DE3015567A1 - Digitales signalisierungssystem, insbesondere fuer fernsprechanlagen - Google Patents

Description

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j-es .Sjgnal isJLegunggs v.sj;ern^^ injb^ondgre^fjJr^ernsprechanlagen

Die Erfindung betrifft ein digitales Signalisierungssystem der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art.

Ein derartiges Signalisierungssystem, insbesondere die zugehörigen Signalempfänger zur Erkennung eines Zweifrequenzsignals aus einem Vorrat von sechs Zeichenfrequenzen, ist aus dem Artikel "Digital MF receiver using discrete Fourier Transform" von I. Koval und G. Gara, veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM-21, Nr. 12, Dezember 1975, Seiten I33I bis 1335, bekannt. Der dort beschriebene Mehrfrequenzempfänger weist sechs digitale Bandfilter auf, die verschiedenen Frequenzen des Vorrats der sechs Zeichenfrequenzen zugeordnet sind. Er enthält ferner eine logische Schaltung zur Erkennung der Zweifrequenzsignalkombinationen, eine Zeitschaltung zur Gültigkeitserklärung einer solchen Kombination, wenn das entsprechende Zweifrequenzsignal während eines vorbestimmten Zeitintervalls am Empfängereingang vorgelegen hat, und eine Störschutzschaltung zum Schutz des Empfängers gegen Fehlauswertungen beim Vorliegen von Störsignalen. Die Störschutzschaltung wertet das Leistungsverhältnis zwischen Zeichenfrequenz- und Störsignalen aus, wobei die Zeichenfrequenzsignalleistung die sich aus zwei Zeichenfrequenzen ergebende Leistung und die Störsignalleistung die Differenz zwischen der Signalgesamtleistung und der Zweifrequenzsignalleistung ist.

Sollte ein Empfänger in einemnach dem sogenannten MFC-Zwangslaufverfahren arbeitenden System verwendet werden, das beispielsweise in dem Artikel "interregister multifrequency

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code signalling for telephone switching in Europe" von M. den Hertog in der Zeitschrift "Electrical Communication", Vol. 38, Nr. 1, 1965, Seiten I30 bis 164, beschrieben ist, so arbeitet ein mit solcher Störschutzschaltung versehener Empfanger nicht richtig. Wenn in einer Zweldraht-Mehrfrequenzsignaleinrichtung ein Empfänger auf der Empfangsseite eine Wählziffer erkannt hat, sendet sein ihm zugeordneter Sender Signale zur Sendeseite zurück, so daß in diesem Augenblick sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtssignale vorhanden sind.

Die noch vorhandenen Vorwärtssignale werden vom Empfänger auf der Sendeseite als Störsignale interpretiert, da dieser nur Rückwärtssignale zu erkennen hat. Daher steigt die Störsignalleistung an, wenn diese Vorwärtssignale größere Amplituden als die der Rückwärtssignale aufweisen. Der Empfänger auf der Sendeseite kann diese RUckwärtssignale nicht erkennen, so daß der ihm zugeordnete Sender nicht gesperrt werden kann. Darüber hinaus muß der Empfänger gegen Imitationen geschützt werden, die beim Empfang eines Einzelfrequenzsignals auftreten können, welches der Empfänger nicht als Zweifrequenzzeichen erkennt. Wenn ein solches Zeichen eine Frequenz besitzt, die zwischen zwei Zeichennennfrequenzen liegt, kann jedes der zwei Filter, die benachbarte, um die oben genannten Zeichennennfrequenzen liegende Frequenzen aufweisen, ein Ausgangssignal liefern, das innerhalb des spezifierten Bereichs einen Geräuschabstand von kleiner als die spezifierten 3 dB hat. Dabei ist angenommen, daß die Störsignalleistung durch die Differenz zwischen der Gesamtleistung der empfangenen Signale und der kombinierten Leistung der Filterausgangsergebnisse gebildet wird. Selstverständlich ist in diesem Fall die Störschutzschaltung unwirksam.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein digitales Signalisierungssystem der eingangs genannten Art zu schaffen,

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bei dem die Empfänger besser gegen eine fehlerhafte Arbeitsweise geschützt werden, die vom Empfang von Einzelfrequenz- und Störsignalen herrührt.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Gewöhnlich wird das digitale Signalisierungssystem im Zeitmultiplexverfahren betrieben, wobei der Empfänger im Zeitvielfach an einer Anzahl multiplexgeschalteter Kanäle betrieben wird. Ein derartiges System und insbesondere ein derartiger, im Zeitmultiplexverfahren betriebener Empfänger sind aus dem Artikel "An Approach of the Implementation of Digital Filters" von L.G. Jackson, J.F. Kaiser, H.S. McDonald, veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics'/, Vol. AU-16, Nr. 3, September 1968, Seiten 413 bis 421, bekannt. Dort ist auf Seite 419 (Fig· I²O ein Blockschaltbild eines experimentellen Tastwahlempfängers gezeigt. Dieser Empfänger ist eine direkte Weiterentwicklung des analogen Empfängers, der in dem Artikel "Signalling System and Receiver for Touch-Tone Calling" von R.N. Battista usw., veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications and Electronics", Vol. 82, Seiten 9 bis 17, März 1963, beschrieben ist. Er kann jeweils eine Zeichenfrequenz aus zwei Gruppen von Zeichenfrequenzen erkennen, die im Sprachfrequenzband liegen. Dieser Empfänger weist multiplexgeschaltete, digitale Filter wie beispielsweise Hochpaßfilter, Bandsperrfilter und Bandpaßfilter auf. Um den Enpfanger gegen eine falsche Arbeitsweise zu schützen, die durch Stör- oder Sprachsignale hervorgerufen wird, werden Begrenzerschaltungen verwendet.

Die Erfindung betrifft insbesondere auch ein Signalisierungs-

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system der im Anspruch 30 gekennzeichneten Art. An sich ist ein solches Signalisierungssystem, insbesondere ein solcher digitaler Empfänger, der zur Erkennung einer Anzahl η von Zeichenfrequenzen aus einer anderen Anzahl m von Zeichenfrequenzen ausgelegt ist, aus der US-Patentschrift 3 863 bekannt. Das dort beschriebene Filtersystem macht von der Fourier-Transformation Gebrauch, um das Vorliegen von n, beispielsweise 2, Zeichenfrequenzen aus den m Zeichenfrequenzen festzustellen. Eine derartige Methode wird auch auf den Selten 1331» 1332 des erwähnten Artikels von I. Koval und

G. Gara beschrieben. Statt den linearen Wert der Eingangsabtastwerte mit den Sinus- und Cosinuswerten des Produkts der Kreisfrequenzen der durch ein Vielfaches des Abtastzeitintervalls festzustellenden Signale zu multiplizieren und statt diese Teilprodukte für eine Anzahl von Abtastwerten aufzusummieren, werden bei dem Empfänger gemäß der US-Patentschrift 3 863 030 codierte, logarithmische Werte der Sinus- und Cosinuswerte zu den Eingangsabtastwerte dazuaddiert, die nach einer Presserkennlinie nach der μ-Vorschrift codiert sind.

Dadurch werden notwendigerweise Fehler eingeführt, die daher rühren, daß - abgesehen von der Quantisierung - die Presserkennlinie eine Anzahl von linearen Abschnitten hat. Eine derartige Kennlinie ist von einer rein logarithmischen Kurve, die durch die Unstetigkeitspunkte der Kurve mit linearen Abschnitten verläuft, verschieden, so daß - mathematisch gesagt aufgrund der Differenz zwischen einem Wert auf der Presserkennlinie und einem rein logarithmischen Wert ftlr denselben linearen Wert ein Fehler eingeführt wird.

In einem Folgepatent, der US-Patentschrift 3 824 471, ist vermerkt, daß in der US-Patentschrift 3 863 030 eine ideale, lQgarithmische Presserfunktion angenommen worden ist, die nur annähernd richtig für gleiche Systeme ist und deshalb

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zu einem kleinen, in den meisten Fällen zulässigen Fehler führt. In der späteren US-Patentschrift 3 824 471 wird eine logarithmische Umsetzung nicht durchgeführt.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, für das Signalisierungssystem von einer logarithmischen Umsetzung Gebrauch zu machen, wodurch die oben erwähnten Fehler vermieden werden können.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 30 gelöst.

Weitere wichtige Merkmale der Erfindung sind im Anspruch beschrieben.

Ein weiteres wichtiges Merkmal der Erfindung ist im Anspruch

32 angegeben. Durch Adressieren des genannten Speichers mit beispielsweise einem 7-Bit-Wort, das den codierten Abtastwert darstellt, können 128 entsprechende rein logarithmische Werte ausgelesen werden.

Weitere wichtige Merkmale der Erfindung sind in den Ansprüchen

33 bis{35 angegeben. Die dabei genannte logarithmische Funktion y ist

y = 128 IQg₂₅₆ 256² w,

worin w der normierte, lineare Wert der Filterparameter (Filterkoeffizienten) oder der Eingangsabtastwerte ist. Diese Funktion y ist von der Funktion

y = 128 1Og₂₅₆ 256

durch Verschieben der diese Funktion darstellenden Kurve um einen Betrag von 128 nach oben abgeleitet. In der Tat ist

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y = y¹ + 128 = 128 (1Og₂₅₆ 256 w + IQg₂₅₆ 256).

Die die Punktion y¹ darstellende Kurve läuft durch die Unstetigkeitspunkte der aus linearen Abschnitten bestehenden Presserkennlinie und durch den Punkt w « 1/256, y <= O. Die vorberechneten Werte von y werden codiert und im Umsetzerspeicher (MEl) und im Koeffizientenspeicher (CB) gespeichert. Um y zu berechnen, werden die 128 Werte in lineare Werte codiert, wie später noch ausführlich erläutert wird.

Mit einem Faktor von 256 für w kann y pos'itiv bleiben, weil einem Wert für y = 0 ein Wert von w = 1/256 entspricht, der ein genügend kleiner Wert ist, um Abtastwerte mit kleineren Werten vernachlässigen zu können.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel enthält das Signalisierungssystem 8 multiplexgeschaltete, llnearphasige, nicht rekursive, digitale Filter und 8 homologe Hilbert-Transforma·* tionsschaltungen; es arbeitet im Zeitmultiplexverfahren für 16 Eingangskanäle. Sechs der acht Filterpaare sind auf eine der sechs Zeichenfrequenzen abgestimmt. Die beiden restlichen Filterpaare sind Störschutzmehrbandfilter. Die fünf Störschutzbänder zwischen den sechs Zeichenfrequenzen werden mit zwei Störschutzmehrbandfilter gebildet. Der Empfänger weist ferner einen Mikroprozessor mit den notwendigen Speichern auf, der die verschiedenen Prüfungen und nötigen Auswertungen ausführt und der derart programmiert werden kann, daB er Signale gemäß den verschiedenen Spezifikationen der Signalisierungssysteme auswertet.

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Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsspielen naher erläutert. Es zeigen:·

Fig. 1 ein Übersichtsschaltbild eines 64-kanaligen Mehrfrequenzempfängersystems aus vier Empfängern gemäß der Erfindung, wobei jeder Empfänger 16 Kanäle bedienen kann,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm für das Mehrfrequenzempfangersystern nach Fig. 1,

Fig. 3 ©in Blockschaltbild eines der vier 16-kanaligen, multiplexgeschalteten, in Fig. 1 gezeigten Empfänger,

Fig. 4 ein Zeitdiagramm, das durch einen Zähler erzeugte Impulse zeigt, wobei der Zähler einen Teil des Empfängers nach Fig. 3 bildet,

Fig. 5 Abtastwertfolgen von abgetasteten Eingangssignalen von 16 Kanälen, die dem Empfänger nach Fig. 3 zuleitet werden,

Fig. 6 eine Faltungstabelle, die in abgekürzter Form die Faltung der Eingangsabtastwerte mit den Filterkoeffizienten eines digitalen Filters darstellt, das Teil des Empfängers nach Fig. 3 ist, Fig. 7 ein Schaubild zur Darstellung der Speicherung von Filterkoeffizientenwerten in einem Speicherteil eines Filterkoeffizientenspeichers oder einer Koeffizientenbank des digitalen Filters im Empfänger nach Fig. 3, Fig. 8 Impulszüge, die an bestimmten Stellen des Empfängers nach Fig. 3 auftreten,

Fig. 9 Filterergebnisse, die in einem einen Teil des Empfängers nach Fig. 3 bildenden Akkumulator gespeichert sind,

Fig. 10 eine logarithmische Kurve, die die Eingangsabtastwerte oder Filterkoeffizientenwerte in Abhängigkeit von ihren logarithmischen Werten darstellt,

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Pig. 11 einen Teil einer Impulsantwort eines digitalen Filters auf einen Einheitssprung hin.

Pig. 12 einen Teil einer Impulsantwort der Hilbert-Transformation inbezug auf die in Pig. Il dargestellte Impulsantwort,

Fig. 13 einen Satz von Frequenzgangkurven des im Empfänger nach Fig. 3 verwendeten Filters,

Fig. lH einen weiteren Satz von Frequenzgangkurven des im

Empfänger nach Fig. 3 verwendeten Filters, Fig. 15 bis 23 weitere Sätze von Frequenzgangkurven der Teil eines Mehrfrequenzempfängers bildenden Filter,

Fig. 2H die in abgekürzter Form dargestellte Faltungstabelle nach Fig. 6,

Fig. 25 eine Konfigurationstabelle, die in abgekürzter Weise die Art und Weise der Speicherung der Filterkoeffizienten in der Filterkoeffizientenbank, von dem ein Teil in Fig. J gezeigt ist, darstellt,

Fig. 26 ein Blockschaltbild des Adressierers oder der Umwandlungsschaltung zur Adressierung der Koeffizientenbank,

Fig. 27 eine der der Fig. 6 ähnelnde Faltungstabelle, Fig. 28 eine der der Fig. 25 ähnelnde Konfigurationstabelle.

Obwohl das Mehrfrequenzempfängersystem, insbesondere der weiter unten ausführlich beschriebene Mehrfrequenzempfänger, sich auf einen Empfänger bezieht, der Signale gemäß dem Signalisierungssystem R2 erkennt, ist der Empfänger so universell ausgebildet, daß er für den Empfang von Signalen anderer Signalisierungssysteme, z.B. des Systems Rl, des Systems Nr. oder des Tastwahlsystems, angepaßt werden kann. Zu diesem Zweck ist der Empfänger mit einem Mikroprozessor ausgerüstet, der so programmiert werden kann, daß er Filterergebnisse gemäß den verschiedenen Signalisierungssystemen Interpretieren und weiterverarbeiten kann. Bezüglich dieser Signalisierungs-

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systeme wird auf die verschiedenen CCITT-Empfehlungen hingewiesen. Die die Signalisierung zwischen Registern betreffenden Spezifikationen des Systems R2 sind aus dem orangefarbenen Buch (6. Plenarsitzung in Genf, 27. September bis 8. Oktober 1976), Volumen V13, ersichtlich, während die die Systeme Nr. 5 und Nr. 5bis betreffende Registersignalisierung im GrUnbuch (5. Plenarsitzung in Genf, 4. bis 15. Dezember 1970), Volumen Vi-2, spezifiziert ist.

Es sei daran erinnert, daß im Falle des MFC-Zwangslauf-Signalisierungsverfahrens gemäß den R2-Spezifikationen Signalkombinationen aus zwei Zeichenfrequenzen aus sechs Zeichenfrequenzen in Sinuswellenform verwendet werden, um Wählzeichen oder andere Steuerzeichen zu übertragen. Bei diesem MFC-Zwangslauf-Signalisierungsverfahren , bei dem ein Empfänger den Empfang von Zeichenfrequenzen quittiert, werden zwei Zeichenfrequenzen von sechs,„in einer oberen Frequenzgruppe zwischen I380 Hz und 198(r liegenden Zeichenfrequenzen zum Senden von Wählziffern und zwei Zeichenfrequenzen von sechs, in einer unteren Frequenzgruppe zwischen 5¹IO Hz und Il4o Hz liegenden Zeichenfrequenzen für die Quittierung des Empfangs von Wählziffern verwendet. Dies ist in dem Artikel "interregister multi-frequency code signalling for telephone switching in Europe" von M. den Hertog in der Zeitschrift "Electrical Communication", Vol. 38, Nr. 1, 19öj5, auf den Seiten 130 bis 164 beschrieben worden.

Im Fall eines Tastwahlsignalisierungsverfahrens werden zur Signalisierung vom rufenden Teilnehmer zur Vermittlungsstelle für eine Wählziffer zwei Zeichenfrequenzen benutzt, von denen die eine aus einer unteren Zeichenfrequenzgruppe, die Frequenzen zwischen 697 Hz und 941 Hz aufweist, und die andere aus einer oberen Zeichenfrequenzgruppe genommen wird, die

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Frequenzen zwischen 1209 Hz und I633 Hz auf vielst.

Bei der Pulscodemodulation werden die obengenannten Frequenzkombinationen mit einer Abtastfrequenz von 8 kHz abgetastet und die Abtastwerte codiert. Verschiedene, zu verschiedenen Kanälen gehörende Frequenzkombinationen werden mit derselben Abtastfrequenz abgetastet und im Zeitmultiplexverfahren verarbeitet. Beispielsweise wird dabei ein Zeitrahmen von 125 jus mit 64 Zeitlagen gebildet, wobei diese Zeitlagen vorbestimmten Kanälen individuell zugeordnet sind.

Das in Fig. 1 gezeigte Mehrfrequenzempfängersystem weist ein Vielfachregister MR und vier Mehrfrequenzempfänger RCO bis RC6j5 auf. Dieses Vielfachregister empfängt Signale aus zwei Gruppen mit jeweils 32 multiplexgeschalteten Kanälen und faßt diese Kanäle zu 64 inultiplexgeschalteten Kanäle zusammen. In Fig. 2 ist ein Zeitrahmen von 125 WS Dauer dargestellt, der in 64 Zeitlagen TSO bis TS^ von 1,95 μβ Dauer eingeteilt ist. Jede Zeltlage ist einem der 64 Kanäle zugeordnet. Um diese MuI-tiplexkanäle zu gewinnen, werden die zwei Zeitrahmen Fl und F2 mit jeweils 32 Zeltlagen TSO bis TS3I der zwei ankommenden, jeweils 32 Kanäle aufweisenden Kanalgruppen um ein halbes Zeitlagenintervall ( *&*■ ^s) gegeneinander verschoben; jede ankommende, codierte Abtastwertreihe aus acht seriellen Bits werden in acht Parallelbits umgewandelt. In dieser Weise erhält man einen Zeitrahmen F mit den Zeitlagen TSO bis TS63, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Diese Zeitlagen TSO, TSl, TS2, TS3...TS63 entsprechen den Zeitlagen TSO (CHO) des Zeitrahmens Fl, TSO (CHO) des Zeitrahmens F2, TSl (CHl) des Zeitrahmens Fl, TS 1 (CHl) des Zeitrahmens F2...und TS3I (CH3I) des Zeitrahmens F2. In dieser Weise wird ein Parallelbitfluß erzeugt, der Über parallele Adern 1 (von denen nur eine gezeigt ist) zu vier parallelgeschaltetenEmpfängein RCO bis RC3

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Übertragen. Jeder Abtastwert wird mittels acht Bits codiert, von denen 7 Bits Größenbits und 1 Bit ein Zeichenbit sind. Die Abtastwerte werden von den Empfängern RCO bis RC3 auf fogende Weise empfangen:

Abtastwerte in Zeitlagen Empfangen durch Empfänger'

0, 4, 8, 12, ... 60 RCO

1* 5, 9, 13, ... 61 RCl

2, 6, 10, 14,... 62 RC2

3, 7, II, 15,.·. 63 RC3

Das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten, die einem Empfänger zugeleitet werden, beträgt somit 7,8 a 1,95 « 4 μβ. Um den Empfang der Eingangsabtastwerte in der obengenannten Reihenfolge zu gewährleisten, werden Synchronisierimpulse Si (i = 0 bis 3) zu den entsprechenden Empfängern RCO bis RC3 gesendet, die dort entsprechende Zähler

Cl (i β 0 bis 3) synchronisieren. Die Synchronisierimpulse werden alle acht ms wiederholt und inbezug auf die vorhergehende Reihe S(i-l) um 1,95 jus verschoben. Die den Synchronisierimpulsen Si entsprechenden Abtastwerte werden mittels eines Impulses mit einer Periode von 7*8 .us in ein Eingangsregister Ri getaktet; dieser Impuls ist am Ausgang des Zählers T5 verfügbar. Diese Abtastwerte bleiben während dieser Periode in diesem Register. Dieser Zähler T5 hat eine Anzahl anderer Ausgänge, die noch erläutert werden. Jeder Empfänger weist ferner eine Ausgangspufferstufe, die durch einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) MO bis M3 gebildet ist, und einen Tristate-Ausgangstreiber TO bis T3 auf. Jeder RAM hat 16 Speicherplätze mit jeweils 5 Bits, um die berechneten, empfangenen Ziffern der l6 Kanäle (4 Ziffernbits und 1 Anwesenheitsbit) zu speichern. In jeden dieser Speicherplätze eines Empfängerspeichers wird alle 8 ms (l6 · 4 Zeitrahmenintervalle)

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neu eingespeichert, wobei die Neueingabe in zwei aufeinanderfolgende Speicherplätze, die zu zwei aufeinanderfolgende, vom Empfänger bearbeitete Kanäle gehören, im wesentlichen durch 4 Zeitrahmenintervalle getrennt werden, da der Empfänger ein Intervall von 4 Zeitrahmen zur Berechnung eines Ergebnisses fiJr jeden Kanal benötigt, wie noch später näher erläutert wird. Alle 16 Speicherplätze jedes Speichers MO bis M? werden jedoch während eines Zeitrahmenintervalls von 125 ,W^s \ synchron ausgelesen (alle 7,8 με eine Speicherplatzausspei- j cherung), und ihre Inhalte werden in den entsprechenden TrI-state-Ausgangstreibern gespeichert. Jeder der Tristate-Aus- j gangstreiber, die alle parallel an denselben Bus b geschaltet sind, wird alle 7,8 μα für die Dauer von 1,9 jjs freigegeben j (Freigabe erfolgt in Fig. 3 über die UND-Schaltung AND45).

Dieses Freigabezeitintervall darf nicht die Dauer von 1,95 jus

' ι

überschreiten, da ein Ausgangsergebnis von vier Empfängern j mit derselben Rate gewünscht wird, wie die Eingangsabtastwerte in diese Empfänger gespeist werden, d.h. alle 1,95 M^s» Das Freigabezeitintervall zwischen den Treibern Ti und Ti+1 beträgt auch 1,95 ^s, und daher werden die 64 Informationen der 64 Kanäle aufeinanderfolgend und in der richtigen Reihenfolge (Kanal 0 bis 64) von den Empfängern zum Vielfachregister über den Bus b übertragen.

Der Mehrfrequenzempfänger RCO, dessen Arbeitsweise die gleiehe wie die der anderen Empfänger RCl bis RCJ ist und der in Fig. 3 gezeigt ist, weist ein Filtersystem auf, das selbst wieder einen digitalen Filterteil F und einen die nötigen Impulse an diesen Filterteil liefernden Zähler CO hat; ferner enthält er einen Prozessor PR mit ihm zugeordneten Speichern M zur Weiterverarbeitung der vom Filterteil F gelieferten Filterergebnisse und einen Ausgangspufferspeicher MO zur Speicherung der Ergebnisse des Prozessors PR, bevor diese zum Vielfachregister MR übertragen werden.

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Der Zähler CO ist ein synchronisierbarer, voreinstellbarer Zähler, der 17 Ausgänge TO bis Tl6, 16 Dateneingänge Ll bis Ll6, einen Ladeeingang LO zur parallelen Ladung von Daten, die den Dateneingängen des Zählers CO zugeführt werden, und einen Takteingang CL aufweist, der mit Taktimpulsen CL beliefert wird. Die Synchronisierimpulse SO werden dem Ladeeingang LO zugeführt, und die Dateneingänge Ll bis Ll6 sind geerdet. Der Zähler CO kann zum Beispiel durch vier 4-Bit-Zähler vom Typ SN 7^163 und einen D-Flipflop gebildet werden, die in solcher Weise miteinander verbunden sind, daß sie den synchronen Zähler CO bilden.

Die Verbindung der vier Zähler mit dem D-Flipflop wird hier nicht näher erläutert, weil dies für die Erfindung nicht wichtig ist und im übrigen bekannt sein dürfte. Der Zähler CO wird mit Taktimpulsen der Taktfrequenz von 8,192 MHz (CL) gespeist. Die Frequenz (4,096 MHz) der am ersten Ausgang TO auftretenden Impulse ist halb so groß wie die Taktfrequenz. Diese Frequenz ist die Grundrate, mit der der Empfänger arbeitet, wie später noch eingehender erläutert wird. Fig. 4 zeigt die an den Ausgängen TO bis T16 vor oder nach der Ankunftjeines Synchronisier impulses auftretenden Ausgangsimpulse 0, 1, 2... in Abhängigkeit von der Zeit. Wenn dieser Synchronisierimpuls auftritt, werden alle Ausgänge TO bis Tl6 während der Vorderflanke des Taktimpulses CL zurückgesetzt. Wie vorher schon erwähnt worden ist, treten die Synchronisierimpulse (z.B. SO) alle 8 ms auf. In Fig. 4 ist auch ein Synchronisierimpuls Sl gezeigt, der den Zähler Cl synchronisiert; ebenso sind an den Ausgängen TO, Tl T2, ...des Zählers Cl auftretende Impulse 0, 1, 2, 3... dargestellt. Die Synchro-

nisierimpulse SO und Sl haben einem Abstand von 1,953 (1,953 = ^ip-s 4 Empfänger mit jeweils 16 Kanälen).

Der Filterteil F (Fig. 3) enthält im wesentlichen ein Ein-

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gangsregister RO, in dem Eingangsabtastwerte gespeichert werden, die gemäß der Α-Vorschrift für die Signalpresserkennlinien codiert sind, einen Speicher MEl zur Umwandlung des Binärwerts jedes Eingangsabtastwerts in einen logarithmischen Binärwert zur Basis 256, ferner eine Koeffizientenbank CB zum Speichern der binärcodierten logarithmischen Werte der Pilterkoeffizienten, einen Umsetzer TR zur Umsetzung der an den Zählerausgängen Tl bis TIl auftretenden Adressen in richtige Adressen für die Koeffizientenbank· GB (wird später noch ausführlicher erläutert), einen Speicher ME2, in dem die binärcodierten, linearen Werte der entsprechenden addierten logarithmischen Werte und deren Zweierkomplemente gespeichert werden, eine exclusive ODER-Schaltung EO zur Abgabe eines Ausgangssignals, wenn beide Zeichenbits der Filterkoeffizienten und der Abtastwerte verschieden sind, ein Pipeline-Register RP zur Speicherung des aus dem Speicher ME2 ausgelesenen Ergebnisses, einen Addierer AD2 zum Addieren des Im Addierer AD2 gespeicherten Werts und der im Akkumulator AC gespeicherten Filterergebnisse (wird später noch näher erläutert), ein transparentes Auffangregister TL, einen 2:1-Selektor S2-1, Verzögerungsschaltungen DEl und DE2 und|einen Demultiplexer DM.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise des digitalen Filterteils F sollen einige bei der Erfindung benutzte Prinzipien in Erinnerung gebracht werden, die digitale Filter mit Impulsantwort auf Impulse endlicher Dauer, sogenannte FIR-Filter, betreffen. Einzelheiten über diese Prinzipien können den Büchern "Introduction to Digital Filtering" von R.E. Bogner und A.B. Constantinides auf den Seiten 75 bis 88, herausgegeben von John Wiley & Sons und "Theory and Applications of Digital Signal Processing" von L.R. Rabiner und B. Gold, Seiten 77 bis 84, herausgegeben durch Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, entnommen werden.

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Ein lineares digitales Filter, das eine Eingangsabtastwertfolge χ [-(N-I)T] , ..., ..., ..., x(-T), x(OT), x(T), x(RT), ... χ [(N-I)Tl ,empfängt, wobei T das Abtastwertzeitintervall ist, kann wie folgt nach dem Superpositionsprinzip definiert werden:

k=N-l

y (n T) = %. C(kT) χ [(n-k)T] , (1)

k=O

worin C(OT) bis C [(η-1)τ] die N gewichteten Koeffizienten oder Pilterkoeffizienten sind, die folgendes Filter definieren:

k=N-l
Υ_η = Σ_ο C_kx_n__k (2)

oder

^y0 = ^C0 ^X0 ^{+ C}l ^X-l ^{+ + C}N-1 ^X-(N-

= C₀ X₁ + C₁ X₀ + + C_n-1 x_(_N_₂)

^{= C}0 ^xn ^{+ C}l ^xn-l ^{+ C}N-1 ^x-(N-I)

^yN-l ~ ^C0 ^XN-1 ^{+ 0}I ^XN-2 ^{+ C}N-1 ^X0

Daher ist die Ausgangsfolge y die gewichtete Summe über alle vorigen Werte der Eingangsfolge X_n bis ^x _n_(N_i)> wobei x(t) die abgetastete Funktion im Zeitbereich ist. Das Filter kann als Schieberegister mit N Stufen betrachtet werden, wobei die Eingangsfolge verschoben wird und wobei jede Stufe über jeweils

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eine Wichtungsschaltung mit einem Ausgangsaddierer verbunden ist. Solange alle N Abtastwerte x_Q bis X_n , einer semi-unendlichen Folge x_Q, X₁ ... x_N, X_n+1 nicht in das Schieberegister eingschoben sind, ist y eine partielle Summe über der Anzahl der im Filter vorhandenen Abtastwerte, das seinen eingeschwungenen Zustand nur dann erreicht, wenn die N-I Abtastwerte X₀ bis XjT ι im Filter eingespeist worden sind. Normalerweise wird ein digitales FIR-Filter auf einer Abtastwert-ein-aus-Basis benutzt, d.h., ein Ausgangsergebnis y ist jedesmal dann verfügbar, wenn ein Eingangsabtastwert in das Filter gegeben wird. Beim Ausführungsbeisplel gemäß der Erfindung ist jedoch immer dann ein Ausgangsergebnis verfügbar, wenn eine Anzahl N von Abtastwerten in das N Koeffizienten aufweisende Filter gegeben worden ist.

Wenn die Folge 1, O, 0, ... in ein FIR-Filter eingegeben worden ist, tritt eine Ausgangsfolge C₀, C,, ... Cm₁ auf. Diese Folge im Zeitbereich wird Einheitsimpulsantwort oder einfacher Impulsantwort bzw. im folgenden auch abgekürzt UIR genannt. Die Z-Transformation inbezug auf die UIR ist folgende:

k=N-l

Z(z) = Σ C. z~^k , (4)

k=0 ^K

worin ζ eine Komplexvariable ist.

Der Frequenzgang des FIR-Filters kann durch Substitution von ζ durch e^ ermittelt werden, wobei j = V~-l7 w die Kreisfrequenz und T die Abtastperiode ist. Daher ergibt sich für den Frequenzgang:

() Τ
k=0

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worin Jz(e^JW )| der Modulus und ρ die Phase der komplexen Größe Z ist.

Die bei der Erfindung benutzten FIR-Filter sind Filter mit linearer Phase und konstanter Gruppenverzögerung (p = Aw + B, wobei A und B Konstanten sind). In diesem Fall ist die UIR symmetrisch oder unsymmetrisch. In Fig. 11 ist eine symmetrische UIR eines digitalen Filters gezeigt, das durch 32 Koeffizienten C₀ bis C₅₁ gekennzeichnet ist. Die UIR ist symmetrisch inbezug auf den Mittelpunkt m. In ähnlicher Weise ist in Fig.

12 eine unsymmetrische UIR mit gleichfalls 32 Koeffizienten gezeigt, die jedocbjLnbezug auf den Mittelpunkt unsymmetrisch ist. Im ersten Fall, in dem die UIR um den Symmetriepunkt gespiegelt ist, bleibt die Z-Transformation unverändert, so daß auch der Frequenzgang unverändert bleibt.

Im zweiten Fall jedoch, in dem die UIR um den Mittelpunkt m gespiegelt ist, nimmt die Phase ρ des Frequenzgangs um eine ungerade Anzahl von Π Bogenmaßeinheiten zu, was bedeutet, daß das Filterausgangssignal um ein Vielfaches von l8o° bezüglich des Ausgangssignals der nicht gespiegelten UIR verschoben wird. Dies folgt aus der Tatsache, daß in diesem Fall die Z-Transformation der gespiegelten UIR entgegengesetzt zur nicht gespiegelten UIR ist, wobei (2q + 1) JT = -1 ist (q ist eine ganze Zahl).

Wenn eine Hubert-Transformat ion von einem beispielsweise eine symmetrische Impulsantwort aufweisenden Bandpaßfilter abgeleitet wird, kann ein Filter mit im wesentlichen gleichem Frequenzgang, aber mit unsymmetrischer Impulsantwort definiert werden. Auch das Ausgangssignal einer Hilbert-Transformation ist um ·£ Bogenmaßeinheiten in Bezug auf das Ausgangssignal des im wesentlichen denselben Frequenzgang aufweisenden Bandpaßfilters phasenverschoben. Es sei im übrigen daran erinnert, daß eine Hilbert-Transformation eine Transformation einer

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Funktion f (χ) ist, indem man das Integral von f(x)[l + ctg(y-x)/2] dx bildet. Näheres über die Hilbert-Transformation kann den Seiten &J bis 70 und 168 bis 177 des erwähnten Buches von L.R. Rabiner und B. Gold entnommen werden.

Wie schon erwähnt worden ist, ist die Arbeitsweise des Empfängers RCO die gleiche wie die der drei anderen Empfänger, so daß die Beschreibung der Arbeitsweise des Empfängers RCO ausreicht. Die Arbeitsweise dieses Empfängers beim Empfang von MFC-Signalen nach dem Signalisierungssystem R2 wird nun im folgenden kurz beschrieben. Hierzu wird auf die Figur J> hingewiesen. Die ausführliche Beschreibung folgt dann später.

Wie vorher schon erwähnt worden ist, werden PCM-codierte (Presserkennlinie nach der Α-Vorschrift) Abtastwerte (7 Datenbits und 1 Zeichenbit parallel), die in Abständen von 1,95 jus vom Vielfachregister MR zu den Empfängern RCO bis RC3 gesendet werden, aufeinanderfolgend in diese Empfänger getaktet, und jeder Empfänger empfängt aufeinanderfolgend 16 erste Abtastwerte von 16 verschiedenen Kanälen, wobei alle 7,8 μΒ (= 1,95 x ²O ein Abtastwert ankommt. Nach einem Zeitintervall von 125 /us empfängt der Empfänger 16 zweite Abtastwerte usw. Diese Abtastwerte werden im Eingangsregister RO während eines Zeitintervalls von 7,8 /is seriell gespeichert und als Adresse für den Speicher MEl benutzt, in dem diesen Adressen entsprechende logarithmische Binärwerte zur Basis 256 gespeichert sind. Im Addierer ADl werden die aus dem Speicher MEl ausgelesenen logarithmischen Binärwerte zu den aus der Koeffizientenbank CB ausgelesenen, entsprechenden, logarithmischen Binärwerten addiert. Die genaue Ausführung

^O dieser Addition und des Auslesens aus der Koeffizientenbank wird später beschrieben. Die Filterausgangsteilergebnisse des Addierers ADl werden als Adressen für den Adressenspei-

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eher ME2 benutzt, in dem an den diesen Adressen entsprechenden Speicherplätzen lineare Binärwerte gespeichert sind. Die aus dem Speicher ME2 ausgelesenen Werte werden kurzzeitig im Register RP zwischengespeichert. Die Filterteilergebnisse werden dann im Addierer AD2 addiert, und das Additionsergebnis wird im Akkumulator AC gespeichert , so daß vollständige Filterergebnisse gebildet werden, wie noch näher erläutert wird. Die vollständigen Filterergebnisse werden zum nicht dargestellten Eingangsregister des Mikroprozessors PR tibertragen und dort gespeichert und weiterverarbeitet.

Der digitale Filterteil F ist durch 16 individuelle, multiplexgeschaltete, digitale Filter gebildet, da die zu 16 verschiedenen Kanälen gehörenden Abtastwerte durch die 16 Filter behandelt" werden. Diese 16 Filter setzen sich zusammen aus β Bandpaßfiltern, deren Bänder jeweils um eine zugehörige Nennfrequenz von 6 Zeichenfrequenzen liegen, von denen zwei Frequenzen zur Bildung eines Codezeichens gewählt werden, ferner aus 6 zugeordneten Hilbert-Transformationsschaltungen, 2 Mehrbandstörschutzfiltern und den 2 zugeordneten Hubert-Transformationsschaltungen. Dies ist möglich, weil - wie schon erwähnt worden ist - die durch diese zugeordneten Filter vom selben sinusförmigen Eingangssignal ausgefilterten Ausgangswerte um einen Winkel von 90° phasenverschoben sind. Ein phasenunabhängiges Signal wird durch Addieren der quadrierten Ausgangswerte erzielt. Jedes Filter hat 128 Filterkoeffizienten, so daß wenigstens 128 Abtastwerte je Kanal eingespeist werden müssen, bevor das Filter ein vollständiges Ausgangsergebnis liefern kann. Da jeder Abtastwert vom anderen durch ein Zeitintervall von 125 jus getrennt ist, entsteht ein vollständiges Filterausgangsergebnis alle l6 ms je Kanal, wobei die Filterausgangsergebnisse eines Kanals inbezug auf den vorhergehenden Kanal um vier Zeitrahmen verzögert sind, wie noch näher erläutert wird. Diese Verzögerung ist deshalb nötig,

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damit der Prozessor die Pilterergebnisse eines bestimmten Kanals während dieses Zeitintervalls verarbeiten kann. Der Filterteil F kann alle 8 ms ein vollständiges Filterausgangsergebnis liefern, was sich daraus ergibt, daß der Filterteil zwei Ausgangsergebnisse für denselben Kanal berechnet, wobei die berechneten Werte für diese zwei Ausgangsergebnisse um 64 Zeitrahmen gegeneinander verschoben sind, wie noch später näher erläutert wird. Es ist klar, daß nach der Bearbeitung von 16 Kanälen durch den Prozessor ein Zeitintervall von 125 jas · 16 · 4 = 8 ms vergangen ist, so daß nach der Verarbeitung der Ergebnisse des sechzehnten Kanals der erste Kanal wieder behandelt wird.

Ein vollständiges Filterausgangsergebnis je Kanal besteht aus l6 vollständigen Ergebnissen, d.h. aus 12 Ergebnissen für die die 6 Zeichenfrequenzen ausfilternden 6 Bandpaßfilter mit den Hubert-Transformat ionsschaltungen und aus 4 Ergebnissen für die zwei Störschutzfilter mit ihren Hilbert-Transformationsschaltungen. Wenn 16 vollständige Ergebnisse für einen bestimmten Kanal verfügbar sind, sind auch 16 unvollständige Ausgangsergebnisse, die um 64 Zeitrahmen verschoben sind, gespeichert worden, doch werden diese Ergebnisse nicht dem Mikroprozessor zugeführt. Jedesmal, wenn ein vollständiges Ergebnis verfügbar ist, und dies geschieht alle 244 ns (= ) > wird es zum Pufferspeicher des Mikroprozessors übertragen. Für 16 vollständige Ergebnisse wird ein Zeitintervall von nur 244 ns · ΐβ = 3,9 JJS benötigt. Während der restlichen 3,9 ps des 7,8 /as langen Zeitintervalls werden die erwähnten 16 unvollständigen Filterergebnisse im Akkumulator AC gespeichert. Die Übertragung der vollständigen Filterergebnisse erfolgt während des ersten Zeitrahmens der erwähnten vier Zeitrahmen. Während der restlichen Zeit des ersten Zeitrahmens wird keine Information zum Mikroprozessor gesendet,

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da ein neues vollständiges Ergebnis des nächsten Kanals erst 3 Zeitrahmenintervalle nach dem ersten verfügbar ist. Während dieser 3 Zeitrahmenintervalle verarbeitet der Mikroprozessor die gespeicherten Ergebnisse. Neue vollständige Ergebnisse des nächstfolgenden Kanals sind zu Beginn des 5. Rahmens verfügbar. Diese Ergebnisse werden dann im Pufferspeicher des Mi kroprozessors während des 5. Zeitrahmens gespeichert und dann während der drei folgenden Zeitrahmen weiterverarbeitet usw.

Für jeden Kanal führt der Mikroprozessor während der erwähnten drei Zeitrahmenintervalle gemäß dem im Speicher M gespeicherten Programm folgende Arbeiten aus:

1. Er berechnet die 8 phasenunabhängigen Moduli von den 8 Paaren der anstehenden vollständigen Filterergebnisse, wo-, bei jedes Paar ein vollständiges Ergebnis von einem gegebenen Filter und seiner Hilbert-Transformationsschaltung ist. Jeder Modulus ist aus der folgenden Näherungsformel berechnet:

l/a² = b² = a + 1/3 b,

worin a und b ein Paar Filterergebnisse sind und a>b ist. Näheres über diese Näherungsformel kann den Seiten 921 und 923 des Artikels von Morio Onoe entnommen werden, der in der Zeitschrift "Proceedings of the IEEE", Juli 197a veröffentlicht worden ist.

2. Er ermittelt den größten Wert unter den 8 Moduli und leitet daraus zwei Schwellwerte Dl und D2 ab. Diese Schwellwerte liegen für Dl bei 12 dB und für D2 bei 24 dB unter dem

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größten Wert.

3. Er vergleicht die Filterergebnisse der zwei Störschutzfilter mit dem Schwellwert und akzeptiert das Ergebnis, wenn es kleiner als Dl ist. Wenn eins der Filterergebnisse größer als Dl ist, wird der Empfänger gesperrt.

4. Er vergleicht ferner die Filterergebnisse .jedes der restlichen 6 Filter mit den Schwellwerten Dl und D2. Wenn ein Ergebnis größer als Dl oder kleiner als D2 ist, akzeptiert er diesen Wert und speichert ihn. Wenn"ein Ergebnis zwischen Dl und D2 liegt, wird der Empfänger gesperrt.

5. Er führt eine 2-aus-6-Prüfung unter den gespeicherten Werten aus, d.h. der Empfänger erkennt das empfangene Signal, wenn zwei Filterergebnisse und die restlichen vier Filterergebnisse der erwähnten 6 Filterergebnisse größer als Dl und kleiner als D2 sind.

6. Er akzeptiert das erkannte Signal nur dann, wenn eine Zeichendauerprüfung erfolgreich abgeschlossen worden ist, d.h. das Signal muß während zweier aufeinanderfolgender, durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennter 2-aus-6-Prüfungen erkannt werden. Der Empfänger wird gesperrt, wenn das Filter ein Ergebnis herausgibt, dessen Wert zwischen den beiden Schwellwerten Dl und D2 liegt. Dies ist der Fall, wenn Störsignale empfangen werden, die normalerweise ein großes Frequenzspektrum aufweisen und damit die Reaktion von mehr als zwei Filtern veranlassen.

B. Während der Sperrphase

Wenn ein Signal akzeptiert worden ist, führt der Mikroprozessor ein zweites oder Sperrphasenprogramm aus:

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1. Während dieser Sperrphase vergleicht er die 6 Filterergebnisse mit einem festen Schwellwert D3 (= -38 dBm, wobei 0 dBm einer Spannung von 774*6 mV entspricht). Wenigstens zwei aufeinanderfolgende, durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennte Ergebnisse müssen größer als D3 sein. Wenn ein oder mehrere Filter einen Ausgangswert liefern, der großer als D3 aufgrund von empfangenen Störsignalen ist, bleibt der Empfänger gesperrt, so daß der Empfang der Störsignale während der Sperrphase den Empfänger nicht beeinflußt; dadurch wird der Empfänger gegen jedes Eingangssignal immun gemacht, das einen Filterergebniswert erzeugt, welcher größer als der Schwellwert von -38 dBm ist. Rückwärtssignale werden nun zum Sender gesendet, der auf den Empfang dieser Signale hin die Aussendung der Vorwärtssignale unterbricht. Wenn der Empfänger nicht in der geschilderten Weise immun gemacht worden wäre und wenn der Empfänger beispielsweise unmittelbar nach dem Erkennen einer Wählziffer ausgelöst werden würde, dann könnte er dieselbe Wählziffer aufeinanderfolgend zweimal erkennen, sofern gleichzeitig ein bestimmtes Vorwärtssignal und Störsignale auftreten und wenn diese Störsignale vor Beendigung der Vorwärtssignalsendung aufhören.

Wenn nach zwei aufeinanderfolgenden Prüfungen, die durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennt sind, die Filterergebnisse kleiner als D3 sind, wird der Empfänger ausgelöst.

2. Wenn ein Signal akzeptiert worden und damit eine Wählziffer erkannt worden ist, wird diese Wählziffer als Binärwert im Ausgangspufferspeicher MO gespeichert.

Im folgenden wird nun der Frequenzgang des Filterteils F beschrieben. Die Filterkurven in Fig. I3 bestehen aus 6 individuellen Filterkurven 0 bis 5, wobei jede Filterkurve um

030048/0701 ~⁵⁵" ■

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eine unterschiedliche Nennfrequenz der 6 Zeichenfr^uenzen fO bis f5 liegt, und 2 Störschutzfilterkurven β und 7. Die Zeichennennfrequenzen liegen 120 Hz voneinander entfernt. Jede individuelle, zu einem der 6 Paare von mit CO bis C5 bezeichneten Bandpaßfiltern und von den zugehörigen, mit HO bis H5 bezeichneten Hilbert-Transformationsschaltungen gehörenden Pilterkurven hat folgende Kennwerte: 1. Bandbreite 120 Hz (- 60 Hz um die Nennfrequenz) bei einem Dämpfungswert von -10 dB,

2. Nebenmaxima (nicht gezeigt) unter -36 dB und j5. Bandbreite 220 Hz bei einem Dämpfungswert von -36 dB. Es sei daran erinnert, daß die Filter jedes Paares Ci, Hl (1=0 bis 7) im wesentlichen denselben Frequenzgang haben, daß die Phasen der Ausgangssignale dieser Filterpaare sich durch eine ungerade Anzahl von -z Bogenmaßeinheiten unterscheiden und daß die Ausgänge jedes Paares dazu benutzt werden, die Amplitude der an ihnen anstehenden Signale zur Erzielung eines phasenunabhängigen Wertes zu berechnen. Die entsprechenden symmetrischen und unsymmetrischen Impulsantworten jedes individuellen Filters und jeder entsprechenden Hubert-Transformationsschaltung haben jeweils 128 Koeffizienten.

Die einzigen gezeigten Schwellwerte Dl und D2 sind von Kurven 1 und 2 in Fig. I3 abgeleitet, die Höchstwerte bei einem Dämpfungswert von -12 dB bzw -24 dB zeigen. Die Höchstwerte der Kurven 1 bis 6 sind auf 0 dB festgelegt worden.

Das Störschutzfiltersystem besteht aus zwei Mehrbandfiltern C6 und C7 und den entsprechenden Hilbert-Transformationsschaltungen H6 und H7, wobei die Durchlaßkurvenmaxima der Bänder β und 7 zwischen den Zeichennennfrequenzen liegen. Die Filter C7, H7 haben drei Durchlaßbänder, während die Filter C6, H6 nur zwei besitzen. Jedes Durchlaßband dieser Filter liegt um eine unterschiedliche Frequenz der Frequenzen 600 Hz,

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720 Hz, 840 Hz, 960 Hz, 1080 Hz, die durch die arithmetischen Mittelwerte von Jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zeichennennfrequenzen gebildet sind. Die Störschutzfilter haben folgende Kennwerte:
1. Maximale Verstärkung bei etwa -8 dB,

2. Nebenmaxima (nicht gezeigt) unter -21 dB.

Nebenbei bemerkt, sind diese FIR-Filter durch Rechner entwikkelt worden, die den Algorithmus der REMEZ-Vermittlungsanlagen verwenden; dieser Algorithmus ist in dem schon erwähnten Buch "Theory and Applications of Digital Processing" auf den Seiten 194 bis 204 von L.R. Rabiner und B. Gold beschrieben worden.

Es sei ferner bemerkt, daß jedes Filterpaar CO, HO bis C5, H5 (Filterkurven 0 bis 5) eine Bandbreite BW von etwa 46,5 Hz (nur gezeigt fiir Kurve 1) hat, die durch die Schnittstellen der Filterkurven 0 bis 5 mit den Schwellwerten D2 festgelegt ist.Die Bandbreite BW der Kurve 1 ist beispielsweise durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve D2 mit den benachbarten Filterkurven 0 und 2 festgelegt. Die Bandbreite ist ferner durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve Dl mit den Filterkurven 6 und 7 begrenzt. Bei diesem Ausfiihrungsbeispiel liegen für die Bandbreite BW der Kurve einerseits die Schnittstelle Q¹I der Kurve 7 und der Schwellwertkurve Dl und die Schnittstelle der Kurve 0 mit der Schwellwertkurve D2 auf derselben gestrichelten vertikalen Linie und andererseits die Schnittstelle Q'¹I der Kurve 6 und der Schwellwertkurve Dl und die Schnittstelle der Kurve 2 mit der Schwellwertkurve D2 auf einer zweiten gestrichelten, vertikalen Linie. Wenn aber die Werte der Kurven 6 und 7 nach oben verschoben werden, dann fallen der Schnittpunkt Q¹1 der Schwellwertkurve Dl mit der Kurve 7 und der Schnittpunkt Q¹¹I der Schwellwertkurve Dl mit der Kurve 6 in die Zone BW, so

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daß die Lage der Kurven 6 und 7 die Bandbreite weiter verringern kann. Wenn - wie vorher schon erwähnt wurde - ein Ausgangssignal der Filter 6 und 7 größer als der Schwellwert Dl ist, wird das System gesperrt. Der Grund, warum die Bandbreite BW durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve D2 mit den benachbarten Filterkurven begrenzt wird, wird später noch näher erläutert werden.

Es sollen nun verschiedene Betriebsfälle betrachtet werden.

ί»- -Emgf ang _e ine s ^ e ine .Poppe If reguenzkQmponente^ auf we i senden,^ MFC-Signals

Es sei angenommen, daß das MFC-Signal Komponenten mit den Frequenzen f2 und f'l aufweist, wobei die Amplitude der letzteren Frequenzkomponente größer als die andere ist, und daß ferner die Frequenz f'l etwas unterschiedlich von der Frequenz fl ist und innerhalb des durch die Bandbreite BW definierten Frequenzbandes liegt. Die Schwellwerte Ql auf der Schwellwertkurve Dl und Q2 auf der Schwellwertkurve D2 werden von der größten Antwort der Filterpaare Ci, Hi (i = 0 bis 5) abgeleitet, wie schon vorher erwähnt worden ist, wobei diese Antwort vom Filterpaar Cl, Hl geliefert wird. Die Filterausgangswerte der Störschutzfilterpaare C6, H6 und C7, H7 werden nun mit dem Schwellwert Ql verglichen, und da diese Ausgangswerte kleiner als Ql sind, wird das Ergebnis für die weitere Prüfung akzeptiert. Dann werden die Ausgangswerte der Filterpaare Ci, Hi (i = 0 bis 5) aufeinanderfolgend mit den Schwellwerten Ql und Q2 verglichen; der Vergleich ergibt dann folgendes:

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Filterpaare Ausgangswerte

CO, HO kleiner als Q2

Cl, Hl größer als Ql

C2, H2 größer als Ql

C3, H3 kleiner als Q2

C4, H4 kleiner als Q2

C5, H5 kleiner als Q2

In diesem Fall sind zwei Ausgangswerte größer als Ql, während die übrigen vier Ausgangswerte kleiner als Q2 sind; damit wird dieses Ergebnis aufgrund der vom Mikroprozessor ausgeführten 2-aus-6-Prüfung akzeptiert. Wenn ein Eingangssignal eine Frequenz außerhalb der Bandbreite BW aufweist, so wird ein benachbartes Filter einen Ausgangswert erzeugen, der zwischen Ql und Q2 liegt, so daß in diesem Fall der Empfänger gesperrt wird, oder das benachbarte Filter wird einen Ausgangswert erzeugen, der größer als Ql ist, so daß in diesem Fall die 2-aus-6-Prüfung negativ ausfällt, weil dann zwei benachbarte Filter Ausgangswerte abgeben, die größer als Ql für dieselbe Zeichenfrequenz sind. Wie bereits erwähnt worden ist, ist die Bandbreite normalerweise durch die Schnittstellen der Schwellwerte D2 mit zwei benachbarten Filterkurven begrenzt. Eine weitere Begrenzung der Bandbreite wird mittels der Störschutzfilter erreicht.

Was die Reaktion auf Störspannungen betrifft, so läuft entweder die 2-aus-6-Prüfung negativ aus, oder es treten zwischen den Werten Ql und Q2 liegende Filterausgangswerte auf, da ein Störsignal generell ein großes Frequenzspektrum hat. Ein analoger, dasselbe Prinzip mit zwei Schwellwerten verwendender Empfänger ist übrigens in der US-Patentschrift 3 9βΐ IkJ beschrieben worden, so daß nicht näher auf die Reaktion des Empfängers auf Störsignale eingegangen wird.

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.2«. JEmjgf ang _eines lElnzelfrequenzsignals

Wenn in diesem Pall keine Störschutzfilter vorhanden wären, könnten Imitationen (falsche Erkennung einer Wählziffer) auftreten, was darin begründet liegt, daß der Empfänger positiv auf den Empfang eines Einzelfrequenzsignals reagiert.

Wenn ein Signal mit nur einer Frequenz fs empfangen wird, reagieren beide Filterpaare CO, HO und Cl, Hl positiv, da die Filterausgangswerte beide größer als der Schwellwert Qs sind. Wenn keine andere Zeichenfrequenz vorhanden ist, geht die 2-aus-6-Prüfung positiv aus. Aber das Stör.schutzfilterpaar C7, H7 reagiert negativ, weil sein Ausgangswert y7 größer als der Wert Qs auf der Schwellwertkurve Dl ist. In Fig. 13 ist hinsichtlich der Filterkurven 1 und 2 ein Frequenzbereich RG gezeigt, der durch die Schnittstelle 123 der Schwellwertkurve Dl mit der Filterkurve 2 und durch die Schnittstelle der Schwellwertkurve Dl mit der Filterkurve 1 festgelegt ist. Solche Frequenzbereiche müssen dagegen geschützt werden, durch Einfrequenzsignale verursachte Imitationen zu eliminieren. Dieser Schutz wird durch Einführung der gezeigten Störschutzfilter erreicht.

Es ist übrigens nicht; notwendig, gesonderte. Störschutzfilter zu verwenden. Eine andere Möglichkeit besteht darin, daß die Bänder der Störschutzfilter Teil der individuellen Filter sind. Ein Beispiel dafür ist in Fig. 14 gezeigt, in der die Bänder 0', 1', 2', 3', V und 5' jeweils einen Teil der Filterkurven 0, 1, 2, 3, 4 und 5 bilden.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise des digitalen Filterteils F soll noch die Fig. 3 in Verbindung mit den Figuren 5, 6 und 7 betrachtet werden. Fig. 5 zeigt Abtastwertfolgen χ bis x. ₁₍-, worin k ein dem Zeitrahmen F. zugeordneter Index ist und der zweite Index den entsprechenden Kanal anzeigt,

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Der zum 128. Zeitrahmen und zum 16. Kanal gehörende Abtastwert ist x. .„„ ^₁-. 128 Abtastwerte je Kanal werden vom Filterteil F während eines vollständigen Zyklus benutzt j um ein vollständiges Filterergebnis zu gewinnen. Hinsichtlich dieses Zyklus sind die Abtastwerte χ . und X^₀O · sowie χ _Λ . und x^_o7 · äquivalent, wobei j = 0 bis 15 ist, d.h., daß die Abtastwerte mit demselben Filterk.oef fizienten multipliziert werden, obwohl die Abtastwerte yon x_ und

^xi28 ^sow^^{e x}-i ^{und x}i27 ^verscni^eden sein können. Dies wird generell wie folgt ausgedrückt: ^(x)k₃j ^{3 (x)}k±128₃j '

wobei die Klammern andeuten, daß die Abtastwerte verschieden sein können.

Ferner sei darauf verwiesen, daß wegen des Zeitrahmenintervalls von 125psdas Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerte desselben Kanals 7₅8 ys (= f§£) beträgt.

Fig. 6 zeigt in abgekürzter Form, wie die Eingangsabtastwertfolge mit der Impulsantwort der 6 individuellen Filter und den 2 Störschutzfiltern gefaltet ist. Diese Impulsantworten sind die Folgen

cj ( i=0 bis I₃ k=0 bis 127)

H^ (für die Hilbert-Transformation)

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Zum Beispiel ist C° folgende Folge: C°, C°, C°, ... C° , die die Impulsantwort des individuellen Filters C dar-

stellt. Das Fach Q^ an der Schnittstelle der ersten Zeile

χ und der ersten Spalte F = k = O zeigt an, daß die κ, υ

Filterkoeffizienten

ο ο _rl „1 _r2 2 _rl „7 ο ³ o³ o' o³ o³ o³ ··' ο ³ ο

C° , H° , C¹ , H¹ , ... C⁷ , H⁷

nacheinander mit dem Eingangsabtastwert χ multipliziert werden. Da die logarithmischen Werte dieser Koeffizienten und Abtastwerte verwendet werden, werden Additionen statt Multiplikationen ausgeführt, wie später noch näher erläutert wird. In gleicher Weise steht das Fach 68^ (16. Zeile, 1. Spalte ) für die aufeinanderfolgende logarithmische Addition von

C °, H °, C ¹, H ¹, ... C ⁷. H ⁷ 68* 68* 68' 68^J '" 68* 68

_c O _H0 _cl _Hl _C7 _H7

und der Eingangsabtastwerte x, _1C- (k = o).

Nach dem vollständigen Ablauf der vier Zeitrahmen FO Ib bis F3 sind alle 128 Koeffizienten aller 16 Filter (8Filter und 8 Hilbert-Transformatorenschaltungen) einmal benutzt worden. Während der vier folgenden Zeitrahmen Fh₃ Fb₃ F6 undF7, Zeile O (Fig. 6), müssen die gleichen logarithmischen Additionen wie während der Zeitrahmen FO, Fl, F2, F3, Zeile 15, ausgeführt werden, jedoch in umgekehrter Reihenfolge, d.h. daß der logarithmische Wert des Eingangsabtastwertes x, nacheinander zu den logarithmischen Werten von

-HO-

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und CP₀ k = 4

^C5 ^{und C}6g ^k = 5

und C^₀ k = 6

C^ und C^₁ k = 7

addiert wird. Bei den folgenden Zeilen 1 bis 15 wird keine Umkehrung vorgenommen, doch die Werte einer bestimmten Zeile können aus einer vorhergehenden Zeile der vier vorhergehenden Zeitrahmen entnommen werden. Weitere Eigenschaften der Faltungstabelle in Fig. 6 werden erst später behandelt werden.

Fig. 7 zeigt eine Übersicht über die Speicherweise von Filterkoeffizienten bezüglich des Fachs OgN in 32 aufeinanderfolgenden Zeilen des ROM-Speichers CB, der 32 χ 16 χ 4 = 2048 Speicherplätze mit jeweils 10 Bits aufweist, wobei 8 Bits zur Speicherung der codierten logarithmischen Werte dienen, 1 Bit ein Zeichenbit und 1 Bit ein Kontrollbit für jeden Filterkoeffizienten ist. Die Speicherteile Sn und Ct des Speichers CB speichern dieses Zeichenbit und dieses Kontrollbit für jeden codierten logarithmischen Wert. Der Leseausgang des Speicherteils Sn ist mit einem der Ausgänge der exclusiven ODER-Schaltung EO verbunden, während der Leseausgang des Speicherteils Ct an die Stufe SR des Registers RP angeschlossen ist. Das Kontrollbit wird in jedem codierten Filterkoeffizientenwert

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auf logisch 1 gesetzt, ausgenommen in dem Wert des ersten Koeffizienten CO, HO aus noch zu erläuternden Gründen. Der ROM-Speicher CB wird beispielsweise durch sechs IK χ 8 Bit-Speicher des Typs Intel 3628 gebildet, von denen drei durch sich auf die Filter für die Vorwärtsfrequenzen beziehende Filterkoeffizienten programmiert und die restlichen drei für die Rückwärtsfrequenzen reserviert sind. Zum Auslesen dieses Speichers werden Adressen mit 11 Bits benötigt. Diese Adressen werden vom Adreßzähler an Ausgängen Tl bis TIl (Fig. 3) ausgegeben. Ein später beschriebener Umsetzer TR muß zur Berücksichtigung der Änderung nach jeweils vier Zeitrahmen (wie vorher erwähnt) eingesetzt werden. Da der logarithmische Wert jedes ankommenden Abtastwertes zum logarithmischen Wert der 32 Filterkoeffizienten dazuaddiert werden muß, darf jeder Additionsvorgang nicht mehr als 244 ns (= 7.8 us) dauern. Die Leserate des

32
Speichers CB beträgt somit 4,096 MHz, die die Grundrate für den Betrieb des Filterteils F ist.

Wie vorher schon erwähnt worden ist, werden im ROM-Speicher CB die binärcodierten logarithmischen Werte der Filterkoeffizienten und im Speicher MEl die Eingangsabtastwerte gespeichert. Diese Eingangsabtastwerte sind nach der bekannten Α-Vorschrift für die Presserkennlinie codiert, die im folgenden näher erläutert wird. In einem Speicherplatz des ROM-Speichers MEl ist derjenige binärcodierte logarithmische Wert gespeichert, der dem codierten Eingangsabtastwert entspricht. Die Vorschrift, nach der die Umsetzung eines gemäß dem Pressercode codierten

JO Eingangsabtastwert in einem binärcodierten logarithmischen Wert durchgeführt wird, wird nun in Verbindung mit Fig. beschrieben. In dieser Figur ist in ausgezogenen Linien die obengenannte Signalpresserkennlinie gemäß der bekannten Α-Vorschrift gezeigt, die die codierten Signalwerte abhängig von den normierten, linearen, analogen Spannungswer.ten V darstellt. Die mit dem normierten Wert 1 identischen, maxi-

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malen Spannungswerte entsprechen einem Signalwert von 3,14 dBm bzw. l.,57 V. Die Kennlinie ist aus 8 linearen Abschnitten OA bis GH zusammengesetzt. Jedem Abschnitt sind 16 gleiche Ordinatenwerte zugeordnet. Die Spannungsabtastwerte, die in einem durch den erwähnten Ordinatenwert jedes linearen Abschnitts begrenzten Intervall liegen, haben denselben Code. Z. B. haben die Werte im Intervall V" - V¹ denselben Binärcode (1 Zeichenbit, 3 Abschnittsbits und 4 Größenbits).

Der Abschnitt OA beginnt im Nullpunkt und nicht im Schnittpunkt der Kurve 1/256 mit der Abszisse, so daß die Abschnitte OA und OB dieselbe Neigung haben. Mit gestrichelten Linien ist eine logarithmische Kurve dargestellt, die durch die Punkte H, G, P, E,...A und den Abszissenwert V = 1/256 läuft. Diese gestrichelte Kurve wird durch die Gleichung

y = 128 log ₆256v

beschrieben, wobei 256 die Basis des Logarithmus ist. Für
ν=" ^L· ist y = 0,

1 25F	ist	y	negativ,
1 25^	ist	y	positiv,
1	ist	y	= 128.

Um die logarithmischen Werte, die einem gemäß der A-Yorschrift für die Presserkennlinie codierten Abtastwert entsprechen, zu gewinnen, werden die folgenden Zwischenoperationen ausgeführt:

Der analoge Wert v, der dem codierten Abtastwert entspricht, wird bestimmt. Da die v-Werte, die inner- !50 halb eines durch die erwähnten, gleichen Ordinatenwerte

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begrenzten Intervalls den gleichen Code aufweisen, wird der arithmetische Mittelwert der begrenzten v-Werte gebildet, wie es bei der Digital-analog-Umwandlung üblich ist. Für den codierten Abtastwert 11101011 ist beispielsweise der entsprechende v-Mittelwert V + V" . Dieser

2 Mittelwert wird in die Gleichung eingesetzt:

y = 128 log g256 ν + 128 = 128 (log₂₅g256 ν + 1)
= 128 log ₂₅₆256² ν (2)

Die Kurve nach dieser Gleichung ist die 'in Fig. 10 gestrichelte Kurve, die um den Betrag von 128 nach oben verschoben ist. Der so erhaltene y-Wert ist abgerundet und dann codiert. Dieser codierte Wert wird im Speicher MEl gespeichert, wie schon gesagt worden ist. Aus der Gleichung (2) wird abgeleitet, daß nur ein Abtastwert, der einen genauso kleinen Wert wie

= 1,5 χ 10~⁵

hat, einen logarithmischen Wert 0 (Iog„^g256 = 1) aufweist und daß normierte Abtastwerte, die größer als 1,5 x 10~^ sind, einen positiven logarithmischen Wert haben. Bei einem weiteren solchen Vorgehen brauchen keine negativen logarithmischen Werte benutzt werden, weil Abtastwerte, die kleinere v-Werte als 1,5 x 10 aufweisen, vernachlässigt werden können.

Es ist klar, daß aufgrund der Codierung der Abtastwerte Quantisierungsfehler bleiben, aber die Verwendung von logarithmischen Werten anstelle von Presserwerten ergibt eine bessere Näherung.

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In ähnlicher Weise wird eine verschobene logarithmische Kurve, die der für die Eingangsabtastwerte ähnlich isfcj benutzt, um die in die Koeffizientenbank CB zu speichernden Filterkoeffizienten zu codieren. Die von einem Filter mit der Verstärkung 1 bezogenen Koeffizientenwerte sind die Abszissenwerte, und auch in diesem Fall brauchen keine negativen logarithmischen Werte verwendet zu werden. Das Zeichenbit des Filterkoeffizienten und des Eingangsabtastwerts gelangen an die exclusive ODER-Schaltung EO.

Das Ausgangssignal dieser Schaltung bestimmt, ob ein Wert oder dessen Zweierkomplement aus dem Speicher ME2 ausgelesen wird, der die als Eingangsadressen benutzten logarithmischen Eingangswerte in entsprechende lineare Werte umsetzt. Dieser Speicher ME2 hat deshalb zwei Bereiche.

Ein Bereich enthält die normalen linearen Werte und wird freigegeben, wenn die Zeichenbits des Eingangsabtastwerts und des entsprechenden Filterkoeffizienten gleich sind. Der zweite Bereich enthält die Zweierkomplemente der linearen Werte und wird freigegeben, wenn die erwähnten Zeichenbits verschieden sind.

Wenn ein Abtastwert, beispielsweise X_{Q Q}, zum Empfängereingang gelangt, wird er in das Eingangsregister RO (eine Kombination aus Texas-Instruments-Typen SN 74 S 374) getaktet, und zwar durch die Anstiegsflanke eines Impulses mit einer Periodendaüer von 7»8 μδ, der dem Freigabeeingang des Registers RO vom Ausgang T5 des Zählers CO (Fig. 3) zugeführt wird. Dieser Abtastwert bleibt im Register RO während der Dauer von 7,8 jis. Der Speicher MEl wird daher adressiert und versorgt den Addierer ADl mit dem logarithmischen Abtastwert. Während des Zeitintervalls von 7,8 ^s wird die Koeffizientenbank CB zweiunddreißigmal adressiert, die alle 244 ns einen logarithmischen Filterkoeffizientenwert liefert, der dem Addierer ADl zugeleitet wird. Das Zeichenbit und das Kontrollbit, die jedem ausgelesenen Filterkoeffizienten entsprechen, werden einem der Eingänge der Schaltung EO bzw. der Stufe SR zugeführt.

030048/0701 _₄₅_

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Diese logarithmischen Pilterkoeffizientenwerte werden zu den logarith'mischen Abtastwerten dazuaddiert, und das Ausgangssignal des Addierers wird als Adresse für den Speicher ME2 benutzt, der die entsprechenden linearen Werte oder deren Zweierkomplemente je nach dem Ausgangssignal der Schaltung EO liefert. Alle 244 ns erscheint am Ausgang des Speichers ME2 ein Ergebnis, denn die Schaltungen MEl, ADl und ME2 verursachen eine Ausgangsverzögerung von 240 ns. Für den Speicher MEl kann beispielsweise der Typ 3624 von Intel, für den Speicher ME2 der Typ 3625 von Intel und für den Addierer ADl der Typ SN7LS283 von Texas Instruments verwe-ndet werden.

Vor der weiteren Beschreibung des Filterteils F sollen die Figuren 8 und 9 betrachtet werden, die sich auf das "Pipeline"-Register RP (z.B. vom Typ 74 S 175) und auf den Akkumulator AC beziehen. Dieser Akkumulator ist ein RAM-Speicher mit jeweils 32 Speicherplätzen je Kanal (512 Speicherplätze) und besteht zum Beispiel aus 16 Speicherchips vom Fairchild-Typ 93425 (IK χ 1 Bit), die teilbenutzt werden. Der Akkumulator weist somit 16 Blöcke mit jeweils 32 Speicherplätzen auf. Jeder Speicherplatz hat 16 Bits. Die ausgelesenen Wörter sind 16-Bit-Wörter, die ein Filterausgangssignal kennzeichnen. Die zum Adressieren von 512 Speicherplätzen notwendigen Adressen werden vom Adreßzähler CO (Ausgänge Tl bis T9) ausgegeben. Die 16 Blöcke 1 bis 16 sind in der rechten Hälfte der Fig. 9 dargestellt. Jeder Block ist in zwei Teile mit jeweils 16 Speicherplätzen eingeteilt. Der Block 1 ist beispielsweise in die Teile 1 a und·1 b ein-

jJO geteilt; der Teil 1 a ist in der linken Hälfte der Fig. dargestellt. Dieser Teil 1 a hat 16 Speicherplätze, von denen jeder ein unterschiedliches vollständiges Filterergebnis der 6 individuellen Filter, die durch die Impulsantwort C¹, .... C^₂₇ (i = 0 bis 5) gekennzeichnet sind, der zwei Störschutzfilter, die durch die Impulsant-

(i = 6,7) gekenn

030046/0701

wort C¹, .... C^ (i = 6,7) gekennzeichnet sind, und

-46-

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der entsprechenden Hilbert-Transformationsschaltung-Impulsantworten h\ .... H^₂₇ (i = 0 bis 7) speichern kann. Diese 16 vollständigen Filterergebnisse sind in abgekürzter Form durch die Formeln

127

Yo =	0	xk	,0	(D
	127
Y'o =		xk	,0	(2)

im Teil 1 a des Blocks 1 darstellbar. Obwohl Fig. 9 einfachheitshalber die in allen Speicherplätzen des Speichers CB gespeicherten vollständigen Filterergebnisse zeigt, ist dies nicht gleichzeitig möglich. Die 16 vollständigen, durch die Formeln

^Y64 ⁼ Σ ^Ck ^Xk+64,O (3) 0

^Y*64 ⁼ -Σ" ^Ei ^Xk+64,O (4)

dargestellten Filterergebnisse sind erst 64 Zeitrahmen bzw. 8 ms nach dem Auftreten der Ergebnisse Y_Q und Y^f ₀ verfügbar. Dies .rührt daher, daß die Impulsantworten mit der vorgeschriebenen Abtastwertfolge

^X64,O^{s X}65,O ' ^X127_SO^{J (x)}0,0 ' ^(X)k,j

gefaltet ist. Im allgemeinen ist ein vollständiges Ergebnis

127
Y_n = Σ CJ \_+n}5 U - 0 bis I₅)

-47-

030046/0701

η Zeitrahmen nach dem Auftreten des Ergebnisses Y_Q verfügbar. Aus dem rechten Teil der Fig. 9 kann abgeleitet werden, daß die Ergebnisse eines Blocks 4 Zeitrahmen nach denen des vorigen Blocks verfügbar sind und daß vier Zeitrahmen nach dem Auftreten der Ergebnisse des Teils 16 b des 16. Kanals die Filterergebnisse des Teils 1 a des Kanals 1 wieder vollständig sind.

Wie bereits erwähnt wurde, ist diese Staffelung der Verfügbarkeit von Ergebnissen nötig, damit der Mikroprozessor die Filterergebnisse der verschiedenen Kanäle nacheinander auswerten kann, da der Mikroprozessor ja 4 Zeitrahmen für die Auswertung eines Filterergebnisses braucht. Der Mikroprozessor ist an sich bekannt und kann aus drei bipolaren 4-Bit-Prozessorbausteinen (z.B. vom Typ AN 2901 von Micro Devices)bestehen . Fig. 8 zeigt folgende Impulse:

TO: Taktimpulse am Ausgang TO des Adreßzählers CO (Periode P: 244 ns),

TO: Taktimpulse TO, die um 1/4 Periode verzögert sind/ l und 4: Ausgangsimpulse an den Ausgängen 1 und 4 des Demultiplexers DM (Fig. 3) und de2: Impulse, die um 25 ns in Bezug auf die Impulse 4 verzögert sind.

Die Ausgangsimpulse an den Ausgängen 2 und 3 werden nicht benutzt. Die Impulse TO und T¹O werden den zwei Adreßeingängen des Demultiplexers DM zugeführt, von dem ein Dateneingang ständig auf logisch 0 gehalten wird. Diese Adresseneingänge werden daher nacheinander mit den Adressen 01, 00, 10, 11 gespeist, so daß die Ausgänge 1, 2, 4, 3 ausgewählt werden, die auf logisch 0 gebracht werden.

Der Ausgang 4 ist über die Verzogerungsschaltung DE2 (Verzögerung" 25 ns) mit dem Schreibeingang WR des Akkumulators AD und mit dem Freigabeeingang El des Registers RP verbund'eii. Der Schreibeingang WR ist bei logisch 0 aktiv.

■■Μ;- -48-

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Der Ausgang 1 des Demultiplexers DM ist an den Freigabeeingang E3 'des Auffangregisters TL angeschlossen. Aus Fig. 8 ist abgeleitet, daß der Akkumulator AC sich im Lesezustand mit Ausnahme des aktiven Zeitintervalls T4 (logisch O) befindet. Die an den Eingängen des Registers RP vorhandene Information- wird in diesem Register gespeichert und steht dann an dessen Ausgang, wenn der Freigabeeingang El durch eine positiv ansteigende Flanke (z.B. 31) eines Impulses de2 am Ende des Zeitintervalls T4 getriggert wird. Der Ausgang des Akkumulators AC ist mit dem Auffangregister TL (z.B. vom Typ SN" 74 S 373 von Texas Instruments) verbunden, dessen Ausgang über einen Tristate-Busleitungstreiber TB (z.B. vom Typ SN 74 LS 24l) an den Mikroprozessor PR und an den Zweizu-eins-Datenselektor S2-1 (z.B. vom Typ SN74 S 257) angeschlossen ist. Der andere Eingangszweig dieses Datenselektors ist geerdet, während dessen Ausgang mit einem der Eingänge des Addierers AD2 verbunden ist. Die Stufe SR des Registers RP ist an den Auswahleingang SE des Datenselektors S2-1 und an den Freigabeeingang E2 des Treibers TB angeschlossen.

Es wird nun angenommen, daß ein Teilprodukt, beispielsweise C,x, im Register RP durch eine positiv ansteigende Flanke, z.B. der Flanke 31_S des Impulses de2 (Fig. 8) gespeichert ist, am Ausgang des Registers RP zur Verfügung steht und demnach dem Addierer AD2 zugeführt wird. Während des ZeitIntervalls T3 wird die Summe der vorigen Teilprodukte

k-1

^L C, x. aus dem Akkumulator AC ausgelesen. Die aus

0 .

dem Akkumulator AC ausgelesenen Daten werden über das Auffangregister TL und den Datenselektor S2-1 zum

-49-

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W. Ruys l-l-3-l-ll»

Addierer AD2 übertragen, wobei das Auffangregister TL durch den Impuls 11 des Impulszuges 1 freigegeben wird und der Datenselektor S2-1 den nichtgeerdeten Eingang aus bereits erläuterten Gründen auswählt. Diese Daten werden nicht zum Mikroprozessor übertragen, da der Treiber TB gesperrt ist. Während des Zeitintervalls T4^f wird die Summe

<i— k ^xk 0

im Addierer AD2 gebildet, die in dem geeigneten Speicherplatz des Akkumulators AC während des Zeitintervalls T5 gespeichert wird, wonach diese Summe wieder ausgelesen und zum nächsten Teilprodukt C. ₊₁ ^x _k+:i

addiert wird. Wenn ein vollständiges Pilterergebnis 128

_{k k} 0 KK

gewonnen und aus dem Akkumulator AC ausgelesen worden

• x. · „ _{n ΛΛ} .^ _mT /gespeichert ist, wird es im Auffangregister TL, wobei das erste Produkt C₀ x' im Register RP gespeichert worden ist. Aus weiter unten erläuterten Gründen wählt dann der Datenselektor S2-1 den geerdeten Eingang aus, und der Treiber TB wird freigegeben. Demzufolge wird das vollständige Pilterergebnis zum Mikroprozessor gesendet, während ein Wort aus lauter Nullen zum Addierer AD2 übertragen wird. Dies ist deshalb nötig, weil nur das erste Teilergebnis Cq x' im Akkumulator AC gespeichert werden muß, wobei x'q der erste folgende Einfachwert des betrachteten Kanals ist. Der Datenselektor S2-1 wählt den geerdeten Eingang aus, und der Treiber TB wird freigegeben, wenn das Teilprodukt C_p x'_Q im Register RP aufgrund des

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Rücksetzens der Stufe SR des Registers RP auf Null gespeichert wird. Es sei daran erinnert, daß die ersten Pxlterkoeffxzienten C₀, H_Q auf logisch 0 gesetzt werden. Die den anderen Koeffizienten zugeordneten Kontrollbits werden auf logisch 1 gebracht und beeinflussen den Datenselektor S2-1 und den Treiber TB nicht.

Vor der näheren Beschreibung des Umsetzers TR sollen die Figuren 24 und 25 betrachtet werden.

-51-

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In der abgekürzten Tabelle der Fig. 24 steife jedes Bezugszeichen die in Fig. 6 zwischen zwei Doppelvertikalen auf einer Horizontalen gezeigten vier Kästchen dar. Das Bezugszeichen B stellt beispielsweise die vier Kästchen 60/124, 61/125, 62/126, 63/127 dar, während das Bezugszeichen B (invertiertes Bezugszeichen) die vier Kästchen 124/60, 125/61 126/62 und 127/63 versinnbildlicht. Alle Kästchen der Fig. 6, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden Doppelvertikalen liegen, haben dieselbe Blocknumnuer BLN (Fig. 24).

Es ist folgendes zu erkennen:

1. Die_selben Bezugszeichen oder die zugeordneten invertierten Bezugszeichen erscheinen in derselben Folge in jeder Blocknuramer BLN (vier Zeitrahmen). Die zu einer Blocknummer gehörenden Bezugszeichen und die zur nächsten Blocknummer gehörenden sind um ein Bezugszeichen gestaffelt.

2. Ein Bezugszeichen, das an der Schnittstelle der Zeile

CH 15 und irgendeiner Spalte liegt, erscheint invertiert in der nächstfolgenden Spalte auf der Zeile CHO.

3. Eine Inversion findet beim Wechsel von einem zum nächsten Kanal statt, wenn die Kanalnummer größer als die Blocknummer bis zu einer Blocknummer 15 ist, d.h. während der ersten 8 ms.

4. Für die folgenden Blocknummern 0 bis 15 ist dasselbe Muster wie für die 15 vorhergehenden Blocknummern wiederholet, doch alle Blocknummern sind invertiert.

Diese Erkenntnisse sind für die spätere Erläuterung der Arbeitsweise des Umsetzers TR nützlich.

Die linke Tabelle der Fig. 25 zeigt die Inhalte der Koeffizientenbank in abgekürzter Form, wobei daran erinnert sei,

-52-

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daß ein Block, wie beispielsweise der Block 60/124, den in Fig. 7 gezeigten Speicherteil darstellt, in dem die 32 FiI-terkoeffizienten C₀, H₀ ¹ und C^, H^, (i = 0 bis 7) gespeichert sind. Die rechte Tabelle in Fig. 25 zeigt Bezugszeichen, die die Kästchen in den entsprechenden Horizontalen darstellen.

Der in Fig. 26 gezeigte Umsetzer TR weist einen voreinstellbaren 4-Bit-Zähler COl (z.B. vom Typ SN 74 SI63 von Texas Instruments), dessen Ausgänge mit den Adressenexngängen A6 bis A9 der Koeffxzientenbank CB verbunden sind, einen Komparator COMP zum Vergleich der Ausgangszustände der Ausgänge T6 bis T9 und T12 bis T12 des Zählers CO, eine exclusive ODER-Schaltung EXl zum Vergleich der Ausgangszustände der Ausgänge T5 und TI6 und eint exclusive ODER-Schaltung EX2 zum Vergleich der Ausgangszustände der ODER-Schaltung EXl und des Komparators COMP auf. Der Ausgang der ODER-Schaltung EX2 1st an den Adresseneingang A5 der Koeffizientenbank CB angeschlossen. Der Zähler COl weist ferner einen mit dem Mikroprozessor PR verbundenen Ladeeingang Ll und einen mit dem Ausgang T5 des Zählers CO verbundenen Takteingang CLl auf. Die Ausgänge T12 bis TI5 sind über Inverter IN an die vier Zählereingänge angeschlossen. Der Eingängen Al, A2, A3, A4 zugeführte Adressenteil al, a2, a3, a4 wählt einen Platz der ersten 16 (z.B. 0 bis 15 in Fig. 7) oder der zweiten l6 (z.B. 17 bis 32 in Fig. 7) Plätze eines Kästchens aus, was davon abhängt, ob das dem Adresseneingang A5 zugeführte Adressenbit a5 den Wert 0 oder 1 hat. Die zu den Adresseneingängen A6 bis A9 übertragenen Adressenbits a6, a7, a8, a9 wählen eine Gruppe von 4 Kästchen von auf einer Horizontalen liegenden l6 Gruppen aus, während die den Eingängen AlO und All zugeführten Zeitrahmenbits alO und all zusammen mit den Adressenbits a6 bis a9 ein vorbestimmtes

φ
Kästchen auswählen.

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Eine Adresse t6, t7, t8, t9 tritt an den Ausgängen T6, T7, Τ8, T9 des Zählers CO auf und entspricht einem vorbestimmten Kanal CHO bis CHl5- Die Adressenbits ti2 bis tl5 treten an den Ausgängen T12 bis T15 des Zählers CO auf und bilden eine BLN-Adresse zur Adressierung der 16 Blocknummer BLN der ersten oder der zweiten Blocknummernreihe, während das Bit tl6 am Ausgang Tl6 entscheidet, ob die erste oder zweite Reihe Blocknummern BLN genommen werden soll.

Die folgende Tabelle zeigt die Kästchenadressen a6 bis a9 und den entsprechenden BLN-Adressen tl2 bis tl5 sowie das Bit al5 in Übereinstimmung mit den in den Figuren 6, 24 und 25 gezeigten Tabellen.

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BLN	tl2 tl3 tl4 tl5	a6 a7 a8 a9	a5
O	0 0 0 0 * *	1111 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 10 * * 1 1-1 0
1 ·	0 0 0 1	1110 1111 0 0 0 0 * 1 1*0 1	0 0 1 ■ 1
2	Ό 0 1 0	1 1 0 1 1110 1111 0 0 0 0 110 0	0 0 0 1 * 1

-55-

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BLN	tl2 tl3 tl4 tl5	a6 a6 a8 a9	a5
3	OO 1 1	1 10 0 110 1 1110 1111 0 0 0 0 • • 1 0*1 1	0 0 0 0 1 * • • • • 1
		- " · • * · • • • • • • •	• • • • • • * • • • •
15	- 1 1 1 1	0 0 0 0 • • • • 1 1*1 1	0. 0 • • • • B 0

-56-

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Der Zähler CO 1 hat 15 Schritte (Taktperiode 7,8 /is )₅ wobei jeder Zeitrahmen alle vier Zeitrahmen von einer unterschiedlichen Adresse aus beginnt. Diese Sartadressen sind die invertierten Werte der BLN-Adressen. Demzufolge wird der Zähler COl alle 0,5 ms (= 4:· 15 · 7,8 _us) mit dem Inversen der Adresse tl2, tl3₃ tl4, tl5 über die Inverter IN geladen, und dann zählt der Zähler CO mit einer Rate von 1 pro 7,8us während der vier folgenden Zeitrahmen weiter.

Der Komparator COMP vergleicht die Adressen jedes Kanals CHO bis CH15 mit der BLN-Adresse. Wenn die Kanalnummer groß) als die BlocknumirUier BLN ist, liegt der Ausgang auf logisch 1. Wenn die Kanalnummer kleiner oder gleich BLN ist, liegt der Ausgang auf logisch 0.

Wenn Ausgang des Komparators COMP auf logisch 0 liegt, darf das Bit a5 sich während der ersten 8 ms des Gesamtzyklus von 16 ms nicht ändern (a5 = t5)_s während bei einem Signal von logisch 1 am Ausgang des Komparators COMP das Bit a5 während des oben genannten Zeitintervalls invertiert wird. Während des folgenden Zeitintervalls von 8 ms ist die Situation umgekehrt (a5 = t5). Dies wird durch die folgend Tabelle noch klarer:

-57-

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t5	COMP	tl6	a5
O 1	O O	O O	O 1 -
O 1	1 1	O O	1 O
O 1	O O	1 1	1 O
O 1	1 1	1 1	O 1

Aus dem obigen folgt, daß a5 die exclusive ODER-Punktion von t5j COMP und tl6 ist; in Verbindung hiermit wird daran erinnert, daß tl6 darüber entscheidet, ob die erste oder zweite BLN-Reihe genommen wird.

Im Fall der Registersignalxsxerung gemäß dem Signalisierungssystem Nr. 5 (Grünbuch, Vol. VI-2, Seiten 323 bis 337, 5. Plenarsitzung in Genf am 4.-15. Dezember 1972, veröffentlicht durch das I.T.Y., 1973) wird ein 2 -aus-6-Mehrfrequenzcode benutzt. Bei diesem System haben die normalen Wahlimpulse eine Dauer von 55 ms. Da dies System kein Zwangslaufverfahren benutzt, ist es wichtig, ein Wahlzeichen in dem angegebenen Zeitintervall zu erkennen. Daher ist es nötig, die Auswahl der Pilterkoeffizienten - verglichen mit dem vorbeschriebenen System mit Zwangslaufverfahren - zu begrenzen.

Bei dem gemäß der Erfindung ausgeführten Empfänger sind nur 96 Zeitrahmen und demzufolge dieselbe Anzahl von Filterkoeffizienten zur Gewinnung eines vollständigen Filterergebnisses betrachtet worden. Dies bedeutet, daß ein Ergebnis

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alle 6 ms ( = 125 /is · -|—) verfügbar ist, wenn wieder zwöi Filter und ihre zugeordneten Hubert-Transformationsschaltungen für die 6 Frequenzen und die zwei Störschutzfilter je Kanal betrachtet werden, wobei die Koeffizienten der zwei Reihen von 16 Filtern um |— = 48 Werte gestaffelt sind.

Die Faltungstabelle in Fig. 27 ähnelt der in Fig. 6 und zeigt die Mulitplikationsfolgen der nacheinander ankommenden Abtastwerte und die entsprechenden Filterkoeffizienten während der verschiedenen Zeitrahmen. Die in der Tabelle der Fig. 27 gezeigten Kästchen haben dieselbe Bedeutung wie die in Fig. 6 gezeigten. Daher wird auf die Ausführungen zu dieser Fig. 6 verwiesen. Jedes Kästchen enthält Filterkoeffizlönten C^, ^Cv+48^{S H}k+48 ^ ⁼ ° ^bis ?)· ^Da J^e Kästchen zwei Reihen von gestaffelten Koeffizienten vorhanden sind j beträgt die Anzahl der Kästchen je Blocknummer (BLN) .·|—=48 Die Anzahl der Zeitrahmen je Blocknummer ist daher 48

JT^ = 3j da ja die Kanalanzahl 16 ist.

Die in Fig. 28 dargestellte Tabelle, die der der Fig. 25 ähnelt, zeigt in abgekürzter Form die Inhalte der Koeffizientenbank. Es wird hierzu auf die Erläuterungen in Verbindung mit der Fig. 25 verwiesen. Es muß jedoch bemerkt werden, daß nur 32«l6»3 = 1536 Speicherplätze in der Koeffizientenbank CB benötigt werden, so daß ein Block der 512 Plätze im Fall eines Speichers mit 2048 Speicherplätzen nicht benutzt wird. Die Koeffizientenbank CB wird in ähnlicher Weise wie in dem in Fig. 25 dargestellten Fall ausgelesen, d.h., vom Speicherplatz 511 über die Plätze 0 bis 510, vom Speicherplatz 1023 über die Plätze 512 bis 1022 und vom Speicherplatz 1535 über die Plätze 1024 bis 1534

^O während der Zeitrahmen 0 bis 2, dann vom Platz 510 zum Platz 509, vom Platz 1022 zum Platz 1021 und vom Platz 1534

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zum Platz 1533 während der Zeitrahmen 3 bis 5 usw. Da nur 3 Zeitrahmen in jeder Blocknummer anstelle von 4 Zeitrahmen wie im vorhergehenden Fall vorhanden sind, müssen die Bits alO und all der Adresseneingänge AlO, All (Fig. 26) nach jedem Block zurückgesetzt werden. Zu diesem Zweck wird der Zählerteil (T8, T9, TlO, TIl) des Zählers CO, der aus synchronisierten 4-Bit-Zählern TO bis T3, T4 bis T7, T8 bis TIl, T12 bis T15 und einem D-Flipflop (Ausgang Tl6) besteht, nach jeder Blocknummer (alle drei aufeinanderfolgende Zeitrahmen) zurückgesetzt, so daß der Zählerteil T12, T13, T14, T15 einen Schritt weiterläuft. Daher wird dann der Zähler COl nach jeder Gruppe von drei Zeitrahmen mit dem richtigen Binärwert geladen.

Schließlich sei noch darauf hingewiesen, daß in dem nach dem System Nr. 5 arbeitenden Empfänger die SchWellwerte Dl, D2 (Fig. 13) bei etwa -8dB bzw. -19dB liegen.

Efei dem nach dem Tastwahlverfahren arbeitenden Empfänger muß dieser zwei Frequenzen, und zwar jeweils eine aus zwei Gruppen aus je vier Frequenzen erkennen können. Nach der CCITT-Empfehlung Q23 sind dies die Frequenzen 697, 770, 852 und 94lHz für die untere Gruppe und die Frequenzen 1209, 1336, 1477 und I633 fur die höhere Gruppe.

Bei der Signalisierung zwischen Registern entstehen Störspannungen vorwiegend durch Kontaktprellungen bei Suchern oder Wählern, die im Verbindungsweg liegen. Bei der Tastwahl können die Störspannungen von der Sprache herrühren, die über den Sender während Zeitintervalle zwischen der Wählzifferübertragung eintrifft. Die Imitationsrate ist als solche definiert, wenn 100 Studen lang Sprachsignale von normalen Telefongesprächen auf den Empfänger gelangen. Obwohl der Empfänger gegen solche Sprachsignale geschützt

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- 6ο -

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werden muß, muß eine bestimmte Störspannungsgröße zugelassen werden. Wenn andere Störsignale als Sprachsignale während der Wahl vorhanden sind, wird ein störspannungsempfindlicher Empfänger gesperrt werden und die Wählsignale nicht erkennen können. Wenn ein Storsignal während der Wahl auftritt, so

/splche kann eine Wählziffer ebenso als nicht erkannt und dann wieder als neue Wählziffer erkannt werden, wenn die Störsignale während des Wählzifferzeitintervalls aufeinander folgen. Daher muß der Empfänger gleichzeitig Störsignale zulassen und einen Sprachschutz aufweisen, also zwei zuwiderlaufende Bedingungen erfüllen.-

Die Störsignaltoleranz ist als Geräuschabstand (in dB und für weißes Rauschen) definiert, bei dem keine Stockungen im Wählziffererkennungsablauf durch den Empfänger auftreten, wenn ein Signal, das aus Zeichenimpulsen und Pausen von je 50 ms Dauer besteht und von Störanteilen begleitet wird, während einer vorgegebenen Zeitspanne zum Empfänger gelangt. Je kleiner der Geräuschabstand ist, desto besser ist selbstverständlich die Störsignaltoleranz.

Der Sprachschutz ist als Geräuschabstand (in dB und für weißes Rauschen) definiert, bei dem der Empfänger gesperrt wird, also seine Wählziffer erkennt, wenn die oben genannten Signale zum Empfänger gelangen. In der Praxis hat sich gezeigt, daß dieser Sprachschutz recht gut ein Maß für die Imitationsrate bildet.

Um den Empfänger gegen Stör- und Sprachsignale zu schützen, werden in den Empfängern zwei fließende SchW.ellwerte vorgesehen, und jedes der acht individuellen Filter ist als Mehrbandfilter ausgebildet, wie noch erläutert wird. Im Tastwahlempfänger liegen diese zwei Sch.viellwerte bei -6dB und -12dB.

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Im Prinzip unterscheidet sich der Tastwahlempfänger nicht vom vorbeschriebenen Empfänger. Der Pilterteil (P) weist acht multiplexgeschaltete FIR-Mehrbandfilter mit jeweils 128 Koeffizienten auf. Der Mikroprozessor bearbeitet getrennt die Filte'ergebnisse der vier der unteren Zeichenfrequenzgruppe zugehörigen Filter und die Pilterergebnisse der vier der oberen Zeichenfrequenzgruppe zugeordneten Filter. Aus jedem Gruppenergebnis wird ein Maximalwert abgeleitet, und von diesen Maximalwerten wiederum werden die zwei Schwellwerte abgeleitet. Die Filterergebnisse der drei übrigen Filter in jeder Frequenzgruppe werden mit den entsprechenden kleineren Schwellwerten verglichen und als gültig festgestellt j wenn ihre Werte kleiner sind. Die Pegeldifferenz zwischen den obengenannten Maximalwerten ist auf 6dB begrenzt. Deshalb wird der Maximalwert jeder Frequenzgruppe mit dem Schwellwert von -6dB der anderen Frequenzgruppe verglichen und diese Werte werden als gültig interpretiert, wenn sie beide größer als die -6dB-Schwellwerte jeder Frequenzgruppe sind. Für jeden Kanal ist ein vollständiges Filterergebnis alle 8 ms verfügbar, und eine Wählziffer wird als gültig festgestellt, wenn diese Wählziffer nach drei aufeinanderfolgenden Prüfungen, d.h. nach 3*8 = 24 ms, erkannt ist.

Nun wird auf die Figuren 15 bis 22 Bezug genommen, die Frequenzgangkurven der individuellen Filter des Tastwahlempffängers zeigen. Ferner stellt Fig. 23 eine Zusammenstellung der Figuren 15 bis 22 dar. Der Frequenzgang jedes individuellen Filters läßt zwei Durchlaßbänder erkennen. Ein erstes Band liegt um die Zeichennennfrequenz, und ein zweites Band liegt um eine Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs der unteren urd oberen Zeichenfrequenzgruppe. Für jede Zeichennennfrequenz ist die entsprechende

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Mittenfrequenz des zweiten Frequenzbandes in der folgenden Tabelle aufgeführt:

Untere Prequenzgruppe	Frequenzen des	Obere Frequenzgruppe	Frequenzen des
Zeichennenn	zweiten Bandes	Zeichennenn	zweiten Bandes
frequenz	1040	frequenz	580
697	1040	1209	580
770	640	1336	1100
852	640	1477	1100
941	1633

Die Werte der Mittenfrequenz der zweiten Frequenzbänder sind nicht kritisch, aber sie sind derart gewählt, daß der Frequenzbereich zwischen der unteren und oberen Zeichenfrequenzgruppe und der Frequenzbereich unterhalb der unteren Zeichenfrequenzgruppe wirksam aufgefüllt ist. Zwe.i Frequenzpaare . jeder Frequenzgruppe entsprechen derselben Mittenfrequenz der zweiten Frequenzbänder. Die Ursache besteht darin, daß die Empfänger der unteren und oberen Zeichenfrequenzgruppe wenigstens einen nicht annehmbaren 2-aus-4-Code erkennen, wenn Sprechsignale vorhanden sind, die Anteile im Frequenzbereich unter der unteren Zeichenfrequenzgruppe oder zwischen den Zexchenfrequenzgruppen aufweisen.

Die Zusammenstellung in Fig. 23 zeigt die Frequenzbänder, die um die Zeichennennfrequenzen der unteren (LG) und der oberen Zeichenfrequenzgruppe und um die Mittenfrequenzen in den Frequenzbereichen unter der unteren Zeichenfrequenzgruppe und zwischen den Zexchenfrequenzgruppen liegen. Es hat sich herausgestellt, daß die Einführung der zweiten Durchlaßländer den Sprachschutz verbessert und daß die Störsignaltoleranz nicht wesentlich beeinflußt wird.

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Es sei noch bemerkt, daß nötigenfalls stattt Filter mit zwei Durchlaßbändern auch Filter mit drei Durchlaßbandemverwendbar sind, wobei das dritte Durchlaßband sich im Frequenzbereich oberhalb der oberen Zeichenfrequenzgruppe befindet.

Obwohl nur nach den Signalverfahren der SignalisierungssystemeR2 und Nr. 5 arbeitende Empfänger beschrieben worden sind, können die Empfänger gemäß der Erfindung leicht an andere Signalisierungssysteme, wie beispielsweise an das System Rl, angepaßt werden.

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Claims (1)

1. Patentanwalt
   Dipl.-Phys. Leo Thul

   Stuttgart
   W.Ruys i-i-3-i-ii|

   INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

   SiSjJLgIgJLJIignalisierungssgstem, _insb_esondere_ f t3r_ Fernsprechanlagen

   Patentansprüche

   1. Digitales Signalisierungssystem, bei dem Sender Über Ubertragungsstrecken mit Empfängern gekoppelt sind und jeweils wenigstens ein Einfrequenzsignal erzeugen und bei dem die Empfänger das Vorliegen des empfangenen Einfrequenzsignals erkennen und mit Störschutzschaltungen arbeiten, insbesondere für Fernsprechanlagen, dadurch^gekennzeichnetj. daß die Empfänger Filterschaltungen mit wenigstens einem digitalen Mehrbandfilter aufweisen, wobei mehrere Frequenzbänder als den Störschutzschaltungen zugeordnete Störschutzbänder vorgesehen sind.

   2. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichngt, daß die Sender derart ausgebildet sind, daß sie Kombinationen aus mehreren Zeichenfrequenzen bilden, und daß die Empfänger derart ausgebildet sind, daß sie das Vorliegen solcher Zeichenfrequenzkombinationen erkennen.

   3. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 2, dadurch

   daß die Filterschaltungen eine Anzahl

   erster Filter aufweisen, die der Anzahl der Zeichenfrequenzen entspricht, wobei jedes erste Filter einer anderen Zeichenfrequenz zugeordnet ist und entweder als Einzeloder Mehrbandfilter ausgebildet ist.

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   k. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet^ daß in dem Fall, in dem die ersten Filter als Einzelbandfilter ausgebildet sind, deren Anzahl auch wenigstens ein Störschutzmehrbandfilter unfaßt, dessen Bänder jeweils zwischen zwei benachbarten Zeichennennfrequenzen liegen.

   5. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch k, dadurch ggkannzeichngt, daß die Anzahl erster Filter zwei Störschutzmehrbandfilter (6, 7, Fig. 13) aufweist.

   6. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichngt, daß die ersten Filter alle als Mehrbandfilter ausgebildet sind, deren Durchlaßbänder jeweils um die Zeichennennfrequenzen und deren Störschutzbänder jeweils zwischen zwei benachbarten Zeichennennfrequenzen liegen.

   7. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 6, dadurch ggkennzelehnet, daß die Störschutzbänder zwischen zwei nächstfolgenden oder vorhergehenden Zeichennennfrequenzen lnbezug auf eine der Zeichennennfrequenzen liegen.

   8. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzgiohnet, daß die ersten Filter ferner durch ein zweites und drittes Filter gebildet sind, von denen die Impulsantwort des einen die Hubert-Transformat ion des anderen ist.

   9. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzei.chnet, daß die Filter als Filter mit Impulsantwort für Impulse endlicher Dauer ausgebildet sind.

   10. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 9,

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   gekemzei^chne^, daß alle Filter dieselbe Anzahl N von Filterkoeffizienten aufweisen.

   11. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 10, dadurch gjkenrizei£hnet, daß die Anzahl N = 128 ist.

   12. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 10, dadurch ggkennzeiohnet, daß jedes Filter ein vollständiges Ausgangsergebnis abgibt, wenn dieselbe Anzahl N von Eingangsabtastwerten, die von der Kombination empfangener Zeichenfrequenzsignale abgeleitet sind, von jedem Filter empfangen worden ist.

   1^. Digitales Si^gnalisierungssystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Filter der zweiten und dritten Filter als Doppelfilter ausgebildet ist und daß die Ausgangsergebnisse der Doppelfilter fi3r jeden Kanal um eine vorbestimmte Anzahl von Zeitrahmen gegeneinander verschoben sind.

   Ik. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch I3, dadurch gjejcennzejxhnet, daß die Ausgangsergebnisse um N/2 Zeitrahmen verschoben sind.

   15. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 3> dadurch gejkejinzei^chnet, daß die Filterschaltungen (F) einen Speicher (CB) aufweisen, der Binärwerte der Filterkoeffizienten für jedes Filter der ersten Filter speichert.

   16. Digitales Signalisierungssystem nach den Ansprüchen 10 und 15, dadurch^gekennzei ghne t;, daß der Speicher (CB) N · I Speicherplätze aufweist, wobei I die Anzahl der zweiten und dritten Filter ist.

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   17. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch l6, dadurch gekennzeiohnet, daß N = 128, I = 16 und damit N · I = 2048 ist.

   18. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfänger so ausgebildet sind, daß sie eine Kombination aus zwei Zeichenfrequenzen empfangen, wobei jede dieser Frequenzen einer anderen Gruppe von jeweils vier Frequenzen angehört, und daß jedes Filter ein Durchlaßband, welches jeweils um die Nennfrequenz der in zwei Gruppen eingeteilten Zeichenfrequenzen liegt, und ein Durchlaßband aufweist, welches außerhalb der erstgenannten Durchlaßbänder liegt.

   19» Digitales Sigrulsierungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch^gekennze.lohnet, daß die Sender als Mehrkanalsender ausgebildet sind und daß die Empfänger im Zeitmultiplexverfahren arbeiten, wobei die Filterschaltungen der Empfänger im Zeitmultiplexverfahren betriebene Filter sind.

   20. Digitales Signalisierungssystem nach den Ansprüchen 12 und 19» dadurch^gekennzeiohnet, daß die Ausgangsergebnisse der Filter für zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Kanäle gegeneinander um eine zweite Anzahl von Zeitrahmen verschoben sind.

   21. Digitales SigruLisierungssystem nach den Ansprüchen IJ>, 16 und 19, dadurch ^gekennzeiohnet, daß der Speicher (CB) in N/2 Speicherbereiche eingeteilt ist, daß jeder Speicherbereich 21 Speicherplätze und ein vorbestimmter Speicher 1/2 erste vorbestimmte, homologe Filterkoeffizienten und 1/2 zweite homologe Filterkoeffizienten aufweist, die zu den die I zweite Filter bildenden Doppelfilter gehören,

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   daß ferner der vorbestimmte Speicherbereich l/2 dritte und 1/2 vierte vorbestimmte, homologe Filterkoeffizienten aufweist, die zu dem die I dritten Filter bildenden Doppelfilter gehören, und daß die ersten, zweiten, dritten und vierten homologen Filterkoeffizienten in jedem Speicherbereich durch eine konstante Anzahl von aufeinanderfolgenden Filterkoeffizienten der Impulsantwortreihe getrennt sind, wobei diese konstante Anzahl um eins geringer als die erste vorbestimmte Anzahl ist.

   22. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 21, dadurch gekemgelehnet, daß die konstante Anzahl « - 1 ist.

   25. Digitales Signalisierungssystem nach den Ansprüchen \J>, 20 und 21, dadurgh^gekennzelohnet, daß ein in einem Speicherplatz eines Speicherbereiches gespeicherter Filterkoeeflzientenwert und ein in einem homologen Speicherplatz eines angrenzenden Speicherbereiches gespeicherter Filterkoeffizientenwert durch eine zweite konstante Anzahl von aufeinanderfolgenden Filterkoeffizienten der Impulsantwortreihe in jeder der JL- Gruppen von aufeinanderfolgenden Speicherbereichen getrennt sind, wobei ihre Speicherbereiche mit den ersten, zweiten, dritten usw. Filterkoeffizienten beginnen, wobei L die Anzahl der Kanäle ist, die durch die im Zeitmultiplex betriebenen Filter bedient werden, und wobei die zweite konstante Anzahl um eins geringer als die zweite vorbestimmte Anzahl von Zeitrahmen ist.

   2Ά. Digitales Signalisierungssystem nach den Ansprüchen 17 und 25, dadurch .gekennzeichne, t, daß g?^ - ²J ist und daß die zweite konstante Anzahl gleich 3 ist.

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   25· Digitales Sigiftisierungssystem nach den Ansprüchen Ij5 und 19, j^dugch^gekennzelehnet, daß ferner ein Akkumulator (AC) vorgesehen ist, in den für jeden Kanal und für jedes Doppelfilter unvollständige oder vollständige Filterergebnisse eingespeichert werden.

   26. Digitales Sigrft.isierungssystern nach den Ansprüchen l6 und 25* da^urch^gekennzeichnet, daß der Akkumulator (AC) zwei Blöcke mit 21 Speicherplätzen aufweist, wobei L die Anzahl der Kanäle ist, die durch die im Zeitvielfach betriebenen Filter bedient werden, und wobei die ersten und zweiten I Speicherplätze der 21 Speicherplätze jedes Blocks zur Speicherung der unvollständigen oder vollständigen Filterergebnisse der zweiten Filter bzw. der dritten Filter reserviert sind.

   27· Digitales Signalisierungssystem nach den Ansprüchen 10 und 25, dadurch^gekennzelehnet, daß das den letzten der N Filterkoeffizienten kennzeichnende Datenwort ein besonderes Bit aufweist, das das Vorliegen eines vollständigen Filterergebnisses am Ausgang des Akkumulators anzeigt, wenn alle Filterkoeffizienten benutzt worden sind.

   28. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 26, dadurch gekennzelehnet, daß ein Mikroprozessor (PR,M, MO) zur weiteren Verarbeitung der aus dem Akkumulator ausgelesenen vollständigen Filterergebnisse vorgesehen ist.

   2U. Digitales Signlisierungssystem nach Anspruch 28, dadurch gekennzeiqhnet, daß der Mikroprozessor so ausgebildet ist, daß die Filterergebnisse jedes zweiten und dritten Filters für jede der Zeichenfrequenzen jedes Kanals weiterverarbeitet werden, insbesondere daß

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   a) phasenunabhängige Werte von jedem Filterergebnis des zweiten und dritten Filters abgeleitet werden,

   b) der größte Wert dieser phasenunabhängigen Werte ermittelt wird,

   c) zwei Schwellwerte aus dieser Ermittlung abgleitet werden,

   d) die phasenunabhängigen Werte mit den Schwellwerten verglichen und die Werte akzeptiert werden, wenn sie vorbestimmte Kriterien erfüllen,

   f) eine Zeichendauerprüfung durchgeführt wird,

   g) die Empfänger verriegelt werden, wenn ein Signal die vorbestimmten Kriterien erfüllt hat, und

   h) die phasenunabhängigen Werte mit einem festen Schwellwert verglichen werden, wenn einmal die Empfänger verriegelt worden sind, und die Empfänger freigegeben werden, wenn die Werte unter den festen Wert fallen.

   30. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen (F) Koeffizientenspeicher (CB) zur Speicherung codierter logarithmischer Werte der Filterparameter und Konverter (MEl) zur Umsetzung der codierten Abtastwerte des Zeichenfrequenzsignals in rein logarithmische Werte aufweisen.

   31. Digitales Slgniisierungssystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Konverter (MEl) als Speicher, insbesondere als ROM, ausgebildet sind, die die rein logarithmischen Werte speichern, daß ferner ein Eingangsregister (RO) zur aufeinanderfolgenden Speicherung der codierten Eingangsabtastwerte und ein Addierer (ADl) zum aufeinanderfolgenden Addieren der logarithmischen Werte der aus dem Koeffizientenspeicher (CB) ausgelesenen Filterparametern und der aus den Konverterspeichern (MEl) ausgelesenen rein logarithmischen Werten vorgesehen sind, wobei der Konverterspeicher (MEl) zwischen dem

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   Eingangsregister (RO) und dem Addierer (ADl) liegt,

   32. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 31, dadurch gekennzeiohnet, daß jeder rein logarithmische Wert in einen anderen Speicherplatz des Konverterspeichers (MEl) unter einer -Adresse gespeichert wird, die gleich dem entsprechenden codierten Eingangsabtastwert ist.

   33. Digitales SigiS-isierungssystem nach Anspruch 32, dadurch gekennzelehnet, daß beide logarithmischen Warte, die im Konverterspeicher (MEl) und im Koeffizientenspeicher (CB) gespeichert sind, durch eine logarithmische Funktion mit gleicher Basis definiert sind.

   3^. Digitales Signlisierungssystem nach Anspruch 33, dadurch ggskennzelchnet, daß die Basis gleich 256 ist.

   35· Digitales Sig&isierungssystem nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die logarithmische Punktion den Wert y β 128 logpj-g 256 w hat, worin w die normierten, linearen Werte der Filterparameter oder die linearen Werte der Eingangsabtastwerte sind.

   36. Digitales Signalisierungssystem nach Anspruch 3I, dadurch gekennzeiohnet, daß das digitale Filter ferner einen zweiten Speicher (ME2), in dessen Speicherplätze der lineare Wert der entsprechenden Speicherplatzadresse gespeichert ist, die der codierte, logarithmische, am Ausgang des Addierers (ADl) vorhandene Wert ist, und ein zweites Register (RP) zur Kurzzeitspeicherung der aus dem dritten Speicher ausgespeicherten linearen Werte aufweist.

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   37. Digitales Sigräisierungssystem nach Anspruch jjö, dadurch gelcennze^ichnet, daß das digitale Filter ferner einen Akkumulator (AC) zur Speicherung unvollständiger oder vollständiger Filterergebnisse, einen zweiten Addierer (AD2) zum Addieren der unvollständigen Filterergebnisse und der entsprechenden, aus dem zweiten Register (RP) ausgelesenen Werte umfaßt.

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