DE2658311C3

DE2658311C3 - Controllable phase shifter

Info

Publication number: DE2658311C3
Application number: DE2658311A
Authority: DE
Inventors: Leopold Albert Somerville N.J. Harwood (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1975-12-29
Filing date: 1976-12-22
Publication date: 1980-02-28
Also published as: JPS5813079B2; JPS5283051A; ZA767602B; HK38784A; AU508569B2; FI64872B; FI64872C; SG20583G; DE2658311B2; FI763681A; SE428080B; ATA978776A; BE849875A; US4051519A; SE7614491L; IT1065186B; AU2086876A; FR2337462B1; NL7614497A; FR2337462A1

Description

Die Erfindung betrifft einen steuerbaren Phasenschieber der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 umrissenen Gattung.The invention relates to a controllable phase shifter the genus outlined in the preamble of claim 1.

In vielen elektrischen Geräten werden Phasenregelschaltungen mit einem Arbeitsbereich benötigt, der vorhersagbar ist und sich im wesentlichen symmetrisch zu einem Referenzwert erstreckt. Die meisten gebräuchlichen Phasenregelschaltungen enthalten typischerweise aus Widerständen und Kapazitäten festen oder veränderbaren Werts (7?C-Glieder) gebildete Phasenschieber mit oder ohne aktive Schaltungselemente, um die Mitte und Größe des Arbeitsbereichs der Phasenregelung festzulegen.In many electrical devices, phase locked circuits are required with an operating range that is is predictable and extends substantially symmetrically with respect to a reference value. Most common Phase locked circuits typically contain fixed resistors and capacitors or variable value (7? C elements) formed phase shifters with or without active circuit elements, to define the center and size of the phase control working area.

Der Arbeitsbereich und die Symmetrieeigenschaften solcher Phasenschieber werden beeinflußt, wenn die Kenngrößen der ohmschen und kapazitiven Elemente vom jeweiligen Nennwert abweichen. Dies ist besonders unangenehm im Falle integrierter Schaltungen, da die tatsächlichen Werte integrierter Widerstände und Kondensatoren um 30 Prozent oder mehr von einem Nennwert abweichen können. Außerdem gehen bei integrierten Schaltungen irgendwelche Abweichungen der auf einem Schaltungsplättchen vereinigten Elemente vom ihrem Nennwert meist alle in die gleiche Richtung (z. B. nach oben oder unten), so daß eine Phasenfehlerakkumulation eintritt, wenn solche Elemente in Kaskade angeordnet sind. Äußere Einstellmittel wie etwa Justierungspotentiometer oder veränderbare Reaktanzschaltungen, mit denen die Eigenschaften der Phasenregelschaltung zur Kompensierung solcher Fehler getrimmt werden können, sind im allgemeinen unerwünscht, da solche Mittel relativ kostspielig sind und für sich einen oder mehrere der in begrenzter Anzahl möglichen Anschlüsse der integrierten Schaltung beanspruchen. Es ist daher günstiger, die Anwendung von ÄC-Netzwerken zu vermeiden, wenn es auf genaue Phasenregelung ankommtThe working range and the symmetry properties of such phase shifters are influenced when the Characteristics of the ohmic and capacitive elements differ from the respective nominal value. This is special uncomfortable in the case of integrated circuits, since the actual values of integrated resistors and Capacitors may vary from nominal value by 30 percent or more. Also go at integrated circuits any deviations in the elements combined on a circuit board from their face value mostly all in the same direction (e.g. up or down), so that one Phase error accumulation occurs when such elements are cascaded. External adjustment means such as adjustment potentiometers or changeable reactance circuits with which the properties The phase-locked circuit can be trimmed to compensate for such errors are generally undesirable as such agents are relatively expensive and in themselves one or more of the limited Claim number of possible connections of the integrated circuit. It is therefore cheaper to use the Avoid using AC networks when precise phase control is important

Ein Phasenschieber der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 beschriebenen Gattung, der ohne veränderbare /?C-Glieder zur Phasenregelung auskommt, ist aus der US-Patentschrift 22 88 740 bekannt Dieser Phasenschieber enthält zwei Röhrenverstärker, von denen der eine ein eingangsseitiges Wechselsignal und der andere eine um 90 Grad phasenverschobene Version dieses Wechselsignals empfängt Mittels einer aus mehreren gekuppelten Potentiometern bestehenden Steuerschaltung sind die Gittervorspannungen und somit die verstärkungsbestimmenden Steilheiten der Verstärkerröhren derart veränderbar, daß sich das Betragsverhältnis der Ausgangssignale der Verstärker variieren läßt, um die Phase des durch Mischung der beiden Ausgangssignale gebildeten resultierenden Ausgangssignals zu steuern.A phase shifter of the type described in the preamble of claim 1, without the changeable /? C elements for phase control is known from US Pat. No. 22 88 740. This phase shifter contains two tube amplifiers, one of which is an input-side alternating signal and the other receives a 90 degree phase shifted version of this alternating signal by means of one of several coupled potentiometers existing control circuit are the grid biases and thus the Gain-determining steepnesses of the amplifier tubes can be changed in such a way that the magnitude ratio The output signals of the amplifier can be varied to adjust the phase of the by mixing the two Output signals formed to control the resulting output signal.

Bei diesem bekannten Phasenschieber ist der Steuerbereich der Ausgangsphase begrenzt auf den Bereich zwischen den Phasen der beiden Verstärkereingangssignale (hier zwischen Null Grad und 90 Grad), und die Mitte des Phasensteuerbereichs ist von vornherein festgelegt (hier bei etwa 45 Grad). Ohne Änderung der relativen Phasenlage der beiden den Verstärkern zugeführten Wechselsignale ist es mit dem bekannten Phasenschieber auch nicht möglich, den Arbeitsbereich einer Phasenregelung symmetrisch zu einem Referenzwert zu machen, der abseits dieser Mitte liegt.In this known phase shifter, the control range of the output phase is limited to Area between the phases of the two amplifier input signals (here between zero degrees and 90 degrees), and the center of the phase control range is fixed in advance (here at about 45 degrees). Without It is with the change in the relative phase position of the two alternating signals fed to the amplifiers known phase shifter also not possible to symmetrically increase the working range of a phase control to make a reference value that is off this middle.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen steuerbaren Phasenschieber der genannten Gattung so auszubilden, daß die Phase des resultierenden Ausgangssignals in einem Bereich gesteuert werden kann, der symmetrisch zu einem Referenzwert liegt, welcher unabhängig von einer speziellen vorgegebenen Phasenbeziehung zwischen dem ersten und dem zweiten Wechselsignal ist. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.The object of the invention is to provide a controllable phase shifter of the type mentioned train that the phase of the resulting output signal can be controlled in a range which is symmetrical with respect to a reference value which is independent of a special predetermined phase relationship is between the first and the second alternating signal. This object is achieved according to the invention solved with the characterizing features of claim 1.

Bei dem erfindungsgemäßen Phasenschieber, der ohne /?C-Netzwerke auskommt, wird mit Hilfe des dritten Wechselsignals die Grenze und somit die Mitte des Steuerbereichs der Ausgangsphase verlegt, ohne daß hierbei die Phasenbeziehung zwischen dem ersten und dem zweiten Wechselsignal betroffen wird. Maß und Richtung der Verlegung hängen davon ab, in welchem Proportionalverhältnis der Betrag des dritten Wechselsignals zum Betrag des zweiten Wechselsignals steht und welche Polarität (gleichphasig oder gegenphasig) das dritte Wechselsignal gegenüber dem zweiten Wechselsignal hatIn the phase shifter according to the invention, which manages without /? C networks, with the aid of the third alternating signal, the limit and thus the center of the control range of the output phase relocated without that this affects the phase relationship between the first and the second alternating signal. Measure and the direction of laying depend on the proportional ratio in which the amount of the third Alternating signal is related to the amount of the second alternating signal and which polarity (in phase or out of phase) the third alternating signal has compared to the second alternating signal

Ein Anwendungsgebiet, bei dem die Vorteile des erfindungsgemäßen Phasenschiebers besonders willkommen sind, ist die Farbtonregelung im Farbartkanal eines Farbfernsehempfängers. Hier kann der Phasenschieber dazu verwendet werden, die zur Demodulation der Farbartsignale im Farbdemodulator gebrauchte Bezugsschwin 'ung in ihrer Phase zu verändern, um den Farbton zu regeln. Diese Bezugsschwingung wird imA field of application in which the advantages of the phase shifter according to the invention are particularly welcome is the hue control in the chrominance channel of a color television receiver. Here the phase shifter can used to demodulate the chrominance signals in the color demodulator To change the phase of the reference oscillation in order to Regulate hue. This reference oscillation is in

so allgemeinen von einem durch die Farbsynchronimpulse synchronisierten spannungsgesteuerten Oszillator abgeleitet, d. h. der Phasenschieber empfängt das erste und das zweite Wechselsignal von diesem Oszillator, um an seinem Ausgang die Bezugsschwingung mit der jeweils gewünschten Phase zu liefern. Mit einem erfindungsgemäß ausgebildeten Phasenschieber läßt sich der hierfür günstigste Phasenregelbereich einstellen, ohne daß dazu die Phase des spannungsgesteuerten Oszillators modifiziert werden müßte. Eine solche Modifizierung würde nämlich andere Funktionen im Farbfernsehempfänger beeinträchtigen oder zunichte machen, so etwa die automatische Frequenz- und Phasenregelung zur Synchronisierung des Oszillators mit dem Farbsynchronimpuls und in vielen Fällen auch die automatische Farbregelung, deren Schaltung ebenfalls Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators mit verwendet so generally derived from a voltage controlled oscillator synchronized by the color sync pulses, d. H. the phase shifter receives the first and second alternating signals from this oscillator in order to to deliver the reference oscillation with the respectively desired phase to its output. With one according to the invention The phase control range which is most favorable for this purpose can be set without having to do so the phase of the voltage controlled oscillator would have to be modified. Such a modification would namely impair or destroy other functions in the color television receiver, such as the automatic frequency and phase control to synchronize the oscillator with the color sync pulse and in many cases also the automatic color control, its switching also output signals of the voltage controlled oscillator is also used

Vorteilhafte Ausgestaltungen und WeiterbildungenAdvantageous refinements and developments

der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. of the invention are characterized in the subclaims.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert, und zwar in Verbindung mit dem Einsatz in einem Farbfernsehempfänger, der ein vorteilhaftes aber nicht ausschließliches Anwendungsgebiet der Erfindung ist.The invention is explained in more detail below using exemplary embodiments with reference to drawings, and in connection with the use in a color television receiver, but not an advantageous one is the exclusive field of application of the invention.

F i g. 1 zeigt teilweise in Blockform und teilweise als Detailschaltbild einen mit der Erfindung ausgestatteten Teil eines Fernsehempfängers;F i g. 1 shows, partly in block form and partly as a detailed circuit diagram, one equipped with the invention Part of a television receiver;

F i g. 2a und 2b sind Zeigerdiagramme zur Veranschaulichung von Betriebszuständen der Ausführungsform nach F i g. 1 für eine erste Gruppe von Eingangssignalbedingungen;F i g. 2a and 2b are vector diagrams for illustrating operating states of the embodiment according to FIG. 1 for a first group of Input signal conditions;

F i g. 3 ist ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung;F i g. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the invention;

Fig.4a und 4b sind Zeigerdiagramme zur Veranschaulichung von Betriebszuständen der Ausführingsform nach F i g. 3 für eine zweite Gruppe von Eingangssignalbedingungen.Figures 4a and 4b are phasor diagrams for illustrative purposes of operating states of the embodiment according to FIG. 3 for a second group of Input signal conditions.

In der Anordnung nach F i g. 1 werden Farbfernsehsignale von einer Antenne 21 aufgefangen und in Fernsehsignal-Verarbeitungsschaltungen 22 in geeigneter Weise verarbeitet, um neben anderen herkömmlichen Signalkomponenten Horizontalsynchronimpulse (Zeilensynchronimpulse) zu erzeugen, die auf Zeilenablenkschaltungen 25 gegeben werden.In the arrangement according to FIG. 1 become color television signals intercepted by an antenna 21 and in television signal processing circuits 22 in a suitable manner Processed in order to, among other conventional signal components, horizontal sync pulses (Line sync pulses) which are applied to line deflection circuits 25.

Die Verarbeitungsschaltungen 22 liefern außerdem an einem Ausgang demodulierte Videosignale, die auf ein Farbart-Bandfilter 27 gekoppelt werden, welches ein Farbsynchronsignal (Burst) und ein für die Farbinformation charakteristisches Signal selektiert. Dieses letztgenannte »Farbartsignal« besteht beispielsweise aus Farbinformationen, die ausgewählten Phasen einer unterdrückten Hilfsträgerwelle als Amplitudenmodulation aufgeprägt sind. Das Farbsynchronsignal und das Farbartsignal werden über eine Eingangsklemme 1 einer farbsigrialverarbeitenden iniegrierten Schaltung 20 einem ersten Farbartverstärker 30 zugeführt.The processing circuits 22 also provide video signals demodulated at an output, which on a chrominance band filter 27 are coupled, which a color sync signal (burst) and one for the color information characteristic signal selected. This last-named "chrominance signal" consists, for example, of Color information, the selected phases of a suppressed subcarrier wave as amplitude modulation are imprinted. The color sync signal and the chrominance signal are transmitted via an input terminal 1 a color signal processing integrated circuit 20 is supplied to a first chrominance intensifier 30.

Die verstärkten Signale vom ersten Farbartverstärker 30 gelangen zu einer Torschaltung 29, o'^e außerdem Tastsignale von der Zeilenablenkeinheit 25 empfängt. Das Tastsignal ist als Folge positiv gerichteter Impulse relativ kurzer Dauer (z. B. von jeweils einem Zeilenaustastintervall) dargestellt, zwischen denen Intervalle längerer Dauer (jeweils entsprechend dem mit der Bildinformation ausgefüllten Teil der Zeilenablenkperiode) liegen. Die Torschaltung 29 liefert verstärkte Farbsynchronsignale (Bursts) an einen Detektor 32 zur automatischen Frequenz- und Phasenregelung (AFPR) und an eine Schaltung 35 zur automatischen Farbregelung (AFR).The amplified signals from the first chrominance amplifier 30 go to a gate circuit 29, o '^ e also Receives tactile signals from the line deflection unit 25. The key signal is the result of positively directed impulses relatively short duration (e.g. of one line blanking interval at a time) shown, between which intervals of longer duration (in each case according to the Image information filled in part of the line deflection period). The gate circuit 29 provides amplified Color sync signals (bursts) to a detector 32 for automatic frequency and phase control (AFPR) and to an automatic color control (AFR) circuit 35.

Der AFPR-Detektor 32 empfängt außerdem ein Farbbezugssignal von einer ersten Ausgangsklemme T\ (Quadratur-Ausgang) eines spannungsgesteuerten Oszillators55. The AFPR detector 32 also receives a color reference signal from a first output terminal T \ (quadrature output) of a voltage controlled oscillator 55.

Der AFPR-Detektor 32 liefert Steuersignale an einen Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 55, um das Bezugsschwingungssignal in Phase und Frequenz synchron mit dem empfangenen Burstsignal zu ω halten. Eine als AFPR-Detektor 32 geeignete Schaltung ist in der USA-Patentschrift 37 40 456 beschrieben, und der spannungsgesteuerte Oszillator 55 kann beispielsweise gemäß der USA-Patentanme7-,ui;g 6 33 462 ausgebildet sein.The AFPR detector 32 supplies control signals to a control input of the voltage controlled oscillator 55, to ω the reference oscillation signal in phase and frequency in synchronism with the received burst signal keep. A circuit suitable as AFPR detector 32 is described in US Pat. No. 3,740,456, and the voltage-controlled oscillator 55 can, for example, according to USA patent application 6 33 462 be trained.

Die Schaltung 35 zur automatischen Farbregelung (AFR-Schaltung) empfängt ebenfalls ein Bezugssignal, und zwar von einer zweiten Ausgangsklemme T2 (In-Phase-Ausgang) des spannungsgesteuerten Oszillators 55. Sie liefert eine Steuerspannung zur Regelung der Verstärkung des. ersten Farbartverstärkers 30. Die von der AFR-Schaltung 35 erzeugte Steuerspannung wird außerdem einer Farbsperre 40 zugeführt, die mit einem zweiten Farbartverstärker 44 gekoppelt ist.The circuit 35 for automatic color control (AFR circuit) also receives a reference signal from a second output terminal T2 (in-phase output) of the voltage-controlled oscillator 55. It supplies a control voltage for regulating the gain of the first chrominance amplifier 30. Die The control voltage generated by the AFR circuit 35 is also fed to a color blocker 40 which is coupled to a second chrominance amplifier 44.

Ein die Verstärkung des Farbartsignals (d. h. die Farbsättigung) steuerndes Potentiometer 45 liegt an einer Betriebsspannung von z.B. +11,2VoIt, während sein Schleifer über eine Klemme 3 mit einem Eingang des zweiten Farbartverstärkers 44 gekoppelt ist.A potentiometer 45 controlling the gain of the chrominance signal (i.e. color saturation) is present an operating voltage of e.g. + 11.2VoIt, while its wiper is coupled to an input of the second chrominance amplifier 44 via a terminal 3.

Ein Farbdemodulator 53 (der geeignete Matrixschaltungen enthalten kann) empfängt die verstärkten als Hilfsträgermodulation vorliegenden Farbartsignale vom zweiten Farbartverstärker 44 und gewinnt daraus Farbdifferenzsignale R- Y, C- Y, und B- Y, die an den Klemmen 5,6 und 7 erscheinen. Diese Farbdifferenzsignale werden am Ende mit dem Leuchtdichtesignal (Y) kombiniert, um getrennte Signale für die Farbkomponenten rot (R), grün (G) und blau (B) zu erzeugen, die der Bildröhre (nicht dargestellt) des Fernsehempfängers zugeführt werden.A color demodulator 53 (which may contain suitable matrix circuits) receives the amplified chrominance signals present as subcarrier modulation from the second chrominance amplifier 44 and uses them to obtain color difference signals R-Y, C-Y and B-Y which appear at terminals 5, 6 and 7. These color difference signals are combined at the end with the luminance signal (Y) to produce separate signals for the color components red (R), green (G) and blue (B) which are fed to the picture tube (not shown) of the television receiver.

Die farbsignalverarbeitende Schaltung 20 enthält ferner eine Farbtonregelstufe, die gemäß der Erfindung aufgebaut und allgemein mit 100 bezeichnet ist.The color signal processing circuit 20 further includes a hue control stage according to the invention is constructed and generally designated 100.

Die Farbtonregelstufe 100 besteht aus einem ersten und einem zweiten Differenzverstärker 130 und 110 und einer Verstärkungs-Steuerschaltung 140.The hue control stage 100 consists of a first and a second differential amplifier 130 and 110 and a gain control circuit 140.

Der Verstärker 110 enthält emittergekoppelte Transistoren 112 und 114, einen Lastwiderstand 115, der vom Kollektor des Transistors 114 über eine Klemme 10 zu einem Versorgungspotential ( + 11,2 Volt) führt, sowie einen Lastwiderstand 116, der vom Kollektor des Transistors 112 zum Versorgungspotential führt. Eine Vorspannungsquelle ( + 4,7 Volt) ist über einen Widerstand 122 mit der Basis des Transistors 112 und über einen zusätzlichen Trennwiderstand 119 mit der Basis des Transistors 114 gekoppelt. Die zweite Ausgangsklemme Γ2 des spannungsgesteuerten Oszillators 55 ist über einen Widerstand 124 mit der Basis des Transistors 114 verbunden, um dieser Basis eine ungedämpfte Welle als Farbbezugs-Hiifsträger (z. B. 3,58 MHz) zuzuführen.The amplifier 110 includes emitter coupled transistors 112 and 114, a load resistor 115, the from the Collector of transistor 114 via a terminal 10 to a supply potential (+ 11.2 volts) leads, as well as a load resistor 116, which leads from the collector of the transistor 112 to the supply potential. One Bias source (+ 4.7 volts) is across resistor 122 to the base of transistor 112 and across an additional isolation resistor 119 coupled to the base of transistor 114. The second output terminal Γ2 of the voltage controlled oscillator 55 is through a resistor 124 to the base of the transistor 114 connected to this base an undamped shaft to be supplied as a color reference support (e.g. 3.58 MHz).

Der Verstärker 130 enthält emittergekoppelte Transistoren 132 und 134. Der Kollektor ües Transistors 132 ist mit dem Kollektor des Transistors 114 und mit dem Lastwiderstand 115 verbunden, um einen Anschluß zur Entnahme eines ersten kombinierten Ausgangssignals der Farbtonregelstufe 100 zu bilden. Der Kollektor des Transistors 134 ist mit dem Kollektor des Transistors 112 und mit dem Lastwiderstand 116 verbunden, um einen Anschluß für ein zweites kombiniertes Äusgangssignal zu bilden. Die Vorspannungsquelle (+ 4,7 Volt) ist über einen Widerstand i36 mit der Basis des Transistors 132 und über einen zusätzlichen Widerstand 135 mit der Basis des Transistors 134 gekoppelt Die Ausgangsklemme T-i des spannungsgesteuerten Oszillators 55 ist über einen Widerstand 137 mit der Basis des Transistors 134 gekoppelt, während die Ausgangsklemme 71 des spannungsgesteuerten Oszillators 55 über einen Widerstand 138 mit der Basis dieses Transistors 134 gekoppelt ist Die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 112 und 134 sind mit Bezugssignalleingängen des Farbdemodulators 53 verbunden, um diesen Eingängen Bezugssignale im Gegentakt und mit steuerbarer Phase zuzuführen.The amplifier 130 includes emitter-coupled transistors 132 and 134. The collector of the transistor 132 is connected to the collector of the transistor 114 and to the load resistor 115 in order to form a connection for taking a first combined output signal of the hue control stage 100. The collector of transistor 134 is connected to the collector of transistor 112 and to load resistor 116 to provide a connection for a second combined output signal. The bias voltage source (+ 4.7 volts) is coupled to the base of transistor 132 through a resistor i36 and to the base of transistor 134 through an additional resistor 135. The output terminal Ti of voltage controlled oscillator 55 is coupled to the base of the transistor through a resistor 137 134 coupled, while the output terminal 71 of the voltage-controlled oscillator 55 is coupled to the base of this transistor 134 via a resistor 138.The collectors of the transistors 112 and 134, which are connected together, are connected to the reference signal inputs of the color demodulator 53 in order to feed these inputs with reference signals in push-pull and with a controllable phase .

Die Steuerschaltung 140 enthält Transistoren 142 und 144, die für Eingangssignale in Differenzschaltung angeordnet sind, sowie einen Vorspannungs-Steuer-The control circuit 140 includes transistors 142 and 144 which are differential circuit for input signals are arranged, as well as a bias control

transistor 160. Der Kollektor des Transistors 142 ist mit den zusammengekoppelten Emittern der Transistoren 112 und 114 des Verstärkers 110 verbunden, und der Emitter des Transistors 142 ist über einen Vorspannungswiderstand 143 mit Masse verbunden. Zwischen der Basis des Transistors 142 und Masse liegt die Serienschaltung eines Vorspannungswiderstands 148 mit einer Temperatureinflüsse kompensierenden Diode 149. Der Kollektor des Transistors 144 ist mit den zusammengekoppelten Emittern der Transistoren 132 und 134 des Verstärkers 130 verbunden, und der Emitter des Transistors 144 ist über einen Vorspannungswiderstand 151 mit Masse verbunden. Die Basis des Transistors 144 ist mit einer Vorspannungsquelle von etwa +1,7 Volt gekoppelt. Zwischen dem Emitter des Transistors 144 und der Basis des Transistors 142 liegen zwei hintereinander geschaltete Vorspannungswiderstände 154 und 155. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 154 und 155 ist an den Emitter des Vorspannungs-Steuertransistors 160 angeschlossen. Der Transistor 160, der als Emitterfolger geschaltet ist, liegt mit seinem Kollektor an der Versorgungsspannung (+11,2 Volt), und seine Basis ist über eine Klemme 4 mit dem Schleifer eines Farbton-Steuerpotentiometers 52 gekoppelt.transistor 160. The collector of transistor 142 is connected to the coupled emitters of transistors 112 and 114 of amplifier 110 , and the emitter of transistor 142 is connected to ground through a bias resistor 143. Between the base of transistor 142 and ground is the series connection of a bias resistor 148 with a temperature compensating diode 149. The collector of transistor 144 is connected to the coupled emitters of transistors 132 and 134 of amplifier 130 , and the emitter of transistor 144 is connected via a Bias resistor 151 connected to ground. The base of transistor 144 is coupled to a source of bias voltage of approximately +1.7 volts. Between the emitter of the transistor 144 and the base of transistor 142 are two series-connected bias resistors 154 and 155. The connection point between the resistors 154 and 155 of bias control transistor 160 is connected to the emitter. The transistor 160, which is connected as an emitter follower, has its collector connected to the supply voltage (+11.2 volts), and its base is coupled to the wiper of a hue control potentiometer 52 via a terminal 4.

Wie in der weiter oben genannten USA-Patentanmeldung beschrieben, liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 55 an seiner Ausgangsklemme Tj ein erstes Bezugsschwingungssignal M (von z. B. 3,58 MHz) einer ersten Phase und an seiner Ausgangsklemme 7} ein zweites Schwingungssignal P, dessen Phase der Phase des Signals M um 90° nacheilt. Um das empfangene Farbartsignal richtig zu demodulieren, kann das Farbbezugssignal M dem empfangenen Farbsynchronsignal (Burst) entweder um 90° voreilen [(R- Y)-Phase] oder um 90° nacheilen [(R- V>Phase]. Im letzteren Fall hat das Signal P dann eine dem Burst entgegengesetzte Phase. Diese Bedingung ist in Fig. 2a veranschaulicht, auf die bei der nachstehenden Erläuterung Bezug genommen wird.As described in the above-mentioned US patent application, the voltage-controlled oscillator 55 supplies a first reference oscillation signal M (of, for example, 3.58 MHz) of a first phase at its output terminal Tj and a second oscillation signal P, whose output terminal 7} Phase lags the phase of signal M by 90 °. In order to demodulate the received chrominance signal correctly, the color reference signal M can lead the received color sync signal (burst) either by 90 ° [(R- Y) - phase] or by 90 ° [(R- V> phase]. In the latter case, has the phase opposite to the burst, the signal P. This condition is illustrated in Fig. 2a, to which reference is made in the explanation below.

Der Widerstand 124, der mit den Widerständen 119 und 122 einen Spannungsteiler bildet, koppelt einen phasengleichen Anteil (p)des Signals P auf die Basis des Transitors 114. Am Ausgang des Transistors 114 erscheint ein gegenphasiges Bezugssignal (—p), und am Ausgang des Transistors 112 erscheint ein gleichphasiges Bezugssignal (p). Der Widerstand 138, der mit den Widerständen 136 und 135 einen Spannungsteiler bildet, koppelt einen gleichphasigen Teil (m) des Signals M auf die Basis des Transistors 134. In diesem Beispiel erzeugen die Spannungsteiler 124,119,122 und 138,135, 136 Eingangssignaie ρ bzw. m im wesentlichen gleichen Betrags, wenn die Ausgangssignale i> und M des Oszillators 55 ihrem Betrag nach gleich sind.The resistor 124 which forms a voltage divider with the resistors 119 and 122, coupled an in-phase portion (p) of the signal P to the base of transistor 114. At the output of the transistor 114 is an anti-phase reference signal appears (- p), and at the output of Transistor 112 appears an in-phase reference signal (p). Resistor 138, which forms a voltage divider with resistors 136 and 135 , couples an in-phase portion (m) of signal M to the base of transistor 134. In this example, voltage dividers 124 , 119, 122 and 138, 135, 136 essentially produce input signals ρ and m, respectively of the same magnitude if the output signals i> and M of the oscillator 55 are equal in magnitude.

Das Signal ρ wird außerdem über den Widerstand 137, der mit den Widerständen 135 und 136 einen Spannungsteiler bildet, auf die Basis des Transistors 134 gekoppelt, um dort einen gleichphasigen Anteil (p') des Signals P zu erzeugen. Der Betrag des Signals p' wird gemäß dem Bereich der von der Farbtonregelstufe 100 zu bewirkenden Phasenregelung gewählt.The signal ρ is also coupled to the base of the transistor 134 via the resistor 137, which forms a voltage divider with the resistors 135 and 136 , in order to generate an in-phase component (p ') of the signal P there. The magnitude of the signal p ′ is selected in accordance with the range of the phase control to be effected by the hue control stage 100.

Das Signal p'wird mit dem Signal m an der Basis des Transistors 134 summiert, um ein kombiniertes Signal (m + p') zu bilden, welches im folgenden mit Signal r bezeichnet wird und dessen resultierende Phase zwischen m und ρ Hegt. Das kombinierte Signal r wird an den Kollektorausgängen der Transistoren 134 und 132 in einer verstärkten gegenphasigen Version (— r) bzw. einer verstärkten gleichphasigen Version (r) wiedergegeben. Das Ausgangssignal, welches über den Lastwiderstand 115 an den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 114 und 132 entwickelt wird, entspricht daher dem Ausdruck (—ρ + r), und das über den Lastwiderstand 116 an den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 112 und 134 entwickelte Ausgangssignal entspricht dem Ausdruck (p — r). Diese beiden Signale haben zueinander entgegengesetzte Phase. The signal p 'is summed with the signal m at the base of the transistor 134 in order to form a combined signal (m + p') which is referred to in the following as signal r and has the resulting phase between m and ρ . The combined signal r is reproduced at the collector outputs of transistors 134 and 132 in an amplified anti-phase version ( -r) and an amplified in-phase version (r), respectively. The output signal is developed across the load resistor 115 to the coupled together collectors of the transistors 114 and 132, therefore, corresponds to the expression (-ρ + r), and corresponds to the developed across the load resistor 1 16 to the coupled together collectors of the transistors 112 and 134 output the expression (p - r). These two signals are in opposite phase to each other.

Die Beträge der einzelnen Signalkomponenten ρ und r in den an den Lastwiderständen 115 und 116 entwickelten Signalen können gesteuert werden, indem man das Maß der Leitung oder die Spannungsverstärkung der Verstärker 110 und 130 ändert. Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 110 und 130 werden in differentieller Weise durch die Stromversorgungstransistoren 142 und 144 der Steuerschaltung 140 gesteuert Die Transistoren 142 und 144 werden ihrerseits als Funktion der Steuerspannung gesteuert, die vom Farbton-Steuerpotentiometer 52 über die Klemme 4, den Emitterfolger 160 und die Vorspannungswiderstände 154 und 155 an die Basis des Transistors 142 bzw. an den Emitter des Transistors 144 gelegt wird. Die Widerstände 154 und 155 sind so dimensioniert, daß sich die relative Leitfähigkeit der Transistoren 142 und 144 in einem gewünschten Maß steuern läßtThe magnitudes of the individual signal components ρ and r in the signals developed across load resistors 115 and 116 can be controlled by changing the amount of conduction or the voltage gain of amplifiers 110 and 130 . The gains of the amplifiers 110 and 130 are controlled in a differential manner through the power supply transistors 142 and 144 of the control circuit 140. The transistors 142 and 144 are in turn controlled as a function of control voltage from the color tone control potentiometer 52 via the terminal 4, the emitter-follower 160 and the Bias resistors 154 and 155 are applied to the base of transistor 142 and the emitter of transistor 144 , respectively. The resistors 154 and 155 are dimensioned so that the relative conductivity of the transistors 142 and 144 can be controlled to a desired extent

Wenn beispielsweise der Schleifer des Potentiometers 52 in die Extremstellung zur Versorgungsspannung (+11,2 Volt) hin gebracht wird, wird der Transistor 144 und somit der Verstärker 130 praktisch nicht-leitend gemacht, während der Transistor 142 und der Verstärker 110 maximale Leitfähigkeit erreichen. Bei dieser Steuerstellung werden an den Lastwiderständen 116 und 115 gleichphasige und gegenphasige Komponenten nur des Signals ρ erzeugt Umgekehrt erreicht die Leitfähigkeit des Transistors 144 und des Verstärkers 130 ein Maximum, wenn das Potentiometer 52 in die andere Extremstellung nach Masse hin gebracht wird. In diesem Fall sind der Transistor 142 und der Verstärker 110 praktisch gesperrt, so daß gleichphasige und gegenphasige Komponenten nur des Signals r an den Lastwiderständen 115 bzw. 116 erzeugt werden.If, for example, the wiper of potentiometer 52 is brought into the extreme position towards the supply voltage (+11.2 volts), transistor 144 and thus amplifier 130 are made practically non-conductive, while transistor 142 and amplifier 110 achieve maximum conductivity. In this control position, in-phase and antiphase components of only signal ρ are generated at load resistors 116 and 115. Conversely, the conductivity of transistor 144 and amplifier 130 reaches a maximum when potentiometer 52 is brought to the other extreme position towards ground. In this case, the transistor 142 and the amplifier 110 are practically blocked, so that in-phase and antiphase components of only the signal r are generated at the load resistors 115 and 116 , respectively.

Wenn das Potentiometer 52 so eingestellt ist, daß die Transistoren 142,144 und die zugeordneten Verstärker UO, 130 gleich stark leiten, dann werden an den Lastwiderständen 115 und 116 Signale ρ und r gleichen Betrags erzeugt Unter dieser Bedingung erscheint am Widerstand 115 ein kombiniertes Ausgangssignal (—ρ + rX während am Widerstand 116 ein kombiniertes Ausgangssignai (p—r/der entgegengesetzten Phase erzeugt wird.If the potentiometer 52 is set in such a way that the transistors 142, 144 and the associated amplifiers UO, 130 conduct equally strongly, then signals ρ and r of the same magnitude are generated at the load resistors 115 and 116. Under this condition, a combined output signal appears at the resistor 115 (- ρ + rX while a combined output signal (p- r / of the opposite phase is generated at resistor 116).

In Fig.2a ist ein Signal + /dargestellt, welches der für einen Fleischfarbton charakteristischen Phase der empfangengen Bildinhalt-Farbartsignale entspricht Unter normalen Betriebsbedingungen hat das +/-Signal eine Phase, die um einen Winkel θΐ von etwa 57° nacheilend gegenüber der Phase des Burstsignals versetzt ist Die Farbtonregelstufe 100 kompensiert positive oder negative Phasenschwankungen, indem sie dafür sorgt, daß sich die Phase eines Farbbezugs-Ausgangssignals symmetrisch um die + /-Signalachse über einen vorbestimmten Arbeitsbereich zwischen den Phasen der Signale ρ und r ändert Das Signal p' wird (mittels der Widerstände 137, 135, 136) gewählt, um diesen Steuerbereich symmetrisch um die /-Phase zu machen. Das heißt, daß + QI-SignaI wird durch2a shows a signal +/- which corresponds to the characteristic phase of the received image content chrominance signals for a meat color tone The hue control stage 100 compensates for positive or negative phase fluctuations by ensuring that the phase of a color reference output signal changes symmetrically about the +/- signal axis over a predetermined operating range between the phases of the signals ρ and r (by means of resistors 137, 135, 136) to make this control range symmetrical about the / phase. That is, the + QI signal is through

Kombinieren der Signale —ρ und r ;m Lastwiderstand 115 abgeleitet, um an den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 114 und 132 ein kombiniertes Signal — ρ + r(+ I) zu erzeugen. Wenn das Potentiometer 52 so eingestellt ist, daß die Verstärker 110 und 130 gleich stark leiten, dann werden im ausgangsseitigen Lastwiderstand 115 gleiche Beträge der Signale — ρ und r miteinander kombiniert Das + /-Signal hat dann also unter den normalen Signalbedingungen eine Phase, die der Phase des Burstsignals um einen Winkel θΐ von etwa 57° nacheilt und der Phase des Signals rum einen Winkel θ₂ voreilt, der gleich dem Winkel θΐ ist. Die Größe des Phasenwinkels θ₂ wird dadurch festgelegt, daß in der oben beschriebenen Weise der vorbestimmte Teil des Signals p, der dem Signal p' entspricht, mit dem Signal m kombiniert wird, um das Signal rzu erzeugen.Combining the signals -ρ and r ; m derived from load resistor 115 to produce a combined signal -ρ + r (+ I) at the coupled collectors of transistors 114 and 132. If the potentiometer 52 is set so that the amplifiers 110 and 130 conduct equally strongly, then the same amounts of the signals - ρ and r are combined with each other in the output-side load resistor 115 lags the phase of the burst signal by an angle θΐ of about 57 ° and leads the phase of the signal rum by an angle θ ₂ which is equal to the angle θΐ. The magnitude of the phase angle θ ₂ is determined by combining, in the manner described above, the predetermined part of the signal p, which corresponds to the signal p ' , with the signal m in order to generate the signal r.

Die F i g. 2b zeigt das Phasenverhalten der Farbtonregelstufe 100, wenn das Farbbezugssignal M gegenüber dem Burstsignal eine um 90° voreilende Phase hat und das Signal P in Phase mit dem Burstsignal ist Gemäß Fig.2b wird das +/-Signal durch Vereinigen der Signale ρ und —rim Lastwiderstand 116 abgeleitet, um an den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 112 und 134 ein kombiniertes Signal p—r zu erzeugen. Das kombinierte Signal entspricht dem gewünschten +/-Signal mit einer Phase und einem symmetrischen Phasenregelbereich, wie sie vorstehend in Verbindung mit dem +/-Signal nach Fig.2a beschrieben worden sind.The F i g. 2b shows the phase behavior of the hue control stage 100 when the color reference signal M has a phase that is 90 ° ahead of the burst signal and the signal P is in phase with the burst signal. According to FIG Load resistor 116 is derived to produce a combined signal p-r at the coupled collectors of transistors 112 and 134. The combined signal corresponds to the desired +/- signal with one phase and a symmetrical phase control range, as described above in connection with the +/- signal according to FIG. 2a.

Die F i g. 3 zeigt eine Farbtonregelstufe 200, die aus zwei ähnlich ausgebildeten Differenzverstärkern 230 und 210, deren gleichphasige Ausgänge jeweils zusammengeschaltet sind, und einer Steuerschaltung 240 besteht. Die Farbtonregelstufe 200 ist in vieler Hinsicht der Stufe 100 ähnlich, der Unterschied liegt bei dem dargestellten Beispiel in der Art und Weise, wie die Kollektorausgänge der Verstärker 210 und 230 angeschlossen sind und wie die Eingangssignale zugeführt werden.The F i g. 3 shows a hue control stage 200, which consists of two similarly designed differential amplifiers 230 and 210, the in-phase outputs of which are each connected together, and a control circuit 240 . The hue control stage 200 is similar in many respects to stage 100 , the difference in the example shown being in the way in which the collector outputs of amplifiers 210 and 230 are connected and how the input signals are fed in.

In der Regelstufe 200 ist der Kollektor eines Transistors 212 des Verstärkers 210 mit dem Kollektor eines Transistors 232 des Verstärkers 230 verbunden, und der Kollektor eines Transistors 214 des Verstärkers 210 ist mit dem Kollektor eines Transistors 234 des Verstärkers 230 verbunden. Ein erster signalvereinigender Ausgangslastwiderstand 215 koppelt die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 212 und 232 mit der Versorungsspannung an der Klemme 10, und ein zweiter signalvereinigender Ausgangslastwiderstand so 216 koppelt die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 214 und 234 mit der Versorgungsspannung. Die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 212, 232 und die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 214, 234 sind mit jeweils zugeordneten Eingängen des Farbdemodulator 53 gekoppeltIn control stage 200 , the collector of a transistor 212 of amplifier 210 is connected to the collector of a transistor 232 of amplifier 230 , and the collector of a transistor 214 of amplifier 210 is connected to the collector of a transistor 234 of amplifier 230. A first signal combining output load resistor 215 couples the connected collectors of transistors 212 and 232 to the supply voltage at terminal 10, and a second signal combining output load resistor so 216 couples the connected collectors of transistors 214 and 234 to the supply voltage. The interconnected collectors of the transistors 212, 232 and the interconnected collectors of the transistors 214, 234 are coupled to respective associated inputs of the color demodulator 53

Zwei Widerstände 224 und 237 koppeln Signale von der Ausgangsklemme 7J des spannungsgesteuerten Oszillators 55 auf die Basis des Transistors 214 des Verstärkers 210 bzw. auf die Basis des Transistors 232 des Verstärkers 23Qi. Ein Widerstand 238 koppelt Signale von der Ausgangsklemme Ti des spannungsgesteuerten Oszillators 55 auf die Basis des Transistors 234 des Verstärkers 230.Two resistors 224 and 237 couple signals from output terminal 7J of voltage controlled oscillator 55 to the base of transistor 214 of amplifier 210 and to the base of transistor 232 of amplifier 23Qi, respectively. Resistor 238 couples signals from output terminal Ti of voltage controlled oscillator 55 to the base of transistor 234 of amplifier 230.

Es sei daran erinnert, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 55 ausgangsseitig ein Bezugsschwingungssignal M liefert welches gegenüber den Burstsignalen eine Phasenverschiebung von 90° hat (Phasenquadratur). Diese Phasenverschiebung kann im Grunde voreilend oder nacheilend sein. Im Falle der Fig.3 liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 55 ein erstes Signal M, welches dem Burstsignal um 90° nacheilt, und ein zweites Bezugssignal P, welches dem Signal M um 90° voreilt. Die Farbtonregelstufe 200 arbeitet ähnlich wie die Farbtonregelstufe 100, mit Ausnahme der nachstehend beschriebenen Besonderheiten.It should be remembered that the voltage-controlled oscillator 55 supplies a reference oscillation signal M on the output side, which has a phase shift of 90 ° with respect to the burst signals (phase quadrature). This phase shift can basically be leading or lagging. In the case of FIG. 3, the voltage-controlled oscillator 55 supplies a first signal M, which lags the burst signal by 90 °, and a second reference signal P, which leads the signal M by 90 °. The hue control stage 200 operates similarly to the hue control stage 100, with the exception of the specifics described below.

Der Widerstand 237 der Farbtonregelstufe 200 koppelt das P-Signal auf jenes Ende des Widerstands 235, das dem Basiseingang des Transistors 234 des Verstärkers 230 abgewandt ist. Ein Teil (p')des Signals P erscheint an der Basis des Transistors 232. An der Basis des Transistors 234 wird ein Signal m entwickelt, wie es oben in Verbindung mit F1 g. 1 beschrieben wurde. Durch den Widerstand 235 fließen den Signalen p'und m entsprechende Signalströme in entgegengesetzten Richtungen (die Basisströme der Transistoren 232 und 234 sind vernachlässigbar), so daß am Widerstand 235 eine von den Signalen p'und m abhängige Differenzsignalspannung abfällt. Was den Ausgang des Transistors 234 angeht kann die am Widerstand 235 erscheinende Spannung als gleich mit (m— ρ^betrachtet werden, die, im folgenden als Signal r bezeichnet am Kollektor des Transistors 234 ein Ausgangsignal — r erzeugt. Außerdem verstärkt der Differenzverstärker 230 das am Widerstand 235 erscheinende Signal, um am Kollektor de"Transistors 232 ein Ausgangssignal +rzu erzeugen. Der Verstärker 210 liefert am Kollektor des Transistors 212 ein Ausgangssignal +p und am Kollektor des Transistors 214 ein Ausgangssignal —p. Somit entspricht das an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 212 und 232 über den Lastwiderstand 215 erzeugte Ausgangssignal der Größe ρ + r, und das an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 214 und 234 über den Lastwiderstand 216 erzeugte Signal entspricht der Größe — ρ — r. Die relativen Beträge der Signale ρ und rund die Phasen dieser kombinierten Signale werden abhängig von der Einstellung des Potentiometers 52 gesteuert wie es in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben wurde.The resistor 237 of the hue control stage 200 couples the P signal to that end of the resistor 235 which faces away from the base input of the transistor 234 of the amplifier 230. A portion (p ') of signal P appears at the base of transistor 232. A signal m is developed at the base of transistor 234 , as described above in connection with F1 g. 1 was described. Signal currents corresponding to the signals p 'and m flow through the resistor 235 in opposite directions (the base currents of the transistors 232 and 234 are negligible), so that a differential signal voltage which is dependent on the signals p' and m drops across the resistor 235. As far as the output of transistor 234 is concerned, the voltage appearing across resistor 235 can be regarded as equal to (m - ρ ^, which, hereinafter referred to as signal r, produces an output signal - r at the collector of transistor 234. In addition, differential amplifier 230 amplifies this to 232 + RZU generate appearing at the resistor 235 signal at the collector de "transistor an output signal. the amplifier 210 provides the collector of the transistor 212, an output signal + P and the collector of transistor 214 -p an output signal. Thus, this corresponds to the interconnected collectors of the transistors 212 and 232 via the load resistor 215 generated output signal of the size ρ + r, and the signal generated at the interconnected collectors of the transistors 214 and 234 via the load resistor 216 corresponds to the size - ρ - r. The relative magnitudes of the signals ρ and round the phases of these combined signals are controlled depending on the setting of potentiometer 52 as it is in connection with F i g. 1 was described.

Die F i g. 4a veranschaulicht das Phasenverhalten der Farbtonregelstufe 200 für den Fall, daß das Signal Pvom spannungsgesteuerten Oszillator 55 dem Signal M um einen Phasenwinkel von 90^c voreilt und das das Signal M seinerseits dem Burstsignal um einen Phasenwinkel von 90° nacheilt In Fig.4a entspricht das Signal + / dem kombinierten Ausgangssignal ρ + r an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 212 und 232. Die Fig.4b veranschaulicht das Phasenverhalten der Farbtonregelstufe 200 fur den Fail, daß das Signal M dem Burstsignal um einen Phasenwinkel von 90° voreilt In Fig.4b entspricht das Signal + / dem kombinierten Ausgangssignal —ρ — r an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren 214 und 234. The F i g. 4a illustrates the phase behavior of the tone control stage 200 in the event that the signal Page by the signal M is leading the voltage-controlled oscillator 55 by a phase angle of 90 ^c and the signal M in turn lags the burst signal by a phase angle of 90 ° In 4a the signal corresponds to + / the combined output signal ρ + r at the interconnected collectors of the transistors 212 and 232. FIG. 4b illustrates the phase behavior of the hue control stage 200 in the event that the signal M leads the burst signal by a phase angle of 90 ° in FIG. 4b the signal +/- the combined output signal -ρ - r at the connected collectors of transistors 214 and 234.

Die in den F i g. 4a und 4b eingetragenen Phasenwinkel Θ, und Θ2 und das dort gezeigte Signal + / sind verwandt mit den entsprechend bezeichneten Phasenwinkeln und dem + /-Signal in den F i g. 2a und 2b. Die Farbtonregelstufe 200 liefert das gewünschte + /-Signal mit einer Phase und symmetrischem Phasenregelbereich, wie es in Verbindung mit der Farbtonregelstufe 100 beschrieben wurde.The in the F i g. 4a and 4b entered phase angles Θ, and Θ2 and the signal + / shown there are related to the correspondingly designated phase angles and the + / signal in FIGS. 2a and 2b. The hue control stage 200 supplies the desired +/- signal with a phase and a symmetrical phase control range, as has been described in connection with the hue control stage 100 .

Es ist zu bemerken, daß die Signale ρ und Π7 in F i g. 2a gegenphasig (d.h. um 180° phasengedreht) zu den entsprechenden Signalen ρ und λ; in Fig.2b sind. FürIt should be noted that the signals ρ and Π7 in FIG. 2a out of phase (i.e. 180 ° out of phase) to the corresponding signals ρ and λ; in Fig.2b. For

jede der in den F i g. 2a und 2b gezeigten Signalbedingungen wird das gewünschte Ausgangssignal + / und symmetrisches Phasenverhalten an den Gegentaktausgängen der Farbtonregelstufe 100 erhalten. Mit der Farbtonregelstufe 100 wurde zwar eine Ausführung beschrieben, die Gegentakt-Ausgangssignale an zwei Widerständen 115 und 116 erzeugt; es sei jedoch angemerkt, daß die F i g. 2a und 2b und die dazugehörige Beschreibung auch veranschaulichen sollen, wie eine gewünschte Signalphase (z. B. +1) für jede von zwei Eingangssignalbedingungen (mit den Fig.2a und 2b angedeutet) von einem Verstärker erzeugt und symmetrisch gesteuert werden kann, der nur einen Eintaktsignalausgang haben mag (z. B. ein Verstärker, in dem nur ein einziger Lastwiderstand entsprechend dem Widerstand 115 oder 116 der Verstärker 110, 130 verwendet werde). Vorstehendes gilt entsprechend auch für die Farbtonregelstufe 200 nach F i g. 3 und die zugehörigen Diagramme nach den Fig.4a und 4b, die eine zweite Gruppe von Eingangssignalbedingungen zeigen.each of the in Figs. 2a and 2b, the desired output signal + / and symmetrical phase behavior is obtained at the push-pull outputs of the hue control stage 100. With the hue control stage 100, an embodiment has been described which generates push-pull output signals at two resistors 115 and 116; it should be noted, however, that FIG. 2a and 2b and the associated description are also intended to illustrate how a desired signal phase (e.g. + 1) for each of two input signal conditions (indicated with FIGS. 2a and 2b) can be generated and controlled symmetrically by an amplifier which only may have a single ended signal output (e.g. an amplifier in which only a single load resistor corresponding to resistor 115 or 116 of amplifiers 110, 130 is used). The above also applies correspondingly to the hue control stage 200 according to FIG. 3 and the associated diagrams according to FIGS. 4a and 4b, which show a second group of input signal conditions.

Es sei auch erwähnt, daß die Größe des Phasenwinkels θ zwischen den Signalen m und r und somit die Cröße von Θ2 durch Justierung des Betrags des Signals p' geändert werden kann, um für jeden speziellen Anwendungsfall den jeweils erforderlichen Phasenregelbereich zu erhalten. Eine solche Änderung bedeutet nur die Bildung eines anderen Widerstandsverhällnisses (eine relativ genau kontrollierbare Größe) und erfordert nicht die Verwendung von Kondensatoren oder anderer reaktiver Elemente. Obwohl die Erfindung vorstehend anhand spezieller schaltungstechnischer Ausführungsformen erläutert wurde, sind auch andere Anordnungen möglich, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.It should also be mentioned that the size of the phase angle θ between the signals m and r and thus the size of Θ2 can be changed by adjusting the magnitude of the signal p ' in order to obtain the required phase control range for each specific application. Such a change only means the formation of a different resistance ratio (a quantity that can be controlled relatively precisely) and does not require the use of capacitors or other reactive elements. Although the invention has been explained above on the basis of specific circuit embodiments, other arrangements are also possible without departing from the scope of the invention.

Beispielsweise kann das Signal M auch über Mittel wie etwa einen zusätzlichen Widerstand (nicht dargestellt) auf den Basiseingang des Transistors 114 in F i g. 1 (oder im Falle der Fig.3 auf den Basiseingang des Transistors 212) gekoppelt werden, um so durch Erzeugung eines zusätzlichen Eingangs-Wechselsignals (d. h. m' oder — m'J eines gewünschten Betrags und einer gewünschten Phase an diesen Eingängen eine größere Flexibilität im Betrieb der jeweiligen Schaltung zu haben. Das zusätzliche Eingangssignal bringt in Verbindung mit dem an den besagten EingängenFor example, the signal M can also be applied to the base input of the transistor 114 in FIG. 1 (or in the case of FIG. 3 to the base input of the transistor 212) in order to achieve greater flexibility by generating an additional input alternating signal (ie m ' or -m'J of a desired amount and a desired phase at these inputs in the operation of the respective circuit. The additional input signal brings in connection with the one at the said inputs

liegenden Eingangssignal ρ einen noch mehr gedehnten Phasenregelbereich, und zwar auf eine Art, die analog der beschriebenen Dehnung des Phasenregelbereichs durch die Signale p'und —p'ist Aus der vorangegangenen Beschreibung und den zugehörigen Figuren läßt sich ferner erkennen, daß die Signale p'und —p'dazu verwendet werden können, eine Kompression des Phasenregelbereichs (auf weniger als den Bereich zwischen Pund M)zu bewirken und daß die Signale m' und — /n'zusätzlich herangezogen v/erden können, das Maß der Kompression des Phasenregelbereichs weiter zu erhöhen. Man kann also die Verschiedenesten Kombinationen von Bezugs-Eingangssignalen ausgewählter Phasen und Beträge benutzen, um das PhasenverhaUen der Schaltung auf den jeweiligen Anwendungsfall zuzuschneiden.lying input signal ρ has an even more expanded phase control range, in a way that is analogous to the described expansion of the phase control range by the signals p 'and -p'. It can also be seen from the preceding description and the associated figures that the signals p ' and - p 'can be used to effect a compression of the phase control range (to less than the range between P and M) and that the signals m' and - / n 'can additionally be used, the degree of compression of the phase control range further to increase. The most varied combinations of reference input signals of selected phases and magnitudes can therefore be used in order to tailor the phase behavior of the circuit to the respective application.

Man kann Einstelle der beschriebenen signalvereinigenden Lastwiderstände 115, 116 und 215, 216 auch aktive Signalvereinigungsschaltungen vorsehen und Eintakt-Verstärkerausgänge heranziehen. Außerdem können die Steuerschaltungen 140 und 240 aus emittergekoppelten Differenzverstärkerstufen bestehen, und die 'Rollen der Verstärkerstufen 110, 130 und 210, 230 und der zugeordneten Steuerschaltungen 140 und 240 können vertauscht werden.You can set the signal combining described Load resistors 115, 116 and 215, 216 also provide active signal combination circuits and Use single ended amplifier outputs. In addition, the control circuits 140 and 240 can be selected Emitter-coupled differential amplifier stages exist, and the 'roles of the amplifier stages 110, 130 and 210, 230 and the associated control circuits 140 and 240 can be interchanged.

Hierzu 3 Blatt ZeichnungenFor this purpose 3 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. A controllable phase shifter which has the following devices: a first and a second signal source for two alternating signals of the same frequency but different phase positions with respect to a reference phase; a first amplifier having a gain control input and a signal input coupled to the first signal source; a second amplifier having a gain control input and a signal input coupled to the second signal source; a combining arrangement which generates a resultant output signal by summing output signals of the first and second amplifiers; gain control means coupled to the gain control inputs of the first and second amplifiers for controlling their signal gains to change the phase of the resulting output signal, characterized in that the range between the phases of the first and second alternating signals (M and P) is from distinguishes a desired range of the phase control and that a coupling device (137; 237) is provided which couples a third alternating signal (p ') from the second signal source (Ti) to the signal input of the first amplifier (130; 230), which one to the second alternating signal proportional amount and the same or opposite phase as this, so that depending on changes in the gain control signals supplied by the gain control device (140; 240), the phase of the resulting output signal can be changed in a range between the phase of a resultant (r) that of the signal input of the first ampl The alternating signals fed to rkers and the phase of the signal input of the second amplifier (110; 210) is supplied alternating signal, without disturbing the phase positions of the first and aes second alternating signal with respect to the reference phase.

2. Controllable phase shifter according to claim 1, characterized in that the amount of the first alternating signal (M) is in a predetermined proportional relationship to the amount of the second alternating signal ffy.

3. Controllable phase shifter according to claim 1 or 2, characterized in that the amounts of the first and second alternating signals (M and P) are essentially equal to one another.

4. Controllable phase shifter according to claim 1, 2 or 3, characterized in that the first and second alternating signals ('mouth P) are m phase quadrature to one another.

5. Controllable phase shifter according to one of the preceding claims, characterized in that the second alternating signal (P) has a lagging phase compared to the first alternating signal (M) and that aie coupling device (137) from the second signal source (Ti) to the signal input of the first amplifier (130), the third alternating signal (p ') is generated in phase with the second alternating signal and that the combining arrangement (115, 116) sums the signals from outputs of the first amplifier (UO) and the second amplifier (130) in antiphase (Fig. 1).

6. Controllable phase shifter according to claim 5,

characterized in that an additional coupling device (not shown) leads from the first signal source (Ti) to the signal input of the second amplifier (110) in order to generate a further alternating signal at this signal input, the magnitude of which is proportional to the magnitude of the first alternating signal (M) and which is in phase with the first signal

7. Controllable phase shifter according to one of claims 1 to 4, characterized in that the second alternating signal (P) has a phase leading to the first signal (M) and that the coupling device (237) from the second signal source (Ti) to The signal input of the first amplifier (230) leads, the third alternating signal {-p ') is generated in phase opposition to the second alternating signal and the combining arrangement (215, 216) sums the signals from the outputs of the first and second amplifiers which are in phase with one another (F i g. 3).

8. Controllable phase shifter according to claim 7, characterized in that from the first signal source an additional coupling device (not shown) leads to the signal input of the second amplifier (210) in order to generate a further alternating signal at this signal input, the amount of which is proportional to the amount of the first Alternating signal (M) and whose phase is opposite to that of the first signal.

9. Controllable phase shifter according to one of the preceding claims, characterized in that the combination arrangement of a broadband resistor network (115, 116; 215, 216) consists.

10. Controllable phase shifter according to claim 5, characterized in that the first amplifier consists of a first differential amplifier (130), which includes a first and a second transistor, the emitters of which are coupled to one another and each of which has a signal input, a gain control input and a collector output having;

that the second amplifier consists of a second differential amplifier (110), the third and a fourth transistor, the emitters of which are coupled together and each of which has one Signal input, a gain control input and a collector output, wherein the Collector outputs of the third and fourth transistor with those in phase opposition Collector outputs of the second and first transistor are connected;

that the second signal source (Ti) is coupled to a signal input of the second amplifier (110) via a first input network (119, 122, 124) and also coupled to a signal input of the first amplifier (130) via a second input network (135 to 138) is to generate the third alternating signal (p ') there as a signal in phase with the second alternating signal (P) , and that the first signal source (Ti) is also coupled to this signal input via the second input network;

that the gain control means comprises a third differential amplifier (140) with a fifth and a sixth transistor (144, 142) whose collector outputs are connected to the gain control inputs of the first or the second

Amplifiers (130 or 110) are coupled to the signal gains of the first and second amplifiers steer differentially;

that the combination arrangement consists of a signal-combining impedance network (115 and / or 116), which is connected to at least one pair of collector outputs of the first and second amplifier is connected (Fig-1).

11. Controllable phase shifter according to claim 10, characterized in that the collector output of the fifth transistor (144) is connected to the Emitters of the first and the second transistor (132, 134) of the first amplifier (130) is coupled and that the collector output of the sixth transistor (142) with the interconnected Emitters of the third and fourth transistor (112, 114) of the second amplifier (110) is coupled and that the first input network (119, 122, 124) with the base electrodes of the Transistors of the second amplifier is coupled and that the second input network (135 to 138) is coupled to the base electrodes of the transistors of the first amplifier

12. Controllable phase shifter according to claim 10 or 11, characterized in that the impedance network consists of an interconnected with the Collectors of the first and fourth transistors (132,114) coupled to the first resistor (115) and one with the interconnected collectors of the second and third transistor (134, 112) coupled second resistor (116).

13. Controllable phase shifter according to claim 10, 11 or 12, characterized in that the first input network has a third resistor (124) coupling the second alternating signal (P) to the base of the fourth transistor (114), a third resistor (124), the base of the third transistor (112 ) has a fourth resistor (122) coupling a bias potential and a fifth resistor (119) connected between the base electrodes of the third and fourth transistors.

14. Controllable phase shifter according to one of claims 10 to 13, characterized in that the second input network has a first alternating signal (M) on the base of the second transistor (134) coupling sixth resistor (138), a second alternating signal (P) a seventh resistor (137) coupling the base of the second transistor, an eighth resistor (136) coupling the base of the first transistor (132) to a bias potential, and a ninth resistor (135) connected between the base electrodes of the first and second transistors.

15. Controllable phase shifter according to one of claims 10 to 14, characterized in that the sixth transistor (142) in the third differential amplifier (140) also has an emitter coupled to a reference potential and a base coupled to a t, o circuit point; that the fifth Transis ^l or is (144) coupled at its base to a bias ^(J otential and its emitter connected to the Bezugspol'tntial and to said node that is coupled to said circuit node, a control voltage source (160) to the To change the conductivity of the fifth and the sixth transistor differentially depending on the amount of the control voltage.

16. Controllable phase shifter according to claim 7, characterized in that the first amplifier consists of a first differential amplifier (230) with a first and a second transistor, the emitters of which are coupled to one another and whose each has a signal input, a gain control input and a collector output; that the second amplifier consists of a second differential amplifier (210) with a third and a fourth transistor whose emitters are coupled together and each of which is one Signal input, a gain control input and a collector output, wherein the Collective outputs of the third and fourth transistor with the respective ones in phase with them Collector outputs of the third and fourth transistors are connected;

that the second signal source (T2) is coupled to a signal input of the second amplifier via a first input network (219, 222, 224) and is also coupled to a signal input of the first amplifier via a second input network (235 to 238) to the third amplifier there To generate alternating signal (-p) as a signal in phase opposition to the second alternating signal (P) , and that the second input network also couples the first signal source (T \) to said signal input;

in that the gain control means comprises a third differential amplifier (240) having a fifth and a sixth transistor (244, 242), the collector outputs of which are coupled to the gain control inputs of the first and second amplifiers, in order to differentially control the signal gains of the first and second amplifiers;
that the combination arrangement consists of a signal-combining impedance network (215 or 216) which is coupled to at least one pair of mutually in-phase collector outputs of the first and second amplifier (FIG. 3).

17. Controllable phase shifter according to claim 16, characterized in that the collector output of the fifth transistor (244) is connected to the interconnected Emitters of the first and second transistor (232, 234) of the first amplifier (230) is coupled and that the collector output of the sixth transistor (242) with the interconnected Emitters of the third and fourth transistor (212, 214) of the second amplifier (210) is coupled and that the first (219, 222, 224) and the second input network (235 to 238) with the Base electrodes of the transistors of the second and the first amplifier are coupled.

18. Controllable phase shifter according to claim 16 oderl7, characterized in that the impedance network one to the interconnected collectors of the first and third transistor (232, 212) coupled first resistor (215) and one with the interconnected collectors of the second and fourth transistor (234,214) coupled second resistor (216).

19. Controllable phase shifter according to one of claims 16 to 18, characterized in that the first input network has a third resistor coupling the second alternating signal (P) to the base of the fourth transistor (214)

(224), a fourth coupling the base of the third transistor (212) to a bias potential Resistor (222) and a connected between the base electrodes of the third and fourth transistor has fifth resistor (219).

20. Controllable phase shifter according to one of claims 16 to 19, characterized in that the second input network has a sixth resistor (238) coupling the first alternating signal (M) to the base of the second transistor (234) and a second alternating signal (P) a seventh resistor (237) coupling the base of the first transistor (232), an eighth resistor (236) coupling the base of the first transistor to a bias potential, and a ninth resistor (235) connected between the base electrodes of the first and second transistors.