DE2919098A1

DE2919098A1 - Elektro-optischer entfernungsmesser

Info

Publication number: DE2919098A1
Application number: DE19792919098
Authority: DE
Inventors: Robert L Bruce; William W Busche; Douglas G Hill; Richard N Jekel; James E Stufflebeam
Original assignee: Cubic Western Data Corp
Current assignee: Cubic Western Data Corp
Priority date: 1978-05-25
Filing date: 1979-05-11
Publication date: 1979-12-06
Also published as: JPS54155863A; US4171907A; FR2426910A1

Description

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Die Erfindung betrifft Entfernungsmesser, insbesondere Vorrichtungen, welche die Entfernung automatisch durch Aussendung eines Lichtstrahls an ein Ziel messen und aufgrund der Reflexionen des Lichtstrahls vom Ziel Berechnungen durchführen. Ein früheres Gerät für solche Messungen sendet eine Anzahl von Lichtimpulsen in zeitlichen Abständen aus, wobei die Zeitspanne zwischen zwei Impulsen größer ist als die Zeit, die für das Aussenden eines einzigen Impulses zum Ziel und die Reflexion zum Gerät erforderlich ist. Diese Geräte sind als Zeitmeßgeräte im Gegensatz zu Phasenmeßgeräten bekannt. Im Betrieb wird ein Zeitzähler bei der Aussendung des Lichtimpulses gestartet und bei Empfang des entsprechenden reflektierten Lichtimpulses angehalten. Bei dieser Art von Gerät besteht jedoch eine Schwierigkeit darin, daß sie verhältnismäßig langsam arbeiten. Der Grund dafür liegt darin, daß es mit einer einzigen Messung schwierig ist, das zeitliche Auftreten der Anstiegsflanke des empfangenen Impulses zu bestimmen. Daher muß eine große Anzahl von Impulsen, normalerweise mehrere Hundert Impulse gesendet und empfangen werden, wobei die Zeitverzögerung eines jeden Impulses ausgemittelt werden muß, um mit einiger zutreffender statistischer Zuverlässigkeit die Entfernung zwischen dem Gerät und dem Ziel bestimmen zu können.

Andere Geräte des früheren Standes der Technik arbeiten auf den Grundlagen der Phasenmessung. Diese Geräte senden einen Lichtstrahl aus, der durch eine bestimmte Frequenz amplitudenmoduliert ist und empfangen gleichzeitig die Reflexionen des Lichtstrahls vom Ziel. Bei diesen Geräten werden Entfernungsmessungen auf der Grundlage des Phasenwinkels zwischen dem ausgesandten und dem reflektierten Lichtstrahl gemacht. Eine Schwierigkeit bei diesen Geräten besteht

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jedoch darin, daß die Modulationsfrequenz niedrig sein muß, damit der Phasenwinkel eindeutig bleibe, so daß die entsprechende Wellenlänge größer ist als die zu messende Entfernung. Normalerweise werden Entfernungen von 2000 m gemessen und daher muß die Modulationsfrequenz meist in der Größenordnung von 75 kHz liegen. Der Phasenwinkel wird meist dadurch bestimmt, daß ein Zähler zur Zählung von Taktimpulsen einer festen Frequenz beim Null-Grad-Punkt des ausgesandten Lichtstrahls angeschaltet und beim Null-Grad-Punkt des empfangenen Lichtstrahls abgeschaltet wird. Jeder Zählschritt des Zählers stellt dann einen Teil der Wellenlänge der Modulationsfrequenz dar. Da jedoch diese Wellenlänge notwendigerweise größer sein muß als die zu messende Entfernung, muß der Zähler auch große Abmessungen besitzen. Und wenn jeder Zählschritt des Zählers einen kleinen Entfernungsschritt wie 1 Millimeter darstellen würde, müßte der Zähler unzulässig groß ausgelegt werden.

Um die Frage der Auflösung zu beantworten, senden modernere Entfernungsmesser, welche auf der Grundlage der Phasenmessung arbeiten, normalerweise drei Frequenzen aus. Die Wellenlänge einer dieser Frequenzen ist größer als die zu messende Gesamtentfernung, während die Wellenlängen der zweiten und dritten Frequenz Bruchteile von der der ersten Frequenz sind. Im Betrieb werden Phasenmessungen bei jeder der drei Frequenzen vorgenommen. Dann dient die niedrige Frequenz zur annähernden Entfernungsmessung zum Ziel, während die höheren Frequenzen zur Verbesserung der Auflösung dienen. Eine Schwierigkeit bei diesen Geräten besteht jedoch darin, daß die Frequenzverteilung des lichtmodulierenden Signals sehr gro& ist, um die kurze, mittlere und lange Wellenlänge zu erzeugen. Beispielsweise liegen bei einer Entfernung von 2000 m und einer Auflö-

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sung von 1 mm die Frequenzen normalerweise im Bereich zwischen 75 kHz und 30 MHz. Daher brauchen diese Geräte hochentwickelte frequenzerzeugende Schaltungen, welche einen Lichtstrahl in diesem großen Bereich modulieren können.

Einige Geräte des früheren Standes der Technik berechnen auch automatisch die waagrechte und senkrechte Entfernung zwischen dem Gerät und dem Ziel oder Meßobjekt. Diese Berechnungen hängen von der Ermittlung des durch das Ziel gebildeten senkrechten Winkel, vom Gerät und der waagrechten Achse ab. Bei den früheren Geräten wird dieser Winkel durch elektromechanische Winkelmeßfühler ermittelt, deren Auflösungsvermögen viel kleiner ist als erwünscht. Außerdem können einige dieser Geräte nicht im gesamten Vertikalwinkelbereich von O bis 90 arbeiten. Viele dieser Geräte weisen auch Abweichungsfehler auf und reagieren schlecht auf Temperatur- und Schwerkraftänderungen sowie auf zu große Toleranzen bei den Bauteilen.

Die früheren Geräte wiesen auch eine Anzahl von anderen Nachteilen auf. Beispielsweise wird das vom Meßobject reflektierte Signal im Gerät empfangen, in ein elektrisches Signal umgesetzt und normalerweise weiterverarbeitet, ehe es zur eigentlichen Phasenmessung verwendet wird. Das Signal kann beispielsweise mit anderen Frequenzen gemischt werden, um eine Frequenzverschiebung zu erhalten. Diese Verarbeitung dehnt oder schrumpft das Signal, und diese Verzerrung führt in diese Phasenmessung Fehler ein.

Damit der Entfernungsmesser sowohl kurze als auch lange Entfernungen messen kann, muß er elektrische Signale für einen reflektierten

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Lichtstrahl erzeugen können, dessen Intensität oder Stärke erheblich schwankt. Beispielsweise kann die Stärke eines von einem nahen Meßobject reflektierten Lichtstrahls um 80 ab stärker sein als die Intensität eines von einem entfernten Ziel reflektierten Lichtstrahls. Daher müssen im Gerät Schaltungen vorgesehen sein, welche die sich verändernde Signalstärke ausgleichen. Ein solcher Ausgleich erfolgte früher ausschließlich durch elektronische Schaltungen, die sowohl kostspielig als auch kompliziert sind.

Somit besteht die Aufgabe der Erfindung darin, einen verbesserten Entfernungsmesser zu schaffen, der nur hochfrequente Signale überträgt. Erfindungsgemäß ist ein Entfernungsmesser mit einem verbesserten Vertikalwinkelmeßfühler vorgesehen. Weiter soll der erfindungsgemäße Entfernungsmesser eine Nacheichmoglichkeit aufweisen, die im wesentlichen alle Versetzungsfehler kompensiert. In weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist ein Entfernungsmesser vorgesehen, welcher Phasenfehler kompensiert, welche durch Verzerrungen der Signalverarbeitung eingeführt wurden. Schließlich wird erfindungsgemäß ein Entfernungsmesser geschaffen, welcher Stärkeveränderungen des reflektierten Lichts mechanisch kompensiert.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein Gerät gelöst, welches eine erste elektronische Schaltung zur Erzeugung elektrischer Modulationssignale von wählbaren Frequenzen sowie eines Lichtstrahls enthält, der durch die Modulationssignale amplitudenmoduliert wird. Ein optisches Aggregat leitet den amplitudenmodulierten Lichtstrahl an ein Ziel oder Meßobject und empfängt den reflektierten Lichtstrahl von dort. Eine zweite elektronische Schaltung setzt die Reflexionen in sie darstellende elektrische Signale um. Eine dritte

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elektronische Schaltung errechnet den Phasenwinkel zwischen den ModulationsSignalen und den Signalen für die Reflexionen. Eine vierte elektronische Schaltung errechnet die vom Lichtstrahl durchmessene Entfernung L auf der Grundlage des Verhältnisses L = Λ·-.. ₂ (Θ1-Θ2) , wenn (Θ1-Θ2) positiv ist und L = X ,.„ (1+Θ1-Θ2) , wenn (Θ1-Θ2) negativ ist. In diesem Ausdruck ist Θ1 der Phasenwinkel, wenn der Lichtstrahl durch eine erste wählbare Frequenz amplitudenmoduliert ist, und Θ2 ist der Phasenwinkel, wenn der Lichtstrahl durch eine zweite wählbare Frequenz moduliert wird. Das Zeichen λ_η12 i-^st &i-^e Wellenlänge des Lichtstrahls, der durch die Differenz zwischen der ersten und zweiten wählbaren Frequenz amplitudenmoduliert wird. Um die Auflösung zu verbessern, wird der Lichtstrahl auch mit einer dritten wählbaren Frequenz moduliert. Die höchstwertigen Wellenzahlen der Entfernung L werden dann unter Verwendung der vorstehend erwähnten Beziehungen errechnet, während die restlichen Stellen unter Einsatz der Beziehungen L = ^₀₃₃(Θ2-Θ3), L = A₀₃₃(1+Θ2-Θ3)

und L = X,Jd2. In diesen Ausdrücken werden Θ1, Θ2 und Θ3 als Bruchteile einer Periode oder eines Zyklus angegeben.

Das erfindungsgemäße Gerät umfaßt ferner einen Beschleunigungsmesser, der in Verbindung mit einem integrierenden Doppelgradienten-Voltmeter zur Messung des Scheitelwinkels zum Ziel dient. Das Gerät arbeitet in einem Bereich von O bis 90° und besitzt eine Auflösung in der Größenordnung von ,ug. Das Gerät umfaßt auch Schaltungen zur Kompensation von Versetzungsfehlern, die im Beschleunigungsmesser infolge von Bauteiltoleranzen, Temperaturschwankungen, Schwerkraftschwankungen u.dgl. auftreten können.

Die Kompensation wird teilweise dadurch erreicht, daß das Gerät mit

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Hilfe einer Montagevorrichtung auf einem Theodolitenfernrohr angebracht wird. Dort können die Bezugswinkel abgelesen und zur Eichung des Beschleunigungsmessers verwendet werden. Solange das Gerät am Fernrohr montiert ist, ist es durchschlagbar. D.h., der Vermesser kann sowohl den "Richtpunktwinkel" als auch den "Ergänzungswinkel" (zu 360°) beobachten, wie es durch eine (US) Vermessungsnorm unter dem Namen "Traverse Method" (Polygonzugverfahren) festgelegt ist.

Die Optik im Gerät kann neuartig über Eck versetzt angeordnet sein, wodurch das Gerät bei langer Brennweite mechanisch verkürzt wird. Dies ermöglicht es, das Gerät durchschlagbar auszulegen. Die Optik kann auch eine Irisblende umfassen, welche die Schwankungen in der Stärke des reflektierten Lichtstrahls ausgleicht.

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die Zeichnungen zeigen: Fig. 1 eine bildliche Darstellung des erfindungsgemäßen Geräts

in Arbeitsstellung.
Fig. 2 eine vergrößerte bildliche Darstellung einer Baugruppe

des Gerätes der Fig. 1.
Fig. 3 eine vergrößerte Ansicht einer zweiten Baugruppe des

Gerätes der Fig. 1.
Fig. 4 ein Schaltbrett, das einen Teil der Baugruppe der Fig.3

umfaßt.
Fig. 5 ein Blockschaltbild der Elektronik des erfindungsgemäßen Gerätes.

Fig. 6 ein Kurvenbild mit Darstellung der Grundlagen der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Geräts.

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Fig. 7 ein Detailschaltungsbild der Blöcke 61,68 und 75 der

Fig. 5.

Fig. 8 ein Detailschaltungsbild des Blocks 63 der Fig. 5.

Fig. 9 ein Detailschaltungsbild des Blocks 64 der Fig. 5.

Fig. 10 ein Detailschaltungsbild des Blocks 66 der Fig. 5.

Fig. 11 ein Detailschaltungsbild des Blocks 71 der Fig. 5. Fig. 12 ein Kurvenbild mit Darstellung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 11.

Fig. 13 ein Querschnitt durch die Optik des erfindungsgemäßen

Geräts.

Fig. 14 eine Detailansicht der mechanischen Irisblende für die

Optik der Fig. 13.

Fig. 15 ein Detailschaltungsbild des Blocks 80 der Fig. 5.

Fig. 1 zeigt eine Bildansicht des erfindungsgemäßen Entfernungsmessers 10 in Arbeitsstellung. Das Gerät 10 umfaßt hauptsächlich eine auf einem Theodoliten montierte Baugruppe 11 sowie eine auf ein Stativ montierte Baugruppe 12. Die Baugruppe 11 umfaßt die elektronischen Schaltungen zur Erzeugung eines Lichtstrahls 13, der durch wählbare Modulationsfrequenzen amplitudenmoduliert ist, die Optik zur Bündelung des Lichtstrahls 13 auf ein Ziel oder Meßobject 14, die Optik zum Empfang und zur Scharfeinstellung einer Reflexion oder Rückstrahlung 15 des Lichtstrahls 13 vom Ziel 14 und schließlich die elektronischen Schaltungen zur Umsetzung der gebündelten Rückstrahlung in elektrische Signale, welche diese Rückstrahlung darstellen. Die Baugruppe 12 umfaßt die elektronischen Schaltungen zur Wahl der Modulationsfrequenz für den ausgesandten Lichtstrahl 13, zur Ermittlung des Phasenwinkels zwischen dem Modulationssignal und den Signalen für die empfangene Rückstrahlung 15 sowie zur

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Berechnung des Gradientenabstandes 16, der auf der Beziehung L = λ „(Θ1-Θ2) bei positivem (Θ1-Θ2) beruht und bei negativem (Θ1-Θ2) L = Α,_Ο12(1+Θ1-Θ2) lautet.

In diesen Ausdrücken ist Θ1 der Phasenwinkel zwischen dem ausgesandten Lichtstrahl 13 und dem empfangenen Rückstrahl oder der empfangenen Reflexion 15, wenn der Lichtstrahl 13 durch eine erste wählbare Frequenz amplitudenmoduliert ist. Θ2 ist der Phasenwinkel zwischen dem amplitudenmodulierten ausgesandten Lichtstrahl 13 und dem empfangenen Rückstrahl 15, wenn der Lichtstrahl 13 durch eine zweite wählbare Frequenz amplitudenmoduliert ist. Ferner ist die Größe X^₁„ die Wellenlänge eines hypothetischen Lichtstrahls, der mit einer Frequenz amplitudenmoduliert ist, die gleich ist der Differenz zwischen der ersten und zweiten wählbaren Frequenz. Dieser angenommene Lichtstrahl wird nicht ausgesandt und ist lediglich eine Zahl. Vorzugsweise liegen die erste und zweite wählbare Frequenz im Megahertzbereich, während die Differenz zwischen ihnen im Kilohertzbereich liegt. Somit ist ^₁₂ in der Größenordnung von mehreren Tausend Metern, wodurch die Gradientenentfernung oder der Gradientenweg 16a eine Größe annimmt, die mit Hilfe von Frequenzmodulationen im Megahertzbereich gemessen werden kann.

Der Lichtstrahl 13 wird auch durch eine dritte wählbare Frequenz amplitudenmoduliert. Diese dritte Frequenz wird so gewählt, daß sie etwa das geometrische Mittel aus der ersten und zweiten wählbaren Frequenz darstellt. D.h., die dritte wählbare Frequenz wird so gewählt, daß die hypothetische Wellenlänge -^₂ ο verhältnismäßig etwa in der Mitte zwischen λ und /L liegt. Die Baugruppe 12 berechnet mit den Phasenwinkeln entsprechend der ersten, zweiten und

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dritten wählbaren Frequenz die Gradientenstrecke 16a mit verbesserter Auflösung. Einzelheiten der diese Berechnungen durchführenden Elektronik sind anhand der Fig. 6 beschreiben.

Die Baugruppe 12 umfaßt auch einen Neigungsmesser, welcher einen Winkel 16b zwischen der Gradientenstrecke 16a und der waagrechten Achse mißt. Dieser Neigungsmesser wird näher anhand der Fig. 15 beschrieben. Auf der Grundlage des Winkels 16b sowie der Gradientenstrecke 16a errechnet die Elektronik in der Baugruppe 12 die horizontale Entfernung 16c und den senkrechten Abstand zum Reflektor 14.

Anhand der Fig. 2 werden jetzt weitere Details der mechanischen Auslegung der Baugruppe 11 beschrieben. Die Baugruppe 11 ist U-förmig ausgelegt und umfaßt einen Senderichtkopf 20 sowie einen Empfangskopf 21. Die Köpfe 20 und 21 sind durch einen TheodoIitenmeßkopf

22 miteinander verbunden. Ein Loch 23, dessen Form den Axialquerschnitt des Theodolitenfernrohrs 24 aufweist, ist im Meßkopf 22 ausgeformt. Im Betrieb ist das Theodolitenfernrohr 2 4 fest in das Loch

23 eingepaßt, wodurch es starr mit der Baugruppe 11 verbunden ist.

Ein Merkmal der vorstehend beschriebenen Baugruppe 11 besteht darin, daß sie durchschlagbar ist. D.h., das Theodolitenfernrohr 24 mit der darauf montierten Baugruppe 11 kann m der senkrechten Ebene um 180° gedreht werden. Durch diese Drehung oder den Durchschlag wird der Kopf 20 unter dem Kopf 21 in einer Lage und der Kopf 20 über dem Kopf 21 in der anderen Lage angeordnet. Dieses Durchschlagen gehört zur normalen Arbeit von Vermess em. Teilweise wird die Durchschlagbarkeit dadurch erreicht, daß die Köpfe 20 und 21 ver-

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hältnismäßig kurz gestaltet sind. Gleichzeitig muß jedoch die Optik in den Köpfen 20 und 21 langbrennweitig sein, um die Lichtstrahlen 13 und 15 richtig senden und empfangen zu können. Diese sich widersprechenden Forderungen werden durch eine einmalige querversetite Anordnung der optischen Elemente erfüllt, die anhand der Fig. 13 näher erläutert werden.

Ein weiteres Merkmal der vorstehend beschriebenen Konstruktion besteht darin, daß sie es ermöglicht, den Neigungsmesser der Baugruppe 1 2 während des Betriebs im Felde zu kalibrieren. Während der Kalibrierung stellt das Theodolitenfernrohr Bezugspunktwinkel dar, die auf die Signale des Neigungsmessers bezogen sind. Insbesondere tastet die Elektronik in der Baugruppe 12 diese Bezugspunkteinstellungen ab und gleichzeitig das entsprechende Ausgangssignal des Neigungsmessers. Aufgrund dieser Messungen errichtet die elektronische Schaltung in der Baugruppe 12 einen wahren horizontalen Bezugspunkt. Auf diese Weise werden Fehlersignale des Neigungsmessers, z.B. infolge ungenauer Fabrikeinstellungen, TemperaturSchwankungen, Schwerkraftschwankungen, oder anderer ähnlicher Vorfälle, ausgeglichen. Weitere Einzelheiten dieses Merkmals werden anhand der Fig. 4 und 15 näher erläutert.

Weitere Einzelheiten der Baugruppe 12 sind in Fig. 3 gezeigt. Sie umfaßt hauptsächlich eine Datenverarbeitungseinrichtung oder Zentraleinheit 30 sowie einen Batteriesatz 31. Die Zentraleinheit 30 und Batterie 31 sind von ihrer Größe her tragbar und vorzugsweise am Stativ angebracht, welches das Theodolitenfernrohr trägt. Die Zentraleinheit 30 mißt zirka 9,5 χ 6 χ 4,5 Zoll (24,13 χ 15,24 χ 11,43 cm) und wiegt zirka 5 Pfund (2,27 kg). Die Batterie 31 ist

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eine wiederaufladbare verkapselte Gelzelle von 6 V und bietet der Zentraleinheit 30 einen Dauerbetrieb von zirka 2 1/3 Stunden.

Die Baugruppe 12 umfaßt auch ein Schalt- und Anzeigebrett 32. Das Schaltbrett 32 bietet eine Einrichtung zur Handsteuerung der vom Gerät 10 ausgeführten Funktionen sowie zur Anzeige der gemessenen Entfernungen und Winkel. Ein Kabel 33 bildet eine Einrichtung zum Anschluß der Elektronik in den Baugruppen 11 und 12. Das Kabel 33 ist an der Baugruppe 11 fest montiert und ist mit der Baugruppe steckbar verbunden.

Das Schaltbrett 32 (Fig. 4) umfaßt eine Digitalanzeige 41 für die Meßgrößen 16a - 16d. Ebenso enthält das Schaltbrett 32 einen Mehrfachschalter 42. Eine Stellung 42a ist die Stellung AUS. Eine Stellung 42b ist eine Kalibrier- oder Eichstellung, und eine Stellung 42c ist die normale Betriebsstellung. Ein zweiter Mehrfachschalter 43, der in Verbindung mit dem Schalter 42 arbeitet, ist ebenfalls am Schaltbrett vorgesehen. Wenn der Schalter 42 in Stellung 42c ist, werden die unbekannten Größen 16a - 16d dadurch gemessen, daß der Schalter 43 in die Stellungen 43a - 43d verfahren wird. Der gemessene oder Ist-Wert wird berechnet und dann auf einer Anzeige 41 dargestellt, wenn eine Drucktaste 44 gedrückt wird. Die Schalter 42 und 43 können auch zusammenarbeiten, um die Kalibrierung des vorstehend beschriebenen Neigungsmessers zu ermöglichen. Diese Kalibrierung erfolgt vor allem in Abhängigkeit von der Einstellung des Schalters 42 auf die Stellung 42b und der Einstellung des Schalters 43 auf die Stellung 43b mit Niederdrücken einer Taste 45.

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Die Fig. 5 und 6 zeigen ein Blockschaltbild der im erfindungsgemäßen Gerät enthaltenen Elektronik und die Grundlagen, auf welchen die Arbeitsweise dieser Elektronik beruht. Fig. 5 ist ein Blockschaltbild der Elektronik, während Fig. 6 eine Gruppe von Signalwellenformen zeigt, welche die Grundlage der Arbeitsweise darstellen. Fig. 6 zeigt die Wellenformen 51-54. Die Wellenform 51 stellt den ausgesandten Lichtstrahl 13 nach seiner Amplitudenmodulation durch ein Signal von der Frequenz f1 dar. Die Wellenform 52 stellt den ausgesandten Lichtstrahl 13 nach seiner Amplitudenmodulation durch eine Frequenz f2 dar. Auch die Wellenlänge der Frequenzen f1 und f2 ist in der Fig. 6 als A, und A₂ angegeben. Vorzugsweise ist die Frequenz f1 nur wenig größer als die Frequenz f2 und damit ist λ., um weniges kleiner als Ä,„.

Die Wellenform 53 zeigt einen hypothetischen Lichtstrahl, dessen Amplitude durch eine Frequenz f_Di2 ^m°duliert ist, die gleich ist f1-f2. Da die Frequenzen f1 und f2 verhältnismäßig nahe beisammenliegen, ist auch die Frequenz f_n12 verhältnismäßig klein. Ihre Wellenlänge ist dementsprechend Al₁~, die erheblich größer ist als die Wellenlängen %. und λ/ . Das erfindungsgemäße Gerät berechnet die Gradientenstrecke 16a aufgrund der Wellenlänge A₁₂ sowie die Phasenwinkel zwischen den ausgesandten Wellenformen 51 und 52 und der empfangenen Wellenform 54. Diese Phasenwinkel sind in Fig. 6 durch die Bezugszeichen k1 und k2 gekennzeichnet. Der einfachen Erläuterung wegen ist nur der erste Impulse des reflektierten Lichtstrahls dargestellt. Es sei jedoch bemerkt, daß die Anzahl der ausgesandten Impulse gleich ist der Anzahl der empfangenen Impulse, was durch Pünktchen nach der Wellenform 54 angedeutet ist.

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Die Gradientenstrecke 16a ist gleich die Hälfte der Entrernimg ϊί, die von der ausgesandten und der empfangenen Wellenform durcheilt wird. Und diese Entfernung L wird durch die folgenden Gleichungen dargestellt:

⁼ ^_D12 / ^kl * ^k2 \ ^kl ν ^k2
__ ^^ I wenn --— /

, wenn

Die vorstehenden Gleichungen werden wie folgt abgeleitet. Definitionsgemäß ist f1-f2 = f_Di2- Ebenso definitionsgemäß ist X= c/f,
worin c die Lichtgeschwindigkeit ist. Somit ergibt sich durch Substitution y— - -^- = A^—. Diese Gleichung wird durch c geteilt und Ί ^ T)12 LLL

mit L multipliziert, um zu ergeben: «; = τ» ■«—· In dieser Glei-

^yVD12 *1 ^4

chung sind die Glieder L/^ und LA viel größer als 1 . Somit kann

k^
das Glied L/λ.. wieder als n. + ■*— angesetzt werden und das Glied

^k2 ¹

1/λη ^als ⁿ-> ⁺ "3~· ^In diesen Ausdrücken sind die Glieder n. und n„ ganze Zahlen, und die Größen k₁, X^, k₂, A^ sind Größen wie in
Fig. 6.

Somit erhält man durch Substitution die Gleichung:

ί-0

In dieser Gleichung liegt der Ausdruck L/ .. „ zwischen O und 1. D.h., die Wellenlänge der Differenzfrequenz f_Di2 ^wird größer ausgelegt als

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die zu messende Entfernung L. Damit der Ausdruck L/X... ₂ zwischen O und 1 liegen kann, muß η* gleich n„ sein, wenn k.. /JL· größer ist als k_/Ä.₂; ⁿi ⁺ 1 ^muß dann gleich n₂ sein, wenn k.. //L kleiner ist als k„/X,· So werden durch algebraische Behandlung die vorstehend gegebenen Ausdrücke für L als A^₀₁₂' ^k-i ' ^i ' ^k2 ^un^ ^*2 ^al39^eleitet·

Im erfindungsgemäßen Gerät kommen diese Grundsätze durch Modulation des Lichtstrahls 13 mit drei verschiedenen Frequenzen zur Anwendung. Der Lichtstrahl 13 wird mit einer Frequenz f1 = 30,054198 MHz, einer Frequenz f2 = 29,979250 MHz und einer Frequenz f3 = 28,480278 MHz moduliert. Die Differenzfrequenz f1 - f2 = 75 kHz; ihre Wellenlänge λ>_ο12 = 4000 m. Die Differenzfrequenz f2 - f3 = 1,5 MHz mit einer Wellenlänge von ^₂-* ⁼ 200 m. Die Frequenz f2 selbst besitzt eine Wellenlänge von λ = 10 m. Im Betrieb dient die Differenzfrequenz von 75 kHz nur zur Berechnung der Tausender- und Hunderterstellen der Entfernung L. Ebenso dient die Differenzfrequenz von 1,5 MHz zur Berechnung der Hunderter-, Zehner- und Einerstellen der Entfernung L. Schließlich wird die Frequenz von 29,9 MHz dazu verwendet, die Stellen für die Einer, Zehntel, Hundertstel und Tausendstel der Entfernung L zu berechnen. Mit diesem Verfahren wird die Entfernung L mit einer größeren Genauigkeit oder Auflösung berechnet als wenn nur die Frequenz von 75 kHz verwendet worden wäre.

Um die Frequenzen f1, f2 und f3 zu erzeugen, umfaßt die Elektronik des erfindungsgemäßen Gerätes einen Modulations frequenzgenerator 61 (Fig. 5). Der Generator 61 besitzt eine Ausgangsleitung 62, auf_ welcher die Signale der Modulationsfrequenzen f1-f3 erzeugt werden. Die Leitung 62 ist an den Eingang eines Infrarotsenders 63 gekop-

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pelt. Das Ausgangssignal des Senders 63 ist der mit der Frequenz der Signale auf der Leitung 62 amplitudenmodulierte Lichtstrahl Der reflektierte amplitudenmodulierte Lichtstrahl 15 wird durch einen Infrarotempfänger 64 empfangen. Dieser besitzt eine Ausgangsleitung 65, auf welcher die elektrischen Signale für den empfangenen Lichtstrahl 15 erzeugt werden.

Die Leitung 65 ist an den Eingang eines Frequenzteilers 66 geführt. Dieser läßt die Signale auf der Leitung 65 auf eine erste Zwischenfrequenz von 2,398 kHz übergehen. Dazu umfaßt der Frequenzteiler eine Eingangsleitung 67, auf welcher erste LO-Signale durch einen LO-Generator 68 erzeugt werden. Der Generator 68 erzeugt erste LO-Signale mit einer Frequenz von 30,051800 MHZ, wenn der Modulationsgenerator 61 die Frequenz f1 erzeugt, erste LO-Signale mit der Frequenz von 29,976852 MHz, wenn der Modulationsgenerator 61 die Frequenz f2 erzeugt und erste LO-Signale mit der Frequenz von 28,477880 MHz,. wenn der Modulationsgenerator 61 die Frequenz f3 erzeugt.

Die erste Zwischenfrequenz von 2,398 kHz wird im Frequenzteiler 66 auf eine Frequenz von 480 Hz herabgeteilt. Dieses Signal heißt Modulati onsträgerphasensignal und wird auf einer Leitung 69 erzeugt. Ein zweites LO-Signal mit einer Frequenz von 1,918 kHz liegt am Frequenzteiler 66 über eine Leitung 70 an, um die Frequenzteilung auf 480 Hz durchzuführen.

Die Leitung 69 ist an dem Eingang eines digitalen Phasenmessers 71 gekoppelt. Der Phasenmesser 71 besitzt auch einen zweiten Eingang 72 zur Aufnahme der 480 Hz-Signale für die Phase des ausgesandten Lichtstrahls 13. Im Betrieb mißt der Phasenmesser 71 die Phasen-

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differenz zwischen den Signalen auf den Leitungen 69 und 72, d.h. er mißt die vorstehend beschriebenen mathematischen Glieder k... und k„ · Diese Glieder werden durch einen Mikroprozessor 73 über eine Eingabe-Ausgabedatensammeischiene 74 abgerufen.

Die Eingabe-Ausgabedatensammelschiene 74 ist auch an Eingänge des Modulationsgenerators 61, des Infrarotsenders 63 sowie des LO-Generators 68 geführt. Durch Meldung auf die Sammelschiene wählt der Prozessor 73 die Modulationsfrequenz für die Signale auf der Leitung 62, schaltet den Sender 63 wahlweise ein oder aus und wählt die erste LO-Frequenz, die der LO-Generator 6 8 erzeugen soll.

Das erfindungsgemäße Gerät enthält auch einen Taktgeber 75, der verschiedene festfrequente Signale erzeugt, welche von den Bauteilen 61,66,68 und 71 für ihren Betrieb verwendet werden. Der Geber 75 erzeugt beispielsweise das zweite LO-Signal auf einer Leitung 70 mit einer Frequenz von 1,918 kHz. Ferner erzeugt der Geber 75 das Modulationsbezugsphasensignal auf einer Leitung 72 mit einer Frequenz von 480 Hz. Außerdem besitzt der Geber 75 Ausgänge 76-80, an welchen Signale mit den Frequenzen 23,9834 MHz, 74,948125 kHz, 23,98100 MHz, 74,984125 kHz und 2,3981 MHz erzeugt werden. Diese speziellen Frequenzen werden anhand der Einzelbeschreibung für den bestimmten die jeweilige Frequenz verwendenden Block erläutert.

Die übrigen Blöcke in Fig. 5 arbeiten alle in Verbindung mit dem Mikroprozessor 73. Sie umfassen ein Steuerpult 32, eine Anzeige sowie einen Neigungsmesser 81. Das Steuerpult 32 und die Anzeige wurden bereits anhand der Fig. 3 und 4 beschrieben. Die Funktion des Neigungsmessers 81 wurde ebenfalls kurz anhand der Fig. 1 be-

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schrieben, und sein Aufbau wird anhand der Fig.15 und 16 näher erläutert.

Im Grunde jedoch erhält der Mikroprozessor 73 von Hand eingegebene Befehle durch Abfragen des Steuerpultes 32 über die Sammelschiene 74. Wenn diese Befehle eine Forderung zur Messung der Gradientenstrecke 16a anzeigen, gibt der Prozessor 73 entsprechende Signale über die Sammelschiene 74 ab, um die Bauteile 61,63,68 und 71 anzusteuern. D.h., daß der Prozessor 73 bewirkt, daß der Lichtstrahl 13 seriell mit den Modulationsfrequenζen f1-f3 ausgesandt wird. Die Phasendaten für diese Signale werden über die Sammelschiene 74 vom Phasenmesser 71 aufgenommen. Für die Frequenzen f1 und f3 werden etwa 80 Phasenmessungen gemacht, während für die Modulationsfrequenz f2 etwa 250 Phasenmessungen durchgeführt werden. Der Zweck dieser Mehrfachphasenmessungen besteht darin, einen statistisch zuverlässigen Durchschnittswert für die Größen k., , k₂ und k-, zu erhalten. D.h., bei jeder mit dem Phasenmesser 71 gemachten Phasenmessung tritt eine kleine Differenz auf, und diese Mehrfachmessungen durch den Prozessor 73 mitteln diese Differenzen aus.

Der Mikroprozessor 73 sendet auch Signale an den Infrarotempfänger 64 sowie den Frequenzteiler 66 über die Sammelschiene 74 aus und erhalt von diesen auch Signale zurück. Der Frequenzteiler 66 umfaßt Schaltungen, welche die Signalstärke des reflektierten Lichtstrahls 15 messen. Der Mikroprozessor 73 erhält diese Daten über die Sammelschiene 74 und stellt in Abhängigkeit von diesen Daten den Verstärkungsfaktor des Infrarotempfängers 64 ein. Diese Verstärkungseinstellung wird durch Änderung der Öffnung einer Irisblende im Empfänger 64 nachgestellt. Durch Verwendung dieser elektromechani-

sehen Verstärkungssteuerung hält das erfindungsgemäße Gerät im Gegensatz zu einer vollelektronischen Verstärkungssteuerung einen konstanten Signalpegel an der Empfangsdiode bei Signalstärkeschwankungen im Verhältnis von 300:1 aufrecht. Den Signalpegel einzig und allein durch Elektronik zu steuern,würde etwa die elektronische Schaltung von drei automatischen Schwundausgleichstufen im Empfänger 64 erfordern. Ferner gestattet eine Nachstellung des Signalpegels vor dem Erreichen der Photodiode/ daß die Diode nur in einem kleinen dynamischen Bereich betrieben wird. Dadurch werden wiederum Phasenschiebefehler vermieden, die durch Nichtlinearitäten im einem großen dynamischen Arbeitsbereich erzeugt werden.

Eine weitere Aufgabe des Mikroprozessors 73 besteht in der Berechnung der Versetzungsphasenfehler, die durch einen der Bauteile 61-81 eingeführt werden können. Diese Berechnung wird dadurch durchgeführt, daß ein Signal über die Sammelschiene 74 an den Sendern 63 übertragen wird, der einen Meßlichtstrahl 82 direkt an den Empfänger 64 sendet. Das Ausgangssignal des Phasenmessers 71, das in Abhängigkeit vom Meßlichtstrahl 82 erzeugt wird, wird abgegriffen und durch den Prozessor 73 gespeichert. Es dient dann als Korrektionsfaktor bei der nachfolgenden Berechnung der Phasenwinkel k₁, k„, k₃ sowie der Gradientenstrecke 16a.

Fig. 7 zeigt ein Detailschaltbild des Modulationsfrequenzgenerators 61, des LO-Generators 68 sowie des Taktgebers 75. Im Taktgeber 75 ist ein Hauptoszillator 91 enthalten, welcher Ausgangssignale mit einer Frequenz von 23,9834 MHz auf den Leitungen 92a und 92b er- . zeugt. Die Leitung 92a ist an den Eingang eines Zählers 93 geführt, der durch den Faktor 320 teilt. Somit weist das Ausgangssignal des

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Zählers 93 eine Frequenz von 74,948125 kHz auf. Dieses Signal liegt an der Leitung 77 an. Die Signale auf den Leitungen 92b mit einer Frequenz von 23,9834 MHz liegen an der Leitung 76 an. Die Leitungen 76 und 77 bilden zwei Eingänge zum Modulationsfrequenzgenerator 61 (Fig. 5) .

Der Modulationsfrequenzgenerator 61 ist im Grunde ein phasenstarrer Kreis. Dieser Kreis umfaßt einen spannungsgesteuerten Oszillator 94, einen Mischer 95, ein Tiefpaßfilter 96, einen Divisionszähler 97 (1:N), einen Phasendetektor 98 sowie einen Verstärker mit Schleifenkompensation 99. Die Baugruppen 94-99 sind untereinander beschaltet und bilden einen phasenstarren Kreis (Fig. 7). Im Betrieb erzeugt dieser Kreis die Frequenzen f1,f2 und f3 von 30,054198 MHz, 29,979250 MHz und 28,480278 MHz. Diese Frequenzen werden vom phasenstarren Kreis durch Verarbeitung der Frequenzen erzeugt, die von den Leitungen 76 und 77 her anliegen. Aufgrund der Arbeitsweise des phasenstarren Kreises ist die Frequenz der Signale auf der Leitung 62 gleich der Frequenz der Signale auf der Leitung 78 plus den N-fachen der Frequenz der Signale auf der Leitung 77. Bei dieser Beziehung ist N der Divisor des Zählers 97. Der spezielle Wert von N wird unter Steuerung des Mikroprozessors 73 über die Dateneingabe-Ausgabesammeischiene 74 eingegeben. Um die Frequenzen von f1,f2 und f3 zu erzeugen, macht der Mikroprozessor 73 N gleich 81,80 und 60.

Der LO-Generator 68 besteht aus einem phasenstarren Kreis, der dem phasenstarren Kreis des Modulationsfrequenzgenerators 61 identisch ist. Der Kreis im Generator 68 umfaßt die Baugruppen 94a-99a, welche den Baugruppen 9 4-99 im Kreis des Modulationsfrequenzgenerators 61 entsprechen. Im Betrieb erzeugt der LO-Generator 68 Ausgangssi-

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gnale auf der Leitung 67 mit den Frequenzen 30,051800 MHz, 29,976852 MHz und 28,477880 MHz. Diese Frequenzen unterscheiden sich von den Frequenzen f1,f2 und f3 durch die Festgröße von 2,398 kHz, d.h. um den Wert der ersten Zwischenfrequenz im Frequenzteiler 66.

Um diese Frequenzen zu erzeugen, bearbeitet der LO-Generator 68 die von den Leitungen 7 8 und 79 her anliegenden Signale. Aufgrund der Arbeitsweise des phasenstarren Kreises im Generator 68 ist die Frequenz der Signale auf der Leitung 67 gleich der Frequenz der Signale auf der Leitung 78 plus dem N-fachen der Frequenz der Signale auf der Leitung 79. In dieser Beziehung ist N der Divisor des Zählers 97a. Diese Größe N ist gleich der Divisorgröße N des Zählers 97. Damit sich daher die Frequenzen der Signale auf den Leitungen 62 und 67 um 2,398 kHz voneinander unterscheiden, müssen auch die Frequenzen der Signale auf den Leitungen 76 und 78 voneinander um 2,39 8 kHz differieren. Somit ist die Signalfrequenz auf der Leitung auf 23,98100 MHz festgelegt.

Der Taktgeber 75 enthält Schaltungen zur Erzeugung von Signalen mit der vorstehend beschriebenen Frequenz auf der Leitung 78. Diese Schaltung umfaßt einen anderen phasenstarren Kreis, der aus einem spannungsgesteuerten Quarzoszillator 94d, einem Mischer 95b, einem Tiefpaßfilter 96b, einem Phasendetektor 98b sowie einen Verstärker mit Schleifenkompensation 99b besteht. Der Kreis umfaßt auch einen dekadischen Teiler 100, einen Teiler 101 mit dem Divisor 125 sowie einen Teiler 102 mit dem Divisor 8. Diese Baugruppen sind alle gemäß Fig. 7 beschaltet. Aufgrund dieser Beschaltung sowie der phasenstarren Arbeitsweise des Kreises kann gezeigt werden, daß die Frequenz der Signale auf der Leitung 78 auf die Frequenz auf der

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Leitung 76 durch die Größe ^bezo9^{en ist}· ^{wie be}~ reits erwähnt, ist die Frequenz auf der Leitung 76 gleich 23,983400 MHz. Aufgrund dieser beiden Beziehungen ergibt es sich, daß die Prequenzdifferenz der Signale auf den Leitungen 76 und 78 gleich ist dem Sollwert von 2,398 kHz.

Die Einzelheiten der Ausführung des Infrarotsenders 63, Infrarotempfängers 64 und Frequenzteilers 66 werden jetzt anhand der Fig. 8,9 und 10 beschrieben. Der in Fig. 8 gezeigte Infrarotsender 63 umfaßt eine analoge Torschaltung 110, einen Steuerverstärker 111 sowie eine Infrarotstrahldiode 112. Die Baugruppen 110-112 sind in Reihe geschaltet.

Die die Modulationsfrequenzen f1,f2 und f3 führende Leitung 62 ist an den Eingang des Analogtores 110 geführt. Auch der Mikroprozessor 74 für die Eingabe-Ausgabedaten ist an einen Steuereingang des Tors 110 angeschlossen, wodurch der Durchlauf der Signale auf der Leitung 62 durch das Tor 110 logisch gesteuert und abgeschaltet werden kann. Außerdem sorgt der Verstärker 111 für eine entsprechende Verstärkung der Signale, welche vom Tor 110 durchgesteuert werden. Diese Signale sind bei den Modulationsfrequenzen f1-f3 sinusförmig und durch die Wellenform 113 dargestellt.

Die lichtemittierende Diode 112 ist vorzugsweise so vorgespannt, daß nur der positive Anteil der Wellenform 113 durchgesteuert wird. Als Ergebnis hat die Amplitude des modulierten Lichtstrahls, der ausgesandt wird, die allgemeine Wellenform 114. D.h., daß der aus- ^: gesandte Lichtstrahl 13 aus voneinander im Abstand auftretenden Impulsen von Infrarotstrahlung besteht, deren Hüllkurve als Wellen-

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form 114 ausgebildet ist.

In Fig. 8 ist auch schematisch eine lichtundurchlässige Scheibe 115 dargestellt. Im Betrieb ist die Scheibe 115 so angeordnet, daß sie entweder den Lichtstrahl 113 oder den Meßlichtstrahl 82 sperrt. Die Positionierung der Scheibe 150 erfolgt unter Steuerung von Signalen auf der Sammelschiene 74 vom Mikroprozessor 73 aus. Weitere Teile der körperlichen Ausführung dieses Teils des Infrarotsenders werden anhand der Fig. 13 beschrieben.

Fig. 9 zeigt ein Detailschaltbild des Infrarotempfängers. Er enthält ein optisches Dämpfungsglied 120, eine Avalanche-Diode 121, zwei Verstärker 122 und 123 sowie ein Bandfilter 124. Die Baugruppen 120-124 sind in Reihe geschaltet. Das Eingangssignal des optischen Dämpfungsgliedes 120 ist der reflektierte Lichtstrahl 15. Das Dämpfungsglied 120 sorgt für den einzigen regelbaren Verstärkungsfaktor im Empfänger 64 und Frequenzteiler 66. Der regelbare Verstärkungsfaktor des Dämpfungsgliedes 120 ist in seiner praktischen Ausführungsform ein mechanischer Verschluß, der wie eine Irisblende arbeitet, um die Lichtmenge zu steuern, die durch den Verschluß hindurchgelangt. Auf diese Weise wird eine elektrische Verstärkungsänderung von zirka 100 dB erreicht. Die praktische Öffnung der Irisblende wird durch logische Signale gesteuert, die durch den Mikroprozessor 73 an die Eingabe-Ausgabesammelschiene 74 abgegeben werden. Weitere Einzelheiten des Dämpfungsgliedes 120 werden anhand der Fig. 14 beschrieben.

Das Ausgangssignal des Infrarotempfängers 64 liegt über die Leitung 65 am Eingang des Frequenzteilers 66 an (Fig. 10). In dieser Schal-

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tung ist ein Hochfrequenzverstärker 130, ein Bandfilter 131, ein Mischer 133, ein Bandfilter 133, ein Mischer 134, ein Bandfilter 135, ein Verstärker 136 und eine Begrenzungsschaltung 137 enthalten. Die Baugruppen 130-137 sind in Reihe geschaltet. Die Leitung 67, auf welcher die LO-Frequenzsignale oder Signale des Mischoszillators anliegen, führt zu einem Eingang der Mischstufe 132. Somit liegen die Ausgangssignale der Mischstufe 132 auf der ersten Zwischenfrequenz von 2,398 kHz. Die Leitung 70, auf welcher die Signale der zweiten LO- oder Mischoszillatorfrequenz anliegen, ist an einen Eingang der Mischstufe 134 geführt. Diese zweiten Mischoszillatorsignale besitzen eine Frequenz von 1,98 kHz. Dementsprechend weisen die Ausgangssignale der Mischstufe 134 eine Festfrequenz von 480 Hz auf. Diese Signale von 480 Hz werden durch den Verstärker 136 und die Begrenzungsschaltung 137 in eine Rechteckwelle umgesetzt. Die daraus entstehenden Signale werden auf der Leitung 69 erzeugt wie die vorstehend beschriebenen Modulationsträgersignale.

Der Frequenzteiler 66 umfaßt auch einen Amplitudenmodulationsdetektor 140, einen Detektor 141 für die untere Empfindlichkeitsschwelle, einen Detektor 142 für die obere Empfindlichkeitsschwelle sowie einen Detektor 143 für die mittlere Empfindlichkeitsschwelle. Diese können entsprechend aus drei Vergleichsschaltungen mit entsprechenden niedrigen, hohen und mittleren festen Bezugsspannungen ausgeführt sein. Die Baugruppen 140-143 sind nach Fig. 10 beschaltet. Im Betrieb erzeugen die Detektoren 141-143 Ausgangssignale, welche die Größe des reflektierten Lichtstrahls 15 anzeigen. Diese Signale werden vom Mikroprozessor 73 über die Eingabe- Ausgabedatensammelschiene 74 abgetastet. Der Prozessor 73 gibt

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in Abhängigkeit davon logische Signale an das optische Dämpfungsglied 12o ab, welches seinen Verstärkungsgrad so einstellt, daß seine Ausgangssignale von einer bestimmten Größe sind.

Die Einzelheiten des digitalen Phasenmessers 71 werden nun anhand der Fig. 11 und 12 beschrieben. Nach Fig. 11 umfaßt der Phasenmesser 71 vier in Reihe geschaltete dekadische Teiler 150-153. Diese Teiler oder Zähler werden durch ein logisches Signal auf einer Leitung 154 gelöscht und werden getriggert, um mit der Frequenz der Signale auf einer Leitung 155 zu zählen. Die Zählsignale auf der Leitung 155 werden durch die hochfrequenten Taktsignale auf der Leitung 80 erzeugt. Somit zählen die Zähler oder Teiler 150-153 mit einer Frequenz von 2,4 MHz. Eine logische Schaltung 156 steuert wahlweise 2,4 MHz-Signale auf der Leitung 80 zur Leitung 155 in Abhängigkeit von Start- und Stopsignalen auf den Leitungen 157 durch,

Die Start- und Stopsignale werden zusammen mit dem Löschsignal durch eine digitale logische Steuerschaltung 158 erzeugt. Die Schaltung 158 besitzt Eingänge zum gleichzeitigen Empfang des Trägerphaseneingangssignals auf der Leitung 69 und des Bezugsphaseneingangssignals auf der Leitung 72. Die Schaltung 158 besitzt auch Eingänge zur Aufnahme von Befehlen des Mikroprozessors 73 über die Eingabe-Ausgabedatenschiene 74. Diese Befehle geben eine von zwei Betriebsarten der logischen Steuerschaltung 158 an. Sie arbeitet in der Betriebsart einer einfachen Vorwärtsschaltung mit reiner Voreilung und als eine Duo-Schaltung, d.h. als Voreil-Nacheilschaltung. Der Zweck dieser beiden Betriebsarten wird durch die Wellenformen der Fig. 12 angegeben. Sie umfassen ein Signal S72, welches das 400 Hz-Bezugsphasensignal auf der Leitung 72 darstellt. Ferner liegen an

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die Signale S69a und S69b, welche zwei Beispiele des Trägerphasensignals auf der Leitung 69 darstellen. Diese beiden Signale sind asymmetrisch, d.h. ihr Tastverhältnis ist nicht 50 %. Das Signal S69a besitzt ein Tastverhältnis von kleiner als 50 %, während S69b ein Tastverhältnis von größer als 50 % aufweist. Die Signale auf der Leitung 69, welche den reflektierten Lichtstrahl darstellen, sollten idealerweise ein Tastverhältnis von 50 % haben. In der Praxis jedoch weisen diese Signale kein Tastverhältnis von 50 % auf, da sie durch unvorhersagbare Größen wegen der Signalverarbeitung durch den Empfänger 64 und den Frequenzteiler 66 verzerrt, d.h. eingeschrumpft oder gedehnt werden.

Das erfindungsgemäße Gerät führt eine Vorwärts- und eine Duo-Phasenmessung mit den Ist-Signalen S69a und S69b gegenüber den Signalen S72 durch, um die Phasenbeziehung zwischen der idealen Wellenform und den Signalen S72 zu bestimmen. Der Buchstabe A (Fig. 12) stellt die Vorwärtsphasenmessung dar, welche der Phasenmesser 71 durchführt, während der Buchstabe B die Voreil-Nacheilphasenmessung (Duo-Phasenmessung) darstellt, welche der Phasenmesser 71 durchführt. Das Zeichen θ stellt die Phasendifferenz der zu berechnenden idealen Wellenform dar. Aufgrund der Werte von A und B berechnet der Mikroprozessor 73 θ durch die Gleichung:

+ B ic
2 2

In dieser Gleichung stellt das erste Glied die Phase der Mitte des empfangenen Ist-Signals dar, und das zweite Glied stellt eine Phasenverschiebung vom Mittelpunkt zur Kante eines empfangenen Idealsignals dar. Somit kompensiert das erfindungsgemäße Gerät die Feh-

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- 30 - 291909a

ler der Phasenmessung, die sich aufgrund der Unsymmetrie der Signale auf der Leitung 69 ergeben.

Der Meßgenauigkeit- oder Auflösungsgrad der Entfernung hängt von der Wellenlänge der Modulationsfrequenzen f1-f3, von der Frequenz des Bezugsphasensignals auf der Leitung 72 sowie der Frequenz der hochfrequenten Taktsignale auf der Leitung 80 ab. Da vor allem die Signale auf der Leitung 72 480 Hz und die Signale auf der Leitung 80 2,4 MHz haben, addieren die Zähler 150-153 eine Gesamtsumme von 5000 Zählschritten für eine Periode der Signale auf der Leitung 72. Und eine Periode eines Signals auf der Leitung 72 stellt eine Wellenlänge der Modulationsfrequenz dar.

Wenn z.B. die Modulationsfrequenz f2 ist, ist die entsprechende Wellenlänge 10 m, und die Auflösung der Entfernung 16a ist 10 m dividiert durch 2, nochmals dividiert durch 5000 Zählschritte, was 0,001 m pro Zählschritt ergibt. Wenn dann eine Modulationsfrequenz von f1 ausgesandt wird, der eine Modulationsfrequenz f2 folgt, ist die entsprechende Differenz 75 kHz, wie vorstehend erwähnt wurde. Ein Signal von 75 kHz hat eine Wellenlänge von 4000 m. Damit ist die entsprechende Auflösung dieser Entfernung 16a 4000 m dividiert durch 2, nochmals dividiert durch 5000 Zählschritte, was einer Größe von 0,4 m pro Zählschritt entspricht. In gleicher Weise hat die vorstehend beschriebene Differenzfrequenz von 1,5 MHz eine Wellenlänge von 200 m. Die Auflösung der Entfernung 16a beträgt 200 m dividiert durch 2, nochmals dividiert durch 5000 Zählschritte, was 0,02 m pro Zählschritt ergibt.

Die vorstehenden Meßgenauigkeiten von 0,001 m pro Zählschritt,

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0,02 m pro Zählschritt und 0,4 m pro Zählschritt unterscheiden sich voneinander durch den Faktor 20. Damit kann der Mikroprozessor 73 bequem eine Differenzfrequenz von 75 kHz verwenden, um die Tausenderund Hunderter-Stellen einer unbekannten Entfernung zu ermitteln, die Differenzfrequenz von 1,5 MHz, um die Zehner-und Einerstellen einer unbekannten Entfernung und die Frequenz von 2,979 MHz verwenden, um

-1 -2 -3

die Stellenzahlen für 10 ,10 und 10 einer unbekannten Entfernung festzulegen.

Fig. 13 zeigt einen detaillierten Querschnitt des auf einem Theodoliten montierten Teils des erfindungsgemäßen Gerätes. Es umfaßt den Senderichtkopf 20, den Empfangsrichtkopf 21 sowie die Theodolitenarmatur 22. In diesen Baugruppen sind insgesamt drei Sichtlinien vorgesehen. Die Sichtlinie für den ausgesandten Lichtstrahl 13 beginnt bei der lichtemittierenden Diode 112, geht dann über einen Spiegel 161 durch eine Linse 20. Die Sichtlinie für den empfangenen Lichtstrahl 15 beginnt bei einer Linse 163, läuft zur Irisblende 120 und einem Spiegel 164 und von dort zu einer Avalanche-Diode 121. Ein Antriebsmotor 165 verstellt mechanisch den Verschluß oder die Irisblende 120, um ihre öffnung zu steuern. Fig. 14 zeigt die Einzelheiten dieses Verschlusses.

Die Sichtlinie für den Kalibrier- oder Eichlichtstrahl 82 beginnt bei der lichtemittierenden Diode 112 und läuft über eine Kollimationslinse zu einem Prisma 166. Dort wird die Sichtlinie rechtwinklig auf zwei Dreiecksprismen 167 abgelenkt. Dann läuft die Sichtlinie von den Prismen 167 durch ein Loch in einem Spiegel zur Avalanche-Diode 121. Ein zweiter Antriebsmotor 168 ist mechanisch, mit der lichtundurchlässigen Scheibe 115 verbunden. Im

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Betrieb stellt der Motor 168 die Scheibe 115 so, daß entweder die Sichtlinie des Lichtstrahls 13 oder die des Lichtstrahls 82 verdeckt wird, wodurch die entsprechende Betriebsart gewählt wird.

Durch die Spiegel 161 und 164 werden die Sichtlinien für die Lichtstrahlen 13 und 15 geknickt. Damit ist die Brennweite der Linsen 162 und 163 etwa das Doppelte des Abstandes zwischen der Linse und ihrem entsprechenden Spiegel. Dies gestattet eine verhältnismäßig kurze Baulänge des Senderichtkopfes 20 und des Empfangsrichtkopfes 21, wobei sich gleichzeitig die Fächer oder Räume 169 und 170 zur Unterbringung eines Teils der vorstehend beschriebenen elektronischen Schaltungen ergeben. Beispielsweise bietet das Fach 169 Raum für den Steuerverstärker 111 der lichtemittierenden Diode und eines Teils des Neigungsmesser 81, während das Fach 170 Raum zur Unterbringung der Verstärker 122 und 123 bietet. Außerdem ist die Gesamtlänge des Senderichtkopfes 20 und des Empfangsrichtkopfes 21 kurz genug, damit die gesamte Baugruppe mit dem Theodolitenfernrohr durchgeschlagen werden kann.

Weitere Einzelheiten der Irisblende 120 sind in Fig. 14 gezeigt. Die Irisblende oder der Verschluß 120 umfaßt zwei lichtundurchlässige Teile 180a und 180b mit Schlitzen 181a und 181b. Diese Teile sind im Richtkopf 21 so angeordnet, daß die Schlitze 181a und 181b miteinander fluchten und eine öffnung bilden, die zur Sichtlinie des Lichtstrahls 15 zentriert ist. Die Teile 180a und 180b besitzen auch Schwenkarme 182a und 182b. Diese Arme sind miteinander an einer gemeinsamen Achse 183 verbunden. Zwei Verbindungsstangen 184a und 184b kuppeln die Schwenkarme mit Vorgelegen 185a und 185b. Das Vorgelege 185a wird vom Motor 165 angetrieben, welcher

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die Teile 18Oa und 18Ob bewegt, um dadurch die Größe der Öffnung der Schlitze 181a und 181b zu verstellen. Auf diese Weise kann die Fläche der öffnung und der entsprechende "Verstärkungsgrad" der Empfängeroptik um etwa 80 db verstellt werden.

Fig. 15 zeigt die Details des Neigungsmessers 81. Der Neigungsmesser 81 besteht aus einem Winkelwertwandler 191, einem Stromwandler 192 sowie einem Doppelgradienten-Analog-Digitalumsetzer 193. Die Baugruppen 191-193 sind in Reihe geschaltet (Fig. 15). Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Winkelwertwandler 191 ein Beschleunigungsmesser. Im.allgemeinen zeigt das Ausgangssignal des Beschleunigungsmesser die Beschleunigung an. Beim erfindungsgemäßen Gerät jedoch wird der Beschleunigungsmesser mit anderen Kreisen zusammengeschaltet, um den Winkel des Beschleunigungsmesser gegenüber der waagrechten Achse zu messen. Vorzugsweise wird ein Sundstrand Q-Flex-Eeschleunigungsmesser verwendet. Speziell dieser Beschleunigungsmesser gibt einen Ausgangsstrom I ab, der wie folgt ausgedrückt werden kann:

I = K₀ + K₁ sin (f + Q₁) , worin

/^+Θ1 * ^θ
ist.

Für das erfindungsgemäße Gerät gilt, daß sich die Glieder K_Q und K.. mit der Temperatur, der örtlichen Schwerkraft, und den Fertigungs- und Bautoleranzen für die einzelnen Baugruppen ändern. Das ^: Glied θ₁ stellt einen Versetzungswinkel· des Beschieunigungsmessers gegenüber dem Horizont dar. Dieser Winkel liegt normalerweise zwi-

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sehen +1 und -1 Grad.

Beim erfindungsgemäßen Gerät werden die Glieder K , K₁ und Θ.. durch ein Eichverfahren in der Praxis bestimmt. Diese Eichung oder Kalibrierung erfolgt durch Einstellen des Theodolitenfernrohrs auf drei bekannte Winkel sowie Einstellen entsprechender Schalter auf dem Steuerpult nach der vorstehenden Beschreibung. In Abhängigkeit davon tastet der Mikroprozessor 73 die vom Neigungsmesser 81 über die Ausgangssammelschiene 74 erzeugte Digitalspannung ab. Diese Spannungen dienen dann dazu, die Konstanten zu berechnen, die im Speicher des Mikroprozessors gespeichert werden. Durch dieses praktische Eichverfahren werden Fehler vermieden, die in den Neigungsmesser infolge von Temperaturschwankungen, Schwankungen der örtlichen Schwerkraft und Toleranzen bei den einzelnen Bauteilen eingeführt werden können.

Außerdem ist die Auflösung des erfindungsgemäßen Neigungsmessers äußerst genau. Dies beruht teilweise auf der Tatsache, daß die Auflösung des AusgangsStroms I des Beschleunigungsmessers im Größenbereich von ,ug liegt und, daß seine Linearität in der Größenordnung von .ug χ 1 Mal 10 liegt. Weiter wird diese Auflösung durch einen Doppelgradientenanalog-Digitalumsetzer 193 mit vier dreiviertel Stellen erhalten. D.h., die volle Skalenbreite des Umsetzers 193 beträgt 40.000 Zählschritte, welche hinreichend die Auflösung des Stroms I erhalten, wobei sie von einer analogen in eine digitale Form umgesetzt werden. Das digitale Ausgangssignal des Umsetzers 193 liegt an der Eingabe-Ausgabesammelschiene 74 an, von wo es vom Mikroprozessor 73 abgegriffen und verarbeitet wird, um die waagrechte Entfernung 16c und den Senkrechtabstand 16d zu berech-

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Außer den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen sind noch weitere möglich, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

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Claims

Patentanwälte

Dipl. Ing. H. Hauck Dipl. Phys. W. Schmitz 291909R Dipl. Ing. E. Graalfg t-^ l OV^q _Dipi. |_ng, vv. Wehnert Dipl. Phys. W. Carstens Dr.-Ing. W. Döring

Mozartstraße 23 Cubic Western Data 80oo München 2

Kearney Mesa Road 8. Mai 1979

San Diego, Calif.92111, USA Anwaltsakte M-4922

Elektro-optischer Entfernungsmesser

Patentansprüche

Gerät zur elektro-optischen Messung von Entfernungen zwischen dem Gerät und einem entfernten Ziel, dadurch gekennzeichnet, daß es folgende Baugruppen umfaßt: eine erste elektronische Einrichtung (61,62) zur Erzeugung elektrischer Modulationssi-

ersten
gnale mit einer (f1), zweiten (f2) und dritten (f3) wählbaren Frequenz sowie zur Erzeugung (63) eines Lichtstrahls (13), der durch die Modulationssignale (f1,f2,f3) amplitudenmoduliert ist, ferner eine optische Vorrichtung (20) zum Aussenden des amplitudenmodulierten Lichtstrahls (13) zum Ziel (14) sowie zum Empfang (21) des reflektierten Lichtstrahls (15) vom Ziel (14), eine zweite mit der optischen Einrichtung (21) verbundene elektronische Einrichtung (64,65) zur Umsetzung der Reflexionen

(15) in elektrische Signale für diese Reflexionen (15), weiter eine dritte an die erste (61,62) und zweite (64,65) elektroni-

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sehe Einrichtung gekoppelte elektronische Einrichtung (71) zum Berechnen der Phase zwischen den Modulationssignalen der ersten (f1), zweiten (f2) und dritten (f3) wählbaren Frequenz sowie eine vierte an die dritte elektronische Einrichtung (71) angeschlossene elektronische Einrichtung (73) zum Berechnen der höchsten Stellen der Entfernung L aufgrund der Beziehung L = λ (Θ1 - Θ2), wenn (Θ1 - Θ2) positiv ist und L = D12, wenn (1 + Θ1 - Θ2) negativ ist sowie zur Berechnung der übrigen Stellen der Entfernung L auf den Beziehungen L = Ad23 (Θ2 - Θ3), wenn (Θ2 - Θ3) positiv ist und L = AD23 (1 + Θ2 - Θ3), wenn (Θ2 - Θ3) negativ ist und L = λ-2 (Θ2) , worin /ID12 und ÄD23 die Wellenlängen hypothetischer Lichtstrahlen sind, deren Amplitude mit der Differenz zwischen der ersten und zweiten wählbaren Frequenz (f1 - f2) und der zweiten und dritten (f2 - f3) wählbaren Frequenz moduliert ist.
2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (f1), zweite (f2) und dritte (f3) wählbare Frequenz erheblich größer ist als die Differenz zwischen der ersten und zweiten wählbaren Frequenz (f1 - f2) und auch größer ist als die Differenz zwischen der zweiten und dritten wählbaren Frequenz (f2 - f3) .
3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte elektronische Einrichtung (71) eine Vorrichtung (158) umfaßt, um sowohl die Vorwärtsvoreilphasenwinkel als auch die Voreil-Nacheilphasenwinkel zwischen den Modulationssignalen (f1,f2,f3)_ und den Signalen für die Reflexionen (15) zu berechnen.

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4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte elektronische Einrichtung (73) eine Vorrichtung (81) umfaßt, um die verzerrungskompensierten Phasenwinkel θ aufgrund des

Ausdruckes θ = —~ \ ^zu berechnen, worin A der Vorwärts-

vorei!phasenwinkel und B der Voreil-Nachei!phasenwinkel ist.
5. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es eine fünfte elektronische Einrichtung mit einem Beschleunigungsmesser (191) besitzt, dessen analoger Ausgangsstrom I den Winkel des Beschleunigungsmessers (191) mit dem Horizont darstellt sowie dadurch, daß ein Eingang eines Analog-Digitalumsetzers (193) an den Beschleunigungsmesser (191) geführt ist sowie dadurch, daß ein Ausgang an die vierte elektronische Einrichtung (73) gekoppelt ist, um den Strom I in eine ihn darstellende Digitalzahl umzusetzen.
6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der analoge Ausgangsstrom I Glieder für Versetzungsfehler (K ,κ,,,θ..) enthält, und dadurch, daß die vierte elektronische Einrichtung (73) eine Vorrichtung zum Empfang von Signalen umfaßt, welche anzeigt, daß sich der Beschleunigungsmesser (191) in bestimmten Winkelstellungen befindet, ferner dadurch, daß eine Vorrichtung (81,74) die Digitalzahlen vom Analog-Digitalumsetzer (193) abgreift und schließlich dadurch, daß eine Vorrichtung (43,42) die Versetzungsfehler in Abhängigkeit vom Abgriff der Digitalzahlen kompensiert.
7. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte elektronische Einrichtung (73) aus einem Mikroprozessor besteht,

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welcher die Modulationsfrequenzen (f1,f2,f3) wählt, die Entfernung L berechnet und auch die Horizontalentfernung (16c) und
den senkrechten Abstand (16d) zum Ziel (14) berechnet.
8. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die optische Einrichtung (20,21) fest an einem Teleskop (24) montierbar ist, so daß das Teleskop (24) mit der an ihm angebrachten optischen Einrichtung (20,21) durchschlagbar ist.
9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die optische Einrichtung (20,21) einen Senderichtkopf (20) mit quer versetzter Optik besitzt, die eine Linse (161) umfaßt, um den Lichtstrahl (13) scharf auf das Ziel (14) einzustellen, ferner dadurch, daß eine Lichtquelle (112) nahe der Linse (162) angeordnet ist, um den modulierten Lichtstrahl (13) zu erzeugen und
schließlich dadurch, daß ein Spiegel (161) in einer Entfernung von etwa einer halben Brennweite von der Linse (162) angeordnet ist, um den Lichtstrahl (13) der Lichtquelle (112) auf die Linse (162) zu lenken.
10.Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die optische Einrichtung (20,21) einen irisblendenförmigen Verschluß (120)
mit einer öffnung umfaßt, durch welche der Reflexionsstrahl (15) hindurchläuft sowie dadurch, daß die öffnungsfläche in Abhängigkeit von digitalen Steuersignalen eingestellt (165) wird.

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