5 dB wird.

Damit geht das an bestimmten Zielen reflektierte Licht vollständig im Untergrundrauschen verloren, so daß diese Ziele nicht festgestellt werden können; bei diesen Zielen handelt es sich beispielsweise um Fahrzeuge, Fußgänger, Masten von Telefon-Elektrizitätsleiten, Plakattafeln, Fangschienen, Leitschienen, Schutzschienen, sowie Fahrbahnträgern von Brücken, die sich einige Meter vor dem Fahrzeug mit diesem System auf der Straße befinden und eine Reflexionsintensität (das Verhältnis der Leistung des einfallenden Lichtes zu der Leistung des reflektierten Lichtes) von ungefähr -40 bis -50 dB haben.

Außerdem muß noch folgender Effekt berücksichtigt werden:. Wenn nachts intensive Scheinwerferstrahlen von entgegenkommenden Fahrzeugen auf das Lichtempfangssystem fallen, geht das an Hindernissen, die sich in einigen Metern Entfernung befinden, reflektierte Licht in dem Untergrundrauschen verloren, so daß dieses System zeitweilig solche Hindernisse nicht mehr feststellen kann.

Die vorliegende Erfindung wurde unter Berücksichtigung der oben erläuterten Nachteile entwickelt, die bei herkömmlichen Radarsystemen für Kraftfahrzeuge auftreten. Es ist deshalb das Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Radar-

system für Kraftfahrzeuge zu schaffen, welches die obigen Nachteile vermeidet und zuverlässig, basierend auf dem an den Objekten reflektierten Licht, sogar dann ein Lichtsignal erzeugen kann, wenn das Untergrundrauschen stark ist.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß das abgesandte Licht in bestimmten Abständen um eine vorgegebene Wellenlänge verschoben wird, das in der Wellenlänge verschobene Licht ausgesandt, ein Schwebungssignal durch die synchrone Gleichrichtung, bei der ein Teil des ausgesandten Signals dem reflektierten Licht überlagert und das sich ergebende, kombinierte Licht in ein Schwebungssignal umgewandelt wird, und das Schwebungssignal einer Schmalbandverstärkung unterworfen wird, um ein Lichtempfangssignal zu erhalten. Auf diese Weise kann das gewünschte Reflexionssignal sogar bei widrigen Umständen zuverlässig gewonnen werden, indem die Verstärkungsbandbreite des Schwebungssignals in geeigneter Weise eingestellt und die Durchlaßbandbreite des Empfangslichtes schmal gemacht werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beiliegenden, schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform

eines herkömmlichen Lichtimpuls-Radarsystems,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm für das herkömmliche Lichtimpuls-Radarsystem nach Figur 1,

Fig. 3 eine graphische Darstellung des Wellenlängenspektrums von Sonnenstrahlen, die als Beispiel für Untergrundrauschen ver-,Q wendet werden,

Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Lichtimpuls-Radarsystems nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltdiagramm für den Strom-Modulator und den Halbleiter-Laser, wie sie bei der Ausführungsform nach Fig. 4 verwendet werden,

Fig. 6 eine graphische Darstellung der Eingabe/ Ausgabe-Kennlinie der GaAs FET-Q₁, Q₂ nach

Figur 5,

Fig. 7 eine graphische Darstellung der Oszillations-Kennlinie des Halbleiter-Lasers (der Laserdiode ,

Fig. 8 eine graphische Darstellung der Temperatur-Kennlinie des Halbleiter-Lasers,

Fig. 9 ein Zeitdiagramm für die Ausführungsform nach Fig. 4,

Fig. 10 ein Spektrum-Diagramm, welches die Beziehung zwischen der WellenlängeX _T und der Frequenz

£j, des abgesandten Lichtes L^ darstellt,

Fig. 11 ein Spektrumdiagramm, welches die Beziehung zwischen .der Wellenlänge und der Frequenz des empfangenen Lichtes L_R, der Frequenz des ausgesandten Lichtes und der Frequenz des

Schwebungssignals darstellt,

Fig. 12 ein Spektrumdiagramm, welches die Beziehung zwischen der Durchlaßbandbreite Bw des Zwischenfrequenzverstärker für die Verstärkung des Schwebungssignals e_ß und der Empfangsbandbreite Λ des empfangenen Lich

tes L^ darstellt,

Fig. 13 einen Querschnitt durch die Struktur des DFB-Lasers, der bei der Ausführungsform nach Figur 4 verwendet wird,

Fig. 14 eine graphische Darstellung der Oszillations-Kennlinie des DFB-Lasers,

Fig. 15 eine graphische Darstellung der Temperatur-Kennlinie des DFB-Lasers,

Fig. 16. ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Lichtimpuls-Radarsystems nach

der vorliegenden Erfindung,

Fig. 17 ein Zeitdiagramm für die zweite Ausführungsform nach Fig. 16,

Fig. 18 eine zur Erklärung dienende graphische Darstellung, welche die Wirkung des bei der

zweiten Ausführungsform nach Fig. 16 verwendeten Lichtfilters darstellt,

Fig. 19 eine perspektivische Ansicht der Struktur des §trom-Modulators und des Lasers, die bei der zweiten Ausführungsform nach Fig.

16 auf einem kleinen Chip integriert sind,

Fig. 20 eine graphische Darstellung der Funktions-Kennlinie der Einrichtung nach Figur 19,

Fig. 21 ein Schaltdiagramm einer Äquivalenz-Schaltung der Einrichtung nach Fig. 19,

Fig. 22 eine perspektivische Ansicht der Struktur

des Richtungs-Photokopplers, der bei der

zweiten Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird,

Fig. 23 eine perspektivische Ansicht der Struktur des Wellenleiter-Lichtdemodulators, der

bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. verwendet wird,

Fig. 24 eine perspektivische Ansicht der Struktur

des Lichtfilters, das bei der zweiten Aus-,j führungsform nach Fig. 16 verwendet wird,

Fig. 25 eine perspektivische Ansicht der Struktur des Verzweigungslinien-Photokopplers (branch line type photocoupler), der bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. 16 2Q verwendet wird,

Fig. 26 eine perspektivische Ansicht der Struktur des 'Wellenleiter-Lichtdetektors, der bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird,

Fig· 27 eine Draufsicht auf die Struktur des Vorverstärkers, der zusammen mit dem Wellenleiter-Lichtdetektors dargestellt ist, die bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. verwendet werden,

Fig. 28 einen Querschnitt längs der Linie Z-Z^N nach Fig. 27,

Fig. 29 ein Schaltdiagramm der Äquivalenz-Schaltung für die Einrichtung nach Fig. 27,

Fig. 30 eine perspektivische Ansicht des Anschlusses

der optischen Faser, die bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird, und

Fig. 31 eine Draufsicht auf die Gesamtstruktur der monolithischen integrierten Schaltung, die

bei der zweiten Ausführungsform nach Fig. verwendet wird.

Im folgenden soll zunächst unter Bezugnahme auf Figur 4, die ein Blockdiagramm zeigt, eine erste Ausführungsform des Lichtimpuls-Radarsystems nach der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.

Das Sendersystem weist einen Hochgeschwindigkeits-Impuls-Generator 10, einen'Strom-Modulator 11, einen Halbleiter-Laser 12, einen Lichtverteiler 13 und ein Lichtsendesystem 14 auf. Das Empfangssystem enthält ein Lichtempfangssystem 16, einen Photokoppler 17 und ein Lichtempfangselelement Das Signal von dem Lichtempfangselement 11 wird über einen Zwischenfrequenzverstärker 19 und einen Detektor 20 zu einer Datenverarbeitungsschaltung 21 geschickt. Die Doppelfeile zeigen die Kanäle der Lichtübertragung.

Als nächstes sollen der Aufbau jedes Blocks in dem Sendesystem sowie seine Funktion beschrieben werden. Der Hochgeschwindigkeits-Impuls-Generator 10 besteht aus emittergekoppelten logischen Schaltungen CECL = emittercoupled logic circuits) und erzeugt ein Sendeimpulssignal e_T mit

einer Impulsdauer T^ (ungefähr 10 ns) in vorgegebenen Zyklen T_p (ungefähr 2 us), das dem Strommodulator 11 und der Datenverarbeitungsschaltung 21 zugeführt wird.

Während des Anlegens des Sendeimpulssignals e_T an den Strommodulator 11 wird der Injektionsstrom Id zu dem bei einem einzigen Modus bzw. bei einem einzigen Wellentyp schwingenden Halbleiter-Laser 12 durch &l synchron mit dem Sendeimpulssignal e_T etwas variiert; gleichzeitig wird die Wellenlänge A^q der Schwingung, die von dem Laser 12 erzeugt wird, durch ^Asynchron mit dem Sende impuls e_T variiert, um das auszusendende ;Licht L™ zu erzeugen.

Ein Beispiel des Strommodulators 11 und des Halbleiter-Lasers 12 ist in Figur 5 dargestellt. Bei diesem Beispiel wird eine Laserdiode LD als Halbleiter-Laser 12 verwendet und zwischen die Energiequelle +Vg und den Anschlußpunkt der Senken der Hochgeschwindigkeits FED-Q1 und Q2 eingefügt. Die Laserdiode LD und der Strommodulator 11 sind im Innern eines kleinen, thermostatisierten Ofens bzw. Gehäuses 22, welches ein Peltier-Element verwendet, installiert; in diesem Gehäuse wird die Temperatur im Be-, reich von 23° C + 0,5° C gehalten, um stabile Schwingungen der Laserdiode LD zu gewährleisten.

Eine Steuerspannung V ·* wird an die Steuerelektrode des FET-Qt des Strommodulators 11 angelegt, um einen konstanten Fluß des Senkenstroms Ib zu erzeugen, der als Injektionsstrom Id an die Laserdiode LD angelegt wird, wodurch die Laserdiode LD bei einer vorgegebenen Wellenlänge /^₀ getrieben wird. Der Steuerdiode des FET-Q2 wird das Sendeimpulssignal e_T durch den Kondensator C1 zugeführt, um den FET-Q2 - der aufgrund der Steuerspannung V₂ durch die Steuervorspannung abgeklemmt war - einzuschalten, wodurch das Fließen des Senkenstroms ^I verursacht wird. Der Senkenstrom &l dient als Impulsmodulationsstrom im,

der zu dem Senkenstrom Ib des FET-Q1 hinzugefügt wird, um den Injektionsstrom für die Laserdiode LD zu ändern, so daß die Laserdiode LD schwingt,' um Lichtimpulse der Wellenlänge (X_n ⁺Ay^) zu erzeugen. Die Laserdiode LD liefert Lichtimpulse konstanter Wellenlänge \_Q, wenn der Injektionsstrom Id = Ib ist; wenn jedoch der Pulsmodulationsstrom Im zu dem Senkenstrom Ib addiert wird, wird die Wellenlänge des Lichtimpulses /!^verschoben.

Figur 6 zeigt die Eingangs/Ausgangs-Kennlinie (Id - V^g-Kennlinie) des FET-Q2, wie in Fig. 5 dargestellt ist. Der Betriebspunkt P, bei dem ein spezifizierter Senkenstrom Id = Al erzeugt wird, wird durch den Spitzenwert des Sendeimpulssignals e_T und die Steuerspannung V- festgelegt. Die Steuerspannung V ₂ wird unter die Abklemmspannung Vp eingestellt, so daß der Pulsmodulationsstrom Im gleich null ist, wenn kein Sendeimpulssignal e-j. angelegt wird.

Als nächstes soll die Beziehung zwischen dem Injektionsstrom Id für die Laserdiode LD (siehe Figur 5) und der Wellenlänge Λ, der erzeugten Impulse unter Bezugnahme auf die Kennlinie nach Fig. 7 beschrieben werden.

Wie bereits oben erwähnt wurde, führt die Laserdiode LD nur Schwingungen eines einzigen Schwingungstyps aus; die Laserdiode LD befindet sich in dem thermostatischen Gehäuse 22 und wird dadurch auf einer Temperatur im Bereich von 23° C + 0,5° C gehalten; die Laserdiode LD hat eine solche Kennlinie, daß die Wellenlänge λ bei spezifischen Punkten I. in I_R des Injektionsstroms Id eine Strecke J\j zu einem anderen Wert springt; an dem Bereich zwischen diesen Punkten I» und I_ß ändert sich die Kennlinie proportional zu der Änderung des Injektionsstroms Id mit einer Geschwindigkeit k, die konstant ist und durch die Gleichung k = d/\/dId [^,/mAj ausgedrückt werden kann.

Wenn der Injektionsstrom Id gleich Ib gesetzt wird, ist die WellenlängeAdes Lichtes am Punkt X gleich ^q. Wenn der Spitzenwert des Pulsmodulationsstroms Im mit ΛΙ festgelegt wird, ist der Betrag der Änderung der Wellenlänge entsprechend dem Spitzenwert ΔΙ gegen durch:

Wird der Modulationsstrom Im zu dem Injektionsstrom addiert, so erzeugt die Laserdiode LD ein oszillierendes Senderlicht L«, deren Wellenlänge»Λ,-τ, von yU um Δ Α zunimmt, und zwar über der Zeitspanne der Impulsdauer T^.

Ein Beispiel für konkrete Werte ist in Verbindung mit der Kennlinie nach Fig. 7 dargestellt. Für einen Wellenlängensprung Λ j = 3,5 8, einen Injektionsstrom Ib = 158 mA und einen Spitzenwert ΔΙ = 2 mA des Modulationsstroms erhält man aus Gleichung (2) die Oszillations -!Wellenlänge^zu 8500 S = 0,85 um; die ErhöhungA^der Wellenlänge beträgt 0,025 S; dabei wird angenommen, daß die Neigungskonstante oder die Proportionalitätskonstante k = 0,01 25 £Ä/mA]3 ist.

In den folgenden Beispielen werden die obigen Werte für die Wellenlänge \_Q und die Wellenlängenänderung verwendet, die im folgenden erläutert werden soll.

Figur 8 stellt die Beziehung zwischen der Oszillations-Wellenlänge \ und der Umgebungstemperatur T dar, bei der sich die Laserdiode LD mit der Kennlinie nach Fig. 7 befindet.

Aus dieser Figur läßt sich folgendes ableiten: Für einen festen Injektionsstrom Ib ändert sich die Wellenlänge λ aprupt, wie durch den entsprechenden Sprung\j angedeutet ist, und zwar bei den spezifischen Temperaturen T. (= 22°C)

T_R ( = 24°C) ; im Temperaturbereich zwischen T. und T_ß ändert sich die Wellenlänge jedoch linear, wie durch die Linie A angedeutet ist, die eine konstante Neigung von η =A.d /dT [Ä/^Oc3 hat. Die Kennlinie Wellenlänge/Temperatur, die durch die Linie B mit dem einen Punkt angedeutet ist und dem erhöhten Injektionsstrom (Ib + Al) entspricht, hat ebenfalls die gleiche Neigung wie Linie A. Die Temperaturen, bei denen der Wellenlängensprung 3\j erfolgt, sind jedoch etwas verschoben. Solange also die Umgebungstemperatur im Bereich von 23⁰C + 0,5⁰C gehalten wird, bleibt die Wellenlängendifferenz zwischen den beiden Kennlinien A und B konstant bei ΔΛ⁼ λβ - Λ.Ο., da diese Linien parallel sind, wenn die Temperatur sich von Tx auf 23°C und die Punkte auf den ■ Kennlinien zu den Stellen C, C ändern.

Es läßt sich also folgendes ableiten: Wenn sich die Wellenlänge At des Senderlichts L™ der Temperatur T der Umgebung ändert, in der sich die Laserdiode LD befindet, so bleibt die Wellenlängenänderung Δλ,-die durch die schrittweise Variation Al des Injektionsstroms verursacht wird, konstant, wenn sich die Umgebungstemperatur im Bereich von 23°C + 0,5⁰C ändert. Die Linien A, B (siehe Figur 8) haben üblicherweise eine Neigung von ungefähr η = 0,7£"a/°CJJ

Im folgenden soll unter Bezugnahme auf Fig. 4 die Funktion jedes Blocks erläutert werden. Der Lichtverteiler 13 besteht aus einem Richtungskoppler, einer Verzweigungsleitung und einem Halbspiegel; er verteilt einen Teil· des Senderlichtes L_T, das von dem Halbleiter-Laser 12 erzeugt wird, zu dem Photokoppler 17 des Empfangssystems, liefert als das lokal erzeugte Licht L?.

Das Senderlicht L™, das dem Lichtsendersystem 14 von dem Halbleiter-Laser 12 über den Lichtverteiler 13 zugeführt wird, wird von dem Lichtsender 14 durch ein Linsensystem abestrahlt, das in eine bestimmte Richtung zielt, so daß

die Abstrahlung in dieser Richtung erfolgt; dabei handelt es sich im allgemeinen um die Richtung, in der das Fahrzeug fährt. Das Sender licht L~, von dem Lichtsender 14 wird als konischer, allmählicher expandierender Lichtstrahl B_p mit einem Streuwinkel θ in bezug auf die Lichtachse G des Lichtsenders 14 abgestrahlt»

Das von dem Lichtsender 14 emittierte Senderlicht L_T wird dann an dem Objekt bzw. Gegenstand 15 reflektiert, der sich an dem Abstand R vor dem Fahrzeug befindet; dieses Licht tritt in den Lichtempfänger 16 als reflektiertes Licht R/ ein.

• Der Lichtempfänger 16 weist eine zur Fokussierung des Lichtes dienende Linse, ein optisches Filter und ähnliche Elemente auf, so daß der an den Hindernissen reflektierte Lichtstrahl in einem Winkel φ konvergiert, wodurch sich das reflektierte Licht L_R mit der Wellenlänge /L ergibt, die aufgrund des DOpplereffektes bei der Bewegung des Fahrzeugs reduziert ist.-V ; :

Die zeitliche Verzögerung ψ des reflektierten, auf den

Lichtempfänger 16 fallenden Lichtes L_R in bezug auf das

Sendelicht L™ hängt von dem Abstand R zu dem Objekt 15 ab und wird durch die folgende Gleichung gegeben:

Dabei bedeutet C die Lichtgeschwindigkeit. Wenn die Geschwindigkeit des Fahrzeugs relativ zu dem Objekt 15 mit Vr bezeichnet wird, wird die Wellenlänge λη des reflektierenden Lichtes aufgrund des Dopplereffektes um \, verschoben.

Der Photokoppler 17 besteht aus einer Verzweigungsleitung, einem Richtungskoppler, einem Halbspiegel und ähnlichen Elementen; er führt eine Überlagerungs- bzw. Interferenz-Gleichrichtung durch, indem das reflektierte Licht Lr, von dem Lichtempfänger 16 und das lokal erzeugte Licht L^ von dem Lichtverteiler 13 gemeinsam überlagert bzw. zur Schwebung gebracht werden.

Bei dem Lichtempfangselement 18 handelt es sich um einen photoelektrischen Wandler, wie beispielsweise eine Avalanche- bzw. Lawinen-Laufzeitdiode oder eine PIN-Photodiode. Dieser photoelektrische Wandler 18 erzeugt ein Schwebungssignal e„ mit der Frequenz f-rp, d. h., ein Zwischenfrequenzsignal, durch die synchrone Gleichrichtung, wodurch die sich ergebende, an-dem Photokoppler 17 erzeugte kombinierte Schwingung aus dem reflektierten Licht Lr, und dem lokal erzeugten Licht L _7/ in ein entsprechendes elektrisches Signal umgewandelt wird.

Der Zwischenfrequenzverstärker 19 hat eine Breitband-Verstärkungskennlinie von 3dB, wobei das Frequenzband-B^ der Wellenlängenänderung AXdes abgesandten Lichtes entspricht. Der Verstärker 19 verstärkt das von dem Lichtempfangselement 18 zugeführte Schwebungssignal e„ auf einen gewünschten Pegel, um das Zwischenfrequenzsignal e- zu erhalten. Der Detektor bzw. Gleichrichter 20 führt an dem Zwischenfrequenzsignal e- eine Hüllkurvengleichrichtung durch, um ein Empfangslichtsignal e^ in Form eines Rechteckimpulses zu erzeugen; dieses Empfangslichtsignal e, wird der Datenverarbeitungsschaltung 21 zugeführt, welche die Entfernung R zu dem Objekt 15, die relative Geschwindigkeit Vr und die Richtung φ ermittelt.

Im folgenden soll unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm nach Fig. 9 die Funktionsweise der Ausführungsform nach Fig. 4 erläutert werden.

Das Sendelicht L_T mit der Grundwellenlänge j\q, das von dem schwingenden Halbleiterlaser 12 erzeugt wird, enthält Licht, dessen Wellenlänge synchron mit dem Signal e_T um AXauf (A₀ + ^X) erhöht wird, und zwar intermittierend bei Perioden T_p für die Impulsdauer T^. Dieses Sendelicht wird an dem Objekt oder Ziel 15 reflektiert und tritt in das Lichtempfangssystem 16 als reflektiertes Licht Lp mit einer zeitlichen Verzögerung γ ein, die proportional zu der Entfernung R ist.

Das empfangene Licht L_R wird mit dem lokal erzeugten Licht L, von dem Photokoppler 17 kombiniert und dann durch die synchrone Gleichrichtung an dem Lichtempfangselement 18 in das Schwebungssignal e_ß umgewandelt, das wiederum durch den Zwischenfrequenzverstärker 19 verstärkt wird, um das Zwischenfrequenzsignal e- zu erzeugen. Das Zwischenfrequenzsignal e- wird weiterhin durch den Detektor 20 einer Hüllkurvengleichrichtung unterworfen, um ein rechteckiges Impulssignal e, zu erzeugen, das zu der Datenverarbeitungsschaltung 21 weitergegeben wird. Die , Datenverarbeitungsschaltung 21 berechnet die zeitliche Verzögerung τ'unter Verwendung des Hochgeschwindigkeitszählers, der den Abstand R zu dem Objekt 15 bestimmt,-sowie'unter Verwendung des Mikrocomputers, der die relative Geschwindigkeit Vr und die Richtung des Objektes er-

25" mittelt. Die Datenverarbeitungsschaltung gibt ein Alarmsignal ab, wenn der Abstand R in einen bestimmten Bereich kommt, um dadurch den Fahrer darauf aufmerksam zu machen, daß nun die Gefahr eines Zusammenstoßes mit dem Hindernis besteht.

Das Schwebungssignal e_R des Zeitdiagramms nach Fig. 9 wird durch die Änderung der Frequenz f in bezug auf die Zeitachse ausgedrückt. Ihre Beziehung zwischen der Frequenz und der Wellenlänge des Sendelichtes L^ und des· empfangenes Lichtes L_R wird aus der folgenden Beschreibung ersichtlich.

Nun soll im Detail erörtert werden, daß die optische Durchlaßbandbreite vollständig auf dem 3dB-Durchlaßband des Schwebungssignals e_ß abhängt.

Bei dem Zeitdiagramm nach Fig. 9 sind das Sendelicht L-j. und das empfangene Licht L_R in Wellenlängen λ—, λ*, ausgedrückt, während das Schwebungssignal e_ß durch die Frequenz f,p ausgedrückt ist. Deshalb muß zunächst die Beziehung zwischen den Wellenlängen /V., Ar und ihren Frequenzen geklärt werden.
10

(A) Beziehung zwischen der Wellenlänge Λ- und der Frequenz f_T des Sendelichtes L_T

Fig. 10 zeigt die Beziehung zwischen der Wellenlänge Xp und der Frequenz f™ des Sendelichtes L^. Das Sendelicht L-j. hat auf der Wellenlängenachse zwei Spektren, d. h,, ein Spektrum Sa von λ_τ.= X> und ein Spektrum Sb von λ-, = \ C =λ₀ +M).

Betrachtet man diese Spektren Sa und Sb in bezug auf die Frequenzachse f™, so gilt die folgende Beziehung zwischen der Wellenlänge X_n und der Frequenz f_Q:

^fo " \

, Dabei bedeutet C die Lichtgeschwindigkeit. Damit kann die Frequenz ί~. des Spektrums Sa ausgedrückt werden als f™. = fQ, und die Frequenz f™ des Spektrums Sb kann ausgedrückt werden als f™ = f, = f_Q -/if»

Als nächstes soll die Beziehung zwischen A\ und Äf bestimmt werden. Drückt man die Frequenz f.. unter Verwendung von Δ£ und Δϊ^ aus, so ergibt sich

3222A56

-

Ψ - ^c C

^ri - -^ - λ₀ + Δλ ···· (6)

Aus den obigen Gleichungen (4) und (5) kann man ableiten

Setzt man die Gleichung (7) in die Gleichung (6) ein, so ergibt sich:

C _a _C_ ^ _Af

7^ λ₀ +· Δλ X₀ ·

Deshalb kann die Beziehung zwischen ^E und /Abgeschrieben werden als

Der zweite Term T der rechten. Seite von Gleichung* C8) kann ttmtormuTiert werden zu

1 1.1 ... (9)

^λο

^λο ^{+ Δλ} " ^λο ι

» Δλ» ist, kann die Gleichung (9) näherungsweise geschrieben werden als

Setzt man die Gleichung (10) in die Gleichung .(8) ein, so erhält man

^{Δ τ} ~h ^λο ^λο V

Bei der obigen Ausführungsform werden^ = 0,85 pm =8500 Ä) und AK = 0,025 8 verwendet; setzt man diese Werte in die Gleichung (11) ein, so ergibt sich Δ£ = 1,0 GHz.

(b) Beziehung zwischen der Frequenz f- des Sendelichtes L_T , der Frequenz f_R des empfangenes Lichtes L_R und der Frequenz fjp des Schwebungssignals e_B

Fig. 11 zeigt die Signalspektren, ausgedrückt durch die Frequenz f_T des Sendelichtes L^, die Frequenz f_R und die Wellenlänge A„ des empfangenen Lichtes L_R und die Frequenz fjp des Schwebungssignals e„.

Zunächst soll die Beziehung zwischen der Wellenlänge Λρ und de'r Frequenz f_R des empfangenen Lichtes L_R unter Bezugnahme auf die Spektren (a) und (b) nach Fig. 11 erläutert werden.

Da die Wellenlänge des empfangenen Lichtes durch den Dopplereffekt scheinbar um Λ, in bezug auf das ausgesandte Licht Lj verkürzt ist, ist die Wellenlänge A_R des reflektierten Lichtspektrums Sc, welches dem Senderlichtspektrum Sa (s. Fig. 10) der Wellenlänge A₀ entspricht, gegeben durch .A_R = X₂ = Xq + λ^· Damit wird also die Wellenlänge A._R des reflektierten Lichtspektrums Sd, welches dem Sendelichtspektrum Sb (s. Fig. 10) der Wellenlänge λο ⁺ ΔΑ. entspricht, ausgedrückt durch ^_R = \, =

Wenn man diese Spektren Sc und Sd in Beziehung setzt zu der Frequenzachse f_R, so wird die Frequenz £_R des Spektrums Sc gegeben durch f™ = f?> ^und die Frequenz f„ für das Spektrum Sd läßt sich ausdrücken durch £„ = fg.

Die Dopplerfrequenz f , wird durch die folgende Gleichung gegeben

f_d -* 2Vr ........ .. (12)

Nimmt man also beispielsweise an, daß die Relativgeschwindigkeit Vr = 27,8 m/s = 100 km/h und die λ₀ = 0,85 um betragen, so wird die Dopplerfrequenz f, zu f, 4 65 MHz.
^d

Da die Dopplerverschiebung λ, der Dopplerfrequenz f, entspricht, die durch die Gleichung (12) gegeben wird, und die Wellenlängenänderung Δλ der Frequenzvariation Af entspricht, wie durch die Gleichung (11) festgelegt wird, werden die Frequenzen f₂ und f₃ des empfangenen Lichtes Lp durch die folgenden Gleichungen gegeben:

^f2 * ^f0 " ^fd ..■.'..... (13)

^f3 ^{= f}o " ^Af " ^fd (14)

Damit können die Spektren Se, Sf und Sg für das Schwebungssignal e_ß des ausgesandten und empfangenen Lichtes L^., L^ auf der Frequenzachse fjp dargestellt werden, wie es in Fig. 11(d) zu erkennen ist. Fig. 11(c) stellt die Spektren Sa, Sb auf der Erequenzachse f_T des ausgesandten Lichtes L« dar.

- 26 Da die Schwebungsfrequenz fjp gegeben werden kann durch

^fIF - l^fT - ^f _Rl

wird die Frequenz £₄ des Spektrums Se wie folgt beschrieben, wobei für f₂ der aus der Gleichung (13) erhaltene Wert verwendet wird:

^f4 * l^f0 - ^f ₂l - l^f0 * <^f0 -

Für die Frequenz f,. des Spektrums Sf wird f, verwendet, wie durch die Gleichung (14) definiert wird:

f₅ . |f₀ - f₃| - |f₀ - (f₀ - Af - f_d)| « Af + f_d

(17)

Unter Verwendung von f.. und f_?, die durch die Gleichungen (5) und (13) gegeben werden, läßt sich die Frequenz f, für das Spektrum Sg wie folgt ausdrücken:

■f₆ = If₁ - f₂i - If₀ - ^Af - ^(fo - ^fd>i ^{= Af} -

(18)

Als nächstes erhält man auf der Basis der Frequenzen des ausgesandten Lichtes Lj, des empfangenen Lichtes Lp und des Schwebungssignals e_ß die Empfangsbandbreite Λ für die Ausführungsform nach Fig. 4, und zwar ausgedrückt durch die Wellenlängen, auf denen das ausgesandte Licht empfangen werden kann.

Fig. 12 zeigt die Wellenlänge Xj. und die Frequenz f™ des ausgesandten Lichtes L™, die Wellenlänge A,_R und die Frequenz f_R des empfangenen Lichtes L^, die Frequenz frp des Schwebungssignals eg und die Frequenzkennlinie des Zwischenfrequenzverstärkers 19 (s. Fig. 4) für die Verstärkung des Schwebungssignals egj alle diese Größen werden verwendet, um die EmpfangsbandbreiteJ\_w zu bestimmen.

Weil die Bandbreite ߣ des Schwebungssignals gleich Af τ 1 GHz ist, kann man annehmen, daß die Mittenfrequenz f des Zwischenfrequenzverstärkers 19 in diesem Fall f_c S ££ und die SdB-Durchlaßbandbreite B2 in diesem Fall Bw 4= 400 MHz betragen. Da die Dopplerfrequenz f, = 65 MHz ist, mit anderen Worten also f, << Bw und f, « Δί gelten, wird bei den folgenden Erläuterungen die Dopplerfrequenz fj vernachläßigt.

Wenn der Zwischenfrequenzverstärker 19 mit. seiner Mittenfrequenz f = /\£ = 1 GHz und mit der 3dB-Durchlaßbandbreite Bw ="400 MHz die in" Fig. -12Ca) dargestellte Freqüenzkennlinie hat, kann das Durchlaßband des Schwebungssignals e_ß angenähert werden, wie es in Fig. 12Cb) dargestellt ist, wobei die 3dB-Bandbreite Bw verwendet wird.

Das das Spektrum Si für die Schwebungsfrequenζ AE des Schwebungssignals e^ erhalten wird, indem das lokal erzeugte Schwingungsspektrum St mit der Frequenz f-j. = Fq, wie es in Fig. 12Cc) dargestellt ist, und das Spektrum Sr des empfangenen Lichtes mit der Frequenz f„ = £q - jbfc miteinander zur Interferenz gebracht bzw. einander überlagert werden, ist die Empfangsbandbreite des empfangenen Lichtes L_R selbstverständlich Bw, wie in Fig. 12Cd) auf der Frequenzachse f_D dargestellt ist. D. h., das Empfangsband F liegt im Bereich von f_A ■§ F $ f_fi. Die Frequenzen f^ und fß sind

- ^fO - ^Δ£ - "Τ

f_B = f_Q - Af + -y- Bw (20)

Das lokal erzeugte Schwingungsspektrum St, wie es auf der Wellenlängenachse X_T von Fig. 12(e) dargestellt ist, hat eine Wellenlänge Λχ, die gleich ^₀ ist, während das Spektrum Sr des empfangenen Lichtes eine Wellenlänge X, hat, die gleich Xq +AXist.

Stellt nun λ, (s. Fig. 12(f)) die Wellenlänge dar, die der Frequenz f. des empfangenen Lichtes Lj. nach Fig. 12 (d) entspricht, und X^ die Wellenlänge dar, die der Frequenz fg entspricht, dann ist das Empfangsband F¹ für das empfangene Licht Ln, ausgedrückt in Wellenlängen T^ <

Das" heißt, ^._ß - λ. = λ auf der Wellenlängenachse "L·. ist die Empfangsbandbreite. Die Wellenlängen λ^, ^g, die die Empfangsbandbreite ^_w definieren, sind jeweils gegeben durch

25- λ_Α = A₀ + Δλ + -I-. A_w , ₍₂₁₎

^λΒ ^{= λ}0 ^{+ Δλ} "

Berücksichtigt man die Beziehung zwischen der Wellenlänge J*. und der Frequenz f., so wird die 3dB-Durchlaßbandbreite Bw des Zwischenfrequenzverstärkers 19 und die Empfangsbandbreite λ des empfangenen Lichtes L^ wie folgt bestimmt:

Durch Umschreiben der Gleichungen (19) und (21) erhält man

| (23)

fo-	fz	i	SS	Af +	1 2	Bw
		fA>	ΔΧ +		Xw
Da (£	-	und	-

(24)

äquivalent zu Af bzw. .Δλ in

der Gleichung (11) sind, werden (f_Q - £_A) und (^ - ^₀) für 4f und /iiin diese Gleichung eingesetzt, wodurch man erhält:

Af + -~ Bw = -τ?-(Δλ + ~- Xw) (25)

2 X _Q 2

Setzt man den Term Δι = C^dVA₀ von Gleichung (11) in den obigen Ausdruck ein, so ergibt sich

^{Bw =} xf-;^xw

Die obige Gleichung kann umformuliert und nach 1 aufgelöst werden, wodurch man erhält:

. X²

-Bw (26)

Diese letzte Gleichung (26) hat folgende Bedeutung: Bei dem Lichtimpuls-Radarsystem nach der vorliegenden Erfindung, bei dem das an dem Hindernis reflektierte, empfangene Licht L_n mit einem Teil des ausgesandten

Lichtes L^ kombiniert wird, um ein Schwebungssignal e„ zu erzeugen, dessen 3dB-Durchlaßbandbreite Bw verstärkt wird, wird die optische Empfangsbandbreite \^ für das empfangene Licht L_R durch die 3dB-Durchlaßbandbreite Bw festgelegt, die wiederum elektrisch eingestellt werden

kann; deshalb läßt sich wiederum eine extrem schmale Empfangsbandbreite X^ erhalten, und zwar im Vergleich mit der Empfangsbandbreite X^, eines herkömmlichen Lichtimpuls-Radarsystems, die durch das 3dB-Durchlaßband λ^ des optischen Filters bestimmt worden ist.

Beispielsweise ist die Empfangsbandbreite X., die mit dem herkömmlichen optischen Filter erhalten wird, gegeben durch λ , = Xg = 10 R, was mit dem Ausdruck ^ = 0,96 χ

10 #n] = 10~² £83 verglichen werden muß, wie er für die vorliegende Erfindung gilt. Dabei wird angenommen, daß Bw = 400 MHz und ^₀ = 0,85 pm C= 8500 R) sind; diese Werte werden in die Gleichung (26) eingesetzt. Dies bedeutet also, daß bei dem Lichtimpuls-Radarsystem nach der vorliegenden Erfindung die Empfangsbandbreite 1000 mal kleiner als die des herkömmlichen Systems gemacht werden kann.

Deshalb -wird die Untergrundrausch-Leistung Pn, die in einer proportionalen Beziehung zu der Empfangsbandbreite -χ steht, ebenfalls 1000 mal so klein wie bei dem herkömmlichen System gemacht, so daß das Radar system nach der Erfindung sogar dann, wenn Sonnenstrahlen oder Strah-..' len von· den Scheinwerfern eines entgegenkommenden Fahrzeugs direkt auf das Lichtimpuls-Radarsystem treffen sollten, zuverlässig eine schwache Reflexion von einem Hindernis feststellt, das sich in einem beträchtlichen Abstand befindet, wodurch die notwendigen Informationen über diesen Gegenstand oder dieses Ziel ausgegeben werden können.

Fig. 13 stellt einen Laser mit verteilter Rückkopplung (DFB = distributed feedback) dar, wie er als Halbleiterlaser 12 bei der Ausführungsform nach Fig. 4 verwendet wird. Ein solcher DFB-Laser hat den Vorteil, daß kein

thermostatisches Gehäuse benötigt wird, da auch bei einer Änderung der Umgebungstemperatur keine Sprünge bei einer Änderung der Wellenlänge auftreten.

Ein solcher DFB-Laser wird durch viele, übereinander gestapelte Schichten gebildet; bei diesen Schichten handelt es sich um eine positive Elektrode 22a aus Cr-Au, eine P-GaAs-Schicht 23, eine P-AlO.3GaO.7As-Schicht 24, eine P-AlO.07GaO.93As-Schicht 25, eine P-AlO.17GaO.83As-Schicht 26, eine P-GaAs aktive Schicht 27, eine n-AlO.3GaO.7As-Schicht 28, ein n-GaAs-Substrat 29 und eine negative Elektrode 30 aus Au-Ge-Ni. Wenn eine Spannung zwischen Elektroden 22 und 30 angelegt wird, um eine große Menge Elektronen in die aktive Schicht 27 zu injizieren, werden die Elektronen und positiven Löcher kombiniert, um Licht zu erzeugen. Das durch die Kombination der Elektronen und positiven Löcher erzeugte Licht wird an einem gewellten bzw. gerippten Beugungsgitter 31 reflektiert, das zwischen der P-AlO.3GaO.7As-Schicht 24 und der P-AlO.07GaO.93As-Schicht 25 angeordnet ist. Das Beugungsgitter 31 reflektiert selektiv Licht einer bestimmten Wellenlänge λ _} die durch den Gitterabstand Λ bestimmt wird, mit dem Ergebnis, daß nur Licht einer bestimmten Wellenlänge in· der Wellenleiterbahn eingefangen wird, die durch das Beugungsgitter 31 und durch die Grenzfläche eingeschlossen -wird, die zwischen der aktiven Schicht 27 und der n-AlO. 3GaO.7As-Schicht 28 ausgebildet ist. Diese Wellenleiterbahn dient als Lichtresonator, der ein schwingendes Licht einer einzigen Wellenlänge liefert.

Die Wellenlänge λ der Schwingung hängt von dem Gitterabstand A des Beugungsgitters 31 ab und wird durch die folgende Gleichung gegeben:

2·η —«Λ
_λ =: ef| ₍₂₇₎

Dabei bedeuten:

ⁿe£f^: Effektiver Brechungsindex der Wellenleiterbahn
r GaAs - 3.6

m: Beugungsordnung, gegeben durch eine ganze Zahl.

Die Beziehung zwischen der Wellenlänge λ der Schwingung, die durch den DFB-Laser erzeugt wird, und dem Injektionsstrom Id ist in Fig. 14 dargestellt, wobei die Umgebungstemperatur T konstant bei 20° C gehalten wurde.

Wie man aus dieser Kennlinie ableiten kann, tritt kein Sprung Λ j in der Änderung der Wellenlänge über den gesamten Bereich des Injektionsstroms Id auf, der verwendet wird. Die Geschwindigkeitsänderung (Neigung) k in der Wellenlänge der Schwingung bei einer Änderung des Injektionsstroms Id ist k - 2,5 χ 10"'(AVmA), beträgt also nur ungefährt 1/3 des entsprechenden Wertes für die Laserdiode LD nach Fig. 7.

Wenn bei dem Lichtimpuls-Radarsystem nach der vorliegenden Erfindung ein solcher DFB-Laser eingesetzt werden soll, wird der Vorspannungspunkt auf Id = Ib' = 160 mA und der Spitzenwert des Pulsmodulationsstroms Im auf Al¹ = 10 mA eingestellt, wodurch die Punkte X' und Y¹ auf der Kennlinienkurve nach Fig. 14 festgelegt werden, die wiederum die Bezugswellenlänge der Schwingung bei λ₀ = 0,8 5 pm = 8 500 K und die Abweichung der Wellenlänge bei AX= 0,025 8 bestimmen.

Fig. 15 zeigt die Temperaturkennlinie des DFB-Lasers. Die Geschwindigkeit der Änderung n' (die Neigung) in der

— 33 -

Schwingungswellenlänge Λ in bezug auf die Temperatüränderung bei konstant gehaltenem Injektionsstrom Id ist mit n* a 0,6 £8/°(f) klein; über den gesamten Bereich der Temperaturänderung, die in dem Diagramm dargestellt ist, wird kein Wellenlängensprung "Xj beobachtet. Weiterhin ergibt sich ein großer Temperaturbereich, in dem eine stabile Schwingung gewährleistet ist, nämlich ein Bereich von 5 °C bis zu 35 ⁰C. Außerdem ist die Kennlinie B-die in der Wellenlänge um Δ/1»"νοη der Linie A verschoben ist, wenn der Injektionsstrom Id um AI' zunimmt, parallel zu der Linie A über den Bereich der Umgebungstemperatur von 5 ⁰C bis 35 ⁰C, so daß die Wellenlängenverschiebung "*λaufgrund der Änderung des injektionsStroms konstant bleibt, wenn die Änderung der Temperatur eine Änderung in der Schwingungswellenlänge Xq verursacht, solange die Temperatur T im Bereich von 5 ⁰C bis 35 °€ bleibt.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist in Fig* 16 dargestellt.

Diese Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, daß nur das Licht, dessen Wellenlänge pulsiert und um für die Dauer Tw C or 10 ns) in Intervallen Tp- (er 2 ps) verschoben ist, als Senderlicht L_T abgestrahlt und seine

or ^

" Reflexion aufgefangen wird, um Informationen über das Ziel oder ein Hindernis zu erhalten. Diese Ausführungsform hat noch das weitere Merkmal, daß die Lichtsenderund -Empfangsschaltungen durch eine monolithische, integrierte, optoelektronische GaAs-Schaltung realisiert

'" werden.

Zunächst soll der Aufbau dieser Ausführungsform erläutert werden. Ein Hochgeschwindigkeits-Impulsgenerator 32, der aus einer emittergekoppelten logischen Schaltung gebildet " wird, erzeugt ein Sende impulssignal e- der Dauer Tw c 10 ns

in Intervallen Tp<* 2 us und führt es dem Strommodulator zu. Der Strommodulator 33 besteht aus zwei GaAs FET~Q_A und Q_ß. Ein Sendeimpulssignal e,_f wird an die Steuerelektrode des GaAs FET-Q. angelegt, der durch eine Vorspannung V₂ ¹, abgeschaltet wird, um diesen einzuschalten und dadurch den Impulsmodulationsstrom Im zu erzeugen. Der Impulsmodulationsstrom Im wird zu dem Vorspannstrom Ib des GaAs FET-Qg addiert, der stetig mit einem konstanten Pegel fließt, und zwar aufgrund der Steuerspannung V Λ , wodurch sich der resultierende Injektionsstrom Id ergibt. Der Spitzenwert ΔΙ des Modulationsstroms Im wird durch V ,ι und der Vorspannstrom Ib durch V ^ eingestellt.

Ein integrierter Laser 34 schwingt durch den Injektionsstrom Id von dem Strommodulator 33 mit einem einzigen Schwingungstyp bzw. Wellen typ, also einer einzigen Mode; dieser integrierte Laser 34 kann beispielsweise durch einen Laser mit verteilter Rückkopplung, durch einen Laser mit einem verteilten Bragg-Reflektor oder durch einen Laser mit einer integrierten Zwillingsführung (integrated twin guide laser) gebildet werden. Der Laser 34. wird durch den Injektionsstrom Id getrieben, um oszillierendes Sendelicht L_T zu erzeugen, dessen Wellenlänge synchron mit dem Sendeimpulssignal e_T um A^ von seiner Grundwellenlänge 3L· für eine Periode Tw in Intervallen Tp erhöht wird.

Ein Licht-Richtungskoppler 35 verteilt einen Teil des an dem integrierten Laser 34 erzeugten Sendelichtes L-. als lokal erzeugtes Licht L/. Ein Wellenleiter-Lichtmodulator 36 nimmt selektiv den Teil des Sendelichtes L_T auf, der von dem Richtungskoppler 35 zugeführt wird und dessen Wellenlänge umA%zu CIq +ä%) verschoben ist. Der Wellenleiter- Lichtmodulator 36 führt eine Impulsmodulation durch das Treibersignal e mit negativer Polarität durch, das an der Treiberschaltung 37 für den Modulator erzeugt wird, wenn das Sendeimpulssignal e„, an die Schaltung 37 angelegt

wird. Die Steuerelektrode des Modulators 37 wird optisch für die Dauer Tw in Intervallen Tp geöffnet, um als Sende Lichtimpuls Lp mit der Spitzenleistung Pt nur den Bereich des Sendelichtes L™ abzugeben, dessen Wellenlänge

Der Sende-Lichtimpuls Lp von dem Wellenleiter-Lichtmodulator 36 wird durch eine mit einem einzigen Wellen typ schwingende optische Faser 38 an das Lichtsendesystem 39 angelegt, das aus mehreren Linsen besteht; von diesem Lichtsendesystem 39 wird der Impuls als Sendeimpulslicht O^ zur Vorderseite des Fahrzeugs hin abgestrahlt, also in Fahrtrichtung des Fahrzeugs nach vorne.

Das Lichtempfangssystem enthält ein Lichtaufnahme-System 40, welches durch Linsen den Lichtimpuls 0~ sammelt, der von einem Ziel oder einem Hindernis im Abstand R vor dem Fahrzeug reflektiert wird. Das gesammelte Licht wird als empfangenes Licht L_R über eine optische Faser 41 zu einem Lichtfilter 42 mit einem bestimmten Durchlaßband %^ geführt. Das Lichtfilter 42 dämpft das Untergrundrauschen, welches das empfangene Licht L_R< begleitet, und nimmt die Lichtimpulse L_R mit der Spitzenleistung Pr' und der Wellenlänge *K> = ^q + 4% + /*-, auf, die mit einer bestimmten zeitlichen Verzögerung T" nach dem Abstrahlen des Sendelichtimpulses Lp empfangen worden sind.

Ein Verzweigungsleiter-Photokoppler 43 führt eine optische synchrone Detektion bzw. Gleichrichtung durch, indem das lokal erzeugte Licht L^, das von dem Lichtrichtungskoppler 35 verteilt wird, mit dem empfangenen Lichtimpuls L_R' kombiniert wird, der durch das Filter 42 kommt. Ein Wellenleiter-Lichtdetektor 44 wandelt die einander überlagernden Lichtstrahlen in ein Schwebungssignal e^ mit der Frequenz fjp =Af + fd um. Ein Vorverstärker 45, der einen GaAs FET

verwendet, verstärkt das Schwebungssignal e_ß um ungefähr 20 dB, um ein Zwischenfrequenzsignal e.^ mit der Frequenz fjp und der Pulsdauer Tw zu erzeugen. Ein Zwischenfrequenzverstärker 46 mit einer Mittenfrequenz fc ξ Af = 1 GHz hat eine 3 dB Bandbreite Bw ϊ 400 MHz. Ein Hüllkurven-Detektor· 47 demoduliert das Ausgangssignal von dem Zwischenfrequenzverstärker 46, um ein Signal e, oder einen Videoimpuls mit einem Spitzenwert von 5 Volt und einer Pulsdauer von Tw zu extrahieren. Eine Datenverarbeitungseinrichtung 48 zählt mit einem Hochgeschwindigkeitszähler die Verzögerungszeit ψ des gleichgerichteten Signals e^ in Bezug auf das Sendeimpulssignal e_T und berechnet dadurch den Abstand R zu dem Hindernis, die relative Geschwindigkeit Vr und andere interessierende Parameter.

Wie aus der weiteren Beschreibung verständlich wird, sind alle Blöcke 33 bis 36 und 42 bis 45 in einer einzigen, monolithischen integrierten optoelektronischen Schaltung 50 ausgebildet.

Im folgenden soll die Funktionsweise dieses Systems unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm nach Figur 17 erläutert werden. Der Hochgeschwindigkeitsimpulsgenerator erzeugt in Intervallen Tp,- 2 ixs Sendeimpulssignale e„ mit einer Impulsdauer Tw^ 10 ns und einem Spitzenwert von Eq. Synchron mit dem Sendeimpulssignal e_T gibt die Modulator-Treiberschaltung 37 Treibersignale e mit negativer Polarität und mit einem Spitzenwert -E_M ab, der während der Dauer Tw der Impulse in den Intervallen Tp null Volt wird.

Wenn sich das Sendeimpulssignal e_T auf dem Potential null Volt befindet, treibt der GaAs FET-Q_ß des Strommodulators 33 den integrierten Laser 34 durch den (konstanten) Injektionsstrom, der durch die Vorspannung Vi' bestimmt wird,

so daß der integrierte Laser 34 ein Sendelicht L~ mit der Wellenlänge λ-_τ = ¹X erzeugt. Wenn das Sende impuls signal e™ auf Eq Volt ansteigt, erhöht sich der Modylationsstrom Im des Strommodulators durch die Wirkung des GaAs FET-Q. um ΔΙ, wodurch wiederum der Injektionsstrom zunimmt, so daß der integrierte Laser 34 für die Impulsdauer Tw Sendelicht L_T mit der Wellenlänge X_T = 2-_Q + Δλ erzeugt.

Beim Durchgang durch den Lichtrichtungskoppler 35 wird ein TO Teil des Sendelichtes L-. , das von dem integrierten Laser 34 zugeführt wird, zu dem Photokoppler 43 als lokal erzeugtes Licht L{ verteilt; der verbleibende Teil des Sendelichtes L_T wird zu dem Wellenleiter-Lichtmodulator 36 weitergeführt. Der Lichtmodulator 36 blockiert den Durchgang des Sendelichtes L_T, wenn sich das Treibersignal e_ auf -Ew Volt befindet, und ermöglicht seinen Durchgang, wenn e für die Impulsdauer Tw bei dem Zyklus Tp null ist. Wegen dieser Wirkung nimmt der Lichtmodulator 36 nur die Bereiche des Sendelichtes L_T auf und gibt sie als Sendelichtimpuls Lp ab, die die Wellenlänge /*--■ = ^-q +Δλ- haben.

Der Lichtsendeimpuls Lp wird über die optische Faser 38 zu dem Lichtsendesystem 39 geschickt, von dem es nach vorne als konisch expandierender Strahl abgegeben wird, der in eine bestimmte Richtung verläuft.

Der Lichtimpuls, der an einem Hindernis im Abstand R vor dem Fahrzeug reflektiert wird, wird als Reflektionslichtimpuls 0_R durch das Lichtempfangssystem 40 gesammelt; dieses gesammelte Licht L_D wird durch die optische Faser 41

zu dem Lichtfilter gegeben, in dem Untergrundrauschen abgetrennt wird.

Die Verwendung des Lichtfilters zur Entfernung des Untergrundrauschens in dem Empfangslicht L_R ist aus folgenden Gründen notwendig: Wenn das Lichtimpuls-Radarsystem nach dieser Erfindung in weitem Umfang eingesetzt wird, kann es Gelegenheiten geben, bei denen das durch das Lichtempfangssystem 40 gesammelte Licht L_R ein Spektrum S, mit starkem Senderlicht enthält, welches von den Lichtimpuls-Radarsystemen anderer oder entgegenkommender Fahrzeuge abgestrahlt worden ist. Wird in einem solchen Fall das empfangene Licht L_R direkt zu dem Lichtdetektor 44 geführt, so würde der Lichtdetektor durch das intensive Sendelicht gesättigt und könnte damit nicht mehr die an dem Hindernis reflektierten Lichtimpulse feststellen. Um dies zu vermeiden, ist das Lichtfilter 42 vorgesehen.

Im folgenden soll die Funktionsweise im Detail erläutert werden; wie in Figur 18 (a) dargestellt ist, enthält das gesammelte Licht nicht nur das Spektrum S_R des reflektierten Lichtimpulses mit der Wellenlänge "/L· = ^ + Δ%+ 'Χ-, =?

£Iq C^q» Δλ·»^) und mit der Spitzenleistung Pr, sondern auch ein Spektrum Sj mit der Wellenlänge ytj und der Spitzenleistung P-j. Nimmt man an, daß die Leistung des Untergrundrauschens · L über den gesamten Wellenlängenbereich bei Pb liegt, so kann das Spektrum S_T des intensiven Sendelichtes von anderen Fahrzeugen vollständig entfernt werden, wie in der gleichen Figur bei(c) angedeutet ist, indem das empfangene Licht durch das Lichtfilter mit einer mittleren Wellenlänge von ^-_c -^n und mit einem 3 dB Durchlaßband von 3-g gefiltert wird, wie bei (b) angedeutet ist.

Das gewünschte Spektrum S_D des reflektierten Lichtimpulses

L_R steht deutlich über dem schwachen Untergrundrauschen Ln' (Rauschleistung pb' = Pb - L_Q), welches durch den Filtereinfügungsverlust L_n gedämpft ist. Auf diese Weise kann der empfangene Lichtimpuls L_R, mit gutem Verhältnis Signal/ Rauschen erhalten werden, obwohl sich der Leistungspegel

Pr' des empfangenen Licht impulses L_R' etwas aufgrund der Einfügungsverluste des Filters auf Pr' = Pr - L_Q verringert CL₀ : Verlust durch Einfügung des Lichtfilters) .

Im folgenden soll wieder Bezug auf das Zeitdiagramm nach Fig. 17 genommen werden; der empfangene Lichtimpuls L^' , der durch das Lichtfilter 42 mit der mittleren Wellenlänge ^C ⁼ ^O ^{und mit der 3 dB} Durchlaßbandbreite Jl_ß gefiltert wird, wird an dem Verzweigungsleitungs-Photokoppler 43 dem lokal erzeugten Licht L^ überlagert und optisch synchron gleichgerichtet. Er wird dann gleichgerichtet und in das Schwebungssignal e« mit der Frequenz f^p = Af + f, umgewandelt, und zwar durch den Wellenleiter-Lichtdetektor Das Schwebungssignal e-g wird durch den Vorverstärker 45 um ungefähr 20 dB verstärkt und dann weiter durch den Zwischenfrequenzverstärker 46 mit der mittleren Frequenz f_c =Δ£ = 1 GHz und mit der 3 dB-Durchlaßbandbreite Bw = 400 MHz verstärkt, um das Signal e^^ zu erzeugen. Das.so verstärkte Schwebungssignal e^^ wird durch den Hüllkurvendetektor 47 festgestellt bzw. gleichgerichtet, um ein Signal e^ als Videoimpuls mit einem Spitzenwert von 5 Volt und der Pulsdauer Tw zu erhalten. Dieses schließlich gleichgerichtete Signal e, wiTd der Datenverarbeitungseinrichtung 48 zugeführt, die dann mit dem Hochgeschwindigkeitszähler die Verzögerungszeit ^"ermittelt, die das Signal e^ benötigte, um an der Datenverarbeitungseinrichtung erhalten zu werden, nachdem das Sendeimpulssignal e_T von dem Hochgeschwindigkeitsimpulsgenerator 32 ausgegeben wurde; dadurch kann dann schließlich der Abstand R zu dem Hindernis und die relative Geschwindigkeit in Bezug auf das Hindernis berechnet werden. '

Bei dieser Ausführungsform ist ebenso wie bei der Ausführungsform nach Fig. 4 die Empfangsbandbreite ^ des empfangenen Lichtimpulses L ' durch die Gleichung (26) gegeben,

so daß sie auf 1/1000 der Empfangsbandbreite des herkömmlichen Systems unter Verwendung nur des Lichtfilters verringert werden kann. Als Ergebnis kann die Leistung P.B des Untergrundrauschens ebenfalls auf 1/1000 oder weniger reduziert werden, so daß dieses Radarsystem sehr zuverlässig das gewünschte Reflexionslicht von entfernten Hindernissen aufnehmen und aus diesem Licht genaue Informationen ableiten kann, und zwar unter ungünstigen Umständen, wenn beispielsweise die Sonnenstrahlen oder starke Strahlen von den Scheinwerfern entgegenkommender Fahrzeuge direkt auf das Lichtimpulsradar-System treffen.

Da das Abstrahlen des Lichtes von dem Lichtimpuls-Radarsystem intermittierend oder in Impulsform erfolgt, ist die Möglichkeit von Interferenzen bzw. Störungen durch das Sendelicht von anderen Fahrzeugen gering, wodurch die Zuverlässigkeit des Systems wesentlich verbessert wird.

Im folgenden soll der Aufbau jedes Blocks beschrieben werden, der insgesamt die monolithische integrierte Schaltung 50 der Ausführungsform nach Fig. 16 bildet.

Fig. 19 zeigt den Aufbau des Strommodulators 33 und des integrierten Lasers 34. für die Ausführungsform nach Fig. 16.

im einzelnen sind die folgenden Teile zu erkennen: Die gemeinsame Senkenelektrode 51 für den GaAsFET-Q. und Q„; die Steuerelektrode 52 des GaAs FET-Qg, die Steuerelektrode 53 des GaAs FET-Q_A> die Quellenelektrode 54 des GaAs FET-Qg, die Quellenelektrode 55 des GaAs FET-Q., ein Schutzfilm 56 aus SiO,, der diese Elektroden 51 bis 55 gegeneinander isoliert und die FET- und Laser-Kennlinie stabilisiert, ein Substrat 57 aus n⁺-GaAs, eine negative Elektrode 58 des Lasers, wobei Au-Sn verwendet wird, eine aktive Schicht 59 des GaAs FET-Qg und eine streifenförmige, positive Elek-

trode 60 des Lasers, die aus Cr-Au hergestellt ist, eine Länge von 300 pm und eine Breite von 4 pm hat; diese Elektrode ist mit jeder der Quellenelektroden 54, 55 verbunden. Eine GaAlAs Schicht 62 mit hohem spezifisehen Widerstand trennt die GaAsFET-Q., Q_ß von dem Laser. Weiterhin sind vorgesehen: Eine P-GaAs-Schicht 63,eine P-GaAlAs-Schicht 64, ein leitender Bereich 65, der den Bereich begrenzt, in dem der Laser arbeitet, eine laseraktive Schicht 66 aus n-GaAs, eine Wellenleiterbahn'67 aus n-GaAs mit einer Breite von 8 μπι und einer Dicke von 3pm, um das Laserausgangslicht zu extrahieren, eine GaAl As-Schicht 68, die die Grenze für die Wellenleiterbahn 67 oder den Arbeitsbereich des Laser bildet, und ein Beugungsgitter 69 mit einer Länge von 500pm, das auf der Oberfläche der Wellenleiterbahn 67 ausgebildet ist und ein Gitterintervall bzw. einen Gitterabstand A hat, der die Wellenlänge Ader von dem Laser erzeugten Schwingung festlegt.

Der DFB Laser mit dem Aufbau nach Fig. 19 hat die gleichen Kennlinien wie der Laser nach den Figuren 14, 15; die Kennlinie für die Emissions-Ausgangsleistung Pt, aufgetragen über dem Injektionsstrom Id, ist in Fig. 20 durch die durchgezogene Linie A angedeutet. Die Beziehung zwischen dem Injektionsstrom Id und der Anschlußspannung Vp wird durch die Linie B mit dem einen Punkt angedeutet. Der Schwellenstrom ist Ith = 100 mA; die Ansprechempfindlichkeit der integrierten optoelektronischen Schaltung beträgt ungefähr 2 GHz oder mehr, wenn die Längen der Steuerelektroden 52, 53 der GaAs FET-Q_A,Q_B, die in Kombination mit dem DFB Laser verwendet werden, auf 2 pm bzw. 300 pm eingestellt werden.

Fig. 21 zeigt die Äquivalenz-Schaltung für die integrierte optoelektronische Schaltung nach Fig. 19. Der Block H entspricht dem integrierten Teil, der durch die GaAs FET-Q., Q_B und die Laserdiode LD gebildet wird, die als DFB Laser dient.

Der GaAs FET-Qg injiziert in die Laserdiode LD einen konstanten Vorspannungstrom Ib, der durch die Steuerspannung V₁ ¹ festgelegt wird. Der GaAs FET-Q_A wird durch die Steuervorspannung V-¹ abgeschaltet oder in den abgeklemmten Zustand gebracht; das Sendeimpulssignal e_T , das an den GaAs FET-Q^ angelegt wird, bewirkt, daß dieser einen Impulsmodulationsstrom Im mit einem Spitzenwert Al erzeugt, der wiederum die Wellenlängenänderung ^X bewirkt.

Im folgenden wird auf Fig. 20 Bezug genommen, die die Kennlinie der Laserdiode (des DFB Lasers) LD zeigt; dabei bezeichnet U den Punkt, auf dem Vf-Id Kennlinie (Kennline Anschluß-Injektionsstrom) für den Injektionsstrom Ib; W bezeichnet den Punkt auf der Pt-Id Kennlinie (die Kennlinie emittiertes, abgegebenen Licht-Injektionsstrom) für den Injektionsstrom Ib. Die entsprechende Anschlußspannung Vp und das abgegebene Licht P. sind Vs bzw. P„.

Denn wird es mit dem DFB Laser möglich, Sendelicht L~ mit der gleichen Wellenlänge Λ_τ und der gleichen Ausgangsleistung Pq zu erhalten, wie es bei dem Halbleiterlaser 12 der Ausführungsform nach Fig. 4 der Fall war, indem die Steuerspannung V , ' und V «' i-ⁿ der Weise eingestellt werden, daß sie die folgenden Beziehungen mit den Steuerspannungen V - und V₂ haben, die den GaAs FET-Q₁, Q₂ des Strommodulators 11 nach Fig. 5 zugeführt werden.

ν - ν

- ^Vg2 ^{+ V}s

Fig. 22 zeigt den Aufbau des Richtungs-Photokopplers 35, der bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Dieser Photokoppler 3 5 enthält Wellenleiterbahnen . 70 und 72 aus n~-GaAs mit einer Breite von 8 pm und einer Dicke von 3 pm, eine Schicht 73 aus η-GaAlAs, die eine Grenze der Wellenleiterbahnen 70 und 72 bildet, sowie ein Substrat 74 aus η -GaAs. Die Länge L des gekoppelten Bereiches der Wellenleiterbahnen 70, 72 beträgt ungefähr 3 mm; der Abstand d zwischen ihnen ist ungefähr 3 pm. Ein Teil des Sendelichtes L_T , das in die Wellenleiterbahn 70 eingeführt wird, kreuzt den Spalt, der durch die n-Ga AlAs Schicht 73 gebildet wird und verschiebt sich zu der anderen Wellenleiterbahn 72, von der es als lokal erzeugtes Licht L^, verteilt wird.

Fig. 23 zeigt den Aufbau des .Wellenleiter-Lichtmodulators 36, der bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Eine Wellenleiterbahn 75 nimmt das Sendelicht Lt. auf, eine weitere Wellenleiterbahn 76 gibt den modulierten Sendelichtimpuls Lp ab; weiterhin sind eine P⁺-GaAs Schicht 77, eine Modulationselektrode 78 aus Cr-Au, der das Treibersignal e_m mit der Impulsdauer Tw und dem Spitzenwert E_M zugeführt wird, eine Schicht 79 aus n"-GaAs, ein Substrat 80 aus n⁺-GaAs und eine Erdungselektrode 81 aus Au vorgesehen. Dabei werden folgende Dimensionen verwendet: a = 8 pm, b = 4 pm,

3222A56 ': '":■: I:'.':-:": .

h = 5 um, d = 3 um und Zk 5 mm.

Im folgenden soll die Funktionsweise des Lichtmodulators 36 beschrieben werden. Die Schicht 77 aus P -GaAs hat einen Brechungsindex, der niedriger als der Brechungsindex des umgebenden Bereiches ist, so daß sich das Licht auf die Kanäle in der Schicht aus n~-GaAs konzentriert, die nicht mit der P⁺-GaAs Schicht 77 bedeckt sind, d.h., auf die Wellenleiterbahnen 75 und 76. Wenn keine Spannung an die modulierende Elektrode 78 angelegt wird, sind die Brechungsindizes der Wellenleiterbahnen 75 und 76 gleich, so daß die Phasenkonstanten j8i, ß? für die Wellenleiterbahnen 75, 76 gleich werden. Als Ergebnis hiervon bewegt sich das gesamte, auf die Wellenleiterbahn 75 fallende Licht zu der anderen Wellenleiterbahn 76, so daß es keine Verluste bei der Lichtübertragung gibt.

Üblicherweise wird der modulierenden Elektrode 78 eine negative Spannung - E^ zugeführt; eine Verarmungsschicht erstreckt sich in den PN Übergang in der Nähe · der modulierenden Elektrode 78, wodurch der Brechungsindex der Wellenleiterbahn 75 und die Phasenkonstante ß* stark erhöht werden. Als Ergebnis hiervon wird die Phasenkonstante β ₁ der Wellenleiterbahn 75 viel größer als die Phasenkonstante A₇ der Wellenleiterbahn 76, wodurch die Übertragung des Sendelichtes L™ von der Wellenleiterbahn 75 zu der anderen Bahn 76 blockiert und die von der Wellenleiterbahn 76 abgegebene Lichtungleistung nahezu auf Null verringert wird.

Wenn das der modulierenden Elektrode 78 zugeführte Treibersignal e für die Dauer Tw des Impulses Null Volt wird, sind die Brechungsindizes und die Phasenkonstanten

Ρ?., P₂ der Wellenleiterbahnen 75, 76 gleich, so daß sich das Sende licht L_T 100 % zu dem Wellenleiter 76 ver tieft, von dem es dann als Sendelichtimpuls Lp ausgegeben wird.

In diesem Fall beträgt die maximale Modulationsfrequenz f_mf 300 MHz und der Einfügungsverlust ist Lc ^3 dB.

Fig. 24 zeigt den Aufbau des Lichtfilters, das bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Dieses Lichtfilter enthält eine Wellenleiterbahn 82 aus n~-GaAs mit einer Breite von 8 pm und einer Dicke von 3 um, auf .dessen Oberfläche ein Beugungsgitter 83 mit einer Länge Lf = 1 mm und einem Gitterinvall/Vausge-TS bildet ist. Eine n-GaAlAs Schicht 84 definiert die Grenze der Wellenleiterbahn 82; außerdem ist noch ein n⁺-GaAs Substrat 85 vorgesehen.

Wenn angenommen wird» daß sich beim Durchgang durch die Wellenleiterbahn die Wellenlänge des Lichtes von Ju zu X, ₀ verschiebt, wird das Gitterintervall Λ' auf Λ» Q eingestellt. Das Lichtfilter akzeptiert das Licht L_R, welches den an den Hindernissen reflektierte Lichtimpuls O_R und Untergrundrauschen Pb oder intensives Sendelicht von anderen Fahrzeugen enthält, und dämpft das Untergrundrauschen und das Sendelicht von anderen Fahrzeugen mit einer Wellenlänge, die sich von der Wellenlänge Λ, _Q unterscheidet; das Filter läßt den Lichtimpuls L_R* durch das 3 dB Durchlaßband J^g mit der Mittenfrequenz 4~ ⁼ Λη durch.

Fig. 25 zeigt den Aufbau des Verzweigungsleitungs-Photokopplers 43, der bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Dieser Photokoppler 43 enthält eine

Haupt-Wellenleiterbahn 86 aus n~-GaAs mit einer Dicke von 3 pm und einer Breite von 8 pm, auf die der empfangene Lichtimpuls Ln' trifft. Weiterhin ist eine Unterwellenleiterbahn 87 aus n~-GaAs mit einer Breite von 8 pm und einer Dicke von 3 pm vorgesehen, auf die das lokal erzeugte Licht L^ fällt und die mit der Hauptwellenleiterbahn 86 verbunden ist. Eine Schicht 88 aus n-GaAlAs bildet die Grenze zwischen den Wellenleiterbahnen 86 und 87. Da N⁺-GaAs Substrat ist durch das Bezugszeichen 89 angedeutet.

Der empfangene Licht impuls L_R' tritt am rechten Ende in die Haupt-Wellenleiterbahn 86 ein und wird am linken Ende dem lokal erzeugten Licht L^ überlagert, das auf die Unter-Wellenleiterbahn 87 fällt; es wird dann von dem linken Ende der Hauptwellenleiterbahn 86 ausgegeben.

Fig. 26 zeigt den Aufbau des Wellenleiter-Lichtdetektors 44, der bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Dieser Detektor 44 enthält eine Wellenleiterbahn 90, die aus N -GaAs mit einer Dicke von 3 pm und einer Breite von 8 pm hergestellt ist; diese Wellenleiterbahn 90 empfängt von dem Verzweigungsleitungs-Photokoppler 43 das überlagerte Licht, das aus dem lokal erzeugten Licht L^ und dem empfangenen Lichtimpuls L_R' besteht. Eine n-GaAlAs Schicht 91 bildet die Grenze der Wellenleiterbahn 90; ein Substrat 92 ist aus n⁺-GaAs hergestellt; einer Schottky-Barriere-Elektrode 93 aus Au-Pt wird eine Gegenvorspannung V über einen Widerstand R zugeführt; weiterhin sind eine Schicht 94 aus P-InGaAs und eine Erdungselektrode 95 aus Au vorgesehen, um ein Schwebungssignal e*, zwischen der Schottky-Barriere-Elektrode 93 und der Erdungselektrode 95 durch die synchrone Gleichrichtung der Frequenz f j~ zu erzeugen,

Der Lichtdetektor 44 hat eine Ausgangskapazität von Cp ~ 1,0 pF und eine Sperrfrequenz von fc— 3 GHz bei einer Last von

Fig. 27 stellt den Aufbau des Vorverstärkers 45 dar, der bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Der Vorverstärker 45 verstärkt das Schwebungs-•signal von dem Lichtdetektor 44 um ca. 20 dB.

In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 44 einen Teil des Wellenleiter-Lichtdetektors nach Fig. 26; der GaAsFET hat eine Steuerelektrode 96 und wirkt als Verstärkungselement des Vorverstärkers; die GaAs FET haben Quellenelektroden 97 und 98 sowie eine Senkenelektrode 99; ein rechteckiger, insbesondere quadratischer, spiralförmiger Induktor (eine Spule mit konstanter Konzentration) mit D- 100 pm· Quadrat ist aus einem Aü-Leiter mit einer Breite von 5 pm hergestellt und hat eine Induktivität Lg; ein isolierender Kreuzungsfilm aus SiC^ isoliert die Leiterbahn, die zu dem zentralen Leiter des quadratischen, spiralförmigen Induktors 100 führt; ein Schutzfilm 102 aus S1O2 dient zur Stabilisierung der Kennlinie des GaAsFET; der quadratische, spiralförmige Induktor bzw. die Drossel bzw. Spule 100 weist einen Anschluß 110cLauf. Die Steuerelektrode 96 hat folgende Abmessungen: Eine Breite von £ f 1 μι und eine Länge Wg = 300 pm.

Fig. 28 zeigt einen Querschnitt durch den Aufbau des · GaAsFET längs der Linie Z-Z von Figur 27. Der GaAsFET besteht aus dem halbisolierenden GaAs Substrat 103, auf die durch Diffusion die aktive Schicht 104 aus n-GaAs aufgebracht ist und weist eine Ti-Pt-Au Schottky-Steuerelektrode 96, eine AuGe-Pt ohmsche Quellenelektro-

de 98, eine AuGe-Pt ohmsche Senkenelektrode 99 und einen Schutzfilm 102 aus SiO₂ auf; alle diese Schichten sind auf der aktiven Schicht 104 ausgebildet.

Fig. 29 zeigt die Äquivalenz-Schaltung des Vorverstärkers 45 mit dem Aufbau nach den Figuren 27 und. 28 zusammen mit dem Lichtdetektor 44. In den Block K sind der Lichtdetektor und der GaAs FET integriert.

Dabei sind der Lichtdetektor durch das Bezugszeichen Kp, der GaAsFET durch das Bezugszeichen QP, die Ausgangskapazität des Lichtdetektors Dp durch Cp, die Induktivität der quadratischen, spiralförmigen Drossel durch Lg, die Steuerkapazität des GaAsFET-Qp durch Cg und die Bypass-Kondensatoren und Cg und Cs bezeichnet.

Der Lichtdetektor Dp hat eine Gegenspannungsquelle Vg; das Bezugszeichen V^ bezeichnet die Gleichspannungs-Senkenspeisung für den GaAs FET-Qp. Die Werte für V_g und und Vp werden so justiert, um den Arbeitspunkt des

.20 GaAs FET-Qp auf den optimalen Wert zu bringen. Zwischen der Steuerkapazität Cg und der Ausgangskapazxtät Cp bildet die Induktivität Lg eine parallele Resonanzschaltung. Das Schwebungssignal e_ß von dem Lichtdetektor Dp wird auf den maximalen Pegel eingestellt, indem die folgende Beziehung zwischen der Induktivität Lg und der Frequenz fjp = f + fd = f des Schwebungssignals eingehalten wird:

(2Ti«Af)²· Lg-(Cp + Cg) = 1 (29)

An dem Senkenauslaß des GaASFET-Qp ist eine Anpassungsschaltung M vorgesehen, mit der ein Lastwiderstand R» = 50 SL verbunden ist. Die Anpassungsschaltung M be-:, steht aus Leitungen ,£.,-£> mit nicht-stationären bzw. verteilten Konstanten.

Ein Gesaratwirkungsgrad Q, der durch die parallele Resonanzschaltung auf der Eingangaseite des GaAs FET-Qp und durch die Anpassungsschaltung M auf der Ausgangsseite festgelegt wird,, wird bei Q- 3^5 niedrig, so daß die 3 dB Durchlaßbandbreite Bw des Vorverstärkers ungefähr 400 MHz beträgt. Diese Einstellung erfolgt unter Berücksichtigung der Stabilität der Wellenlängenänderung Λλ,ίη Bezug auf die Temperaturänderung, weil die Frequenz Δ f des Schwebungssignals von der Wellenlängenänderung ^Ades oszillierenden Lichtes Lj von dem Laser abhängt.

Fig. 30 zeigt den Aufbau der Verbindung zwischen den optischen Fasern 38, 41, die mit einem einzigen Schwingungstyp arbeiten, und der integrierten, monolithischen, optoelektronischen Schaltung 50, die bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird. Eine aus n~-GaAs hergestellte Wellenleiterbahn 105 mit einer Breite von 8 pm und einer Dicke von 3 pm ist an dem Wellenleiter-Lichtmodulator 36 oder dem Lichtfilter 42 vorgesehen. Eine n-GaAlAs Schicht 106 bildet die Grenze der Wellenleiterbahn 105; ein Substrat 107 besteht aus n⁺-GaAs; außerdem ist noch eine mit. einem einzigen Wellentyp schwingende optische Faser 108 zu erkennen. Wegen dieses Aufbaus der Verbindung verläuft das Licht W^ mit geringem Verlust von der Wellenleiterbahn 105 zu der optischen Faser 108, d.h., mit einem Kopplungswirkungsgrad von ungefähr 70 I.

Fig. 31 zeigt im vergrößerten Maßstab eine Draufsicht auf die gesamte Struktur der integrierten, monolithi-.sehen, optoelektronischen Schaltung 50, die bei der Ausführungsform nach Fig. 16 verwendet wird und unter Bezugnahme auf die Figuren 19 bis 30 beschrieben wurde.

In dieser Figur haben die Komponenten, die identisch zu den Komponenten nach den Figuren 19 bis 30 sind, die gleichen Bezugszeichen.

Die monolithische integrierte Schaltung 50 ist in einem Chip mit L^ = 1,5 mm und L, ^s 13,. 5 nun ausgebildet und enthält neben den Anschlüssen für die optischen Fasern 38, 41 auch die Energiequelle und die Signalanschlüsse für die Blöcke 33, 36, 45.
10

Andere Blöcke (siehe Fig. 16), die in der monolithischen, integrierten Schaltung 50 nicht enthalten sind, können bei Bedarf ebenfalls integriert werden.

Das Lichtimpulsradarsystem nach der vorliegenden Erfindung ist so aufgebaut, daß der Abstand R zu Hindernissen vor dem Fahrzeug, ihre relative Geschwindigkeit Vr und ihre Richtungen auf folgendem Wege bestimmt . werden: Das Sendelicht Lm wird mit einer GrundwellenlängeΛη ausgesandt; diese Wellenlänge wird in Intervallen Tp mit einer Impulsdauer Tw um Δ\ variiert; das an den Hindernissen reflektierte Licht L^ wird empfangen und einem Teil des Sendelichtes L_T überlagert; das überlagerte Licht wird in ein entsprechendes elektrisches Signal umgewandelt und dann synchron-gleichgerichtet, um das Schwebungssignal e_ß zu erzeugen. Das Schwebungssignal e_ß wird für die Bandbreite Bw^: verstärkt und dann hüllengleichgerichtet, um ein Impulssignal für das reflektierte Licht zu erzeugen; dann wird die Zeitspanne berechnet, die vom Zeitpunkt des Aussendens des Sendelichtes bis zum Zeitpunkt des empfangens des reflektierten Lichtes verstrichen ist, um den Abstand R zu dem Hindernis, die relative Geschwindigkeit Vr und die Richtung des Hindernisses zu ermitteln.

Damit kann also die Durohlaßbandbreite A_w für das empfangene Licht, welches Untergrundrauschen enthält, extrem schmal gemacht werden, so daß sie nur ungefähr 1/1000 der Durchlaßbandbreite hat, die bei Verwendung von herkömmlichen Lichtfiltern möglich ist. Dadurch kann das Radarsystern nach der vorliegenden Erfindung auch schwache Reflexionen von entfernten Hindernissen zuverlässig feststellen und genaue Informationen über das Hindernis liefern, und zwar sogar unter ungünstigen Bedingungen, wenn beispielsweise Sonnenstrahlen oder

die Scheinwerferstrahlen von entgegenkommenden Fahrzeu-• gen direkt auf das Empfangssystem dieses Radarsystems treffen.

Da nur der Bereich des Sendelichtes, dessen Wellenlänge um ΔΑ verschoben ist, intermittierend mit bestimmten Zeitabständen abgesandt wird, und weil die reflektierten Lichtimpulse durch das Lichtfilter empfangen werden, können Störungen zwischen den gewünschten reflektierten Lichtimpulsen und den Sendeimpulsen, die von anderen Fahrzeugen abgegeben werden, zuverlässig verhindert werden, wodurch die Zuverlässigkeit des Lichtimpuls-Radar-Systems nach der Erfindung sogar dann auf einem hohen Pegel gehalten wird, wenn das Lichtimpuls-Radarsystem nach der Erfindung im weiten Umfang eingesetzt wird.

Das reflektierte Licht wird einem Teil des Sendelichtes überlagert und durch den Lichtdetektor einer Interferenzbzw. Überlagerungs-Gleichrichtung unterworfen; dadurch verbessert sich das Verhältnis Signal/Rauschen für schwache Reflexionen um ca. 10 dB im Vergleich mit einem herkömmlichen System, bei dem eine direkte Gleichrichtung verwendet wird, wodurch sieh also die Empfindlichkeit des Empfangs verbessert.

-Sl-

Das Lichtimpuls-Radarsystem nach dieser Erfindung hat noch weitere Vorteile. So sind die Schaltungsblöcke für die Übertragung und den Empfang als monolithische, integrierte, optoelektronische Schaltungen ausgebildet. Dadurch ergibt sich eine starke Verringerung der Größe dieser Schaltung und auch die Obertragungsverluste und der Energieverbrauch können reduziert werden, wodurch sich die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer dieses Systems verbessern; außerdem ergibt sich eine verbesserte Auflösung des reflektierten Lichtes.

Weiterhin werden optische Fasern verwendet, um die Obertragungs-und Empfangssysteme mit der Radareinheit zu verbinden; dadurch kann das Radarsystem überall dort installiert werden, wo optimale Betriebsbedingungen gewährleistet sind,_%wie beispielsweise im Innern des Fahrgastraums. Dies stellt die leichte Montage des Radarsystems und eine Verbesserung seiner Zuverlässigkeit sicher.

. -S3,

Leerseite

Claims (9)

1. Patentansprüche

   1J Lichtimpuls-Radarsystem für Kraftfahrzeuge, gekennzeichnet durch einen Lichtsender (14), der die Wellenlänge der von einem Laser erzeugten Schwingung impulsförmig um einen vorgegebenen Betrag nur für einen vorgegebenen Bereich jeder Zyklusperiode der Schwingung verschiebt und dann das in der Wellenlänge verschobene Lichtausgangssignal des Lasers in den Raum abstrahlt, weiterhin durch einen Lichtempfänger (16), der eine an einem Ziel reflektierte Lichtversion des Lichtausgangssignals empfängt und eine synchrone Feststellung bzw. Gleichrich-

   (öse) aageea

   TELEX OB-903BO

   TELEQRAMME MONAPAT

   tung des reflektierten Lichtes in Bezug auf einen Teil des Lichtausgangssignals des Lasers durchführt, und durch eine elektrische Signalverarbeitungseinrichtung (21), die ein aus der synchronen Feststellung resultierendes Schwebungssignal verstärkt und verarbeitet.
2. 2. Lichtimpuls-Radarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Lichtsender (14) einen Strommodulator (11) aufweist, der den Injektionsstrom des Lasers impulsförmig um einen vorgegebenen Betrag nur für den vorgegebenen Bereich jeder Zyklusperiode variiert, daß der Laser einen bei einem einzigen Wellentyp schwingenden Halbleiter-Laser aufweist, dessen Schwingungs-Wellenlänge um einen vorgegebenen Betrag in Abhängigkeit von der Änderung des Injektionsst.roms variiert wird, daß der Lichtempfänger ein Lichtempfangselement (18), wie beispielsweise eine La\\?inen-PhotQdiode,eine PIN-Photodiode,eine Photodiode oder ein ähnliches photoelektrisches Element enthält, um die synchrone Feststellung durchzuführen, und daß die elektrische Signal-Verarbeitungseinrichtung (21) einen Zwischenfrequenzverstärker zur Verstärkung des von dem Feststellungsausgang des Lichtempfangselementes (18) abgeleiteten Schwebungs-^Λ signal und eine Informationsverarbeitungsschaltung zur Ermittlung wenigstens der Informationen aufweist, die den Abstand zu dem Ziel betreffen.
3. 3. Lichtimpuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Lichtsender einen Lichtverteiler, der das Licht-Ausgangssignal des Halbleiter-Lasers in lokales Licht und Sendelicht aufteilt, sowie einen Lichtmodulator aufweist, der eine Impulsmodulation des Sendelichtes mit einem Impulssignal synchron zu der Wellenlängenverschiebung des Sendelichtes durchführt, wodurch das Impulslicht nur während des Auftretens der Wellenlängen-3*> verschiebung abgesandt wird, und daß der Lichtempfänger

   -z- . -■ ■ ■ . .

   einen Photokoppler (17) enthält, der bewirkt, daß das empfangene Licht und das lokale Licht einander überlagert werden, so daß das entsprechende Ausgangssignal dem Lichtempfangselement (18) zugeführt wird, wobei das Schwebungssignal als Impulssignal abgeleitet wird.
4. 4. Lichtimpuls-Radarsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiter-Laser einen integrierten Laser, wie beispielsweise einen Laser mit verteilter Rückkopplung (distributed feedback laser), einen Laser mit einem verteilten Bragg-Reflektor (distributed bragg reflector laser), einen Laser mit integrierter Zwillingsführung (integrated twin guide laser) oder einen ähnlichen Laser aufweist, daß jeder Lichtverteiler (13) und Photokoppler eine Lichtverzweigungsleitung oder einen Lichtrichtungskoppler enthalten, daß der Lichtmodulator einen Wellenleiter-Lichtdetektor enthält, und daß der integrierte Laser, der Lichtmodulator und der Lichtdetektor in Form einer integrierten optischen Schaltung aufgebaut sind.
5. 5. Lichtimpuls-Radarsystem nach Anspruch: 4, gekennzeichnet durch einen Strommodulator» der eine impülsförmige Änderung des Injektionsstroms des Lasers bewirkt, durch einen Vorverstärker für die Verstärkung des Schwebungs-

   . signals» das an dem Ausgang des Wellenleiter-Lichtdetektors erhalten wird, und durch ein optisches Filter vom Beugimgstyp, welches das empfangene Licht durchläßt, während gleichzeitig Untergrundrauschen eliminiert wird, wobei der Strommodulator (11), der Vorverstärker und das optische Filter in Form einer monolithischen, optischen, integrierten GaAs-Schaltung aufgebaut sind.
6. 6. Lichtimpuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strommodulator (11) einen ersten Feldeffekttransistor zur Steuerung des Vorspannungsstroms für den Injektionsstrom des Halbleiter-Lasers und einen zweiten Feldeffekttransistor

   aufweist, der den impulsförmigen Fluß eines Stroms synchron mit einem Impulssignal bewirkt, welches an die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors angelegt wird, und daß der Halbleiter-Laser zwischen den Anschlußpunkt zwischen den Senken oder Quellen des ersten und zweiten Feldeffekttransistors und eine Gleichstromquelle oder Masse geschaltet ist.
7. 7. Lichtimpuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiter-Laser durch einen Laser mit verteilter Rückkopplung gebildet wird, wodurch die Änderung der Wellenlängenverschiebung mit der Temperatur und damit der Frequenz des Schwebungssignals verringert wird.
   15
8. 8. Lichtimpuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Lichtsender, der Lichtempfänger und die optische integrierte Schaltung miteinander durch optische Fasern verbunden sind.
9. 9. Lichtimpuls-Radarsystem nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die monolithische, optische integrierte GaAs-Schaltung ein spiralförmiges Induktanzelement enthält, dessen Induktivitäts-Wert so ausgewählt ist, daß die Steuerschaltung eines GaAs-Feldeffekttransistors, der den Vorverstärker bildet, bei der Frequenz des Schwebungssignals parallelresonant ist.