DE2905782C2

DE2905782C2 - Anordnung zur verlustfreien Begrenzung der Abschaltüberspannung von Hochvoltschalttransistorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz

Info

Publication number: DE2905782C2
Application number: DE19792905782
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Prof. Dipl.-Ing. 6072 Dreieich Rona
Original assignee: Individual
Current assignee: Manroland AG
Priority date: 1979-02-15
Filing date: 1979-02-15
Publication date: 1983-03-17
Also published as: DE2905782A1

Description

Hochvoltschalttransistorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz und mit folglich extrem kurzen Schaltzeiten, die (siehe A b b. 1 oder 2) als elektronischer Schalter Tim leitenden Zustand den Stromkreis von einer durch einen Kondensator gepufferten Speisegleichspannung zu einer Last freigeben, während im gesperrten Zustand von T der Laststrom über eine lastseitige Freilaufdiode Fweiterfließen kann, sind bei hoher Betriebsgleichspannung von 500 V und mehr am Pufferkondensator C_p sowie bei großem Laststrom durch die periodisch wiederkehrende Abschaitüberspannung gefährdet, die bekanntlich bei jedem Ausschaltvorgang von T durch die schnelle Stromänderung in den unvermeidbaren parasitären Induktivitäten des Pulsstromkreises entsteht und die der elektronische Schalter Tzusätzlich zur vorerwähnten Betriebsgleichspannung muß sperren können.

Um die genannte Gefährdung des elektrischen Halbleiterschalters T infolge überhöhter Sperrbeanspruchung auszuschiießen und dessen gegebene Sperrfähigkeit allein durch die Betriebsgleichspannung voll ausnutzen zu können, ist eine besondere Anordnung zur Begrenzung der Abschaltüberspannung nötig, die optimal folgende Forderungen erfüllen sollte: 1) Verlustfreie Arbeitsweise, 2) sehr niedrige Abschaitüberspannung, welche die Betriebsgleichspannung nur etwa 5% oder weniger übersteigt, 3) Einsatzpunkt der Spannungsbegrenzung unterhalb der Betriebsgleichspannung, 4) minimaler Aufwand, preiswert.

Die bisher bekanntgewordenen Lösungen (Avalanche-Diode oder Kondensator mit Entladewiderstand und Sperrdiode parallel zu den Schaltungspunkten 2 und 3 bzw. Ersatz des Kondensatorentladewiderstandes durch ein relativ aufwendiges Rückspeisenetzwerk und andere Vorschläge) sind von der oben definierten idealen Begrenzerschaltung mehr oder weniger weit entfernt.

Dagegen erfüllt die nachstehend beschriebene erfindungsgemäße Anordnung, von der die Abb. 1 und 2 je eine Variante zeigen, alle oben gestellten Forderungen. Der Sachverhalt der von A b b. 1 gezeigten Variante ist in den Ansprüchen 1 und 2, jener von A b b. 2 in den Ansprüchen 3 und 4 wiedergegeben.

Gemäß A b b. 1 und Anspruch I dient als Begrenzernetzwerk der Abschaltüberspannung an Tein Parallelschwingkreis aus einem Kondensator C und einer Induktivität L wobei der eine Schaltungspunkt des Parallelschwingkreises mit dem nicht von Tgeschalteten Pol des Pufferkondensators C_p verbunden ist, während der andere Sehaltungspunkt des Parallel· Schwingkreises über eine Diode D₁ mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, wobei die Durchlaßrichtung von D\ so gewählt ist, daß der Parallelschwingkreis bei leitendem T frei von der Betriebsgleichspannung am Pufferkondensator Qbleibt. Falls zwischen den beiden erwähnten Hauptanschlüssen von T und F eine zusätzliche

Induktivität zur Begrenzung der Steilheit des Stromanstieges beim Einschalten von T liegt, wird nach Anspruch 2 der Schaltungspunkt des Parallelschwingkreises, welcher Ober eine Diode Di mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, über eine weitere Diode D₃ gleicher Durchlaßrichtung wie bei Di direkt mit dem zu Thin gelegenen Hauptanschluß von Fverbunden.

Gemäß A b b. 2 und Anspruch 3 dient als Begrenzernetzwerk der Abschaltüberspannung an Tem über den Pufferkondensator C_p geschlossener Parallelschwingkreis aus einem Kondensator Cund einer Induktivität L, indem der eine Anschluß des Kondensators C mit dem zum Pufferkondensator C_p hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, während der andere Anschluß von deinerseits über die Induktivität L an den nicht von Tgeschalteten Pol des Pufferkondensators C_p und andererseits über eine Diode D\ an den zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T geführt ist, wobei die Durchlaßrichtung von D, so gewählt ist, daß der auf die Betriebsgleichspannung von Cp aufgeladene Kondensator C sich bei leitendem Schalter T nicht über T entladen kann. Falls z'.'ischen den beiden erwähnten Hauptanschlüssen von T und F eine zusätzliche Induktivität zur Begrenzung der Steilheit des Stromanstieges beim Einschalten von T liegt, wird nach Anspruch 4 der Verbindungspunkt von C und L, welcher über eine Diode D\ mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, über eine weitere Diode Dt gleicher Durchlaßrichtung wie bei D\ direkt mit dem zu Thin gelegenen Hauptanschluß von Fverbunden.

Die Wirkungsweise der in den A b b. 1 und 2 gezeigten Anordnungen ist im Prinzip gleich: Der Kondensator C begrenzt (über Di) die Abschaltüberspannung und nimmt dabei Ladung auf. Diese zusätzliche Ladung schwingt durch die Wirkung der Induktivität L bis zum nächsten Abschaltvorgang um, wobei der Umschwingstrom bei entsprechender Bemessung von L nach einer Sinushalbwelle verlaufen kann. Bei der Anordnung nach A b b. 1 schwankt dabei die Spannung am Kondensator C zwischen einem kleinen positiven Wert (Klemme 6 plus, Klemme 7 minus) nach dem Abschaltvorgang und einem kleinen negativen Wert (Klemme 6 minus, Klemme 7 plus) vor Beginn des nächsten Abschaltvorganges. Bei der Anordnung nach

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40 Abb.2 ist die Spannung an Cnach dem Abschaltvorgang geringfügig größer, vor Beginn des nächsten Abschaltvorganges geringfügig kleiner als die Betriebsgleichspannung am Pufferkondensator C₉. Beide Varianten haben also gemeinsam, daß der Einsatzpunkt der Spannungsbegrenzung unterhalb der Betriebsgleichspannung an C_p liegt; ein wichtiger Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung.

Die von der Begrenzerschaltung beim Abschaltvorgang aufgenommene Energie wird wieder zurückgespeist: Bei A b b. 2 während der Umschwingung in die Gleichquelle, bei A b b. 1 beim nächsten Abschaltvorgang zur Lastseite. Der Aufwand hierfür ist minimal, wobei die Anordnung nach A b b. 1 besonders preiswert ist, weil der Kondensator C frei von der Betriebsgleichspannung an Cp bleibt. Dem Vorteil eines kleineren Kondensators C steht bei der Variante nach A b b. 1 jedoch gegenüber, daß die parasitäre Induktivität zwischen den Schaltungspunkten 2, 1, ti von der Begrenzeranordnung nicht mit erfaßt wird.

Der oben erwähnte Umschwingstrom des erfindungsgemäßen LC-Parallelschwingkreises k^nn sich jedoch nur dann wie beschrieben ungestört ausbilden, wenn vor dem Polaritätswechsel der Spannung an L der elektronische Schalter T wieder leitend gesteuert ist, also das Tastverhältnis etwa 0,5 oder größer ist. Bei kleinerem Tastverhältnis geht der Umschwingstrom vorübergehend in einen Freilauf über D2 und die lastseitige Freilaufdiode F, bis T wieder leitet; danach setzt sich die Schwingung fort.

Die Ankopplung des LC-Parallelschwfngkreises an den Pulskreis durch zwei Dioden (Di, Eh) ist nach den Ansprüchen 2 und 4 angebracht, wenn zwischen den Schaltungspunkten 3 und 4 eine zusätzliche Induktivität zur Begrenzung der Steilheit des Stromanstieges beim Einschalten von T liegt Trotzdem bleibt es natürlich unbenommen, auf eine der Dioden D], Di zu verzichten. Auch kann die Ankopplung anstelle der Dioden D], Di mit einem Thyristor geschehen, der während der Begrenzerphase leitend gesteuert wird.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Anordnung ist natürlich nicht von der Art des Halbleiterschalters 7 abhängig. Sie arbeitet vielmehr wie beschrieben auch in Verbindung mit anderen elektronischen Halbleiterschaltern, ζ. B. MOS-FET oder GTC-Thyristor.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur verlustfreien Begrenzung der Abschaltüberspannung von Hochvoltschalttransistorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz, die als elektronischer Schalter Tim leitenden Zustand den Stromkreis von einer durch einen Kondensator gepufferten Speisegleichspannung zu einer Last freigeben, während im gesperrten Zustand von 7*der ι ο Laststrom über eine lastseitige Freilaufdiode F weiterfließen kann, dadurch gekennzeichnet, daß als Begrenzernetzwerk der Abschaltüberspannung an T ein Parallelschwingkreis aus einem Kondensator Cund einer Induktivität L dient, wobei der eine Schaltungspunkt des Parallelschwingkreises mit dem nicht von T geschalteten Pol des Pufferkondensators C₉ verbunden ist, während der andere Schaltungspunkt des Parallelschwingkreises über eine Diode D\ mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, wobei die Durchlaßrichtung von D\ so gewählt ist, daß der Parallelschwingkreis bei leitendem T frei von der Betriebsgleichspannung am Pufferkondensator Cp bleibt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungtpunkt des Parallelschwingkreises, welcher über eine Diode D\ mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, über eine weitere Diode Eh gleicher Durchlaßrichtung wie bei D\ direkt mit dem zu Thin gelegnen Hauptanschluß von Fverbunden wird, wobei zwischen den beiden erwähnten Hauptanschlüssen von T und F eine zusätzliche Induktivität zur Begrenzung -ier Steilheit des J5 Stromanstieges beim Einschalten von Tliegt.

3. Anordnung zur verlustfreien Begrenzung der Abschaltüberspannung von Hochvoltschalttransistorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz, die als elektronischer Schalter Tim leitenden Zustand den Stromkreis von einer durch einen Kondensator gepufferten Speisegleichspannung zu einer Last freigeben, während im gesperrten Zustand von Tder Laststrom über eine lastseitige Freilaufdiode F weiterfließen kann, dadurch gekennzeichnet, daß als Begrenzernetzwerk der Abschaltüberspannung an T ein über den Pufferkondensator C₉ geschlossener Parallelschwingkreis aus einem Kondensator Cund einer Induktivität L dient, indem der eine Anschluß des Kondensators C mit dem zum Pufferkondensator Cp hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, während der andere Anschluß von C einerseits über die Induktivität L an den nicht von T geschalteten Pol des Pufferkondensators C_p und andererseits über eine Diode D\ an den zur Freilaufdiode Fhin gelegenen Hauptanschluß von T geführt ist, wobei die Durchlaßrichtung von D\ so gewählt ist, daß der auf die Betriebsgleichspannung von Cp aufgeladene Kondensator C sich bei leitendem Schalter Tnicht über Tentladen kann.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt von C und L, welcher über eine Diode D\ mit dem zur Freilaufdiode F hin gelegenen Hauptanschluß von T verbunden ist, über eine weitere Diode Eh gleicher Durchlaßrichtung wie bei D\ direkt mit dem zu Thin gelegenen Hauptanschluß von F verbunden wird, wobei zwischen den beiden erwähnten Hauptanschlüssen von Tund Feine zusätzliche Induktivität zur Begrenzung der Steilheit des Stromanstieges beim Einschalten von Diegt.

5. Anordnung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß für den elektronischen Schalter T anstelle eines Hochvoltschalttransistors ein MOS-FET oder GTO-Thyristor Anwendung findet.