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Längenmesse inrichtung
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Längenmesseinrichtung, bestehend
aus zwei Kondensatoren und elektronischen Mitteln, um eine einer längsverschiebung
genau proportionale Anzeige spannung zu erreichen.
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Bekannte Längenmesseinrichtungen auf kapazitiver Basis können in zwei
Kategorien unterteilt werden. Erstens in Längenmesseinrichtungen, deren Messwertgeber
aus einem variablen Kondensator bestehen. Solche Messwertgeber sind im Aufbau eehr
einfach, dafür aber auf Aenderungen des Dielektrikums
sehr empfindlich.
Zweitens in isängenmesseinrichtungen, deren Messwertgeber aus einem Differentialkondensator
bestehen und so von Aenderungen des Dielektrikums unabhängig sind. Mit Messwertgebern
der zweiten Art werden auch Kompensa:ionsmessverfahren möglich, welche Messgenauigkeit
und Unempfindlichkeit auf äussere Einflüsse bedeutend erhöhen. Bei einem bekannten
Verfahren(DT-IG 2218824) werden die Geberwechselspannungen an zwei Elektroden eines
Differentialkondensators so variiert, dass die auf der dritten, gemeinsamen Elektrode
erregte Spannung zu Null wird. Daraus ergibt sich ein lineares Verhältnis zwischen
Geberspannungen und Verschiebung.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einer Längenmesseinrichtung
die konstruktiven Vorteile des einfachen kapazitiven Systeme mit den messtechnischen
Vorteilen des differentiellen kapazitiven Systems zu verbinden, Diese Aufgabe wird
erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass seinerseits ein Nesekondensator, dessen Kapazität
durch die zu messende Verschiebung linear verändert wird, an eine Referenzwecheelepannung
angeschlossen ist, und anderseits ein Referenzkondensator mit gleichem Dielektrikum
an eine Wechseispannung gleicher Frequenz und entgegengesetzter Phase, Messwechselspannung
genannt, angeschlossen iet, und dass die Amplitude der
Measwechselspannung
sich durch elektronische Mittel so variieren lässt, dass die auf einer, beiden Kondensatoren
gemeinsamen, Elektrode induzierte Wechselspannung zu Null wird.
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Der Vorteil dieser Massnahmen liegt darin, dass der Messwertgeber
einer erfindungsgemässen Längenmesseinrichtung wesentlich kleiner ausfällt als bei
einer differentiellen kapazitiven Anordnung. Dies ist besonders dann der Fall, wenn
die Kapazitätsänderung des Messkondensators durch einen zwischen beiden Elektroden
eingeschobenen geerdeten Schirm bewirkt wird. Eine solche Anordnung ist bei einem
erfindungsgemässen Messwertgeber sehr günstig, da sie auf Führungsfehler relativ
unempfindlich reagiert, und auch für die elektrischen Anschlüsse von Vorteil ist.
Dem gegenüber weist ein differentieller kapazitiver Messwertgeber bekannter Bauart
einen komplizierteren Aufbau auf, da hier die Peldlinien an zwei Stellen, statt
einer, durschnitten werden mllseen, Hinzu kommt, dass bei einem erfindungsgemässen
Messwertgeber der zweckmässig eingebaute Vorverstärker sehr einfach und damit sehr
klein gehalten werden kann, weil er ja nur als Impedanzwandler dient, um ein von
Null abweichendes Signal zur übrigen Elektronik weiterzuleiten.
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Somit hat auch die Eingangskapazität dieses Vorverstärkers
keinen
nennenswerten Einfluss auf die Mess- und Referenzkapazitäten, sodass für letztere
sehr kleine Werte, von weniger als einem Picofarad, möglich werden.
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Sn AusfUhrungebeispiel der erfindungsgemässen ISngenmesseinrichtung
ist in den Fig. 1 bis 3 dargestellt. Es zeigt: Fig. 1 den schematischen im Schnitt
gezeichneten Aufbau eines Messwertaufnehmers Fig. 2 das prinzipielle Schema einer
Auswerteelektronik Fig. 3 die zeitlichen Spannungsverläufe in dem elektronischen
Teil gemäss Fig. 2 Wie in Fig. 1 gezeigt, bilden die zylinderförmigen Elektroden
; und 9 einen Meßskondensator Cm und die ebenfalls zylinderförmigen Elektroden g
und 2 einen Referenzkondensator Cr.
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Während der Referenzkondensator r konstant bleibt, wird der Messkondensator
Cm durch die zu messende Verschiebung X linear verändert. Diese Aenderung kann auf
verschiedene Weise erzielt werden, zum Beispiel durch relatives Verschieben der
Elektroden ; und 2, oder, wie es in Fig. 1 dargeetellt ist, durch Einschieben eines
Schirmes 4, entsprechend der zu messenden
Verschiebung X, der somit
eine dieser Verschiebung proportionale Kapazitätsänderung bewirkt. Letztere Methode
hat zwei Vorteile: erstens ist der so gebaute Messwertaufnehmer auf Führungsfehler
des Schirmes weitgehend unempfindlich, dies vor allem bei einem zylindrischen Aufbau
wie in Fig. 1 gezeigt, und zweitens sind die elektrischen Anschlüsse an die Elektroden
1, 2 und 2 fest, während der Schirm i, als einziger beneglicher Teil, durch Kontakt
oder bewegliche Leitung a auf unkritischem Nullpotential sein muss, wobei die bewegliche
Leitung z..
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eine RUckstellfeder eein kann.
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Die Elektrode 1 wird durch eine konstante Wechselspannung -Lv, Referenzwechselspannung
genannt, und die Elektrode 2 durch eine veränderbare Wechselspannung vm, Messwechselspannung
genannt, erregt, Dabei wird die Messwechselspannung i durch unten beschriebene elektronische
Mittel eo variiert, dass die auf der gemeinsamen Elektrode 2 induzierte Wechselspannung
v zu Null wird. In diesem Fall ist die Summe der von der Elektrode 2 fliessenden
kapazitiven Ströme gleich Null, also: cm cr sodass bei Wechselspannungen gleicher
Art und Frequenz geschrieben werden kann t
vr .cm + vm .cr = 0
Cm oder vm = - Vr r Dadurch steht vm in einem linearen Verhältnis zur Verschiebung
X, weil ja die Messkapazität Cm der Verschiebung X proportional ist. Ausserdem haben
Aenderungen der dielektrischen Konstante keinen Einfluss, sofert Cm und Cr dasselbe
Dielektrikum, z.B.
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Luft, aufweisen.
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Mit der beschriebenen Anordnung der Elektroden ergibt sich auch die
Möglichkeit, auf einfache Art die Empfindlichkeit des Messwertaufnehmers zu eichen,
indem man die Referenzkapazität Cr z.B. mittels einer Einstellschraube 6 abgleicht
und damit das Verhältnis der Spannungsänderung zur Längenänderung verändert.
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Diee ergibt die Möglichkeit, verschiedene Messwertaufnehmer abwechslungsweise
auf eine gemeinsame elektronische Auswerteeinheit zu schalten ohne Jedesmal nachzueichen.
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Um eine einwandfreie Arbeitsweise einer Zrfindunesgemässen Längenmesseinrichtung
zu sichern, muss natUrlich die auf einer gemeinsamen Elektrode induzierte Spannung
vo nur von den durch den Kondensatoren i und Cr wirkenden Spannungen vr und vm
erzeugt
werden. Das heisst, dass die leitung, die vO vom Messwertaufnehmer zur übrigen Elektronik
überträgt, sorgfältig von den Leitungen, die die Erregerspannungen vr und vm führen,
abgeschirmt werden muss. Eine bessere und billigere Lösung besteht darin, im Messwertaufnehmer
einen einfachen Impedanzwandler 10 unterzubringen. Die Ausführung eines solchen
Impedanzwandlers ist bekannt und stellt keine besonderen Probleme, da der Verstärkungsfaktor
hier unkritisch ist. Es können sich dennoch, auch bei kleiner Impedanz nach dem
Impedanzwandler 10 Kopplungen von den Erregerwechselspannungen vr und vm auf die
ausgangsseitige Spannung v0' aus wirken, was bei sinusförmigen Spannungen zu störenden
PhasenverschiebunF1nführt, Sind aber die Erregerspannungen vr und vm Rechteckspannungen,
werden sich die unerwünschten Kopplungen und Verzögerungen als Transienten bemerkbar
machen. Diese Transienten werden von den Flanken der Rechteckwellen erzeugt und
klingen ab, sodass nach einer bestimmten Einschwingzeit ihre störende Wirkung vernachlässigbar
wird. Es genügt also, während dieser Einschwingzeit, die erregte Spannung vO nicht
zu berücksichtigen.
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Dies wird z.B. durch die in Fig. 2 gezeigten Elektronik erreicht.
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Die Spannung vo, des Impedanzwandlers 10 wird an den Eingang
verstärkers
14 gelegt, welcher das Signal auf einen fur die weitere Verarbeitung geigneten Pegel
verstärkt. Dazu sei bemerkt, dass es günstig ist, diesen Eingangsverstärker 14 als
Strom-Spannungswandler auszulegen, und somit die eingangsseitige Impedanz praktisch
auf Null zu reduzieren. So werden auf der Leitung die Transienten unterdrückt und
eine damit verbundene Störung durch eventuelle Rückkopplung durch den Impedanzwandler
10 auf dessen Eingang verhindert.
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Ein Oszillator 11 erzeugt eine Rechteckwelle vosc deren Flanken im
zeitlichen Spannungsdiagram der Fig. 3 die Zeitpunkte tol, t02, t11 und t12 definieren.
Diese Rechteckwelle v08¢ wird durch ein Verzögerungsglied 12 an einen Prequenzteiler
13 gekoppelt, sodass am Ausgang dieses Frequenzteilere, oder "Flip-Flop, eine, gegenüber
Voßc zeitlich leicht verschobene Rechteckwelle halber Frequenz entsteht. Diese Rechteckwelle
wird als Referentwechsel8pannung vr gebraucht, wobei natürlich vorausgesetzt ist,
dass deren Amplitude konstant ist. Diee ist durch die Wahl einer Logik, deren Ausgangepegel
gut deiiniert ist, z,B. bei CMOS, der Fall. Die Mesewechselepannung i wird durch
Hin- und Herschalten zwischen einer, später zu definierenden Messgleichspannung
Vm, und einem konstanten Potential, hier die Masse, erzeugt, Der betreffende elektronische
Umechalter 18,
wird von der Referenzwechselspannung vr gesteuert
und ist so beschaltet, dass die so generierte Messwechselspannung vm gegenüber der
Referenzwechselspannung vr um 1800 phasenverschoben, respektive invertiert ist.
Fig. 9 zeigt die Phasenzusammenhänge zwischen der Oszillatorspannung vosc, und den
beiden Spannungen vr und . Die Flanken der Referenzwechselspannung vr sind durch
die Zeitpunkte too, tlo, t20, dargestellt.
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Die Flanken der Messwechselspannung vm koinzidieren auch annähernd
mit diesen Zeitpunkten. Wären die beiden Wechselspannungen vr und i perfekte, genau
um 1800 phasenverschobene Rechteckspannungen und gäbe es keine Kopplungen, könnte
die auf der gemeinsamen Elektrode 3 (Fig0 1) erhaltene Wechselspannung durch geeignete
regelungstechnische Maßnahmen genau auf Null eingestellt werden. Dann wäre, wie
weiter oben bewiesen wurde, die Messwechselspannung vm, und daher auch die Messgleichspannung
Vm, in einem linearen Verhältnis zu der zu messenden Verschiebung X. Da diese ideale
Bedingungen nicht eingehalten werden können, erscheinen auf der induzierten Wechselspannung
vo Transienten um die Schaltzettpunktt im t20. Um diese Transienten zu unterdrUcken,
wird wischen dem Bingangsverstärker 14 und dem Synchrondemodulator 16 ein TrsneientenunterdrUoker
15 elngoechaltet. Dieser Transientenunterdrcker ist im einfachsten Fall ein elektronischer
Schalter,
der von der Spannung vOSc gesteuert wird, und zwar so,
dass der Schalter unmittelbar vor Erscheinen des Transienten (z.B. t02 in Fig. 3)
bis zu dessen Abklingen auf einen unbedeutenden Wert (tal) gesperrt bleibt. Weil
ja die Spannung osc dank dem Verzögerungsglied 12 gerade vor den Flanken der Spannungen
Vr und Vm den Pegel, der dem gesperrten Zustand entspricht, annmimmt, und ihn genügend
lange behält, wird dem synchronen Demodulator 16 ein von Transiznten befreites Signal
zugeführt. Das hat den Vorteil, dass, genau wie im idealen Fall, das Signal durch
einen Regelteil auf den theoretisch richtigen Nullwert eingestellt wird. In vorliegendem
Beispiel besteht dieser Regelteil aus einem einfachen, dem Demodulator 16 nachgeschalteten
Integrator 17: Weicht das demodulierte Signal von Null ab, so ändert sich stetig
die Ausgangsspannung Vm des Integrators in Funktion der Amplitude und der Polarität
des demodulierten Signals.
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Da die besagte Ausgangsspannung die Messgleichspannung Vm ist, ändert
sich die Messwechaelspannung Vm dementsprechend, und zwar bis die am Eingang des
Integrator9 liegende Spannung Null erreicht. Die so erhaltene Messgleichspannung
steht dann im linearen Verhältnis zur Verschiebung X und ist deshalb als Messgleichapannung
dieser Verschiebung X verwendbar.
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Die Verschiebung X kann nun durch ein an die Messgleichspannung Vm
angelegtes, analoges oder digitales Voltmeter
abgelesen oder aber
weiterverarbeitet werden,